JP2006333204A - 光電気変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】光電気変換回路において、電源電圧を低下させた場合でも、光検出素子により変換された信号成分に対して十分な利得を得ることを目的とする。
【解決手段】光検出素子１と電圧源２との間に、コイルとコンデンサと負荷抵抗を備えたＬＣ並列共振回路３を直列に接続したことで、コイルとコンデンサにより、回路を共振状態とし電流信号Ｉの共振周波数成分を電圧信号Ｖに変換し十分な利得を得ることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、検出した光信号を電気信号に変換し増幅する光電気変換回路に関する。

光通信システムや、電界を誘起する人体や絶縁体などを媒体とし誘起された電界を、電気光学的手段を用いて検出することで情報の送受信を行う電界通信システム等の受信側においては、検出した光信号を電気信号に変換し増幅する光電気変換回路が使用される（例えば、特許文献１を参照）。

図９は、従来の光電気変換回路の概略的な構成を示す回路図である。同図に示すように、光電気変換回路は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子１と、光検出素子１にバイアス電圧を供給する電圧源２と、光検出素子１と電圧源２の間に直列に接続された負荷抵抗６と、トランスインピーダンスアンプ４とを有する。ここで負荷抵抗６には高い抵抗値Ｒ_Ｈを有する抵抗を用いる。

具体的には、負荷抵抗６の一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子１のカソード側（陰極）の端子に接続される。そして負荷抵抗６の他方の端子が次段のトランスインピーダンスアンプ４の入力端子４２に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０は、電圧源２により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子１のアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子１にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードを動作させるために必要な逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤをフォトダイオードの両端に印加する。

このような構成により、光検出素子１により変換された電流信号Ｉは、抵抗値Ｒ_Ｈを有する負荷抵抗６により電圧信号に変換されるので、トランスインピーダンスアンプ４の入力端子４２に入力される入力電圧Ｖは、次の式（４）で表すことができる。

Ｖ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × Ｒ_Ｈ ・・・・・・（４）
トランスインピーダンスアンプ４は、入力電圧Ｖにより、帰還抵抗Ｒ_Ｆを介して内部に流れ込む電流信号ｉを電圧信号に変換し増幅した電圧信号Ｖｏｕｔを出力端子４３に出力する。

式（４）に示すように、電源電圧ＶＤＤの値が十分に高ければ入力電圧Ｖのバイアス成分の値も高いので、光検出素子１の両端に印加される電圧は逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。
特開２００３−１１０３６８号公報

しかしながら、電源電圧ＶＤＤの値が低ければ、入力電圧Ｖのバイアス成分も低下するため、逆バイアス電圧の値Ｖ_ＰＤが確保できなくなり、光検出素子１が正常に動作しなくなるだけでなく、抵抗値Ｒ_Ｈにより変換される入力電圧Ｖの信号成分の利得は制限を受けてしまうという問題がある。

本発明は、上記問題点に鑑み、検出した光信号を電気信号に変換する光検出素子を有する光電気変換回路において、電源電圧を低下させた場合でも、光検出素子により変換された信号成分に対して十分な利得を得ることを目的とする。

第１の本発明に係る光電気変換回路は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子と、光検出素子にバイアス電圧を供給する電圧源と、光検出素子と電圧源との間に直列に接続されたコイル、このコイルに対して並列に接続されたコンデンサ、このコンデンサに対して並列に接続された負荷抵抗を備えたＬＣ並列共振回路と、ＬＣ並列共振回路にカスケード接続された増幅回路とを有することを特徴とする。

本発明にあっては、光検出素子と前記電圧源との間に、コイルとコンデンサと負荷抵抗を備えたＬＣ並列共振回路を直列に接続したことで、コイルとコンデンサにより、回路を共振状態とし電流信号の共振周波数成分を電圧信号に変換し十分な利得を得ることができる。

