WO2005074131A1 - サンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置 - Google Patents

サンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置 Download PDF

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polyphase
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Yukihiko Mogi
Homare Nishizaki
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Sony Corporation
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    • H03H2017/0072—Theoretical filter design

Definitions

  • the present invention relates to a sampling rate conversion device and method, and an audio device.
  • the present invention relates to a sampling rate conversion device and method applicable to, for example, conversion of a sampling frequency of audio (audio) and resolution conversion for enlarging or reducing an image frame of an image, and an audio device. .
  • Filter processing is often used in digital signal processing of audio and images. If the filter used in the filtering process has a linear phase with a finite number of taps, a linear phase FIR (Finite Impulse Response) filter is often used because of its features.
  • FIR Finite Impulse Response
  • FIG. 1 is a diagram showing a transversal type circuit configuration of a linear phase FIR filter.
  • this linear-phase FIR filter 1 is cascaded to the input terminal TIN and comprises (n-1) delay units 2-1 to 21-1, which constitute a shift register, and the input terminal TIN Multipliers that multiply the input signal to the input and the output signals of each delay unit 2 ⁇ 1 1 2 ⁇ n ⁇ 1 by filter coefficients h (0) and 1 h (n-1) 3-1 — 3— n and an adder 4 that adds the output signals of n multipliers 3-1—3—n and outputs the result to the output terminal TOUT.
  • the Remms exchange algorithm is an algorithm that approximates a desired amplitude characteristic so that a weighted approximation error has an equiripple form.
  • applications of filtering using a linear phase FIR filter include image resolution conversion using sampling rate conversion and audio sampling frequency conversion.
  • a multi-rate filter using an interpolator (interpolator), a decimator (decimator) and a linear phase FIR filter as element technologies is used (for example, see Non-Patent Document 2).
  • a linear phase FIR filter is matched to an interpolator.
  • interpolator To be used after polyphase decomposition. Both the interpolator and the decimator are periodic time-invariant systems and have different characteristics from time-invariant systems.
  • chessboard distortion occurs in the resolution conversion of the image.
  • Harada and Takaya considered the conditions for avoiding chessboard distortion by considering the zero point arrangement force of a filter (see Non-Patent Document 3).
  • the transfer function H (z) of the multi-rate filter without chessboard distortion is added to the transfer function K (z) of a linear-phase FIR filter (hereinafter referred to as an equalizer) designed in some way. It is obtained by multiplying the transfer function ⁇ ( ⁇ ) of the zero to avoid chessboard distortion.
  • ⁇ ( ⁇ ) ⁇ ( ⁇ ) ⁇ ⁇ ( ⁇ )-(1)
  • a linear phase FIR filter fixed in advance such as a zero-point transfer function ⁇ ( ⁇ ) for avoiding chessboard distortion, is referred to as a prefilter.
  • FIGS. 2A-2C show an example of the frequency response and weighted approximation error of a multi-rate filter that avoids chessboard distortion by multiplying an equalizer designed by the Remms exchange algorithm with a prefilter.
  • Non-Patent Document 2 Hitoshi Kiya, “Multi-rate signal processing”, Shokodo, 1997
  • Non-Patent Document 3 Yasuhiro Harada, Hitoshi Kiya: “On Multirate Filter without Chessboard Distortion and Its Zero Placement", IEICE CAS96-78, ppl-6, 1997-01
  • the right end where the gain in the passband is not constant is attenuated.
  • the Rems exchange algorithm cannot obtain an amplitude characteristic that passes through any specified frequency point.
  • FIG. 4 shows a configuration example of a sampling rate change based on the theory of conventional multi-rate signal processing.
  • the sampling rate converter 10 shown in FIG. 4 has an upsampler 11, an FIR finoleta 12, and a downsampler 13.
  • U and D are relatively prime positive integers
  • H (z) indicates a transfer function of the FIR filter.
  • the upward arrow indicates an upsampler that inserts (U-1) zeros between signals
  • the downward arrow indicates a downsampler that intersects signals at D intervals.
  • the sampling rate converter 10 shown in FIG. 4 increases the sampling rate of the signal to U times by the upsampler 11, limits the band by using the FIR filter 12, and finally sets the sampling rate to 1ZD by the downsampler 13. Perform lowering operation.
  • the sampling rate can be converted to U / D times.
  • the cutoff frequency of this FIR filter is as follows. [0019] (number 3)
  • such a filter requires a very large number of taps and is very difficult to implement.
  • the present invention has been made in view of a powerful situation, and an object of the present invention is to prevent an equal ripple of a weighted approximation error from being destroyed and to keep a passband gain at a substantially constant value.
  • Can It is still another object of the present invention to provide a sampling rate conversion device, a method thereof, and an audio device capable of obtaining amplitude characteristics that allow passage of an arbitrary frequency and realizing high-accuracy conversion.
  • a sampling rate conversion device includes an upsampler that inserts a U-1 zero between sample signals to increase the sampling frequency by a factor of U;
  • a convolution operation unit that includes a filter and performs a predetermined convolution operation on the output signal of the upsampler, and two samples are selected from the operation result of the convolution operation unit, and the value of the required position is linearized.
  • the FIR filter of the convolution operation unit has an impulse response represented by a finite time length, the inner response is a filter coefficient, and the transfer function H (z) is The FIR filter associated with the transfer function Z (z) of the prefilter, wherein the filter coefficient is the frequency to be passed, and Z is the frequency of the prefilter. And associates the response is set by performing weighted approximation with respect to a desired characteristic.
  • a sampling rate conversion device includes a polyphase filter in which a predetermined FIR filter is polyphase-decomposed, and includes an input sample signal and a polyphase filter decomposed into the polyphase. And a plurality of upsamplers for increasing the sampling frequency by a factor of U by inserting a U-1 zero between the corresponding output signals of the convolution operation unit, Addition means that adjusts the propagation time of the output signal of the sampler to generate a signal obtained by adding all signals, and selects two samples from the signal obtained by the addition means, and obtains the value of the required position from linear interpolation A linear interpolation block, wherein the FIR filter has an impulse response represented by a finite time length, and the impulse response is a filter coefficient.
  • the frequency at which the filter coefficient power is to be passed, and Z or the prefilter This is an FIR filter that is set by performing weighted approximation to the desired characteristics in relation to the frequency response.
  • the sampling rate conversion device uses a predetermined FIR filter as a filter.
  • a convolution operation unit that includes a polyphase filter that can set different filter coefficients that have been reconstructed and performs convolution operation between the input sample signal and the polyphase filter of the selected coefficient.
  • the FIR filter includes a selector for selecting a sample and selecting a coefficient of a corresponding polyphase filter, and a linear interpolation block for obtaining a required position value from linear interpolation.
  • This is an FIR filter in which the impulse response is a filter coefficient, and the transfer function H (z) is associated with the transfer function Z (z) of the pre-filter.
  • a weighted approximation to the desired characteristic should be made in relation to the frequency to be made and Z or the frequency response of the prefilter.
  • the sampling rate conversion method includes a first step of multiplying the sampling frequency by U by inserting a zero point of U-1 between sample signals, and an impulse response having a limited time length.
  • the impulse response is a filter coefficient
  • the transfer frequency H (z) is multiplied by U by the convolution operation unit including the FIR filter associated with the transfer function Z (z) of the prefilter.
  • the filter coefficient of the filter is calculated by performing a weighted approximation to the desired characteristic in relation to the frequency to be passed and Z or the frequency response of the above prefilter. I do.
  • the sampling rate conversion method is characterized in that a plurality of convolution operation units including a polyphase filter obtained by subjecting a predetermined FIR filter to polyphase decomposition converts the input sample signal and the relevant polyphase into a plurality of convolution operations.
  • the FIR filter has an impulse response represented by a finite time length, and And the response filter coefficients And the transfer function H (z) is a FIR filter associated with the transfer function Z (z) of the pre-filter, and the frequency at which the filter coefficient is to be passed, and Z or the pre-filter It is calculated by performing weighted approximation to the desired characteristic in association with the frequency response of
  • a first step of selecting two samples required for output samples and selecting a corresponding polyphase filter coefficient, and a predetermined FIR A second step of performing a convolution operation between the input sample signal and the polyphase filter of the selected coefficient by a convolution operation unit including a polyphase filter capable of setting different filter coefficients obtained by polyphase decomposition of the filter.
  • the impulse response is represented by a finite time length
  • the impulse response is a filter coefficient
  • the transfer function H (z) is related to the transfer function Z (z) of the prefilter.
  • FIR filter wherein the filter coefficients are associated with the frequency to be passed and Z or the frequency response of the pre-filter. Calculated by performing weighted approximation with respect to a desired characteristic.
  • a seventh aspect of the present invention is an audio apparatus including a sampling rate conversion apparatus, wherein the sampling rate conversion apparatus inserts a zero point of U-1 between sample signals and increases the sampling frequency by a factor of U.
  • a convolution operation unit that includes an upsampler and an FIR filter that performs a predetermined convolution operation on the output signal of the upsembler, and selects two samples from the operation result of the convolution operation unit, And a linear interpolation block that obtains a value at a proper position from the linear interpolation.
  • the FIR filter of the convolution operation unit has an impulse response represented by a finite time length, the impulse response being a filter coefficient, and a transfer function H (z) is a FIR filter associated with the transfer function Z (z) of the pre-filter, and the frequency coefficient to be passed through the filter coefficient force and It is set by performing weighted approximation to desired characteristics in association with Z or the frequency response of the prefilter.
  • An eighth aspect of the present invention is an audio device including a sampling rate conversion device, wherein the sampling rate conversion device includes a polyphase filter obtained by performing polyphase decomposition on a predetermined FIR filter, Signal and the polyphase A plurality of convolution operation units for performing convolution operation with the polyphase filter, and a plurality of upsamplers for increasing the sampling frequency by a factor of U by inserting a zero point of U-1 between the output signals of the corresponding convolution operation units; An adding means for adjusting the propagation time of the output signals of the plurality of upsamplers to generate a signal obtained by adding all the signals; and selecting two samples from the signal obtained by the adding means and selecting a required position.
  • the sampling rate conversion device includes a polyphase filter obtained by performing polyphase decomposition on a predetermined FIR filter, Signal and the polyphase A plurality of convolution operation units for performing convolution operation with the polyphase filter, and a plurality of upsamplers for increasing the sampling frequency by a factor of U by inserting a
  • the FIR filter has an impulse response represented by a finite time length, the inner response is a filter coefficient, and a transfer function H (z) is An FIR filter associated with the transfer function Z (z) of the prefilter, wherein the filter coefficient is a frequency point to be passed and Z or a frequency response of the prefilter.
  • a FIR filter that is set by performing weighted approximation with respect to a desired characteristic.
  • a ninth aspect of the present invention is an audio device including a sampling rate conversion device, wherein the sampling rate conversion device is a polyphase filter capable of setting different filter coefficients obtained by polyphase decomposition of a predetermined FIR filter. And a convolution unit that performs a convolution operation between the input sample signal and the polyphase filter of the selected coefficient, and selects two samples required for the output sample and selects the corresponding polyphase filter coefficient.
  • the FIR filter has an inner response represented by a finite time length, the impulse response is a filter coefficient, and a transfer function H (z) is a transfer function Z (z ), The filter coefficients of which are passed !, frequency points and Z or above.
  • a FIR filter that is set by performing weighted approximation with respect to a desired characteristic.
  • an FIR filter is designed. For example, by initial setting, setting of the linear phase FIR filter, setting of the band, setting of the coefficient of the pre-filter, input of an arbitrary frequency point to be passed, and setting of the initial extreme point are performed.
  • the weighted approximation error becomes equal, and the gain in the passband is maintained at a constant value.
  • the sampling frequency is multiplied by U so that the zero point of U-1 is inserted between the sample signals.
  • the convolution operation unit including the FIR filter designed as described above performs a predetermined convolution operation on the signal whose sampling frequency is multiplied by U.
  • sampling rate conversion with a severe cutoff frequency is possible.
  • an arbitrary pre-filter can be considered, and an arbitrary frequency point can be passed. Further, the amount of calculation can be suppressed to a necessary minimum, and the processing speed can be improved.
  • FIG. 1 is a diagram showing a transversal type circuit configuration of an FIR filter.
  • FIGS. 2A to 2C are diagrams showing an example of a frequency response and a weighted approximation error in which a chessboard distortion is avoided in a conventional method.
  • FIGS. 3A to 3C are enlarged views of a frequency response and a gain around 1 in a conventional method.
  • FIG. 4 is a diagram showing a configuration example of a general sampling rate conversion device.
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing a first embodiment of a sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 6 is a diagram conceptually showing a linear interpolation process of a linear interpolation block according to the present embodiment.
  • FIG. 7 is a diagram conceptually showing a process of obtaining a required position value by a linear interpolation process of a linear interpolation block according to the present embodiment.
  • FIGS. 8A to 8D are diagrams showing impulse responses when four FIR filters have a linear phase.
  • FIG. 9 is a diagram showing Q (e ⁇ ) and R for four cases of a linear phase FIR filter.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of weighted Chebyshev approximation.
  • FIG. 11 is a flowchart of a Remms exchange algorithm in consideration of a frequency response of a prefilter according to the present invention.
  • FIGS. 12A to 12C are diagrams for explaining a method of determining a new extreme value of the weighted approximation error E (e.
  • FIGS. 13A to 13D are diagrams showing a frequency response when an arbitrary frequency point of the present invention is designated and an enlarged view thereof.
  • FIG. 14 is a configuration diagram showing a second embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing a third embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 16 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 17 is a diagram conceptually showing a fifth embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 18 is a diagram more specifically showing the sampling rate converter conceptually shown in FIG. 1.7.
  • FIG. 19 is a diagram for describing variables used in a linear interpolation block.
  • FIGS. 20A and 20B are diagrams for specifically explaining MasterCount.
  • FIG. 21 is a diagram conceptually showing a sixth embodiment of a sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 22 shows the sampling rate converter conceptually shown in FIG. 21 more specifically.
  • FIG. 23 is a flowchart for explaining a first mounting method of the sampling rate conversion device according to the present embodiment.
  • FIG. 24 is a flowchart for explaining a second mounting method of the sampling rate conversion device according to the present embodiment.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration example of an audio device employing a sampling rate conversion device according to the present invention.
  • FIG. 5 is a configuration diagram showing a first embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • U and D are disjoint positive integers
  • H (z) indicates a transfer function of the FIR filter.
  • the upward arrow indicates an upsampler that inserts (U-1) zeros between signals.
  • Fsi indicates the sampling frequency of the input
  • Fso indicates the sampling frequency of the output, respectively.
  • the first embodiment shows a configuration example in the case of Fso and Fsi.
  • the present sampling rate converter 100 includes an input terminal 101, a low-pass filter (LPF) 102, an upsampler 103, a convolution operation unit 104, a linear interpolation block (linear) 105, and It has an output terminal 106.
