JP2006333019A - 光電気変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】検出した光信号を電気信号に変換する光検出素子を有する光電気変換回路において、光検出素子により変換された信号成分に対して十分な利得を得つつ、電源電圧を低下させた場合でも光検出素子を正常に動作させることを目的とする。
【解決手段】光検出素子２と電圧源３との間に直列に接続された誘導性負荷４を備えたことで、誘導性負荷４のコイルのインダクタンスＬにより、電流信号Ｉの信号成分を電圧信号Ｖの信号成分に変換し十分な利得を得ることができる。一方で、コイルが有する内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できる程度に小さいので、電圧源３が供給するバイアス電圧ＶＤＤをほぼそのまま、光検出素子２に供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２の動作に必要な逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、検出した光信号を電気信号に変換する光検出素子を有する光電気変換回路に関する。

半導体レーザを光源とした通信システムにおいては、一般的に半導体レーザは周囲の温度によってレーザの光の出力が変化してしまうため、周囲の温度に応じて駆動電流を調整する周辺回路を付加する必要がある。

これに対し、システムの低コスト化、低消費電力化の要請から、近年、このような周辺回路を使用しない通信システムが提案されている。図１３は、温度制御を行わない半導体レーザのパワースペクトルを示すグラフである。縦軸は電力密度を、横軸は周波数をそれぞれ表す。同図に示すように半導体レーザの雑音は低周波数領域に集中する。

このような半導体レーザをキャリアバンド通信に適用する場合には、送信側では、搬送波の周波数を、雑音が支配的な低周波数領域より高い周波数ｆ_０に設定し、通信に必要な周波数帯域を確保する。さらに受信側では、検出した光信号を電気信号に変換するフォトダイオードなどの光検出素子を有する光電気変換回路などを用いて受信回路を構成する（例えば、特許文献１を参照）。

図１４は温度制御を行わない半導体レーザを光源とした通信システムの受信回路の概略的な構成を示す回路図である。同図の受信回路は、光電気変換回路１３、１段目の増幅器５、バンドパスフィルタ６、２段目の増幅器７で構成される。

光電気変換回路１３は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子２と、光検出素子２にバイアス電圧を供給する電圧源３と、光検出素子２と電圧源３の間に直列に接続された負荷抵抗１４とを有する。負荷抵抗１４は抵抗値Ｒを有する。

具体的には、負荷抵抗１４の一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子２のカソード側（陰極）の端子に接続される。負荷抵抗１４の他方の端子が光電気変換回路の出力端子４２に電気的に接続される。光電気変換回路１の出力端子４２が次段の増幅器５の入力端子に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０は、電圧源３により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子２のアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子２にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードを動作させるために必要な逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤをフォトダイオードの両端に印加する。

このような構成により、光電気変換回路１３において、光検出素子２により変換された電流信号Ｉは、抵抗値Ｒを有する負荷抵抗１４により電圧信号に変換されるので、出力端子４２から出力される出力電圧Ｖは、次の式（４）で表すことができる。

Ｖ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × Ｒ ・・・・・・（４）
これにより、受信回路は、１段目の増幅器５により電圧信号Ｖを増幅し、バンドパスフィルタ６により所定の周波数帯域の信号成分を通過させ、２段目の増幅器７によりバンドパスフィルタ６を通って出力された信号を増幅し、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

図１５は、光電気変換回路１３に供給する電源電圧ＶＤＤの値を変化させた場合における、光電気変換回路１３の出力電圧Ｖの時間変化を概略的に表したグラフである。同図では、縦軸は出力電圧、横軸は時間を表している。Ｖは電源電圧の値がＶＤＤのときの出力電圧を表し（図中の実線で示した出力電圧）、Ｖ´は電源電圧の値がＶＤＤ´のときの出力電圧を表す（図中の破線で示した出力電圧）。ここで出力波形は簡略化のため正弦波とした。フォトダイオードＶ_ＰＤと電源電圧との関係は以下の式を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ´ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（５）
光電気変換回路１３の出力電圧Ｖの利得を大きくするために負荷抵抗の抵抗値Ｒを大きくした場合、同図に示すように、電源電圧ＶＤＤの値が高ければ十分なバイアス成分を確保できるので、出力電圧Ｖの信号成分は十分な利得を得ることができる。
特開２００３−１１０３６８号公報