第２の本発明に係る光電気変換回路は、検出した光信号を電流信号に変換する第１および第２の光検出素子と、第１および第２の光検出素子にバイアス電圧を供給する電圧源と、
第１の光検出素子と前記電圧源との間に直列に接続された第１のＬＣ並列共振回路と、この第１のＬＣ並列共振回路に並列に接続された第１の負荷抵抗と、第２の光検出素子と電圧源との間に直列に接続された第２のＬＣ並列共振回路と、この第２のＬＣ並列共振回路に並列に接続された第２の負荷抵抗と、第１および第２のＬＣ並列共振回路にカスケード接続された増幅回路とを有することを特徴とする光電気変換回路。

本発明にあっては、第１および第２の光検出素子と前記電圧源との間に第１および第２のＬＣ並列共振回路を直列に接続したことで、回路を共振状態とし電流信号の共振周波数成分を電圧信号に変換し十分な利得を得ることができる。

上記光電気変換回路の光検出素子は、フォトダイオードと、ｐｉｎフォトダイオードと、アバランシフォトダイオードと、フォトトランジスタのうちの少なくとも１つであることが望ましい。

本発明の光電気変換回路によれば、電源電圧を低下させた場合でも、光検出素子により変換された信号成分に対して十分な利得を得ることが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を用いて説明する。

［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態に係る光電気変換回路の概略を示す回路図である。同図の光電気変換回路は、検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子１と、光検出素子１にバイアス電圧を供給する電圧源２と、光検出素子１と電圧源２との間に直列に接続されたＬＣ並列共振回路３（図中の破線で囲んだ部分）と、ＬＣ並列共振回路３及び負荷抵抗にカスケード接続されたトランスインピーダンスアンプ４で構成される。

ＬＣ並列共振回路３は、インダクタンスＬを有するコイル、コイルに対して並列に接続されキャパシタンスＣを有するコンデンサ、コンデンサに対して並列に接続され抵抗値Ｒを有する負荷抵抗を備える。ここでコイルは抵抗値Ｒ_Ｌの内部抵抗を有する。

具体的には、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子１のカソード側（陰極）の端子に接続される。さらにコイルの他方の端子がキャパシタンスＣを有するコンデンサの一方の端子に並列に接続され、コンデンサの他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。さらにコイルの他方の端子が抵抗値Ｒを有する負荷抵抗の一方の端子に並列に接続され、負荷抵抗の他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。そしてコイルの他方の端子が次段のトランスインピーダンスアンプ４の入力端子４２に電気的に接続される。ここで、第１電圧電極４０は、電圧源２により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子１のアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子１にはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードの両端には逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを印加する。Ｖ_ＰＤはフォトダイオードを正常に動作させるために必要な逆バイアス電圧であり、電源電圧ＶＤＤとは以下の関係式（１）を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（１）
次にトランスインピーダンスアンプ４について図２の回路図を用いて説明する。トランスインピーダンスアンプは、一般的には微弱な電流信号を電圧信号に変換する電流−電圧変換回路として使用される。

図２は、トランスインピーダンスアンプ４の構成を示す回路図である。同図に示すように、トランスインピーダンスアンプ４は、入力段のソース接地増幅回路と、出力段のｎＭＯＳソースフォロワとで構成される。ここで、入力端子ＩＮと出力端子ＯＵＴには抵抗値Ｒ_Ｆを有する帰還抵抗が接続される。ソース接地増幅回路は、ｎＭＯＳトランジスタＱ１と抵抗値Ｒ_Ｄを有する負荷抵抗で構成される。ｎＭＯＳソースフォロワは、ｎＭＯＳトランジスタＱ２と負荷用定電流源で構成される。入力端子ＩＮに供給された電圧信号によって、抵抗値Ｒ_Ｆの帰還抵抗を介して流れる電流信号は電圧信号に変換され、変換された電圧信号をソース接地増幅回路により増幅し、ｎＭＯＳソースフォロワにより増幅された電圧信号を出力する。