  • LPF low-pass filter
  • LPF upsampler
  • convolution operation unit 104 convolution operation unit
  • linear interpolation block (linear) 105 linear interpolation block
  • It has an output terminal 106.
  • the input terminal 101 receives a sample signal x (n) having a sampling frequency Fsi.
  • the LPF 102 When the sampling frequency Fsi of the input is high and the sampling frequency Fso of the output is high, the LPF 102 generates aliasing components and causes aliasing, so the sample signal of the sampling frequency Fsi input from the input terminal 101 is output.
  • X (n) force Prevents (suppresses) aliasing and outputs it to upsampler 103.
  • the upsampler 103 receives the sample data x (n) of the sampling frequency Fsi input from the input terminal 101 via the LPF 102, inserts (interpolates) the zero point of U ⁇ 1, and sets the sampling frequency Fsi.
  • the sampling signal at the sampling frequency UFsi is output to the convolution operation unit 104.
  • the convolution operation unit 104 includes a FIR filter designed based on the Rems exchange algorithm described below, performs a convolution operation represented by the following equation (performs band limitation), and outputs the operation result to the next-stage linear interpolation block. Output to 105.
  • the convolution operation unit 104 interpolates a value by convolution of a low-pass filter (transfer function H (z)) with a cutoff frequency of SlZUp.
  • h (n) is the impulse response of the FIR filter
  • the output of the convolution (before the downsampler) is a sample whose input is a sample in which a zero is inserted by an upsampler.
  • the linear interpolation block 105 selects two samples from the output signal of the convolution operation unit 104 at the sampling frequency UFsi, and The value of the required position is also determined by the linear interpolation force (Fig. 7), and output from the output terminal 106 as the sample signal y (m).
  • the linear phase FIR filter according to the present embodiment can equivalently have a transversal type circuit configuration as shown in FIG. 1, for example.
  • the transfer function H (z) of the N-tap linear phase FIR filter is made up of the product of the transfer function Z (z) of the prefilter and the transfer function K (z) of the equalizer.
  • the prefilter and the equalizer are U-tap and ⁇ -(U-1) tap linear phase FIR filters, respectively, and the transfer function of the prefilter is given in advance.
  • Np arbitrary frequency points are passed in the frequency domain. Therefore, the filter design of the transfer function H (z) here means passing through any specified frequency point and making the amplitude characteristic H (e iw ) close to the desired amplitude characteristic D (e). , N— (U—1) to determine the transfer function K (z) of the tap equalizer.
  • the transfer function K (z) of a linear phase FIR filter is classified into four cases because it has a linear phase as shown in Fig. 8 ⁇ -8D. Specifically, the odd tap shown in FIG. 8A, the case 1 for even symmetry, the even tap shown in FIG. 8B, the case 2 for even symmetry, the odd tap shown in FIG. 8C, the case 3 for odd symmetry, and the even tap shown in FIG. 8D Several taps, odd symmetry cases 4 are classified into 4 cases.
  • n l, 172-1 ⁇
  • Equation 7 the amplitude characteristic function ⁇ ( ⁇ ) is represented by the product of the function of the fixed parameter shown in FIG. 9 and the cosine series ⁇ ( ⁇ ) including the design parameter.
  • the upper limit of the sum of Equations (7-1) and 1 (Equation 7-4) is expressed as R-1 + 2 2 ⁇ . That is, R is calculated as shown in FIG. Also, a (n); - b (n); _ c (n); - d (n) is referred to collectively as p (n).
  • Equation (10) represents the weighted approximation error of the linear phase FIR filter in four cases, case 1, case 4, and case 4.
  • the weighted Chebyshev approximation problem is expressed by the equation (8) that minimizes the maximum value of I ⁇ ( ⁇ ) I within the specified frequency band. ; — B (n); — c (n); — d (n).
  • an amplitude characteristic D ⁇ 1 is defined as shown below and in FIG.
  • ⁇ ( ⁇ ) must have an extreme value at least (R + 1) times in the interval (0, ⁇ ).
  • w0 ⁇ wl ⁇ w2 ⁇ -- ⁇ wR-l ⁇ wR be the frequency at which the extremum takes place.
  • IE ⁇ 1 TM) I is equal to the maximum value of IE ⁇ 1 ") I in the interval.
  • the Remms exchange algorithm performs Chebyshev approximation of a desired amplitude characteristic in the frequency domain, and obtains a coefficient of a linear phase FIR filter from the approximated amplitude characteristic.
  • FIG. 11 is a flowchart of a Remes exchange algorithm according to the present invention, which passes an arbitrary frequency point and takes into account the frequency response of a prefilter.
  • initialization is performed (F101).
  • the setting of the linear phase FIR filter, the setting of the band, the setting of the coefficient of the pre-filter, the input of an arbitrary frequency point to be passed, and the setting of the initial extreme point are performed.
  • Expressions (17) and (18) are as follows.
  • ak is the cofactor of the element in the kth row (R + l) column of the matrix F.
  • We 1 " and D ⁇ 1 ") use equations (11) and (12), respectively.
  • Both the interpolation polynomial force and the determined amplitude characteristic force determine a new extreme point (F103), and repeatedly determine whether or not the optimal approximation has been obtained (F104).
  • Each extremum point wk resulting from step 1 above is not necessarily the extremum of the weighted error function E (e 1 "), and there are points where
  • FIGS. 12A to 12C are conceptual diagrams of the all points replacement method.
  • black circles in FIGS. 12A to 12C represent extreme points used for interpolation, and the weighted approximation error E (e jw ) obtained from the extreme points corresponds to a solid line.
  • E the weighted approximation error obtained from the extreme points corresponds to a solid line.
  • the value of the weighted approximation error at the extreme point of the black circle is a white circle, but the actual extreme value is the frequency indicated by the square. Therefore, the frequency indicated by the square is set as a new extreme point, and the process returns to stepl.
  • the frequency indicated by the square is set as a new extreme point and the process returns to stepl.
  • the coefficient of the approximated linear characteristic FIR filter is obtained (F105).
  • the optimal approximation function P (e) force is also obtained from the following equation when calculating the impulse response h (n) of N taps, instead of using p (n).
  • k (n) I 3 ⁇ 4 (-l) k K (k + 1)) cos (3 ⁇ 4 ⁇ (k + ⁇ ) (n + ⁇ )) (38) k 0
  • Figures 13A-13D show the following specifications for a low-pass filter designed with a Remms exchange algorithm that passes an arbitrary frequency point and is extended to take into account the frequency response of the prefilter. It is a figure showing a frequency response.
  • the frequency response of the prefilter is expressed as:
  • FIG. 13A is a diagram showing a frequency response expressed in decibels
  • FIG. 13B is a diagram showing the frequency response as it is
  • FIG. 13C is a diagram showing a gain around 3
  • FIG. 13D is a diagram showing a gain near 0 FIG.
  • the dotted lines show the frequency characteristics of the pre-filter (Pre-filter) and the frequency characteristics of the equalizer (Equalizer), and the solid curves show the frequency characteristics (Proposed H (z)) and the vertical
  • FIGS. 13C and 13D Furthermore, it can be confirmed from FIGS. 13C and 13D that the equiripple is maintained.
  • a low-pass filter that passes an arbitrary frequency point and is designed with the Remms exchange algorithm extended so that the frequency response of the pre-filter can be taken into account can obtain good frequency response characteristics. Can be.
  • the sample data x (n) force of the sampling frequency Fs input from the input terminal 101 is input to the SLPF 102.
  • the sample signal with the sampling frequency Fsi input from the input terminal 101 The occurrence of aliasing from the signal x (n) is prevented (suppressed) and output to the upsampler 103.
  • (U-1) zeros are inserted between the signals, the sampling frequency Fsi is increased by a factor of U, and the sample signal of the sampling frequency UFsi is output to the convolution operation unit 104.
  • the convolution operation unit 104 the convolution operation based on the equation (3) is performed, the band of the sample signal is limited, and the resultant signal is supplied to the next-stage linear interpolation block 105.
  • the output of the convolution (before the downsampler) is a sample whose input is a zero-inserted sample by the upsampler.
  • the linear interpolation block 105 two samples are selected from the output signal of the convolution operation unit 104 at the sampling frequency UFsi. Then, the value of the required position is obtained from the linear interpolation.
  • the sample signal y (m) having the sampling frequency Fso is output from the output terminal 106.
  • the FIR filter of the convolution operation unit 104 has the impulse response as a filter coefficient, and the transfer function H (z) is the transfer function Z (z ) And the transfer function K (z) of the equalizer, and passed! /,
  • the linear phase FIR filter associated with the frequency point and the frequency response of the prefilter, and the filter coefficient power A weighted approximation to the desired characteristic is made using the Remez Exchange algorithm, which passes through any frequency point and takes into account the frequency response of the prefilter, in relation to the point and the frequency response of the prefilter.
  • This sampling rate conversion device has the following advantages because it is set based on the amplitude characteristics of the equalizer obtained by performing .
  • chessboard distortion can be avoided.
  • an arbitrary pre-filter can be considered, and an arbitrary frequency point can be passed.
  • (U-1) zeros are inserted between each signal to increase the sampling frequency Fsi by a factor of U, and a low-pass filter with a cutoff frequency of lZUp (transfer function H ( z) Select two samples from the output signal of the convolution operation unit 104 which interpolates the value by the convolution of) and the convolution operation unit 104 of the sampling frequency UFsi, and determine the value of the required position. Since the linear interpolation block 105 obtained from the linear interpolation is provided, as shown in Table 3, there is an advantage that sampling rate conversion with strict cutoff frequency can be performed.
  • Table 3 shows frequency bands supported by the sampling rate conversion device according to the present embodiment.
  • the input sampling frequency Fsi force 0kHz, 11.025kHz, 12kHz, 22.0kHz, 24kHz, 32kHz, 44.1kHz, 48kHz, 96kHz
  • the output sampling frequency Fso force kHz, 11.025kHz They are 12kHz, 22.05kHz, 24kHz, 32kHz, 44.1kHz and 48kHz.
  • the " ⁇ " part is a frequency that can be realized by a sampling rate conversion device based on general multi-rate signal processing.
  • a force based on multi-rate signal processing which has good characteristics of the force attenuation and is easy to control such as a pass band, can also be realized by the sampling rate conversion device according to the present embodiment.
  • FIG. 14 is a configuration diagram showing a second embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • the second embodiment differs from the first embodiment in that the LPF 107 is provided between the linear interpolation block 105 and the output terminal 106 instead of providing the LPF 102 between the input terminal 101 and the upsampler 103.
  • the input sampling frequency Fsi is low and the output sampling frequency Fso is low, an imaging component is generated, and generation of a frequency component not present in the original is prevented (suppressed).
  • the second embodiment it is possible to prevent (suppress) the occurrence of frequency components that are not in the original, and to avoid chessboard distortion as in the first embodiment. It has the advantage that any pre-filter can be considered, any frequency point can be passed, and sampling rate conversion with strict cutoff frequency is possible.
  • the LPF 102 can be provided between the input terminal 101 and the upsampler 103, and the LPF 107 can be provided between the linear interpolation block 105 and the output terminal 106.
  • FIG. 15 is a configuration diagram showing a third embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • U and D are relatively prime positive integers
  • R (z) indicates a transfer function of the polyphase filter.
  • the upward arrow indicates an upsampler that inserts (U-1) zeros between signals.
  • the third embodiment is different from the above-described first embodiment in that a so-called polyphase (Polyphase) decomposition of a FIR filter into U is employed to form a polyphase.
  • Polyphase Polyphase
  • the sampling rate converter uses the (N-1) -order FIR filter (transfer function H (z)) to band-limit and interpolate the sample at the zero point. [0147] [Number 42]
  • the configuration in FIG. 5 can be equivalently expressed as shown in FIG. 15 by the polyphase configuration.
  • the transfer function H (z) of the filter of Equation (42) and the transfer function Ri (z) of the polyphase filter are expressed by the following relationship.
  • N is a force that makes an integral multiple of U, or if there are not enough NU taps, calculation is performed assuming that a coefficient of 0 exists.
  • the input / output relationship of the interpolator shown in Fig. 15 is as follows due to the convolution and upsampling processing when the impulse response of the polyphase filter Ri (z) is represented as ri ( n ).
  • k is an integer
  • xi (m) is as follows.
  • the sampling rate converter 200 includes an input terminal 201, an LPF 202, a convolution unit 203—1—203—U, and an upsampler 204—111— U, delay unit 205—205—U—1, calorimeter 206—1—206—U—1, linear interpolation block 207, and output terminal 208.
  • the adder is constituted by the delay unit 205-1-1 205-U-1 and the adder 206-11-206-U-1.
  • the input terminal 201 receives a sample signal x (n) having a sampling frequency Fs.
  • the LPF 202 When the input sampling frequency Fsi is high and the output sampling frequency Fso is high, the LPF 202 generates aliasing components and causes aliasing, so that the sample signal of the sampling frequency Fsi input from the input terminal 201 is output.
  • X (n) force Prevents (suppresses) aliasing and outputs to convolution operation unit 203-1-1-203-U.
  • the convolution operation units 203-1-1-203-U each include a polyphase filter obtained by polyphase decomposition of an FIR filter designed based on the above-described Rems exchange algorithm, and the input sample signal and polyphase filter Is performed based on the above equation (47), and the calculation result is output to the next up-sampler 204-1-1204-U.
  • the upsampler 204-1-1204-U receives the output sample signal of the convolution operation unit 203-1-1203-U, inserts (U-1) zeros each, and sets the sampling frequency Fsi Outputs a sampling signal with a sampling frequency of UFsi.
  • the delay unit 205-1 delays the sample signal of the sampling frequency UFs by the upsampler 204-1 by a predetermined time and outputs the delayed signal to the adder 206-1.
  • the delay units 205—2—205—U-1 delay the output signal of the power calculator 206—1—206—U-2 for a predetermined time, and add the delayed signals to the adders 206—2—206—U-1. Output.
  • the calculator 206-1 adds the sample signal of the sampling frequency UFsi by the upsampler 204-2 and the sample signal delayed by the delay unit 205-1, and outputs the result to the delay unit 205-2.
  • the calo calculator 206-2 adds the sample signal of the sampling frequency UFsi by the upsampler 204-2 and the sample signal delayed by the delay unit 205-2, and outputs the result to the delay unit 205-3.
  • the adder 206—U-1 adds the sample signal of the sampling frequency UFsi of the upsampler 204—U and the sample signal delayed by the delay unit 205—U-1 and outputs the result to the linear interpolation block 207. I do.
  • the linear interpolation block 207 generates an output signal of the adder 206-U-1, that is, a signal obtained by adding a sample signal whose sampling frequency is multiplied by U by each of the up-samplers 204-1-204-U-1. Two samples are selected, and the value of the required position is obtained by linear interpolation as shown in the above equation (5) (FIG. 7), and output from the output terminal 208 as a sample signal y (m).