しかしながら、近年は、更なる低消費電力の要請とＭＯＳトランジスタの微細化により、回路に供給する電源電圧の値を低下させる傾向にある。同図に示すように、光電気変換回路１３において、電源電圧ＶＤＤ´の値が低ければバイアス成分を確保できず、出力電圧Ｖ´の信号成分は十分な利得を得ることができなくなり、信号成分の振幅が光検出素子２の逆バイアス電圧の値Ｖ_ＰＤを下回ってしまう。

このため、光検出素子２が正常に動作しなくなることに加えて、光検出素子２の寄生容量Ｃ_ＰＤの影響が無視できなくなり、光電気変換回路１３の出力端子４２に出力される出力電圧Ｖの高周波数成分が減衰されてしまう。

本発明は、上記問題点に鑑み、検出した光信号を電気信号に変換する光検出素子を有する光電気変換回路において、光検出素子により変換された信号成分に対して十分な利得を得つつ、電源電圧を低下させた場合でも光検出素子を正常に動作させることを目的とする。

本発明に係る光電気変換回路は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子と、光検出素子にバイアス電圧を供給する電圧源と、光検出素子と電圧源との間に直列に接続された誘導性負荷を備えた電流電圧変換手段とを有することを特徴とする。

本発明にあっては、光検出素子と電圧源との間に直列に誘導性負荷を接続したことで、誘導性負荷はコイルと抵抗とを備えているので、このコイルのインダクタンスにより、光検出素子が光を検出して発生させた電流信号の信号成分を電圧信号に変換することができる。一方で、誘導性負荷の抵抗が有する抵抗値を無視できる程度に小さく設定した場合には、電圧源が供給するバイアス電圧をほぼそのまま、光検出素子に供給することができる。

上記光電気変換回路の電流電圧変換手段は、誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とを更に備えたハイパスフィルタであることを特徴とする。

本発明にあっては、誘導性負荷と、誘導性負荷に対して直列に接続した負荷抵抗とを備えたハイパスフィルタにより、出力電圧の低周波数帯域の信号成分を減衰させ、高周波数帯域の信号成分を通過させることができる。

上記光電気変換回路の電流電圧変換手段は、誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷と、誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とを更に備えたバンドパスフィルタであること特徴とする。

本発明にあっては、誘導性負荷と、誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷と、誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とで構成されたバンドパスフィルタにより、
出力電圧における所定の周波数帯域の信号成分のみを通過させ、それより低い周波数帯域の信号成分と高い周波数帯域の信号成分とを減衰させることができる。

上記光電気変換回路の電流電圧変換手段は、誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷と、誘導性負荷に対して並列に接続された負荷抵抗とを更に備えたＬＣ並列共振回路であることを特徴とする。

本発明にあっては、誘導性負荷と、誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷と、
誘導性負荷に対して並列に接続された負荷抵抗とで構成されたＬＣ並列共振回路により、共振周波数における出力電圧の信号成分のみを通過させ、共振周波数以外の周波数の信号成分を減衰させることができる。

上記光電気変換回路の光検出素子は、フォトダイオード、ｐｉｎフォトダイオード、アバランシフォトダイオード、フォトトランジスタのうちの少なくとも１つであることが望ましい。

本発明の光電気変換回路によれば、光検出素子により変換された信号成分に対して十分な利得を得つつ、電源電圧を低下させた場合でも光検出素子を正常に動作させることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略を示す構成図である。同図の受信回路は、光電気変換回路１、１段目の増幅器５、バンドパスフィルタ６、２段目の増幅器７で構成される。

光電気変換回路１は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子２と、光検出素子２にバイアス電圧を供給する電圧源３と、光検出素子２と電圧源３との間に直列に接続された誘導性負荷４（図中の破線で囲んだ部分）とを有する。誘導性負荷４にはインダクタンスＬを有するコイルを使用し、コイルは抵抗値Ｒ_Ｌの内部抵抗を有する。

具体的には、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子２のカソード側（陰極）の端子に接続される。コイルの他方の端子が光電気変換回路の出力端子４２に電気的に接続される。光電気変換回路１の出力端子４２が次段の増幅器５の入力端子に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０には、電圧源３により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子２のアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子２にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードの両端には逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを印加する。Ｖ_ＰＤはフォトダイオードを正常に動作させるために必要な逆バイアス電圧であり、電源電圧ＶＤＤとは以下の関係式（１）を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（１）
このような構成により、光電気変換回路１において、光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉは、インダクタンスＬを有するコイル及び抵抗値Ｒ_Ｌを有する内部抵抗により電圧信号に変換されるので、出力端子４２から出力される出力電圧Ｖは、次の式（２）で表すことができる。ここでωは信号成分の角周波数である。