これにより、トランスインピーダンスアンプ４は、入力端子４２に供給される電圧信号Ｖにより、トランスインピーダンスアンプ４内部へ流れ込む電流信号ｉを電圧信号に変換し増幅した電圧信号Ｖｏｕｔを出力端子４３に出力する。ここで例えばトランスインピーダンスアンプ４は、１ｍＡの入力電流に対して２Ｖの出力電圧を作り出すことが可能な２ｋΩの利得を有する。

光電気変換回路において、光検出素子１が光を検出して発生させた電流信号Ｉは、ＬＣ並列共振回路３により電圧信号に変換されるので、トランスインピーダンスアンプ４の入力端子４２から入力される入力電圧Ｖは、ＬＣ並列共振回路３のアドミタンスＹを用いて次の式（２）で表すことができる。ここでωは信号成分の角周波数である。

Ｖ ＝ ＶＤＤ − Ｉ × １ ／ Ｙ ・・・・・・（２）
ここで、アドミタンスＹは、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど小さいことから、コイルが有するインダクタンスＬ、コンデンサが有するキャパシタンスＣ、負荷抵抗が有する抵抗値Ｒを用いて次の式（３）で表すことができる。

Ｙ ＝ １／Ｒ ＋ ｊ（ωＣ − （１ ／ ωＬ）） ・・・・・・（３）
ここで信号成分の周波数ｆを以下の式（４）に示す共振周波数ｆ_ＬＣとし、ＬＣ並列共振回路３を共振状態にすれば、式（３）は第１項のみになる。

ｆ_ＬＣ ＝ １ ／ ２π√（ＬＣ） ・・・・・・（４）
このように、光電気変換回路において、ＬＣ並列共振回路３を共振状態とすることで、電流信号Ｉが共振周波数ｆ_ＬＣにおける電圧信号Ｖの信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。

したがって、第１の実施の形態によれば、光検出素子１と電圧源２との間に、コイルとコンデンサと負荷抵抗を備えたＬＣ並列共振回路３を直列に接続したことで、コイルとコンデンサにより、回路を共振状態とし電流信号Ｉの共振周波数成分を電圧信号Ｖに変換し十分な利得を得ることができる。

尚、第１の実施の形態において、光電気変換回路を構成するトランスインピーダンスアンプ４は、図２の回路図で示したようにｎＭＯＳトランジスタを用いて構成したが、これに限られるものではなく、例えば、双対なｐチャネルＭＯＳトランジスタを使用してトランスインピーダンスアンプを構成してもよい。

図３は、このようなトランスインピーダンスアンプ４´を使用した光電気変換回路の概略を示した構成図である。図１の光電気変換回路と異なる点は、同図の光電気変換回路において、トランスインピーダンスアンプ４の入力段を構成するｐチャネルＭＯＳトランジスタへ負の電圧を入力するために、光検出素子１と、ＬＣ並列共振回路３との接続が逆に、電圧源２からは負の電源電圧−ＶＤＤが供給される点である。尚、作用、効果については図１の光電気変換回路と同様であるので説明は省略する。

［第２の実施の形態］
以下、第２の実施の形態について説明する。第２の実施の形態は、電界を誘起する人体や絶縁体などを媒体とし誘起された電界を検出することで情報の送受信を行う電界通信システム等の受信側において、本発明の光電気変換回路を適用することを想定したものである。

このようなシステムにおいては、偏光ビームスプリッタでＳ波成分とＰ波成分からなる逆相の光信号に分離したレーザ光をそれぞれ受光するので、２つの光検出素子を用いて光電気変換回路を構成する。

図４は、第２の実施の形態に係る光電気変換回路の概略を示す回路図である。同図に示すように、光電気変換回路は、検出した光信号を電流信号に変換する第１の光検出素子１ａ及び第２の光検出素子１ｂと、光検出素子１ａ及び１ｂにバイアス電圧ＶＤＤを供給する電圧源２と、光検出素子１ａと電圧源２との間に直列に接続された第１のＬＣ並列共振回路３ａと、ＬＣ並列共振回路３ａに並列に接続された第１の負荷抵抗と、光検出素子１ｂと電圧源２との間に直列に接続されたＬＣ並列共振回路３ｂと、このＬＣ並列共振回路３ｂに並列に接続された第２の負荷抵抗と、ＬＣ並列共振回路３ａ及び３ｂにカスケード接続された差動型トランスインピーダンスアンプ５とを有する。