  • sampling rate conversion device 200 After the occurrence of aliasing is prevented (suppressed) in the sample signal x (n) force LPF202 of the frequency Fs input from the input terminal 201, a convolution operation including a polyphase filter is performed. Input in parallel to section 203-1-202-U.
  • each convolution operation section 203-1-1203-U a convolution operation of the input sample signal and the polyphase filter is performed, and the operation result is supplied to the next-stage upsampler 204-1-1204-U. You.
  • (U—1) zeros are inserted between the output sample signals of the convolution operation unit 203—1—203—U, and the sampling frequency Fsi is increased by a factor of U.
  • a sampling signal of the sampling frequency UFsi is output.
  • the output signal to the upsampler 204—1—204—U is delayed by a delay unit 205—1-1205—U-1 and an adder 206—1-1206—U-1, and is cumulatively added.
  • Linear interpolation block 207 Linear interpolation block 207.
  • the linear interpolation block 207 two samples are selected from the output signal of the adder 206-U-1 at the sampling frequency UFsi. Then, the value of the required position is obtained from the linear interpolation.
  • the sample signal y (m) having the sampling frequency Fso is output from the output terminal 208.
  • the third embodiment in addition to the effects of the above-described first embodiment, there is an advantage that the amount of calculation can be minimized and the processing speed can be improved. is there.
  • FIG. 16 is a configuration diagram showing a fourth embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • the fourth embodiment is different from the third embodiment described above in that the LPF 209 is replaced by a linear interpolation block instead of providing the LPF 202 between the input terminal 201 and the convolution operation unit 203-1-203-U.
  • the LPF 209 is replaced by a linear interpolation block instead of providing the LPF 202 between the input terminal 201 and the convolution operation unit 203-1-203-U.
  • the output terminal 208 Provided between the 207 and the output terminal 208, when the input sampling frequency Fsi is low and the output sampling frequency Fso is low, an imaging component is generated and the occurrence of a frequency component not present in the original is prevented (suppressed). It is in.
  • FIG. 17 is a diagram conceptually showing a fifth embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • the fifth embodiment is different from the third embodiment described above in that the linear interpolation block can specify the position of a sample required for linear interpolation, and therefore the linear interpolation block is Presumably, the configuration is such that a polyphase filter coefficient set corresponding to the sample output by the selector 210 is selected and polyphase convolution calculation based on the above equation (47) is performed.
  • a polyphase filter corresponding to the output sample may be selected, and only the polyphase convolution calculation of equation (47) may be performed.
  • the configuration of the sampling rate converter 200B in this case is basically as shown in FIG.
  • Input terminal 201 to which the sample signal x (n) of the sampling frequency Fs is input, and when the input sampling frequency Fsi is high and the output sampling frequency Fso is high, aliasing components are generated and aliasing is suppressed.
  • LPF202, convolution unit 203 (—111 n) that performs convolution calculation (Equation (47)) between input sample and polyphase filter decomposed into polyphase, and polyphase corresponding to output sample It has a selector 210 for selecting a filter and an output terminal 208 for outputting a sample signal y (m) converted to a desired sampling frequency.
  • FIG. 18 is a diagram more specifically showing sampling rate conversion device 200 B conceptually shown in FIG.
  • the sampling rate conversion device 200 C has an input terminal 211 to which a sample signal x (n) having a sampling frequency Fs is input, and an input terminal 211 based on the algorithm of FIG.
  • a convolution operation unit 214 for performing LPF convolution operation for suppressing the occurrence of aliasing components and aliasing, a second memory 215 for storing LPF coefficients, and an input for storing input data of the convolution operation unit 214 Decompose into input data and polyphase based on buffer 216 and input data stored in input buffer 216 and coefficients read from first coefficient memory 212
  • Convolution unit 217 that performs convolution operation with the selected polyphase filter and a counter control unit that selects the two samples required for the output sample, and determines the role for selecting the corresponding polyphase filter and the coefficient of linear interpolation.
  • a linear interpolation calculator 219 for obtaining a value at a position where the output power of the convolution calculator 217 is also required based on the coefficient of linear interpolation by the counter controller 218, and a sample signal converted to a desired sampling frequency is output. And an output terminal 220.
  • the counter control unit 218 is included in the linear interpolation block and has a variable master counter (MaterCounter).
  • FIG. 19 is a diagram for describing variables used in the linear interpolation block.
  • the linear interpolation block is a variable that determines the operation of linear interpolation as a variable.
  • MasterCount which is terCounter, and MaterCounter!
  • Countl000 which is a Counter after the decimal point to be calculated, the addition value of the integer part to be added to the MaterCounter, and CountAmari, which is the addition value of the decimal point error to be added to the CountlOOO, Including.
  • FIGS. 20A and 20B are diagrams for specifically describing MasterCount.
  • MasterCount is composed of at least 26 bits, and 16 bits from 0 bit to 15 bits indicate the coefficient a of linear interpolation, and 7 bits from 16 bits to 22 bits are Indicates the number of the polyphase coefficient set, and indicates the number of samples read by 3 bits from 23 bits to 25 bits.
  • FIG. 21 is a diagram conceptually showing a sixth embodiment of the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • the sixth embodiment is different from the fourth embodiment described above in that the linear interpolation block can specify the position of the sample necessary for linear interpolation.
  • the configuration is such that the polyphase filter coefficient set corresponding to the sample output by the selector 230 is selected, and the convolution calculation of the polyphase based on the above equation (47) is performed.
  • the configuration of the sampling rate conversion device 200D basically includes, as shown in FIG. 21, an input terminal 201 to which a sample signal x (n) having a sampling frequency Fs is input, and an input sample 201 Convolution unit 203 (—111-n) that performs convolution calculation (Equation (47)) with the polyphase filter decomposed into polyphase, a selector 230 for selecting a polyphase filter corresponding to the output sample, and an input.
  • the sampling frequency Fsi of the output is low, the imaging component is generated when the sampling frequency Fso of the output is low, the original V, the LPF 209 for suppressing the generation of the frequency component, and the sample signal y ( m) is provided.
  • FIG. 22 is a diagram more specifically showing the sampling rate conversion device 200 D conceptually shown in FIG.
  • the sampling rate converter 200E has an input terminal 231 to which a sample signal x (n) having a sampling frequency Fs is input, and an input terminal 231 based on the algorithm of FIG.
  • An FIR filter design unit 232 in which coefficients are set; a first memory 233 for storing a coefficient set of a polyphase filter by the FIR filter design unit 232; an input buffer 234 for storing input data of the convolution operation unit 214;
  • the convolution operation unit 235 performs a convolution operation on the input data and a polyphase filter decomposed into a polyphase based on the input data stored in the input buffer 234 and the coefficients read from the first coefficient memory 232.
  • a counter control unit that selects the two samples required for the output sample, selects the corresponding polyphase filter, and determines the linear interpolation coefficient.
  • a linear interpolation operation unit 237 that obtains a value of a position where the output power of the convolution operation unit 235 is also required based on the coefficient of the linear interpolation by the counter control unit 236, and an input sampling frequency Fsi is an output sampling frequency.
  • Fso is low
  • a convolution operation unit 238 that performs an LPF convolution operation that suppresses generation of an imaging component and generation of a frequency component not included in the original, a second memory 239 that stores LPF coefficients,
  • An output terminal 240 for outputting a sample signal converted to a sampling frequency.
  • FIG. 23 is a flowchart for explaining a mounting method of the sampling rate conversion device according to the present embodiment.
  • initial settings are performed (F201).
  • the number of input data, the number of output data, the center of the input data, the number of taps of the polyphase filter, and the number of the coefficient set of the polyphase filter are set.
  • the initial value of the counter control unit 219 is set.
  • the method of calculating CountAdd and CountAmari is defined by the input sampling frequency Fsi and the output sampling frequency Fso.
  • Count 1000 500; / * for rounding * /
  • a low-pass FIR filter is designed using, for example, the Remez Exchange algorithm already described with reference to FIG. 11 and the like (F202).
  • a polyphase filter is prepared (F203). That is, the transfer function Ri (z) of the polyphase filter is obtained from the transfer function H (z) of the FIR filter using the expansion formula of the above equation (42).
  • the normalization coefficient R for each polyphase is determined as shown in the following equation.
  • coefficient inversion for convolution is performed. That is, in order to perform the convolution of the above equation (47), the coefficients of each polyphase filter are rearranged in reverse order.
  • CoeflCount (PolyTap * Up / 2)% Up;
  • MasterCount (number of polyphase coefficient sets including the median of H (z) CoeflCount) «16;
  • ⁇ 16 indicates a 16-bit shift.
  • the linear interpolation coefficient LinearCoef and the number of the polyphase coefficient set CoefCount are obtained as follows.
  • LinearCoef ((MasterCount & 0x007ffiH) &OxOOOOffi);
  • the low-pass filter LPF is used for filtering (F209).
  • Table 4 shows the convolution calculation. Calculate the polyphase coefficient set number and the center of the input data for the left sample InA and right sample InB as shown, using the following values.
  • CLIP MAX 8388607
  • CLIP MIN 8388608.
  • CLIP MAX 255
  • CLIP MIN 0 for unsigned 8 bits
  • the counter value and the center of the input sample are updated (F208).
  • Update MasterCount and the number of samples to be read ReadSample is performed as follows.
  • InputOffset + ((MasterCount) »23) &0x00000007;
  • FIG. 24 is a flowchart for explaining a mounting method of the sampling rate conversion device according to the present embodiment.
  • the processing in FIG. 24 is the same as the processing in FIG. 23 except that the processing in F209 is performed after the processing in F206 in the processing in FIG.
  • FIG. 25 is a block diagram showing a configuration example of an audio device employing the sampling rate conversion device according to the present invention.
  • the audio device 300 has an input terminal 301, an LR separation circuit (DSB) 302, a sampling rate conversion device (SRC) 303, an attenuator (ATT) 304, a mute circuit (MUTE) 305, and an output terminal 306. Te ru.
  • DFB LR separation circuit
  • SRC sampling rate conversion device
  • ATT attenuator
  • MUTE mute circuit
  • sampling rate converter (SRC) 303 performs the sampling described in connection with Figs. 5, 14, 17, 18, 18, and 22 as the first to sixth embodiments described above. Rate converter 100, 100A, 200, 200A-200E force is applied.
  • Endpoint processing is performed. That is, there is not enough Tap / 2 samples when performing the first filter operation. Make up for 0 for that Tap / 2 sample.
  • the input data After the Width has been filtered, the input data must be copied for the next filter operation.
  • a 48 kHz PCM digital signal input from the input terminal 301 is subjected to predetermined separation processing in the separation circuit 302, and then the sampling rate is converted in the sampling rate conversion device 303. For example, it is output as a 44.1 kHz signal. Then, the PCM digital audio signal is output from the output terminal 306 via the mute circuit 305 after being attenuated by the attenuator 304.
  • chessboard distortion can be avoided, an arbitrary prefilter can be considered, an arbitrary frequency point can be passed, and a sampling amount capable of minimizing the calculation amount can be obtained.
  • the provision of the rate conversion device has advantages in that noise resistance is improved, deviation in linear gain can be avoided, and processing speed can be improved.
  • an interpolator (interpolator), a decimator (decimator), and a linear phase FIR filter are element technologies. Use a multirate filter.
  • end point processing is performed.
  • processing of both ends firstly, processing of supplementing zero, secondly, inputting reflected (mirror) data, and thirdly, holding the pixels at both ends are performed.
  • a chessboard distortion can be avoided, an arbitrary pre-filter can be considered, an arbitrary frequency point can be passed, and the sampling amount can be minimized.
  • the use of the rate conversion device prevents the image from being grid-like, and also has the advantage that the deviation of the linear gain can be avoided and the processing speed can be improved.
  • the present invention can obtain an amplitude characteristic that passes an arbitrary frequency, and can realize high-accuracy conversion without depending on the cutoff frequency. It is applicable to conversion and resolution conversion for enlargement or reduction of the image frame.