Ｖ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × （Ｒ_Ｌ ＋ ｊωＬ） ・・・・・・（２）
式（２）示すように、誘導性負荷４のコイルが有するインダクタンスＬにより、電流信号Ｉの信号成分が電圧信号Ｖの信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど小さいことから、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができる。これにより、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２に供給する逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。

次に図１の受信回路において、光電気変換回路１の後段に接続された増幅器５又は増幅器７、バンドパスフィルタ６について説明する。１段目の増幅器５は、光電気変換回路１の出力端子４２から出力された電圧信号を増幅する。バンドパスフィルタ６は、所定の周波数帯域の信号成分を通過させ、それより低い周波数帯域の信号成分と高い周波数帯域の雑音成分とを減衰させる。２段目の増幅器７は、バンドパスフィルタ６を通って出力された信号を増幅し出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

増幅器５又は増幅器７には、例えばオペアンプなどの差動増幅回路を使用し、信号成分に対するノイズ成分などを考慮して、入力信号に対して出力信号が所望の電圧利得を得るように設計する。図２の回路図は、図１の受信回路で使用する増幅器の構成例を示している。同図の（ａ）に示す増幅器は、差動増幅回路を用いて構成される。差動増幅回路の正相入力端子（同図のプラス側）には増幅器の入力端子ＩＮが接続され、逆相入力端子（同図のマイナス側）には予め設定された一定の基準電圧Ｖｒｅｆが供給される。差動増幅回路の出力が増幅器の出力端子ＯＵＴに接続される。ここでは電源電圧を供給する電圧源及び接地電位は省略してある。
これにより、差動増幅回路は、逆相入力端子から入力された電圧信号と基準電圧Ｖｒｅｆの大小を比較し、入力電圧が大きければ電源電圧の値を出力し、小さければ接地電位を出力する。このような回路は、一般にアナログ信号をデジタル信号へ変換するための波形整形用論理ゲート等に使用される。

同図の（ｂ）に示す増幅器は、差動増幅回路を用いて構成される。差動増幅回路の正相入力端子（同図のプラス側）には増幅器の入力端子ＩＮが接続され、逆相入力端子（同図のマイナス側）には増幅器の出力端子ＯＵＴが帰還接続されている。これにより、増幅器の増幅利得は１となる。このような回路は、ボルテージフォロワ回路とよばれ、一般に抵抗性負荷や大きな容量の負荷を駆動するために使用される。

図３は、図２の増幅器に使用する差動増幅回路の構成を示した回路図である。同図に示す差動増幅器は、差動入力段と、カレントミラー負荷回路と、定電流源とで構成される。

差動入力段は、２つの等価なｎチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ１，Ｑ２で構成される。カレントミラー負荷回路は、２つの等価なｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ３，Ｑ４で構成され、Ｑ３とＱ４のソース電極とゲート電極が共通になっているので、両ＭＯＳトランジスタには同一のドレイン電流が流れる。定電流源には、例えば、ｎチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、飽和領域で動作させることで一定のドレイン電流を生成し、同相信号成分の増幅を抑制する。これにより、差動増幅器は、Ｑ１，Ｑ２のゲートに入力された差動信号を増幅しＱ２のドレインから出力する。

このような構成としたことで、受信回路は、１段目の増幅器５により光電気変換回路１から出力された電圧信号Ｖを増幅し、バンドパスフィルタ６により所定の周波数帯域の信号成分を通過させ、２段目の増幅器７により、バンドパスフィルタ６から出力された信号を増幅し、出力電圧Ｖｏｕｔを出力する。

したがって、第１の実施の形態によれば、光検出素子２と電圧源３との間に直列に誘導性負荷４を接続したことで、誘導性負荷４のコイルのインダクタンスＬにより、光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉの信号成分を電圧信号Ｖの信号成分に変換し十分な利得を得ることができる。一方で、コイルの内部抵抗が有する抵抗値Ｒ_Ｌは無視できる程度に小さいので、電圧源３が供給するバイアス電圧ＶＤＤをほぼそのまま、光検出素子２に供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２の逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができ、光検出素子２を正常に動作させることが可能となる。