具体的には、ＬＣ並列共振回路３ａにおいて、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子１ａのカソード側（陰極）の端子に接続される。さらにコイルの他方の端子がキャパシタンスＣを有するコンデンサの一方の端子に並列に接続され、コンデンサの他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。さらにコイルの他方の端子が抵抗値Ｒａを有する負荷抵抗の一方の端子に並列に接続され、負荷抵抗の他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。そしてコイルの他方の端子が次段の差動型トランスインピーダンスアンプ５の入力端子４２ａに電気的に接続される。

ＬＣ並列共振回路３ｂにおいて、コイルの一方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続され、他方の端子が光検出素子１ｂのカソード側（陰極）の端子に接続される。さらにコイルの他方の端子がキャパシタンスＣを有するコンデンサの一方の端子に並列に接続され、コンデンサの他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。さらにコイルの他方の端子が抵抗値Ｒｂを有する負荷抵抗の一方の端子に並列に接続され、負荷抵抗の他方の端子が第１電圧電極４０に電気的に接続される。そしてコイルの他方の端子が次段の差動型トランスインピーダンスアンプ５の入力端子４２ｂに電気的に接続される。負荷抵抗の抵抗値Ｒｂは変更可能な可変抵抗とする。

ここで、第１電圧電極４０は、電圧源２により正の電源電圧ＶＤＤが供給され、光検出素子１ａおよび１ｂのアノード端子（陽極）に電気的に接続される第２電圧電極４１は接地される。

ここで例えば、光検出素子１ａおよび１ｂにはフォトダイオードを使用する。フォトダイオードの両端には逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを印加する。Ｖ_ＰＤはフォトダイオードを正常に動作させるために必要な逆バイアス電圧であり、電源電圧ＶＤＤとは以下の関係式（１）を満たす。

Ｖ_ＰＤ ＜ ＶＤＤ ・・・・・・（１）
図５（ａ）は、図４の差動型トランスインピーダンスアンプ５の構成を示す回路図である。同図の差動型トランスインピーダンスアンプは、基本形を示すものである。ｐチャネルＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、抵抗値Ｒ１を有する負荷抵抗と、抵抗値Ｒ２を有する負荷抵抗と、定電流源で構成される。各ドレイン端子に入力された電圧信号は、Ｑ１、Ｑ２のドレイン電流に変換され、各負荷抵抗により電圧に変換され各出力端子から出力される。

このような構成としたことで、差動型トランスインピーダンスアンプ５は、入力端子４２ａに供給される電圧信号Ｖａと、入力端子４２ｂに供給される電圧信号Ｖｂからなる差動信号を入力電圧とし、差動型トランスインピーダンスアンプ５内部へ流れ込む電流信号ｉａ、ｉｂを電圧信号に変換し増幅した電圧信号Ｖｏｕｔを出力端子４３ａおよび出力端子４３ｂに出力する。

光電気変換回路において、光検出素子１ａが光を検出して発生させた電流信号Ｉａは、ＬＣ並列共振回路３ａにより電圧信号に変換されるので、差動型トランスインピーダンスアンプ５の入力端子４２ａから入力される入力電圧Ｖａは、ＬＣ並列共振回路３ａのアドミタンスＹを用いて次の式（２ａ）で表すことができる。ここでωは信号成分の角周波数である。

Ｖａ ＝ ＶＤＤ − Ｉａ × １ ／ Ｙａ ・・・・・・（２ａ）
ここで、アドミタンスＹは、コイルの内部抵抗の抵抗値Ｒ_Ｌは無視できるほど小さいことから、コイルが有するインダクタンスＬ、コンデンサが有するキャパシタンスＣ、負荷抵抗が有する抵抗値Ｒａを用いて次の式（３ａ）で表すことができる。