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Abstract

　任意の周波数を通過するような振幅特性を得ることができ、カットオフ周波数に依存せずに高精度な変換を実現できるサンプリングレート変換装置であって、各信号間に（Ｕ−１）個の零点を挿入し、サンプリング周波数ＦｓｉをＵ倍に上げるアップサンプラ１０３と、ＦＩＲフィルタを含みアップサンプラの出力信号に対して畳み込みで値を補間する畳み込み演算部１０４と、サンプリング周波数ＵＦｓｉの畳み込み演算部１０４の出力信号から２点のサンプルを選出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロック１０５とを有し、ＦＩＲフィルタは、インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数Ｈ（ｚ）がプリフィルタの伝達関数Ｚ（ｚ）に関連付けられ、フィルタ係数が、プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている。

Description

明 細 書
サンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置 技術分野
[0001] 本発明は、たとえば音声 (オーディオ)のサンプリング周波数の変換や画像の画枠 の拡大や縮小の解像度変換に適用可能なサンプリングレート変換装置およびその方 法、並びに、オーディオ装置に関するものである。
背景技術
[0002] 音声や画像のデジタル信号処理では、フィルタ処理がよく使われる。そのフィルタ 処理に使われるフィルタは、有限のタップ数で直線位相を持つと ヽぅ特徴から直線位 相 FIR(Finite Impulse Response ;有限インパルス応答）フィルタがよく利用される。
[0003] 図 1は、直線位相 FIRフィルタのトランスバーサル型回路構成を示す図である。
この直線位相 FIRフィルタ 1は、図 1に示すように、入力端子 TINに対して縦続接続 されシフトレジスタを構成する（n— 1)個の遅延器 2— 1—21-1と、入力端子 TINに入 力された信号および各遅延器 2— 1一 2— n-1の出力信号に対してそれぞれフィルタ 係数 h (0)一 h (n-1)を乗算する n個の乗算器 3—1— 3— nと、 n個の乗算器 3—1— 3— nの出力信号を加算し出力端子 TOUTに出力する加算器 4により構成される。
[0004] このような直線位相 FIRフィルタの代表的な設計法としては、たとえば Parks, T.W. and McClellan, J.H.らが直線位相 FIRフィルタに適用したレムズ交換 (Remez E xchange)アルゴリズムが知られて 、る（たとえば非特許文献 1 参照)。
[0005] レムズ交換アルゴリズムは、所望の振幅特性に対して重みつき近似誤差が等リプル な形になるように近似するアルゴリズムである。
[0006] ところで、直線位相 FIRフィルタを用いたフィルタ処理の応用にサンプリングレート 変換を利用した画像の解像度変換や音声のサンプリング周波数の変換がある。 たとえば解像度変換では、インタポレータ (補間器)とデシメータ（間引き器)と直線 位相 FIRフィルタを要素技術とするマルチレートフィルタを使用する（たとえば非特許 文献 2 参照)。
[0007] マルチレートフィルタでは、一般に直線位相 FIRフィルタをインタポレータに合わせ てポリフェーズ分解して使用する。インタポレータとデシメータは共に周期的時不変 システムであり、時不変システムとは異なる特性を持つ。
そのインタポレータの周期的時不変性が原因で、画像の解像度変換ではチェス盤 歪みと呼ばれる格子上の歪みが起きてしまう。
[0008] そこで、原田、貴家は、チェス盤歪みを回避する条件をフィルタの零点配置力 考 察した (非特許文献 3参照)。
[0009] チェス盤歪みを伴わな 、マルチレートフィルタの伝達関数 H (z)は、何らかの方法 で設計された直線位相 FIRフィルタ（以後、イコライザと呼ぶ）の伝達関数 K (z)に、 あとからチェス盤歪みを回避するため零点の伝達関数 Ζ (ζ)を乗算することによって 求められる。
[0010] (数 1)
Η (ζ) =Ζ (ζ) ·Κ (ζ) - (1)
[0011] (数 2)
Ζ (ζ) = 1 + ζ— 1 + ζ— 2 + · · · + ζ— ( " · · ·（ 2)
[0012] ここで、チェス盤歪みを回避するための零点の伝達関数 Ζ (ζ)のように、あらかじめ 固定されている直線位相 FIRフィルタをプリフィルタと呼ぶことにする。
[0013] 図 2A— 2Cに、レムズ交換アルゴリズムで設計したイコライザにプリフィルタを乗算し てチェス盤歪みを回避したマルチレートフィルタの周波数応答と重みつき近似誤差 の一例を示す。
特干文献 1： Parks, T.W. and Mcし lellan, J.H.: し hebysnev Approximation for
Nonrecursive Digital Filters with Linear Phase", IEEE Trans. し ireuit Theory,
CT-19, 2,pp. l89-194, 1972、および Rabiner, L.R., McClellan, J.H. and Parks,
T.W.: "FIR Digital Filter Design Techniques Using Weighted Chebyshev
Approximation", Proc. IEEE, Vol 63, April, pp.595— 610, 1975
非特許文献 2 :貴家仁志著， 「マルチレート信号処理」，昭晃堂， 1997
非特許文献 3 :原田康裕、貴家仁志： "チェス盤歪みを伴わないマルチレートフィルタ とその零点配置について",信学技法 CAS96-78, ppl-6, 1997-01
発明の開示 発明が解決しょうとする課題
[0014] しかし、上記の方法によるチェス盤歪みの回避方法には次のような不利益がある。
すなわち、従来方法で設計された伝達関数 H (z)のマルチレートフィルタは、図 2C に示すように、レムズ交換アルゴリズムで設計した重みつき近似誤差の等リプルが崩 れてしまう。
また、従来方法で設計されたマルチレートフィルタは、図 2Bに示すように、通過域 の利得が一定値ではなぐ右端が減衰して ヽる。
[0015] このようなフィルタを使って解像度変換を行うと、画像の輪郭がぼけてしまい、画質 に影響する。同様に、このようなフィルタを使って音声のサンプリング周波数の変換を 行うと、高周波成分が減衰して精度の高い音声再生を行うことができない。
この通過域の減衰は、フィルタ係数を増やしても回避することはできな 、。
[0016] また、直線位相 FIRフィルタの設計仕様で、周波数 w=0のとき直流利得を 1にしな ければならない場合がある。
しかしながら、レムズ交換アルゴリズムでは、図 3A— 3Cに示すように、指定した任 意の周波数点を通過するような振幅特性を得ることができない。
[0017] また、図 4に、従来のマルチレート信号処理の理論に基づいたサンプリングレート変 の構成例を示す。
図 4のサンプリングレート変換器 10は、アップサンプラ 11、 FIRフイノレタ 12、ダウン サンプラ 13を有している。
また、図 4において、 Uおよび Dは互いに素な正整数であり、 H (z)は FIRフィルタの 伝達関数を示している。また、上向きの矢印は各信号間に (U-1)個の零点を挿入す るアップサンブラ、下向き矢印は信号を D個間隔で間弓 Iくダウンサンブラを示して 、る
[0018] 図 4のサンプリングレート変換器 10は、アップサンプラ 11により信号のサンプリング レートを U倍に上げ、 FIRフィルタ 12を用いて帯域制限を行い、最後にダウンサンプ ラ 13によりサンプリングレートを 1ZDに下げる動作をする。
これにより、サンプリングレートを U/D倍に変換することができる。この FIRフィルタ のカットオフ周波数は次のようになる。 [0019] (数 3)
ω c = π / maxU, D · ·· (3)
[0020] たとえば 44. 1kHzからの、または、 44. 1kHzへのサンプリングレート変換を図 4に 示すような従来のマルチレート信号処理の理論に基づいて実現するためには、低域 通過フィルタである FIRフィルタ 2のカットオフ周波数が極端に厳しいフィルタを用意 しなければならない。
一般に、以下に示すように、このようなフィルタは非常に多くのタップ数が必要であり 、実現自体も非常に難しい。
[0021] · 44.1kHzから 48kHz へ、
Up = 160, Down = 147、
カットオフ周波数 π /160。
• 44.1kHzから 32kHz へ、
Up = 320, Down = 441、
カットオフ周波数 π /441。
• 44.1kHzから 24kHz へ、
Up = 80, Down = 147、
カットオフ周波数 π /147。
• 48kHzから 44.1kHz へ、
Up = 147, Down = 160、
カットオフ周波数 π /160。
• 32kHzから 44.1kHz へ、
Up = 441, Down = 320、
カットオフ周波数 π /441。
• 24kHzから 44.1kHz へ、
Up = 147, Down= 80、
カットオフ周波数 π /147。
[0022] 本発明は、力かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、重みつき近似誤 差の等リプルが崩れてしまうことがなぐまた、通過域の利得を略一定値に保持でき、 さらに任意の周波数を通過するような振幅特性を得ることができ、高精度な変換を実 現できるサンプリングレート変換装置およびその方法、並びに、オーディオ装置を提 供することにある。
課題を解決するための手段
[0023] 上記目的を達成するため、本発明の第 1の観点に係るサンプリングレート変換装置 は、サンプル信号間に U— 1の零点を挿入し、サンプリング周波数を U倍にするアップ サンブラと、 FIRフィルタを含み、上記アップサンブラの出力信号に対して所定の畳 み込み演算を行う畳み込み演算部と、上記畳み込み演算部の演算結果に対して 2 点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロック と、を有し、上記畳み込み演算部の FIRフィルタは、インパルス応答が有限時間長で 表され、当該インノ ルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数 H (z)がプリフィ ルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフィルタであって、上記フィルタ係数 力 通過させたい周波数、および Zまたは、上記プリフィルタの周波数応答に関連付 けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている。
[0024] 本発明の第 2の観点に係るサンプリングレート変換装置は、所定の FIRフィルタをポ リフエーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリ フェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み 演算部と、対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サ ンプリング周波数を U倍にする複数のアップサンブラと、上記複数のアップサンブラ の出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段 と、上記加算手段による信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を 線形補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記 FIRフィルタは、インパルス応 答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関 数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられて ヽる FIRフィルタであって、 上記フィルタ係数力 通過させたい周波数、および Zまたは、上記プリフィルタの周 波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定され た FIRフィルタである。
[0025] 本発明の第 3の観点に係るサンプリングレート変換装置は、所定の FIRフィルタをポ リフエーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入 力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を 行う畳み込み演算部と、出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応す るポリフェーズフィルタの係数を選択するためのセレクタと、必要な位置の値を線形補 間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記 FIRフィルタは、インパルス応答が有 限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数 H (z )がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフィルタであって、上記フ ィルタ係数力 通過させたい周波数、および Zまたは、上記プリフィルタの周波数応 答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIR フィルタである。
[0026] 本発明の第 4の観点に係るサンプリングレート変換方法は、サンプル信号間に U— 1 の零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍する第 1ステップと、インパルス応答が有 限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数 H (z )がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフィルタを含む畳み込み 演算部により、サンプリング周波数を U倍された信号に対して所定の畳み込み演算を 行う第 2ステップと、上記演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置 の値を線形補間から求める第 3ステップと、を有し、上記 FIRフィルタのフィルタ係数 を、通過させたい周波数、および Zまたは、上記プリフィルタの周波数応答に関連付 けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する。
[0027] 本発明の第 5の観点に係るサンプリングレート変換方法は、所定の FIRフィルタをポ リフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み込み演算部により、入力さ れたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込 み演算を行う第 1ステップと、対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の 零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍にする第 2ステップと、上記サンプリング周 波数が U倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算した信号を 生成する第 3ステップと、上記第 3ステップによる信号に対して 2点のサンプルを選び 出し、必要な位置の値を線形補間から求める第 4ステップと、を有し、上記 FIRフィル タは、インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数と なっており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FI Rフィルタであって、上記フィルタ係数を、通過させたい周波数、および Zまたは、上 記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行 うことにより算出する。
[0028] 本発明の第 6の観点に係るサンプリングレート変換方法は、出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの係数を選択する第 1ステ ップと、所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能な ポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択 された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 2ステップと、を有し、上 記 FIRフィルタは、インノ ルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフ ィルタ係数となっており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付け られている FIRフィルタであって、上記フィルタ係数を、通過させたい周波数、および Zまたは、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重み つき近似を行うことにより算出する。
[0029] 本発明の第 7の観点は、サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であつ て、上記サンプリングレート変換装置は、サンプル信号間に U-1の零点を挿入に、サ ンプリング周波数を U倍にするアップサンブラと、 FIRフィルタを含み、上記アップサ ンブラの出力信号に対して所定の畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、上記畳み 込み演算部の演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形 補間から求める線形補間ブロックと、を有し、上記畳み込み演算部の FIRフィルタは、 インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となって おり、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられて 、る FIRフィ ルタであって、上記フィルタ係数力 通過させたい周波数点および Zまたは上記プリ フィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことに より設定されている。
[0030] 本発明の第 8の観点は、サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であつ て、上記サンプリングレート変換装置は、所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した ポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解され たポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う複数の畳み込み演算部と、対応する 上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍にする複数のアップサンブラと、上記複数のアップサンブラの出力信号の伝播時 間を調整して全ての信号を加算した信号を生成する加算手段と、上記加算手段によ る信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間から求める 線形補間ブロックと、を有し、上記 FIRフィルタは、インパルス応答が有限時間長で表 され、当該インノ ルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数 H (z)がプリフィルタ の伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフィルタであって、上記フィルタ係数が、 通過させたい周波数点および Zまたは上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて 、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIRフィルタである。
[0031] 本発明の第 9の観点は、サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であつ て、上記サンプリングレート変換装置は、所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した 異なるフィルタ係数を設定可能なポリフェーズフィルタを含み、入力されたサンプル 信号と選択された係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算 部と、出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィル タの係数を選択するセレクタと、を有し、上記 FIRフィルタは、インノ ルス応答が有限 時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数 H (z)が プリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフィルタであって、上記フィ ルタ係数が、通過させた!、周波数点および Zまたは上記プリフィルタの周波数応答 に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIRフ ィルタである。
[0032] 本発明によれば、たとえば FIRフィルタが設計される。たとえば初期設定により、直 線位相 FIRフィルタの設定、バンドの設定、プリフィルタの係数の設定、通過させたい 任意の周波数点の入力、初期極値点の設定が行われる。
次に、現在の極値点と通過させた 、周波数点力も振幅特性を補間する補間多項式 が生成される。
次に、生成した補間多項式から求められた振幅特性力も新しい極値点が決定され る。 る。
これらが繰り返されて、たとえば極値の位置が所望の範囲内に近似された力否かが 判断される。
そして、近似された振幅特性力もフィルタ係数が求められる。
このように、係数が設定されてレ、る FIRフィルタは、重みつき近似誤差が等リブノレに なり、また、通過域の利得が一定値に保たれる。
また、指定した周波数点を通過することができる。
[0033] そして、アップサンプラにおいて、サンプル信号間に U—1の零点を挿入に、サンプ リング周波数を U倍する。
次に、上記のように設計された FIRフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリ ング周波数を U倍された信号に対して所定の畳み込み演算を行う。
次に、畳み込み演算部の演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位 置の値を線形補間から求める。