尚、第１の実施の形態において、図１で示した光電気変換回路１の後段に接続した増幅器が有する差動増幅器は、図３で示したように、差動入力段には、２つの等価なｎチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ１，Ｑ２を使用し、カレントミラー回路には、２つの等価なｐチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ３，Ｑ４を使用したが、これに限られるものではなく、双対なＭＯＳトランジスタを使用するようにしてもよい。例えば、差動入力段の２つの等価なＱ１，Ｑ２にはｐチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、カレントミラー回路の２つの等価なＱ３，Ｑ４にはｎチャネルＭＯＳトランジスタを使用して差動増幅器を構成してもよい。

図４は、図１で示した受信回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。図１の受信回路と異なる点は、同図の受信回路では、増幅器の差動入力段を構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタへ負の電圧を入力するために、光電気変換回路１の光検出素子２と、誘導性負荷４の接続が逆になっている点である。尚、作用、効果については図１の受信回路と同様であるので説明は省略する。

［第２の実施の形態］
以下、第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態に係る光電気変換回路は、図１を用いて説明した第１の実施の形態と基本的な構成は同様である。

第１の実施の形態と異なる点は、光電気変換回路において、検出した光信号を電流信号に変換する電流電圧変換手段が、誘導性負荷と、誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とで構成されるハイパスフィルタという点である。以下、第２の実施の形態において、第１の実施の形態と異なる点を中心に説明する。

図５は、第２の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略を示す回路図である。同図の受信回路は、光電気変換回路８、１段目の増幅器５、ローパスフィルタ９、２段目の増幅器７で構成される。尚、第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明は省略する。

光電気変換回路８は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子２と、光検出素子２にバイアス電圧を供給する電圧源３と、光検出素子２と電圧源３との間に直列に接続されたハイパスフィルタ１０（図中の破線で囲んだ部分）とを有する。

ハイパスフィルタ１０は、インダクタンスＬを有するコイルと、コイルに対して直列に接続された抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗とで構成される。ここでコイルは抵抗値Ｒ_Ｌの内部抵抗を有する。

具体的には、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。さらにコイルの他方の端子４２が抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗の一方の端子に直列に接続され、負荷抵抗の他方の端子が光検出素子２のカソード側（陰極）の端子４２´に電気的に接続される。光電気変換回路１の出力端子４２が次段の増幅器５の入力端子に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０は、電圧源３により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子２のアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子２にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードの両端には逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを印加する。Ｖ_ＰＤはフォトダイオードを正常に動作させるために必要な逆バイアス電圧であり、電源電圧ＶＤＤとは以下の関係式（１）を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（１）
光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉは、ハイパスフィルタ１０において、電圧信号に変換されるので、光検出素子２のカソード端子４２´に印加される電圧Ｖ´は、次の式（２）´で表すことができる。ここでωは信号成分の角周波数である。

Ｖ´ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × （Ｒ_１＋Ｒ_Ｌ＋ｊωＬ） ・・・・・・（２）´
式（２）´に示すように、コイルが有するインダクタンスＬにより電流信号Ｉの信号成分が電圧信号Ｖ´の信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど十分小さいことから、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができるので、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２に供給する逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。

また、Ｖ´と抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗を介して直列に接続された出力端子４２に出力される出力電圧Ｖとの関係は、Ｒ_Ｌを無視すると以下の式（２）で表される。

Ｖ ＝ （ｊωＬ ／ （Ｒ_１ ＋ ｊωＬ）） × Ｖ´・・・・・・（２）
式（２）に示すように、ハイパスフィルタ１０により、光電気変換回路８の出力電圧Ｖにおける低周波数帯域の信号成分を減衰させ、高周波数帯域の信号成分を通過させることができる。

したがって、第２の実施の形態によれば、インダクタンスＬを有するコイルと、コイルに対して直列に接続され抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗とを備えたハイパスフィルタ１０により、電流信号Ｉの信号成分を電圧信号Ｖ´の信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど小さいことから、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができるので、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２の逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができ、光検出素子２を正常に動作させることが可能となる。

また、ハイパスフィルタ１０により、変換された出力電圧Ｖにおける低周波数帯域の信号成分を減衰させ、高周波数帯域の信号成分を通過させることができる。これにより、低周波数領域に集中する半導体レーザのノイズ成分を抑制することが可能となる。

尚、第２の実施の形態においては、図５で示した光電気変換回路８の後段に接続した増幅器が有する差動増幅器は、図３で示したように、差動入力段には、２つの等価なｎチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ１，Ｑ２を使用し、カレントミラー回路には、２つの等価なｐチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ３，Ｑ４を使用したが、これに限られるものではなく、双対なＭＯＳトランジスタを使用してもよい。例えば、差動入力段の２つの等価なＱ１，Ｑ２にはｐチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、カレントミラー回路の２つの等価なＱ３，Ｑ４にはｎチャネルＭＯＳトランジスタを使用して差動増幅器を構成してもよい。