Ｙａ ＝ １／Ｒａ ＋ ｊ（ωＣ − （１ ／ ωＬ）） ・・・・・・（３ａ）
ここで信号成分の周波数ｆを以下の式（４ａ）に示す共振周波数ｆ_ＬＣとし、ＬＣ並列共振回路３を共振状態にすれば、式（３ａ）は第１項のみになる。

ｆ_ＬＣ ＝ １ ／ ２π√（ＬＣ） ・・・・・・（４ａ）
このように、光電気変換回路において、ＬＣ並列共振回路３ａを共振状態とすることで、電流信号Ｉａが共振周波数ｆ_ＬＣにおける電圧信号Ｖａの信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。一方で、式（３ａ）の第１項の抵抗値Ｒａを調整することで、光検出素子１ａに電源電圧ＶＤＤとほぼ等しいバイアス電圧を供給することができ、電源電圧ＶＤＤが低い場合であっても、光検出素子１ａに供給する逆バイアス電圧Ｖ_ＰＤを確保することができる。

また、同様にして、ＬＣ並列共振回路３ｂを共振状態とすることで、電流信号Ｉｂが共振周波数ｆ_ＬＣにおける電圧信号Ｖｂの信号成分に変換され十分な利得を得ることができる。ここで、可変抵抗の抵抗値Ｒｂを調整することで、差動型トランスインピーダンスアンプ５に供給される入力電圧Ｖａのバイアス成分と、入力電圧Ｖｂのバイアス成分のレベルを合わせることができる。

したがって、第２の実施の形態においては、光検出素子１ａと電圧源２との間にＬＣ並列共振回路３ａを直列に接続し、光検出素子１ｂと電圧源２との間にＬＣ並列共振回路３ｂを直列に接続したことで、回路を共振状態とし電流信号Ｉａ及びＩｂの共振周波数成分を電圧信号ＶａおよびＶｂに変換し十分な利得を得ることができる。

また、負荷抵抗の抵抗値Ｒａ又はＲｂどちらか一方を調整することで、差動型トランスインピーダンスアンプ５に供給する入力電圧Ｖａのバイアス成分と、入力電圧Ｖｂのバイアス成分のレベルを合わせることができる。

第２の実施の形態においては、差動型トランスインピーダンスアンプ５は、図５（ａ）の回路図で示した基本型を使用し構成したが、差動入力信号を増幅して出力することができる増幅回路であれば、これに限られるものではない。

例えば、図５（ｂ）に示すようなｐＭＯＳクロスカップル形の差動型トランスインピーダンスアンプ、若しくは（ｃ）に示す抵抗結合形の差動型トランスインピーダンスアンプ、若しくは（ｄ）に示す抵抗結合形を変形させた差動型トランスインピーダンスアンプを用いて構成してもよい。

また、図５（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）で示した差動型トランスインピーダンスアンプ５を構成するＭＯＳトランジスタの双対なＭＯＳトランジスタで構成してもよい。図６は、このような差動型トランスインピーダンスアンプ５´を使用した場合の、光電気変換回路の概略的な構成を示す回路図である。図４の光電気変換回路と異なる点は、同図に示すように、光検出素子１ａとＬＣ並列共振回路３ａとの接続と光検出素子１ｂ及びＬＣ並列共振回路３ｂの接続とが逆に、電源電圧２からは負の電源電圧−ＶＤＤが供給される点である。

図７に、図５で示した差動型トランスインピーダンスアンプを構成するＭＯＳトランジスタに対して双対なＭＯＳトランジスタで構成した回路図を示す。図７（ａ）は、図５（ａ）で示した基本形の差動型トランスインピーダンスアンプを双対なＭＯＳトランジスタで構成した回路図である。図７の（ｂ）は、図５（ｂ）で示したｐＭＯＳクロスカップル形の差動型トランスインピーダンスアンプを双対なｎＭＯＳトランジスタで構成した回路図である。図７の（ｃ）は、図５（ｃ）で示した抵抗結合型の差動型トランスインピーダンスアンプを構成するｎＭＯＳトランジスタに対して双対なｐＭＯＳトランジスタで構成した回路図である。図７の（ｄ）は、図５（ｄ）で示した抵抗結合型を変形した差動型トランスインピーダンスアンプを構成するｎＭＯＳトランジスタに対して双対なｐＭＯＳトランジスタで構成した回路図である。