発明の効果
[0034] 本発明によれば、カットオフ周波数が厳しいサンプリングレート変換が可能である。
また、チェス盤ひずみを回避可能である。
また、任意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能である。 また、演算量を必要最小限に抑えることが可能で、処理速度の向上を図ることがで きる。
図面の簡単な説明
[0035] [図 1]図 1は FIRフィルタのトランスバーサル型回路構成を示す図である。
[図 2]図 2A〜2Cは従来方法におけるチェス盤歪みを回避した周波数応答と重みつ き近似誤差の一例を示す図である。
[図 3]図 3A〜3Cは従来方法における周波数応答と利得 1付近の拡大図である。
[図 4]図 4は一般的なサンプリングレート変換装置の構成例を示す図である。
[図 5]図 5は本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 1の実施形態を示す構成 図である。
[図 6]図 6は本実施形態に係る線形補間ブロックの線形補間処理を概念的に示す図
訂正された用紙 （規則 91) である。
[図 7]図 7は本実施形態に係る線形補間ブロックの線形補間処理により必要な位置の 値を求める処理を概念的に示す図である。
[図 8]図 8A〜8Dは FIRフィルタが直線位相を持つ 4つの場合のインパルス応答を示 す図である。
[図 9]図 9は直線位相 FIRフィルタの 4つの場合に対する Q (e^)と Rを示す図である。
[図 10]図 10は重みつきチェビシェフ近似の例を示す図である。
[図 11]図 11は本発明に係るプリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリ ズムのフローチャートである。
[図 12]図 12A〜： 12Cは重みつき近似誤差 E (e の新しい極値の決定法を説明する ための図である。
[図 13]図 13A〜 13Dは本発明の任意の周波数点を指定したときの周波数応答とそ の拡大図を示す図である。
[図 14]図 14は本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 2の実施形態を示す構 成図である。
[図 15]図 15は本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 3の実施形態を示す構 成図である。
[図 16]図 16は本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 4の実施形態を示す構 成図である。
[図 17]図 17は本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 5の実施形態を概念的 に示す図である。
[図 18]図 18は図 1.7の概念的に示すサンプリングレート変換装置を、より具体的に示 す図である。
[図 19]図 19は線形補間ブロックで使用する変数について説明するための図である。
[図 20]図 20Aおよび 20Bは MasterCountを具体的に説明するための図である。
[図 21]図 21は本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 6の実施形態を概念的 に示す図である。
[図 22]図 22は図 21の概念的に示すサンプリングレート変換装置を、より具体的に示
訂正された用紙 （規則 91) [図 23]図 23は本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の第 1の実装法を説明 するためのフローチャートである。
[図 24]図 24は本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の第 2の実装法を説明 するためのフローチャートである。
[図 25]図 25は本発明に係るサンプリングレート変換装置を採用したオーディオ装置 の構成例を示すブロック図である。
符号の説明
[0036] 1…直線位相 FIRフィルタ、 2-1-2-n-l…遅延器、 3— 1— 3— n…乗算器、 4…加 算器、 11(0)—11(11 1)'"フィルタ係数、 ΤΙΝ···入力端子、 TOUT…出力端子、 100 , 100Α···サンプリングレート変換装置、 101···入力端子、 102---LPF, 103· "アツ プサンブラ、 104…畳み込み演算部、 105…線形補間ブロック、 106…出力端子、 2 00, 200A— 200Ε···サンプリングレート変換装置、 201···入力端子、 202---LPF, 203— 1— 203—ひ"畳み込み演算部、 204— 1— 204—ひ"アップサンプラ、 205—1 — 205-U-1…遅延器、 206-1— 206-U-1…カロ算器、 207···ダウンサンプラ、 20 8···出力端子、 209---LPF, 210···セレクタ、 211···入力端子、 212- FIRフィルタ 設計部、 213…第 1メモリ、 214—LPFの畳み込み演算部、 215…第 2メモリ、 216··· 入力バッファ、 217…畳み込み演算部、 218…カウンタ制御部、 219…線形補間演 算部、 220···出力端子、 230···セレクタ、 231···入力端子、 232· "FIRフィルタ設計 部、 233···第 1メモリ、 234···入カノくッファ、 235···畳み込み演算部、 236···カウンタ 制御部、 237…線形補間演算部、 238· "LPFの畳み込み演算部、 239…第 2メモリ 、 240···出力端子、 300···オーディオ装置、 301…入力端子、 302—LR分離回路（ DSB)、 303…サンプリングレート変換装置（SRC)、 304···アツテネータ（ATT)、 30 5···ミュート回路 (MUTE)、 306…出力端子。
発明を実施するための最良の形態
[0037] 以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に関連付けて詳細に説明する。
[0038] <第 1実施形態 >
図 5は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 1の実施形態を示す構成図 である。 図 5において、 Uおよび Dは互いに素な正整数であり、 H (z)は FIRフィルタの伝達 関数を示している。また、上向きの矢印は各信号間に (U-1)個の零点を挿入するァ ップサンプラを示して ヽる。
さらに、 Fsiは入力のサンプリング周波数を、 Fsoは出力のサンプリング周波数をそ れぞれ示しており、本第 1の実施形態は Fsoく Fsiの場合の構成例を示している。
[0039] すなわち、本サンプリングレート変換装置 100は、図 5に示すように、入力端子 101 、ローパスフィルタ（LPF) 102、アップサンプラ 103、畳み込み演算部 104、線形補 間ブロック（linear) 105、および出力端子 106を有している。
[0040] 入力端子 101には、サンプリング周波数 Fsiのサンプル信号 x (n)が入力される。
[0041] LPF102は、入力のサンプリング周波数 Fsiが出力のサンプリング周波数 Fsoが高 い場合には、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じることから、入力端子 101か ら入力されたサンプリング周波数 Fsiのサンプル信号 X (n)力 折り返しの発生を防止 (抑止）して、アップサンプラ 103に出力する。
[0042] アップサンプラ 103は、入力端子 101から入力され、 LPF102を介したサンプリング 周波数 Fsiのサンプルデータ x(n)を受けて、 U— 1の零点を挿入 (補間）し、サンプリ ング周波数 Fsiを Up倍に上げ (オーバーサンプリングし）、サンプリング周波数 UFsi のサンプル信号を畳み込み演算部 104に出力する。
[0043] 畳み込み演算部 104は、後述するレムズ交換アルゴリズムに基づいて設計された F IRフィルタを含み、次式で示す畳み込み演算を行い (帯域制限を行い）、演算結果を 次段の線形補間ブロック 105に出力する。畳み込み演算部 104は、カットオフ周波数 力 S lZUpの低域通過フィルタ (伝達関数 H (z) )の畳み込みで値を補間する。
[0044] [数 4] y(n') （4)
Figure imgf000014_0001
[0045] ここで、 h (n)は FIRフィルタのインパルス応答であり、畳み込みの出力（ダウンサン ブラ前）は、入力はアップサンブラで零点を挿入されたサンプルである。
[0046] 線形補間ブロック 105は、図 6および図 7に示すように、サンプリング周波数 UFsiの 畳み込み演算部 104の出力信号から 2点のサンプルを選び出し、次式のように、必 要な位置の値を線形補間力も求め（図 7)、サンプル信号 y (m)として出力端子 106 から出力する。
[0047] (数 5)
y (m) = a X In A+ β Χ Ιη Β
13 = 1— α - (5)
[0048] 以下に、畳み込み演算部 104の FIRフィルタの設計方法について詳述する。
[0049] 本実施形態に係る直線位相 FIRフィルタは、等価的にはたとえば図 1に示すような トランスバーサル型回路構成をとることが可能である。
ただし、フィルタ係数 h (n)は、以下に詳述するように、レムズ交換 (Remez
Exchange)アルゴリズムを拡張し、通過させたい周波数点を指定でき、かつ、プリフィ ルタの周波数応答を考慮した上で所望の振幅特性をチェビシェフ近似し、近似され た振幅特性から求められる。
[0050] 以下、本発明に係る直線位相 FIRフィルタの係数設定の具体的な方法にっ 、て、 図面に関連付けて順を追って説明する。
[0051] 式（6)のように、 Nタップの直線位相 FIRフィルタの伝達関数 H (z)は、プリフィルタ の伝達関数 Z (z)とイコライザの伝達関数 K (z)の積から成り立つようなフィルタである
[0052] (数 6)
Η (ζ) =Ζ (ζ) ·Κ (ζ) ー（6)
[0053] ここで、プリフィルタとイコライザは、それぞれ Uタップ、 Ν— (U— 1)タップの直線位相 FIRフィルタであり、プリフィルタの伝達関数はあらかじめ与えられているものとする。 また、周波数領域で Np個の任意の周波数点を通過させる。したがって、ここでの伝 達関数 H (z)のフィルタ設計とは、指定した任意の周波数点を通過し、かつ、振幅特 性 H (eiw)を所望の振幅特性 D (e に近づけるように、 N— (U— 1)タップのイコライザ の伝達関数 K (z)を決定することである。
[0054] 伝達関数 K (z)のイコライザに割り当てられるタップ数を L = N— (U— 1)とおく。
直線位相 FIRフィルタの伝達関数 K (z)は、図 8Α— 8Dに示すように、直線位相を 持っために 4つの場合に分類される。 具体的には、図 8Aに示す奇数タップ、偶対称の場合 1、図 8Bに示す偶数タップ、 偶対称の場合 2、図 8Cに示す奇数タップ、奇対称の場合 3、および図 8Dに示す偶 数タップ、奇対称の場合 4の 4つ場合に分類される。
[0055] そして、その振幅特性関数 K (e1")を場合 1はそのままにして、場合 2— 4を次のよう に書き直す。
[0056] [数 7]
(L- 1)/2
場合 ∑ a(ii)cos(no>) (7-1)
場合 2: -2)
Figure imgf000016_0001
(L-l)/2
場合 3: E c(n)sin(nw)
(L-3)/2
： sin( o) c(n)cos(na>) (7-3)
L/2
場合 4: ∑ ίΙ(η)8ίη{(η )ω}
n=l 、172-1〜
： sin ( ) 52 tl(n)cos(na)) 《7-4)
[0057] すなわち、振幅特性関数 Κ(^)は、図 9に示した固定パラメータの関数 と設 計パラメータを含む余弦級数 Ρ(^)との積で表される。以後、各式 (7— 1)一（式 7— 4 )の和の上限を R— 1+ 2 ΧΝρと表すことにする。すなわち、 Rは図 9のように計算され る。また、 a(n);― b(n);_ c(n);― d(n)を p (n)と総称する。
[0058] 所望の振幅特性 D^1")とし、各周波数に対する重みを W^1")とするとき、重みつき 近似誤差は次のように定義される。
[0059] [数 8]
W ( {E>( - H ( } (8) [0060] [数 9]
H(ejfi,)= K(e )*Z(eiw)
= Q(e ）
Figure imgf000017_0001
(9)
[0061] 式 (8)に式（9)を代入すると次のようになる。
[0062] [数 10]
E(e'"') = (e'"'){d(e — P(e 'つ } り。）
[0063] ただし、 "W(e )、 'D (e )は下記のようであるとする。
[0064] [数 11]
W(eJ = W(e * Q(e }ω) - Z(ej<") (11)
[0065] [数 12]
D(e)w) , 、
°^ Q(eit0)-Z(eJW) υ ；
[0066] 式（10)は、場合 1一場合 4の 4つの場合の直線位相 FIRフィルタの重みつき近似 誤差を表している。
重みつきチェビシェフ近似問題は、式 (8)において指定周波数帯域内での I Ε(^ ) Iの最大値を最小にするような式（7— 1)一 (7-4)の a(n);― b(n);— c(n);— d(n)を 決定することである。
[0067] 以下、具体例に関連付けて説明する。
ここでは、下記および図 10に示すように、振幅特性 D^1")を定義する。
[0068] [数 13]
D(eiM)= l (誤差土 1以内， 0 〈ω〈ωΡ》
D(e"") = 0 (鹧楚土 以内. o>sく ωく π) (13)
[0069] ただし、 Rが与えられると、 δ 1 , δ 2の値は任意に指定できないが、その比率を指 定することができる。
W^1")は通過域では一定値 W1、阻止域では W2とし、 W1 δ 1 =W2 δ 2が成立 するように選ぶ。たとえば、 W1 =1, W2 = δ 1 / 62と選ぶ。このとき、次の交番定 理が成り立つ。
[0070] <定理 >
(R-1)次の余弦級数 P (e )が wの区間 (0, π )で目的特性に対する最良重みつき チェビシェフ近似であるための必要十分条件は、
(1) Ε (^)は区間（0, π )で少なくとも (R+ 1)回、極値をとること。そのときの極値を とる周波数を w0 <wl <w2 < - - <wR-l <wRとする。
(2)隣り合う極値の符号は異なり、かつすベての極値の絶対値は等しいこと。すなわ ち、次の条件を満足する。
[0071] [数 14]
(i =0, 1 R- 1 )
|E(e )| = |E(ef<"'")| (い 0, 1 R- 1 ) (14)
[0072] したがって、 I E ^1™) Iは区間内での I E ^1") Iの最大値に等しい。
[0073] 最良なチェビシェフ近似を得る手法に交番定理に基づ 、たレムズ交換アルゴリズム (Remez Exchange Algorithmノ; 0ある (Rabiner, L.R., McClellan, J.H. and Parks, T.W.: "FIR Digital Filter Design Techniques Using Weighted Chebyshev Approximation", Proc. IEEE, Vol 63, April, pp.595— 610, 1975参照）。
レムズ交換アルゴリズムは、周波数領域で所望の振幅特性をチェビシェフ近似し、 近似された振幅特性カゝら直線位相 FIRフィルタの係数を求めるものである。
[0074] 図 11は、本発明に係る任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答 を考慮したレムズ交換アルゴリズムのフローチャートである。
具体的なプリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムは以下のよう になる。
[0075] < stepO >
図 11に示すように、まず、初期設定を行う（F101)。この初期設定では、直線位相 FIRフィルタの設定、バンドの設定、プリフィルタの係数の設定、通過させたい任意の 周波数点の入力、初期極値点の設定を行う。
具体的に設定する項目は以下の通りである。
'タップ数、 •直線位相 FIRフィルタは、偶対称ある!/ヽは奇対称、
'ノンドの数、
•各バンドの両端の周波数、
•各バンドの所望の振幅値、
•各バンドに対する重みづけ、
•プリフィルタの係数、
•通過させたい点の周波数と振幅値 (w , O(e +1 ), i=l, · ·, Np)、
R+i
•近似帯域で極値となる周波数 w(Q) =w (0) (k = 0, · ·, R)
k
ただし、右肩文字 (0は繰り返しの回数を表している。
[0076] <stepl>
次に、現在の極値点から振幅特性を補間するラグランジュ補間多項式を生成する（ F102)。
上記式 (8)で示すチェビシェフ近似の目的関数が最小になる必要十分条件は交番 定理により示されている。そこで、交番定理をもとにして、各周波数点で所望の振幅 特性からの重みつき近似誤差 δ &が等しぐ符号が交番するように、次式のパラメ一 タ ρ(η)を求める。
[0077] [数 15] p(e ") = ρ cos(ni ) (lo)
[0078] すなわち、周波数点 w(i) =w (i) (k=0, · ·, R)における式（9)の重みつき近似誤
k
差が次式を満足する。
[0079] [数 16]
^(β'^')!^1^)--!^) }=(-l)k<5w (k=0.1 R) (16)
[0080] 以下、簡略化のために右肩文字 (0は省略する。式（16)を変形すると次のようにな る。
[0081] [数 17] W(ciM|)
-l
DD <D <DD < < < (一 1
0, 1 R) (17) n=0 ^ ゾ
[0082] そして、式（17)に制約として周波数領域で通過させたい点の等式が加わる
[0083] [数 18]
P(ei<at) = D(e^)
R-1
p(n) cos(non) = D(e )， (k = R+1,...,R+NP) (18)
[0084] 式（17)と式（18)を行列表現すると、次のようになる。
[0085] [数 19]
1
cos(tt)i) cosf2 o) cos((R- 1)ωο)
Me)
Figure imgf000020_0001
P(0)
R-l
1 COS(WR-I) cos(2ios I)… cos((R- 1)ω»- 1) P(l)
W(e )
P(R-1) (- 1)R
((R_l)w，） d οο8(ω») cos(2( ii) cos
cos(co，") cos(2wntt) cos((R-l) )«") 0
I cos( ω υκιι) cos(2 ω cos((R— 1)ω"!<ι>) o
(
(e,t0,>
(19)
(eJW'") (e "） J [0086] しかし、 ：の式を解くのは非常に計算量が多いので、まず δを解析的に求める。
[0087] [数 20]
Figure imgf000021_0001
[0088] [数 21]
Figure imgf000021_0002
[0089] [数 22]
Xj = cos(O)j) (22)
[0090] akは行列 Fの k行 (R+l)列の要素の余因子である。ただし、 "WCe1"), "D^1")は 、それぞれ式（11)、式（12)を使う。
次にこの δを用いて次式のようにおく。
[0091] [数 23] e^')-(-l)'
(23)
W(ei0,k)
(k=0,...,R)
[0092] [数 24]
Ck =D(eJW'), (k=R+ls...,R+NP) (24)
[0093] 極値点以外の周波数の振幅特性を求めるために、極値点と通過させた!/、周波数点 を用いて補間する補間多項式として、今回はラグランジュ補間多項式を用いることに する。すなわち、 Pie^)は、ラグランジュ補間多項式を用いて、 wk(k=0, ··, R+Np )
で値 Ckをとるような補間をすることで計算される。
[0094] [数 25]
Figure imgf000022_0001
[0095] [数 26]
Figure imgf000022_0002
[0096] [数 27] x = cos( cu ) (27)
[0097] この結果は、式（19)を解いたことに相当する。
[0098] < step2 >
補間多項式力も求められた振幅特性力も新しい極値点を求めることと (F103)、最 適近似が得られた否かを繰り返し判断する (F104)。
上記した step 1の結果の各極値点 wkは必ずしも重みつき誤差関数 E (e1")の極値 になっておらず、 | Ε (^) I > δ (i)となる点が存在することがある。そこで新しい極値 点 w(i+1)を全点同時入れ替え法力 決定する。
く全点同時入れ替え法 >:
次式に基づ 、て、補間に用いた極値点力 計算される重みつき近似誤差の極値を 近似帯域全体にわたり探し求め、それを新しい極値点 w(i+1) =w G+1) (k=0,l, と
k
し、 steplの処理に戻る。
[0099] [数 28]
E(e = (e ' { (e'")— P(e 'w) (28)
[0100] 極値の位置が変化しなくなったとき最適近似が得られたとする。これが繰り返しの終 了条件であり、次の step3の処理へ進む。
[0101] 図 12A— 12Cは、全点入れ替え法の概念図である。
簡単に説明すると、図 12A— 12C中の黒丸が補間に用いた極値点を表し、この極 値点から求めた重みつき近似誤差 E (ejw)が実線に相当する。 図 12Aに示すように、黒丸の極値点での重みつき近似誤差の値は白丸となるが、 実際の極値は四角で示す周波数である。そこで、四角で示す周波数を新しい極値点 として、 steplの処理に戻る。
また、図 12Bに示すように、補間に用いた極値点と実際の極値の周波数がずれて いるので、四角で示す周波数を新しい極値点として、 steplの処理に戻る。
そして、図 12Cに示すように、補間に用いた極値点と、実際の重みつき近似誤差の 極値点（白丸）が同じになったときに、繰り返しは終了する。
[0102] < step3 >
近似された振幅特性カゝら直線位相 FIRフィルタの係数を求める (F105)。 最適近似関数 P (e )力も Nタップのインパルス応答 h (n)を求める際に、 p (n)から 求める代わりに、次式から求める。
[0103] [数 29]
Figure imgf000023_0001
[0104] [数 30] 場合 i
Figure imgf000023_0002
[0105] [数 31]
Figure imgf000023_0003
[0106] [数 32] 場 3
Figure imgf000023_0004
[0107] [数 33] 場合 4:
Figure imgf000024_0001
[0108] また、 L=N— (U—l)タップのイコライザのインパルス応答 k(n)を求めるときは、次 式から計算する。
[0109] [数 34]
(34)
[0110] [数 35]
Figure imgf000024_0002
[0111] [数 36] 場合 2:
Figure imgf000024_0003
[0112] [数 37] 場合 3: k(n) —έ£ ) ( ） (37,
fc«0
[0113] [数 38]
L .