図６は、図５で示した受信回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。図５の受信回路と異なる点は、同図の受信回路では、増幅器の差動入力段を構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタへ負の電圧を入力するために、光電気変換回路８の光検出素子２と、ハイパスフィルタ１０の接続が逆になっている点である。尚、作用、効果については図５の受信回路と同様であるので説明は省略する。

［第３の実施の形態］
以下、第３の実施の形態について説明する。第３の実施の形態に係る光電気変換回路は、図１を用いて説明した第１の実施の形態と基本的な構成は同様である。

第１の実施の形態と異なる点は、光電気変換回路において、検出した光信号を電流信号に変換する電流電圧変換手段が、誘導性負荷と、誘導性負荷に並列に接続された容量性負荷と、誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とで構成されるバンドパスフィルタという点である。以下、第３の実施の形態において、第１の実施の形態と異なる点を中心に説明する。

図７は、第３の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略を示す回路図である。同図の受信回路は、光電気変換回路１１、増幅器５で構成される。尚、第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明は省略する。

光電気変換回路１１は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子２と、光検出素子２にバイアス電圧を供給する電圧源３と、光検出素子２と電圧源３との間に直列に接続されるバンドパスフィルタ１２（図中の破線で囲んだ部分）とを有する。

バンドパスフィルタ１２は、インダクタンスＬを有するコイルと、コイルに並列に接続されキャパシタンスＣを有するコンデンサと、コイル及びコンデンサに直列に接続され抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗とで構成される。ここでコイルは抵抗値Ｒ_Ｌの内部抵抗を有する。

具体的には、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。さらにコイルの他方の端子４２がキャパシタンスＣを有するコンデンサの一方の端子に並列に接続され、コンデンサの他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。そしてコイルの他方の端子４２が抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗の一方の端子に直列に接続され、負荷抵抗の他方の端子が光検出素子２のカソード端子４２´に電気的に接続される。光電気変換回路１１の出力端子４２が次段の増幅器５の入力端子に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０は、電圧源３により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子２のアノード端子に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子２にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードの両端には逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを印加する。Ｖ_ＰＤはフォトダイオードを正常に動作させるために必要な逆バイアス電圧であり、電源電圧ＶＤＤとは以下の関係式（１）を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（１）
光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉは、バンドパスフィルタ１２において、電圧信号に変換されるので、光検出素子２のカソード端子４２´に印加される電圧Ｖ´は、バンドパスフィルタのアドミタンスＹを用いて、次の式（２）´で表すことができる。

Ｖ´ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × （Ｒ_１ ＋ １／ Ｙ） ・・・・・・（２）´
ここで、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど小さいことから、Ｙはコイルが有するインダクタンスＬ、コンデンサが有するキャパシタンスＣ、次の式（３）で表すことができる。ωは信号成分の角周波数である。

Ｙ ＝ ｊ（ωＣ − （１ ／ ωＬ）） ・・・・・・（３）
式（２）´、（３）に示すように、コイルが有するインダクタンスＬとコンデンサが有するキャパシタンスＣにより、電流信号Ｉの信号成分が電圧信号Ｖ´の信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるので、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２に供給する逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。

また、Ｖ´と、抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗を介して直列に接続された出力端子４２に出力される出力電圧Ｖとの関係は、以下の式（２）で表される。

Ｖ ＝ （１／Ｙ） ／ （１／Ｙ ＋ Ｒ_１） × Ｖ´・・・・・・（２）
式（２）に示すように、バンドパスフィルタ１２により、出力電圧Ｖにおける所定の周波数帯域の信号成分のみを通過させ、それより低い周波数帯域の信号成分と高い周波数帯域の信号成分とを減衰させることができる。

したがって、第３の実施の形態によれば、インダクタンスＬを有するコイルと、コイルに対して並列に接続されキャパシタンスＣを有するコンデンサと、コイルに対して直列に接続され抵抗値Ｒ_１を有する負荷抵抗とを備えたバンドパスフィルタ１２により、光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉの信号成分が電圧信号Ｖ´の信号成分に変換され、十分な利得を得ることができる。一方で、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるので、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２の逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができ、光検出素子２を正常に動作させることが可能となる。