尚、上述の各実施の形態において、トランスインピーダンスアンプ４若しくは差動型トランスインピーダンスアンプで使用した負荷抵抗は、ＭＯＳトランジスタを使用して構成してもよい。図８の（ａ）は、ｎチャネル形ＭＯＳトランジスタを使用して負荷抵抗を構成した例である。（ｂ）は、ｐチャネル形ＭＯＳトランジスタを使用して負荷抵抗を構成した例である。いずれの場合においても、ドレイン端子Ｔ２に対して端子Ｔ１が高電位となる条件で使用することが望ましい。一般にＭＯＳトランジスタによる集積回路においては、このようにＭＯＳトランジスタを用いて負荷抵抗を構成する。

第１の実施の形態に係る光電気変換回路の概略的な構成を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る光電気変換回路が有するトランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。 第１の実施の形態に係る光電気変換回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。 第２の実施の形態に係る光電気変換回路の概略的な構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る光電気変換回路が有する差動型トランスインピーダンスアンプの構成を示す回路図である。 第２の実施の形態に係る光電気変換回路を双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。 第２の実施の形態に係る光電気変換回路が有する差動型トランスインピーダンスアンプを双対なＭＯＳトランジスタで構成した構成図である。 負荷抵抗をＭＯＳトランジスタで代用する例を示す回路図である。 従来の光電気変換回路の概略的な構成を示す回路図である。

符号の説明

１…光検出素子
１ａ…第１の光検出素子
１ｂ…第２の光検出素子
２…電圧源
３…ＬＣ並列共振回路
３ａ…第１のＬＣ並列共振回路
３ｂ…第２のＬＣ並列共振回路
４…トランスインピーダンスアンプ
４´…ｐＭＯＳトランジスタで構成したトランスインピーダンスアンプ
５…差動入力型トランスインピーダンスアンプ
６…高い抵抗値を有する負荷抵抗
４０…第１電圧電極
４１…第２電圧電極
４２…入力端子
４２ａ…第１の入力端子
４２ｂ…第２の入力端子
４３…出力端子
４３ａ…第１の出力端子
４３ｂ…第２の出力端子

Claims (3)

1. 検出した光信号を電流信号に変換する光検出素子と、
   前記光検出素子にバイアス電圧を供給する電圧源と、
   前記光検出素子と前記電圧源との間に直列に接続されたコイル、該コイルに対して並列に接続されたコンデンサ、該コンデンサに対して並列に接続された負荷抵抗を備えたＬＣ並列共振回路と、
   前記ＬＣ並列共振回路にカスケード接続された増幅回路と、
   を有することを特徴とする光電気変換回路。
2. 検出した光信号を電流信号に変換する第１および第２の光検出素子と、
   前記第１および第２の光検出素子にバイアス電圧を供給する電圧源と、
   前記第１の光検出素子と前記電圧源との間に直列に接続された第１のＬＣ並列共振回路と、
   該第１のＬＣ並列共振回路に並列に接続された第１の負荷抵抗と、
   前記第２の光検出素子と前記電圧源との間に直列に接続された第２のＬＣ並列共振回路と、
   該第２のＬＣ並列共振回路に並列に接続された第２の負荷抵抗と、
   前記第１および第２のＬＣ並列共振回路にカスケード接続された差動増幅回路と、
   を有することを特徴とする光電気変換回路。
3. 前記光検出素子は、フォトダイオードと、ｐｉｎフォトダイオードと、アバランシフォトダイオードと、フォトトランジスタのうちの少なくとも１つであることを特徴とする請求項１若しくは２いずれか記載の光電気変換回路。
   

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