k(n) = I ¾(-l)kK (k+ 1 ) ) cos (¾^(k+ \ )(n+†) ) (38) k 0
[0114] もし、プリフィルタ力 次式で示すように伝達関数 Z(z)が 1のときは、任意の周波数 点を通過するレムズ交換アルゴリズムと同じである。
[0115] (数 39) Z (z) = l ー（39)
[0116] また、もし、プリフィルタが通過させたい任意の周波数点がない場合 Np = 0のときは 、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換アルゴリズムと同じである。
[0117] さらに、もし、プリフィルタ力 次式で示すように伝達関数 Z (z)が 1であり、かつ、通 過させたい任意の周波数点がない場合 Np = 0のときは、通常のレムズ交換アルゴリ ズムと同じである。
[0118] (数 40)
Z (z) = l ー（40)
[0119] 図 13A— 13Dは、以下の仕様に対して、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィ ルタの周波数応答を考慮できるように拡張したレムズ交換アルゴリズムで設計された 低域通過フィルタの周波数応答を示す図である。
なお、以降の説明では、チェス盤歪みを回避するための零点をプリフィルタとして扱 うことにする。
プリフィルタの周波数応答は、次のように表される。
[0120] [数 41]
-2jo>
Z(ejw)= (l+e_i<0+e +e -jto (U- l)
)
(U-l)/2
1+ 2cos(m o )， U:odd
m=0
U/2
2cos {(m+l/2)0) )}， U:even (41 )
m=0
[0121] 以下に、仕様を示す。
[0122] <直線位相 FIRフィルタ >
• 24タップ
•偶対称
•式（2)のプリフィルタ U = 3 (直流利得が Uとなるように調節する）
<設計方法 >
•任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ 交換アルゴリズムで設計した。 [0123] [表 1] バンド
Figure imgf000026_0001
[0124] [表 2] 指定周波数点
Figure imgf000026_0002
[0125] 図 13Aデシベルで表示した周波数応答を示す図、図 13Bはそのままの値で表示 シタ周波数応答を示す図、図 13Cは利得 3付近を拡大した図、図 13Dは利得 0付近 を拡大した図である。
図 13Α— 13D中、点線はプリフィルタの周波数特性 (Pre-filter)およびイコライザの 周波数特性 (Equalizer)を示し、実曲線は最終的に得られた周波数特性 (Proposed H(z))、および縦実線はチェス盤歪みを回避するために H(z) = 0とならなければなら ない周波数 (Zero Point),および黒丸はバンドの区切りを示している。
[0126] 図 13Aから通過域の利得が一定値を保っており、チェス盤歪みを回避する零点を 通過して!/ヽることが確認できる。
また、図 13Cから指定した周波数点を通過していることが確認できる。
さらに、図 13C, 13Dから、等リップルを保っていることが確認できる。
[0127] すなわち、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答を考慮でき るように拡張したレムズ交換アルゴリズムで設計された低域通過フィルタは、良好な周 波数応答特性を得ることができる。
[0128] 次に、上記構成を有するサンプリングレート変換装置の動作を説明する。
[0129] 入力端子 101から入力されたサンプリング周波数 Fsのサンプルデータ x (n)力 SLPF 102に入力される。
LPF102では、入力端子 101から入力されたサンプリング周波数 Fsiのサンプル信 号 x (n)から折り返しの発生が防止（抑止）されて、アップサンブラ 103に出力される。 アップサンプラ 103では、各信号間に（U— 1)個の零点が挿入され、サンプリング周 波数 Fsiが U倍に上げられ、サンプリング周波数 UFsiのサンプル信号が畳み込み演 算部 104に出力される。
畳み込み演算部 104においては、式（3)に基づく畳み込み演算が行われ、サンプ ル信号の帯域制限が行われ、次段の線形補間ブロック 105に供給される。
このとき、畳み込みの出力（ダウンサンブラ前）は、入力はアップサンブラで零点を 挿入されたサンプルである。
そして、線形補間ブロック 105おいて、サンプリング周波数 UFsiの畳み込み演算部 104の出力信号から 2点のサンプルが選出される。そして、必要な位置の値が線形 補間から求められる。
これにより、サンプリング周波数周波数 Fsoのサンプル信号 y (m)が出力端子 106 力 出力される。
[0130] 以上の機能を有するサンプリングレート変換装置 100において、畳み込み演算部 1 04の FIRフィルタは、インパルス応答がフィルタ係数となっており、伝達関数 H (z)が プリフィルタの伝達関数 Z (z)およびイコライザの伝達関数 K(z)に関連付けられ、通 過させた!/、周波数点およびプリフィルタの周波数応答に関連付けられて 、る直線位 相 FIRフィルタであり、フィルタ係数力 通過させたい周波数点およびプリフィルタの 周波数応答に関連付けて、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数 応答を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて所望の特性に対 して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定さ れていることから、本サンプリングレート変換装置は、以下の利点を有する。
すなわち、チェス盤ひずみを回避可能である。また、任意のプリフィルタを考慮でき 、任意の周波数点を通過可能である。
[0131] また、各信号間に (U— 1)個の零点を挿入し、サンプリング周波数 Fsiを U倍に上げ るアップサンプラ 103と、カットオフ周波数が lZUpの低域通過フィルタ (伝達関数 H (z) )の畳み込みで値を補間する畳み込み演算部 104と、サンプリング周波数 UFsi の畳み込み演算部 104の出力信号から 2点のサンプルを選出し、必要な位置の値を 線形補間から求める線形補間ブロック 105を設けたので、表 3に示すように、カットォ フ周波数が厳しいサンプリングレート変換が可能となる利点がある。
[0132] 表 3に、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置がサポートする周波数帯を 示す。
[0133] [表 3] 表 3 本発明のサンプリングレート変換がサボ一トする周波数
Figure imgf000028_0001
[0134] 表 3において、入力のサンプリング周波数 Fsi力 ¾kHz, 11. 025kHz, 12kHz, 22 . 05kHz, 24kHz, 32kHz, 44. 1kHz, 48kHz, 96kHzで、出力のサンプリング 周波数 Fso力 kHz, 11. 025kHz, 12kHz, 22. 05kHz, 24kHz, 32kHz, 44. 1kHz, 48kHzである。
[0135] 表 3において、「△」の部分は、一般的なマルチレート信号処理に基づくサンプリン グレート変換装置で実現できる周波数である。一般に、マルチレート信号処理に基づ いたものの方力 減衰量の特性が良ぐ通過域などの制御が容易である力 本実施 形態に係るサンプリングレート変換装置でも実現は可能である。
[0136] また、本第 1の実施形態によれば、入力端子 101とアップサンブラ 103間に LPF10 2を設けたので、入力のサンプリング周波数 Fsiが出力のサンプリング周波数 Fsoが 高 、場合に、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じることを抑止することができ る。 [0137] <第 2実施形態 >
図 14は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 2の実施形態を示す構成 図である。
[0138] 本第 2の実施形態が上述した第 1の実施形態と異なる点は、 LPF102を入力端子 1 01とアップサンプラ 103間に設ける代わりに、 LPF107を線形補間ブロック 105と出 力端子 106間に設けて、入力のサンプリング周波数 Fsiが出力のサンプリング周波数 Fsoが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにない周波数成分の発生 を防止（抑止）するように構成したことにある。
[0139] その他の構成は上述した第 1の実施形態と同様である。
[0140] 第 2の実施形態によれば、オリジナルにない周波数成分の発生を防止 (抑止)する ことができ、かつ、第 1の実施形態と同様に、チェス盤ひずみを回避可能で、また、任 意のプリフィルタを考慮でき、任意の周波数点を通過可能であり、カットオフ周波数が 厳しいサンプリングレート変換が可能となる利点がある。
[0141] なお、 LPF102を入力端子 101とアップサンプラ 103間に設け、 LPF107を線形補 間ブロック 105と出力端子 106間に設けることも可能である。
[0142] <第 3実施形態 >
図 15は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 3の実施形態を示す構成 図である。
[0143] なお、図 15において、 Uおよび Dは互いに素な正整数であり、 R (z)はポリフェーズ フィルタの伝達関数を示している。また、上向きの矢印は各信号間に (U-1)個の零 点を挿入するアップサンプラを示して 、る。
[0144] 本第 3の実施形態が上述した第 1の実施形態と異なる点は、 FIRフィルタを U個に いわゆるポリフェーズ（Polyphase)分解してポリフェーズ構成をとるようにしたことに ある。
[0145] ここで、まずポリフェーズ分解について説明する。
[0146] <ポリフェーズ分解 >
サンプリングレート変換装置は、（N— 1)次の FIRフィルタ (伝達関数 H (z) )を用い て帯域制限し、零点部分のサンプルを補間する。 [0147] [数 42]
HH((zz))
Figure imgf000030_0001
hh((nn))zz-n ((4422))
[0148] この FIRフィルタのカットオフ周波数 ω は次のようになる。
c
[0149] [数 43] wc= 7t /maxU,D (4 )
[0150] 図 5の構成は、ポリフェーズ構成により図 15のように等価表現することができる。式 ( 42)のフィルタの伝達関数 H (z)とポリフェーズフィルタの伝達関数 Ri (z)は、次のよ うな関係で表される。
[0151] [数 44]
H(z) = Ru-i(zu)+z',Ru-2(zu)+ ' .•+z (U"1)Ro(zb)
Figure imgf000030_0002
[0152] [数 45]
Figure imgf000030_0003
[0153] ただし、 Nは Uの整数倍にする力、または、 NUタップに足りない場合は 0の係数が 存在するとして計算する。
[0154] 図 15で示されるインタポレータの入出力関係は、ポリフェーズフィルタ Ri (z)のイン パルス応答を ri (n)と表すと畳み込みとアップサンブラの処理により次のようになる。
[0155] [数 46]
XO ( m-(U - 1)、， m=: kU+(U - 1) y(m) =く xu-2 )， m= kU+1 (46) xu l )， m— ku
[0156] ただし、 kは整数であり、 xi (m)は次のようになる。 [0157] [数 47]
ΰΰ
（m) = Γ( (n)x(m- n) (47 ) n=0
[0158] 本第 3の実施形態に係るサンプリングレート変換装置 200は、図 15に示すように、 入力端子 201、 LPF202、畳み込み演算部 203—1— 203— U、アップサンプラ 204— 1一 204— U、遅延器 205— 1— 205— U - 1、カロ算器 206— 1— 206— U - 1、線形補間 ブロック 207、および出力端子 208を有する。
これらの構成要素のうち、遅延器 205— 1一 205— U-1、および加算器 206— 1一 20 6-U-1により加算手段が構成される。
[0159] 入力端子 201には、サンプリング周波数 Fsのサンプル信号 x (n)が入力される。
[0160] LPF202は、入力のサンプリング周波数 Fsiが出力のサンプリング周波数 Fsoが高 い場合には、エイリアジング成分が発生し折り返しが生じることから、入力端子 201か ら入力されたサンプリング周波数 Fsiのサンプル信号 X (n)力 折り返しの発生を防止 (抑止）して、畳み込み演算部 203— 1一 203— Uに出力する。
[0161] 畳み込み演算部 203—1— 203— Uは、それぞれ上述したレムズ交換アルゴリズム に基づいて設計された FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含 み、入力されたサンプル信号とポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を上記式 (47) に基づいて行い、演算結果を次段のアップサンプラ 204— 1一 204— Uに出力する。
[0162] アップサンプラ 204— 1一 204— Uは、畳み込み演算部 203— 1一 203— Uの出力サ ンプル信号を受けて、それぞれ (U— 1)個の零点を挿入し、サンプリング周波数 Fsiを U倍に上げ、サンプリング周波数 UFsiのサンプル信号を出力する。
[0163] 遅延器 205— 1は、アップサンプラ 204— 1によるサンプリング周波数 UFsのサンプ ル信号を所定時間遅延させて加算器 206— 1に出力する。
また、遅延器 205— 2— 205— U-1は、それぞれ力卩算器 206— 1— 206— U- 2 の出力信号を所定時間遅延させて加算器 206— 2— 206— U-1に出力する。
[0164] 力！]算器 206— 1は、アップサンプラ 204— 2によるサンプリング周波数 UFsiのサンプ ル信号と遅延器 205— 1により遅延されたサンプル信号を加算して遅延器 205— 2に 出力する。 カロ算器 206— 2は、アップサンプラ 204— 3によるサンプリング周波数 UFsiのサンプ ル信号と遅延器 205— 2により遅延されたサンプル信号を加算して遅延器 205— 3に 出力する。
同様にして、加算器 206— U-1は、アップサンプラ 204— Uによるサンプリング周波 数 UFsiのサンプル信号と遅延器 205— U-1により遅延されたサンプル信号を加算し て線形補間ブロック 207に出力する。
[0165] 線形補間ブロック 207は、加算器 206— U-1の出力信号、すなわち、各アップサン プラ 204—1— 204— U-1によりサンプリング周波数が U倍されたサンプル信号を加算 した信号から 2点のサンプルを選び出し、上記式（5)のように、必要な位置の値を線 形補間から求め（図 7)、サンプル信号 y (m)として出力端子 208から出力する。
[0166] サンプリングレート変換装置 200においては、入力端子 201から入力された周波数 Fsのサンプル信号 x (n)力 LPF202において、折り返しの発生が防止（抑止）され た後、ポリフェーズフィルタを含む畳み込み演算部 203—1— 202-Uに並列的に入 力される。
[0167] 各畳み込み演算部 203— 1一 203— Uにおいて、入力されたサンプル信号とポリフエ ーズフィルタとの畳み込み演算が行われ、演算結果が次段のアップサンプラ 204—1 一 204— Uに供給される。
アップサンプラ 204—1— 204— Uにおいては、畳み込み演算部 203—1— 203— U の出力サンプル信号間に (U— 1)個の零点が挿入され、サンプリング周波数 Fsiが U 倍に上げられ、サンプリング周波数 UFsiのサンプル信号が出力される。
アップサンプラ 204— 1— 204— Uに出力信号は、遅延器 205— 1一 205— U-1およ び加算器 206— 1一 206— U-1により遅延され、かつ累積的に加算されて、線形補間 ブロック 207に供給される。
そして、線形補間ブロック 207おいて、サンプリング周波数 UFsiの加算器 206— U-1の出力信号から 2点のサンプルが選出される。そして、必要な位置の値が線形 補間から求められる。
これにより、サンプリング周波数周波数 Fsoのサンプル信号 y (m)が出力端子 208 力 出力される。 [0168] 本第 3の実施形態によれば、上述した第 1の実施形態の効果に加えて、演算量を 必要最小限に抑えることが可能で、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
[0169] <第 4実施形態 >
図 16は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 4の実施形態を示す構成 図である。
[0170] 本第 4の実施形態が上述した第 3の実施形態と異なる点は、 LPF202を入力端子 2 01と畳み込み演算部 203— 1— 203— U間に設ける代わりに、 LPF209を線形補間 ブロック 207と出力端子 208間に設けて、入力のサンプリング周波数 Fsiが出力のサ ンプリング周波数 Fsoが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにない 周波数成分の発生を防止 (抑止)するように構成したことにある。
[0171] その他の構成は上述した第 3の実施形態と同様である。
[0172] 第 4の実施形態によれば、上述した第 2の実施形態の効果に加えて、演算量を必 要最小限に抑えることが可能で、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
[0173] なお、 LPF202を入力端子 201と畳み込み演算部 203—1— 203— U間に設け、 L PF209を線形補間ブロック 207と出力端子 208間に設けることも可能である。
[0174] <第 5実施形態 >
図 17は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 5の実施形態を概念的に 示す図である。
[0175] 本第 5の実施形態が上述した第 3の実施形態と異なる点は、線形補間ブロックでは 、線形補間に必要なサンプルの位置を特定することができるので、線形補間ブロック をセレクタ 210と見立てて、セレクタ 210により出力されるサンプルに対応するポリフエ ーズフィルタ係数セットを選択して、上記式 (47)に基づくポリフェーズの畳み込み計 算を行うように構成したことにある。
[0176] このように、線形補間ブロックをセレクタ 210と見立てて、出力されるサンプルに対 応するポリフェーズフィルタを選択して、式 (47)のポリフェーズの畳み込み計算のみ を行えばよい。
こうすることで、不必要な計算をする必要がなくなる。