また、バンドパスフィルタ１２により、出力電圧Ｖにおける所定の周波数帯域の信号成分のみを通過させ、それより低い周波数帯域の信号成分と高い周波数帯域の信号成分とを減衰させることができるので、低周波数領域に集中する半導体レーザのノイズ成分を抑制し、通信に必要な周波数帯域の信号成分を受信することができる。

尚、第３の実施の形態においては、図７で示した光電気変換回路１１の後段に接続した増幅器が有する差動増幅器は、図３で示したように、差動入力段には、２つの等価なｎチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ１，Ｑ２を使用し、カレントミラー回路には、２つの等価なｐチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ３，Ｑ４を使用したが、これに限られるものではなく、双対なＭＯＳトランジスタを使用するようにしてもよい。例えば、差動入力段の２つの等価なＱ１，Ｑ２にはｐチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、カレントミラー回路の２つの等価なＱ３，Ｑ４にはｎチャネルＭＯＳトランジスタを使用して差動増幅器を構成してもよい。

図８は、図７で示した受信回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。図７の受信回路と異なる点は、同図の受信回路では、増幅器の差動入力段を構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタへ負の電圧を入力するために、光電気変換回路１１の光検出素子２と、バンドパスフィルタ１２の接続が逆になっている点である。尚、作用、効果については図７の受信回路と同様であるので説明は省略する。

［第４の実施の形態］
以下、第４の実施の形態について説明する。第４の実施の形態に係る光電気変換回路は、図１を用いて説明した第１の実施の形態と基本的な構成は同様である。

第１の実施の形態と異なる点は、光電気変換回路において、検出した光信号を電流信号に変換する電流電圧変換手段が、誘導性負荷と、誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷及び負荷抵抗とで構成されるＬＣ並列共振回路という点である。以下、第４の実施の形態において、第１の実施の形態と異なる点を中心に説明する。

図９は、第４の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略を示す回路図である。同図の受信回路は、光電気変換回路１５、増幅器５で構成される。尚、第１の実施の形態と同一の構成要素には同一の符号を付し、説明は省略する。

光電気変換回路１５は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子２と、光検出素子２にバイアス電圧を供給する電圧源３と、光検出素子２と電圧源３との間に直列に接続されたＬＣ並列共振回路１６（図中の破線で囲んだ部分）とを有する。

ＬＣ並列共振回路１６は、インダクタンスＬを有するコイルと、コイルに並列に接続されキャパシタンスＣを有するコンデンサと、コイル及びコンデンサに並列に接続され抵抗値Ｒ_２を有する負荷抵抗とで構成される。ここでコイルは抵抗値Ｒ_Ｌの内部抵抗を有する。また、負荷抵抗には抵抗値Ｒ_２を調整可能な可変抵抗を使用する。

具体的には、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子２のカソード側（陰極）の端子に接続される。さらにコイルの他方の端子がキャパシタンスＣを有するコンデンサの一方の端子に並列に接続され、コンデンサの他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。さらにコイルの他方の端子が抵抗値Ｒ_２を有する負荷抵抗の一方の端子に並列に接続され、負荷抵抗の他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。そしてコイルの他方の端子が光電気変換回路の出力端子４２に電気的に接続される。光電気変換回路１の出力端子４２が次段の増幅器５の入力端子に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０は、電圧源３により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子２のアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子２にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードの両端には逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを印加する。Ｖ_ＰＤはフォトダイオードを正常に動作させるために必要な逆バイアス電圧であり、電源電圧ＶＤＤとは以下の関係式（１）を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（１）
光電気変換回路１５において、光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉは、ＬＣ並列共振回路１６により電圧信号に変換されるので、コイルの端子４２から出力される電圧Ｖは、ＬＣ並列共振回路１６のアドミタンスＹを用いて次の式（２）で表すことができる。ここでωは信号成分の角周波数である。

Ｖ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × １ ／ Ｙ ・・・・・・（２）
ここで、アドミタンスＹは、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど小さいことから、コイルが有するインダクタンスＬ、コンデンサが有するキャパシタンスＣ、負荷抵抗が有する抵抗値Ｒ_２を用いて次の式（３）で表すことができる。

Ｙ ＝ １／Ｒ_２ ＋ ｊ（ωＣ − （１ ／ ωＬ）） ・・・・・・（３）
ここで信号成分の周波数ｆを以下の式（４）に示す共振周波数ｆ_ＬＣとし、ＬＣ並列共振回路１６を共振状態にすれば、式（３）は第１項のみになる。