[0177] この場合のサンプリングレート変換装置 200Bの構成は、基本的には、図 17に示す ように、サンプリング周波数 Fsのサンプル信号 x (n)が入力される入力端子 201、入 力のサンプリング周波数 Fsiが出力のサンプリング周波数 Fsoが高い場合に、ェイリ アジング成分が発生し折り返しが生じることを抑止する LPF202、入力されたサンプ ルとポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み計算（式 (47) )を行 う畳み込み演算部 203 (— 1一一 n)、出力サンプルに対応するポリフェーズフィルタを 選択するためのセレクタ 210、および所望のサンプリング周波数に変換されたサンプ ル信号 y (m)を出力するための出力端子 208を有する。
[0178] 図 18は、図 17の概念的に示すサンプリングレート変換装置 200Bを、より具体的に 示す図である。
[0179] このサンプリングレート変換装置 200Cは、図 18に示すように、サンプリング周波数 Fsのサンプル信号 x (n)が入力される入力端子 211と、上述した図 11のアルゴリズム に基づ!/、て係数が設定された FIRフィルタ設計部 212と、 FIRフィルタ設計部 212に よるポリフェーズフィルタの係数セットを記憶する第 1メモリ 213と、入力のサンプリング 周波数 Fsiが出力のサンプリング周波数 Fsoが高い場合に、エイリアジング成分が発 生し折り返しが生じることを抑止する LPFの畳み込み演算を行う畳み込み演算部 21 4と、 LPF係数を記憶する第 2メモリ 215と、畳み込み演算部 214の入力データを蓄 えておく入力バッファ 216と、入力バッファ 216に蓄えられた入力データと第 1係数メ モリ 212から読み出された係数に基づいて、入力データとポリフェーズに分解された ポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部 217と、出力サンプル に必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタを選択するため の役割と線形補間の係数を求めるカウンタ制御部 218と、カウンタ制御部 218による 線形補間の係数に基づいて畳み込み演算部 217の出力力も必要な位置の値を求め る線形補間演算部 219と、所望のサンプリング周波数に変換されたサンプル信号を 出力するための出力端子 220とを有している。
[0180] カウンタ制御部 218は、線形補間ブロックに含まれ、変数マスタカウンタ（MaterCo unter)を有している。
[0181] 図 19は、線形補間ブロックで使用する変数について説明するための図である。
[0182] 図 19に示すように、線形補間ブロックは、変数として、線形補間の動作を決める Ma terCounterである MasterCount、 MaterCounterに力!]算する小数点以下の Cou nterである Countl000、 MaterCounterに加算する整数部の加算値、および Cou ntlOOOに加算する少数点以下の誤りの加算値である CountAmari、を含む。
[0183] 図 20A, 20Bは、 MasterCountを具体的に説明するための図である。
[0184] MasterCountは、図 20A, 20Bに示すように、少なくとも 26ビットからなり 0ビット一 15ビットまでの 16ビットが線形補間の係数 aを示し、 16ビットから 22ビットまでの 7ビ ットがポリフェーズ係数セットの番号を示し、 23ビット一 25ビットまでの 3ビットが読み 込むサンプル数を示して!/、る。
[0185] <第 6実施形態 >
図 21は、本発明に係るサンプリングレート変換装置の第 6の実施形態を概念的に 示す図である。
[0186] 本第 6の実施形態が上述した第 4の実施形態と異なる点は、線形補間ブロックでは 、線形補間に必要なサンプルの位置を特定することができるので、線形補間ブロック をセレクタ 230と見立てて、セレクタ 230により出力されるサンプルに対応するポリフエ ーズフィルタ係数セットを選択して、上記式 (47)に基づくポリフェーズの畳み込み計 算を行うように構成したことにある。
[0187] このように、線形補間ブロックをセレクタ 230と見立てて、出力されるサンプルに対 応するポリフェーズフィルタを選択して、式 (47)のポリフェーズの畳み込み計算のみ を行えばよい。
こうすることで、不必要な計算をする必要がなくなる。
[0188] この場合のサンプリングレート変換装置 200Dの構成は、基本的には、図 21に示す ように、サンプリング周波数 Fsのサンプル信号 x (n)が入力される入力端子 201、入 力されたサンプルとポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み計算 (式 (47) )を行う畳み込み演算部 203 (— 1一一 n)、出力サンプルに対応するポリフエ ーズフィルタを選択するためのセレクタ 230、入力のサンプリング周波数 Fsiが出力の サンプリング周波数 Fsoが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナルにな V、周波数成分が発生するのを抑止する LPF209、および所望のサンプリング周波数 に変換されたサンプル信号 y (m)を出力するための出力端子 208を有する。 [0189] 図 22は、図 21の概念的に示すサンプリングレート変換装置 200Dを、より具体的に 示す図である。
[0190] このサンプリングレート変換装置 200Eは、図 18に示すように、サンプリング周波数 Fsのサンプル信号 x (n)が入力される入力端子 231と、上述した図 11のアルゴリズム に基づ!/、て係数が設定された FIRフィルタ設計部 232と、 FIRフィルタ設計部 232に よるポリフェーズフィルタの係数セットを記憶する第 1メモリ 233と、畳み込み演算部 2 14の入力データを蓄えておく入力バッファ 234と、入力バッファ 234に蓄えられた入 力データと第 1係数メモリ 232から読み出された係数に基づいて、入力データとポリフ エーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部 2 35と、出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィ ルタを選択するための役割と線形補間の係数を求めるカウンタ制御部 236と、カウン タ制御部 236による線形補間の係数に基づいて畳み込み演算部 235の出力カも必 要な位置の値を求める線形補間演算部 237と、入力のサンプリング周波数 Fsiが出 力のサンプリング周波数 Fsoが低い場合に、イメージング成分が発生し、オリジナル にない周波数成分が発生するのを抑止する LPFの畳み込み演算を行う畳み込み演 算部 238と、 LPF係数を記憶する第 2メモリ 239と、所望のサンプリング周波数に変 換されたサンプル信号を出力するための出力端子 240とを有している。
[0191] なお、カウンタ制御部 236の具体的な内容は、図 19、図 20A, 20Bに関連付けて 説明したものと同様である。
[0192] 以下、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の実装法および具体的な例 につ 、て順を追って説明する。
ここでは、図 5、図 17および図 18のサンプリングレート変換装置、並びに図 14、図 2 1および図 22のサンプリングレート変換装置の実装法および具体的な例について順 を追って説明する。
[0193] <サンプリングレート変換装置の実装法（図 5、図 17および図 18) >
図 5に示すサンプリングレート変換装置を実現する際には、図 17に示すポリフエ一 ズ構成を用いて実現する。以下で説明する実現法では、出力に対して必要な入力と ポリフェーズフィルタを選択することで必要最小限の計算で済むようにしている。 [0194] 図 23は、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の実装法を説明するため のフローチャートである。
具体的な処理は以下のようになる。なお、説明の都合上、 C言語的な表現を用いて いるが、実装手段はハードウェア、ソフトウェア、ハードウェアとソフトウェアの混合を問 わない。
[0195] < step 10 >
図 23に示すように、まず、初期設定を行う（F201)。この初期設定では、入力デー タ数、出力データ数、入力データの中心、ポリフェーズフィルタのタップ数、ポリフエ一 ズフィルタの係数セットの番号の設定を行う。具体的には、カウンタ制御部 219の初 期値を設定する。
具体的には以下の通りである。
'入刀テータ数： InputSampleゝ
'タップ数： Tap,
'入力データの中心： InputOffset= 0、
'ポリフェーズフィルタのタップ数： PolyTap = (Tap + Up- 1)/Up、
'ポリフェーズフィルタの係数セットの番号： Coeff Count。
'線形補間ブロック：
CountAddと CountAmariの求め方は，入力のサンプリング周波数 Fsiと出力のサ ンプリング周波数 Fsoから定義される。
整数部のみ */
CountAdd = (int)(Fso I Fsi * 2"23);
小数点以下の 1000倍 */
CountAmari = ((Fso I Fsi * 2 "23) - CountAdd) * 1000;
[0196] 44.1kHz力も 48kHzに変換する場合には、具体的には以下のようになる。
例 44.1kHz -> 48kHzに変換 */
CountAdd = 9130457;
CountAmari = 687;
Count 1000の初期値は，以下のように決まる。 Count 1000 = 500; /*四捨五入のため */
[0197] < stepl l >
次に、たとえば既に図 11等に関連付けて説明したレムズ交換 (Remez Exchange)ァ ルゴリズムにより低域通過 FIRフィルタを設計する（F202)。
ここでは、その詳細は省略する。
[0198] < stepl2 >
次に、ポリフェーズフィルタを準備する（F203)。すなわち、 FIRフィルタの伝達関数 H (z)から、上記式 (42)の展開式を用いてポリフェーズフィルタの伝達関数 Ri (z)を 求める。
次式のように、各ポリフェーズの正規化係数 R を求めておく。
iNormal
[0199] [数 48]
Pol tap - 1
-。™»ι = L Coef ( (48)
[0200] そして、畳み込みのための係数反転を行う。すなわち、上記式 (47)の畳み込みを 行うために、各ポリフェーズフィルタの係数を逆順に並び替える。
[0201] 最初のポリフェーズフィルタの係数セット
タップの中心の位置が一番最初の出力になるように */
係数のセットを選ぶ必要がある。 */
CoeflCount = (PolyTap * Up / 2) % Up;
MasterCountの初期値を設定する. */
MasterCount = (H(z)の中央値を含むポリフェーズの係数セットの番号 CoeflCou nt) « 16;
なお、〈く 16は 16ビットシフトを示す。
[0202] < stepl3 >
次に、ポリフェーズフィルタと入力の中心を決定する（F204)。
線形補間の係数 LinearCoefとポリフェーズの係数セットの番号 CoefCountは，以下 のようにして求まる。
/* Master Countから係数セットと線形補間係数を求める */ CoefCount = ((MasterCount & 0x007ffiH) » 16) & 0x0000007f;
LinearCoef = ((MasterCount & 0x007ffiH) & OxOOOOffi);
[0203] < step 14 >
低域通過フィルタ LPFによるフィルタリングを行う（F209)。
具体的には、式 (49)のように畳み込みを行い、次に、式（50)のように四捨五入し た後、式（51)のように正規ィ匕した後、式（52)のようにクリッピングを行う。
[0204] [数 49]
畳み込み
LPFTap-l
Ycanv = ヽ ' LP (k) x x(InputOffsei + k— LPFTap/2) (49) k=0
[0205] [数 50]
四捨五入
Ycanv + (L Homal /2} Ycanv > 0 (50) 1 Ycanv― ( 。： naai /2) Yconvく 0
[0206] [数 51]
^Norm l — ^trn f Λ^Λ ¾onsal (51 )
[0207] [数 52]
クリッビング
CLIP IAX Ksomal > CLIPJ1AX
Src(n) =く CLIP_MIN ¾ΟΙΜι < CLIP-MIN (52)
Stomal else
[0208] 16bitの場合は、 CLIP MAX = 32767, CLIP MIN = 32768となる。
24 bitの場合は、 CLIP MAX = 8388607, CLIP MIN = 8388608となる。
符号化 8ビット（signed 8bit )の場合は、 CLIP MAX = 127, CLIP MIN = 128となる。 非符号化 8ビット（unsigned 8bit )の場合は、 CLIP MAX = 255, CLIP MIN = 0となる
< stepl5 >
次に、上記式 (47)の畳み込みを行う（F205)。
線形補間ブロックで必要な 2点のサンプルを求める。畳み込みの計算には、表 4に 示すような、左のサンプル InAと右のサンプル InB用にポリフェーズの係数セットの番 号と入力データの中心を以下の値を用いて計算する。
[0210] [表 4]
Figure imgf000040_0002
[0211] 具体的には、式（53)のように畳み込みを行い、次に、式（54)のように四捨五入し た後、式（55)のように正規ィ匕した後、式（56)のようにクリッピングを行う。
[0212] [数 53]
量み込み
PolyTap -
CoefCount(fc) x Src(Inp tOf f set + (fc— PolyTap/2))
[0213] [数 54]
瞎五入
Figure imgf000040_0001
[0214] [数 55]
(55)
[0215] [数 56]
クリッビング
CLIP-MAX In^QTm CLlP^rlAX
CLIPJ1IN inKDraal < CLIP-MIN (56) Koimal else
[0216] 16bitの場合は、 CLIP MAX = 32767, CLIP MIN = 32768となる。
24 bitの場合は、 CLIP MAX = 8388607, CLIP MIN = 8388608となる。 符号化 8ビット（signed 8bit )の場合は， CLIP MAX = 127, CLIP MIN = 128となる c 非符号化 8ビット（unsigned 8bit )の場合は， CLIP MAX = 255, CLIP MIN = 0となる
[0217] < stepl6 >
次に、線形補間を行う（F206)。
1サンプルの線形補間は以下のように行う。
[0218] PCM 24 bitのマイナス最小値 */
#define SRC PCM 24BIT MINUS -8388608
PCM 24 bitのプラス最大値 */
#define SRC PCM 24BIT PLUS 8388607
Linear Up 128の Alpha, Beta係数の最大値 */
#define SRC LINEAR MAX COEF 65535
Linear線形補間の 16 bitの四捨五入 */
#define SRC LINEAR NORMAL 32768
Linear線形補間の 16 bitのシフト量 */
#define SRC LINEAR SHIFT 16
[0219] 線形補間を 1サンプル行う */
alpha, /* 16 bit input */
IN A, /* 24 bit input */
IN B, /* 24 bit input */
Out Y /* 24 bit output */
lldata = alpha * IN B + (SRC LINEAR MAX COEF - alpha) * IN A;
/* Rounding */ 四捨五入
if ( lldata >= 0 ) lldata += (SRC LINEAR NORMAL);
else lldata -= (SRC LINEAR NORMAL);
/* Normalize */ 正規ィ匕
Out Ya = (lldata » SRC LINEAR SHIFT);
Clipping */ クリッピング
Y(n) = (Out Ya < SRC PCM 24BIT MINUS)？ SRC PCM 24BIT MINUS ： ((Out Ya > SRC PCM 24BIT PLUS)？ SRC PCM 24BIT PLUS ：
O ut Ya);
[0220] < stepl7>
カウンタ値と入力サンプルの中心を更新する（F208)。
MasterCountの更新と読み込むサンプル数 ReadSampleは、以下のように行う。
Add し ount Value to control Masterし ounter */
MasterCount += Count Add;
少数点以下のあまり * 1000倍 */
Count 1000 += CountAmari;
if (Count 1000 >= 1000){
MasterCount += 1;
Count 1000 - = 1000;
InputOffset += (( MasterCount ) » 23) & 0x00000007;
MasterCount = MasterCount & 0x007匿；
[0221] < step 18 >
ここで、終了条件を満足しているか否かの判定を行う（F207)。条件を満足している 場合は、処理を終了する。満足していない場合には、 F208、 F209の処理に戻る。
[0222] 次に、図 14、図 21および図 22のサンプリングレート変換装置の実装法および具体 的な例について説明する。
[0223] <サンプリングレート変換装置の実装法（図 14、図 21および図 22) >
図 14に示すサンプリングレート変換装置を実現する際には、図 21に示すポリフエ ーズ構成を用いて実現する。以下で説明する実現法では、出力に対して必要な入力 とポリフェーズフィルタを選択することで必要最小限の計算で済むようにして 、る。
[0224] 図 24は、本実施形態に係るサンプリングレート変換装置の実装法を説明するため のフローチャートである。
具体的な処理は以下のようになる。なお、説明の都合上、 C言語的な表現を用いて いるが、実装手段はハードウェア、ソフトウェア、ハードウェアとソフトウェアの混合を問 わない。
[0225] 図 24の処理は、図 23の処理のうち、 F209の処理が F206の処理の後に行われる 以外は、図 23の処理の同様な処理である。
各ステップにおける処理内容は、図 23に関連付けて説明した内容と同様であること から、ここでは重複した説明は省略する。
[0226] <第 7実施形態 >
第 7の実施形態として、上述した各サンプリングレート変換装置を採用したオーディ ォ装置について説明する。
[0227] 図 25は、本発明に係るサンプリングレート変換装置を採用したオーディオ装置の構 成例を示すブロック図である。
[0228] 本オーディオ装置 300は、入力端子 301、 LR分離回路（DSB) 302、サンプリング レート変換装置（SRC) 303、アツテネータ（ATT) 304、ミュート回路（MUTE) 305、 および出力端子 306を有して 、る。