ｆ_ＬＣ ＝ １ ／ ２π√（ＬＣ） ・・・・・・（４）
このように、光電気変換回路８において、ＬＣ並列共振回路１６を共振状態とすることで、電流信号Ｉが共振周波数ｆ_ＬＣにおける電圧信号Ｖの信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、式（３）の第１項の抵抗値Ｒ_２を調整することで、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２に供給する逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。

したがって、第４の実施の形態によれば、インダクタンスＬを有するコイルと、コイルに対して並列に接続されキャパシタンスＣを有するコンデンサと、コイルに対して並列に接続され抵抗値Ｒ_２を有する負荷抵抗とを備えたＬＣ並列共振回路１６により、光検出素子２が光を検出して発生させた電流信号Ｉが電圧信号Ｖの信号に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、式（３）の第１項の抵抗値Ｒ_２を調整することで、光検出素子２に電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子２に供給する逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。

また、ＬＣ並列共振回路により、共振周波数における出力電圧の信号成分のみを通過させ、共振周波数以外の周波数の信号成分を減衰させることができる。これにより、低周波数領域に集中する半導体レーザのノイズ成分を抑制し、通信に必要な周波数の信号成分を受信することができる。

尚、第４の実施の形態においては、受信回路は、光電気変換回路１５と増幅器５とを１つづつ有する構成としたが、これに限られるものでなく、例えば、偏光ビームスプリッタでＳ波成分とＰ波成分からなる逆相の光信号に分離したレーザ光を、２つの光電気変換回路１５によりそれぞれ検出するような構成にしてもよい。

以下、第４の実施の形態に係る光電気変換回路１５を２つ使用して受信回路を構成した場合について図１０の構成図を用いて説明する。同図の受信回路は、光電気変換回路１５ａと、光電気変換回路１５ｂと、差動増幅器１７とで構成される。

光電気変換回路１５ａにおいては、光検出素子２ａにより、偏光ビームスプリッタにより分離されたレーザ光のＳ波成分の光強度変化を検出し、検出した光信号を電流信号に変換する。そしてＬＣ並列共振回路１６ａにより変換された電圧信号を出力端子４２ａ出力する。

同様に、光電気変換回路１５ｂにおいては、光検出素子２ｂにより、偏光ビームスプリッタにより分離されたレーザ光のＳ波成分の光強度変化を検出し、検出した光信号を電流信号に変換する。そしてＬＣ並列共振回路１６ｂにより変換された電圧信号を出力端子４２ｂ出力する。光電気変換回路１５ｂの負荷抵抗には、抵抗値Ｒ_２ｂを調整可能な可変抵抗を使用する。

これにより、差動増幅器１７は、光電気変換回路１５ａおよび１５ｂからの差動入力信号のバイアス成分のレベルを合わせることが可能となり、信号成分のみを増幅することができる。

尚、負荷抵抗は抵抗値Ｒ_２ｂを調整可能な可変抵抗を使用したが、抵抗値Ｒ_２ａを有する負荷抵抗、若しくはＲ_２ｂを有する負荷抵抗のいずれかを調整可能な可変抵抗としても、光電気変換回路１５ａおよび１５ｂからの入力信号のバイアス成分のレベルを合わせることが可能である。

また、第４の実施の形態においては、図９および図１０で示した光電気変換回路１５の後段に接続した差動増幅器１７又は増幅器５が有する差動増幅器は、図３で示したように、差動入力段には、２つの等価なｎチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ１，Ｑ２を使用し、カレントミラー回路には、２つの等価なｐチャネルＭＯＳトランジスタであるＱ３，Ｑ４を使用したが、これに限られるものではなく、双対なＭＯＳトランジスタを使用してもよい。例えば、差動入力段の２つの等価なＱ１，Ｑ２にはｐチャネルＭＯＳトランジスタを使用し、カレントミラー回路の２つの等価なＱ３，Ｑ４にはｎチャネルＭＯＳトランジスタを使用し差動増幅器を構成してもよい。

第４の実施の形態で説明した受信回路に使用する差動増幅器を双対なＭＯＳトランジスタで構成した場合、図９、図１０の受信回路は以下のように構成される。

図１１は、図９で示した受信回路に使用する差動増幅器を双対なＭＯＳトランジスタで構成した場合の受信回路の構成図である。図９の受信回路と異なる点は、同図の受信回路では、増幅器の差動入力段を構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタへ負の電圧を入力するために、光電気変換回路１５の光検出素子２と、ＬＣ並列共振回路１６の接続が逆になっている点である。

図１２は、図１０で示した受信回路に使用する差動増幅器を双対なＭＯＳトランジスタで構成した場合の受信回路の構成図である。図１０の受信回路と異なる点は、同図の受信回路では、増幅器の差動入力段を構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタへ負の電圧を入力するために、光電気変換回路１５ａの光検出素子２ａとＬＣ並列共振回路１６ａ、光電気変換回路１５ｂの光検出素子２ｂとＬＣ並列共振回路１６ｂの接続が逆になっている点である。尚、作用、効果については図１０の受信回路と同様であるので説明は省略する。

また、上述の各実施の形態においては、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子にはフォトダイオードを使用したが、入射した光によって励起された自由電子又は正孔を、電流や電圧として検出する光起電力形の光検出素子であれば、これに限られるものではなく、例えば、ｐｉｎフォトダイオード、アバランシフォトダイオード、フォトトランジスタなどの光検出素子であってもよい。

また、上述の各実施の形態においては、光電気変換回路の後段に配置した増幅回路又は差動増幅器は、入力された電圧を増幅し電圧を出力する電圧−電圧変換回路であったが、これに限られるものではなく、例えば、入力された電流を電圧に変換し出力する電流−電圧変換回路であってもよい。一般に光通信システムなどの受信回路においては、電流−電圧変換回路として、低雑音特性と広帯域特性の優れたトランスインピーダンスアンプが使用される。

第１の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る受信回路が有する増幅器の構成例を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る増幅器に使用する差動増幅回路の構成を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る受信回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。 第２の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る受信回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。 第３の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 第３の実施の形態に係る受信回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。 第４の実施の形態に係る光電気変換回路を有する受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 第４の実施の形態に係る光電気変換回路を２つ使用した場合の受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 第４の実施の形態に係る受信回路に使用する差動増幅器を双対なＭＯＳトランジスタで構成した場合の受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 第４の実施の形態に係る光電気変換回路を２つ使用した場合の受信回路に使用する差動増幅器を双対なＭＯＳトランジスタで構成した受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 温度制御を行わない半導体レーザにおける信号成分の周波数と電力密度の関係を示すグラフである。 従来の温度制御を行わない半導体レーザを光源とした通信システムの受信回路の概略的な構成を示す回路図である。 従来の温度制御を行わない半導体レーザを光源とした通信システムの受信回路に使用される光電気変換回路の出力電圧の波形を簡略化したタイミングチャートである。

符号の説明

１…第１の実施の形態に係る光電気変換回路
２…フォトダイオード
３…電圧源
４…誘導性負荷
５…１段目の増幅器
６…バンドパスフィルタ
７…２段目の増幅器
８…第２の実施の形態に係る光電気変換回路
９…ローパスフィルタ
１０…第２の実施の形態に係る光電気変換回路が有するハイパスフィルタ
１１…第３の実施の形態に係る光電気変換回路
１２…第３の実施の形態に係る光電気変換回路が有するバンドパスフィルタ
１３…従来の光電気変換回路
１４…負荷抵抗
１５…第４の実施の形態に係る光電気変換回路
１６…第４の実施の形態に係る光電気変換回路が有するＬＣ並列共振回路
１７…差動増幅回路
４０…第１電圧電極
４１…第２電圧電極
４２…光電気変換回路の出力端子

Claims (5)

1. 検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子と、
   前記光検出素子にバイアス電圧を供給する電圧源と、
   前記光検出素子と前記電圧源との間に直列に接続された誘導性負荷を備えた電流電圧変換手段と、
   を有することを特徴とする光電気変換回路。
2. 前記電流電圧変換手段は、前記誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とを更に備えたハイパスフィルタであることを特徴とする請求項１記載の光電気変換回路。
3. 前記電流電圧変換手段は、前記誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷と、前記誘導性負荷に対して直列に接続された負荷抵抗とを更に備えたバンドパスフィルタであること特徴とする請求項１記載の光電気変換回路。
4. 前記電流電圧変換手段は、前記誘導性負荷に対して並列に接続された容量性負荷と、前記誘導性負荷に対して並列に接続された負荷抵抗とを更に備えたＬＣ並列共振回路であることを特徴とする請求項１記載の光電気変換回路。
5. 前記光検出素子は、フォトダイオード、ｐｉｎフォトダイオード、アバランシフォトダイオード、フォトトランジスタのうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１記載の光電気変換回路。

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