[0229] そして、サンプリングレート変換装置（SRC) 303が、上述した第 1一第 6の実施形 態として図 5、図 14、図 17、図 18、図 21、図 22に関連付けて説明したサンプリングレ 一卜変換装置 100, 100A、 200, 200A— 200E力適用される。
[0230] この場合、上述した説明の例外処理として、以下の処理を行う。
[0231] 端点処理を行う。すなわち、初めのフィルタ演算をするとき Tap/2サンプル分足らな い。その Tap/2サンプル分、 0を補っておく。
また、前データの保持処理を行う。オーディオ特有の処理として，以下のように、
Widthに対してフィルタをかけ終わった後、次のフィルタ演算用に入力データをコピ 一しておく必要がある。
[0232] [数 57]
Src(i) = Src(Width+i), i = 0，…， Tap- 1 (57)
[0233] このオーディオ装置 300においては、たとえば入力端子 301から入力された 48kH zの PCMデジタル信号が分離回路 302で所定の分離処理が施された後、サンプリン グレート変換装置 303でサンプリングレートが変換され、たとえば 44. 1kHzの信号と して出力される。 そして、アツテネータ 304で減衰処理を受け、さらにミュート回路 305を介して、出力 端子 306から PCMデジタル音声信号が出力される。
[0234] 本オーディオ装置 300によれば、チェス盤歪みが回避され、また、任意のプリフィル タを考慮でき、任意の周波数点を通過可能で、演算量を必要最小限に抑えることが 可能なサンプリングレート変換装置を有することから、ノイズ耐性が向上し、また、直 線利得のずれを回避でき、また、処理速度の向上を図ることができる利点がある。
[0235] <第 8実施形態 >
第 8の実施形態として、上述した各サンプリングレート変換装置を採用した画像処 理装置について説明する。
[0236] 直線位相 FIRフィルタを用いたフィルタ処理の応用にサンプリングレート変換を利 用した画像の解像度変換では、インタポレータ (補間器)とデシメータ (間引き器)と直 線位相 FIRフィルタを要素技術とするマルチレートフィルタを使用する。
[0237] この場合、端点処理を行う。両端の処理として、第 1に零を補う、第 2に反射 (Mirror )したデータを入れる、第 3に両端の画素を保持する、といった処理を行う。
また、初期化処理を行う。具体的には、画像の端まで処理をしたら CoefCount = 0と 初期化する。
[0238] 本画像処理装置によれば、チェス盤歪みが回避され、また、任意のプリフィルタを 考慮でき、任意の周波数点を通過可能で、演算量を必要最小限に抑えることが可能 なサンプリングレート変換装置を有することから、画像が格子状になることはなぐまた 、直線利得のずれを回避でき、また、処理速度の向上を図ることができる利点がある 産業上の利用可能性
[0239] 本発明は、任意の周波数を通過するような振幅特性を得ることができ、カットオフ周 波数に依存せずに高精度な変換を実現できることから、たとえば音声 (オーディオ） のサンプリング周波数の変換や画像の画枠の拡大や縮小の解像度変換等に適用可 能である。

Claims

請求の範囲
[1] サンプル信号間に U— 1の零点を挿入し、サンプリング周波数を U倍にするアップサ ンブラと、
FIRフィルタを含み、上記アップサンブラの出力信号に対して所定の畳み込み演算 を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置 の値を線形補間力 求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部の FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特 性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている
サンプリングレート変換装置。
[2] 上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に 対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定 されている
請求項 1記載のサンプリングレート変換装置。
[3] 上記重みつき近似は、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項 1記載のサンプリングレート変換装置。
[4] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 1記載のサンプリングレート変換装置。
[5] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む 請求項 1記載のサンプリングレート変換装置。
[6] サンプル信号間に U— 1の零点を挿入し、サンプリング周波数を U倍にするアップサ ンブラと、
FIRフィルタを含み、上記アップサンブラの出力信号に対して所定の畳み込み演算 を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置 の値を線形補間力 求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部の FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つて!/、る FIRフィルタであって、
上記フィルタ係数が、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアル ゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されている サンプリングレート変換装置。
[7] 上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過するレムズ交換 (Remez Exchange) アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項 6記載のサンプリングレート変換装置。
[8] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 6記載のサンプリングレート変換装置。
[9] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 6記載のサンプリングレート変換装置。
[10] サンプル信号間に U— 1の零点を挿入し、サンプリング周波数を U倍にするアップサ ンブラと、
FIRフィルタを含み、上記アップサンブラの出力信号に対して所定の畳み込み演算 を行う畳み込み演算部と、 上記畳み込み演算部の演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置 の値を線形補間力 求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部の FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数力 通過させた!/、周波数点および上記プリフィルタの周波数 応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定されてい る
サンプリングレート変換装置。
[11] 上記フィルタ係数力 通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答 に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザ の振幅特性に基づ 、て設定されて 、る
請求項 10記載のサンプリングレート変換装置。
[12] 上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答 を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて、所望の特性に対し て行う
請求項 10記載のサンプリングレート変換装置。
[13] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 10記載のサンプリングレート変換装置。
[14] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 10記載のサンプリングレート変換装置。
[15] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力された サンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演 算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリン グ周波数を u倍にする複数のアップサンブラと、
上記複数のアップサンブラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算し た信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を 線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特 性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIRフィルタである
サンプリングレート変換装置。
[16] 上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に 対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定 されている
請求項 15記載のサンプリングレート変換装置。
[17] 上記重みつき近似は、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項 15記載のサンプリングレート変換装置。
[18] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 15記載のサンプリングレート変換装置。
[19] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む 請求項 15記載のサンプリングレート変換装置。
[20] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力された サンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演 算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリン グ周波数を U倍にする複数のアップサンブラと、
上記複数のアップサンブラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算し た信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を 線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つて!/、る FIRフィルタであって、
上記フィルタ係数が、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアル ゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIR フィルタである
サンプリングレート変換装置。
[21] 上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過するレムズ交換 (Remez Exchange) アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項 20記載のサンプリングレート変換装置。
[22] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 20記載のサンプリングレート変換装置。
[23] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 20記載のサンプリングレート変換装置。
[24] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力された サンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込み演 算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリン グ周波数を U倍にする複数のアップサンブラと、
上記複数のアップサンブラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加算し た信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を 線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数力 通過させた!/、周波数点および上記プリフィルタの周波数 応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FI Rフィルタである
サンプリングレート変換装置。
[25] 上記フィルタ係数力 通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答 に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザ の振幅特性に基づ 、て設定されて 、る
請求項 24記載のサンプリングレート変換装置。
[26] 上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答 を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて、所望の特性に対し て行う
請求項 24記載のサンプリングレート変換装置。
[27] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む 請求項 24記載のサンプリングレート変換装置。
[28] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 24記載のサンプリングレート変換装置。
[29] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフ エーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィ ルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの 係数を選択するためのセレクタと、
必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特 性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIRフィルタである
サンプリングレート変換装置。
[30] 上記フィルタ係数が、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に 対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザの振幅特性に基づいて設定 されている
請求項 29記載のサンプリングレート変換装置。
[31] 上記重みつき近似は、プリフィルタの周波数応答を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項 29記載のサンプリングレート変換装置。
[32] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む 請求項 29記載のサンプリングレート変換装置。
[33] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 29記載のサンプリングレート変換装置。
[34] 上記セレクタは、少なくとも線形補間の係数、ポリフェーズの係数セットの番号、入 力サンプル数が求められるカウントを含む
請求項 29記載のサンプリングレート変換装置。
[35] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフ エーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィ ルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの 係数を選択するためのセレクタと、
必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つて!/、る FIRフィルタであって、
上記フィルタ係数が、任意の周波数点を通過するような制約条件を加えたアル ゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FIR フィルタである
サンプリングレート変換装置。
[36] 上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過するレムズ交換 (Remez Exchange) アルゴリズムを用いて、所望の特性に対して行う
請求項 35記載のサンプリングレート変換装置。
[37] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 35記載のサンプリングレート変換装置。
[38] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 35記載のサンプリングレート変換装置。
[39] 上記セレクタは、少なくとも線形補間の係数、ポリフェーズの係数セットの番号、入 力サンプル数が求められるカウントを含む
請求項 35記載のサンプリングレート変換装置。
[40] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフ エーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフィ ルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの 係数を選択するためのセレクタと、
必要な位置の値を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数力 通過させた!/、周波数点および上記プリフィルタの周波数 応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設定された FI Rフィルタである
サンプリングレート変換装置。
[41] 上記フィルタ係数力 通過させたい周波数点および上記プリフィルタの周波数応答 に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより得られたイコライザ の振幅特性に基づ 、て設定されて 、る
請求項 40記載のサンプリングレート変換装置。
[42] 上記重みつき近似は、任意の周波数点を通過し、かつ、プリフィルタの周波数応答 を考慮したレムズ交換 (Remez Exchange)アルゴリズムを用いて、所望の特性に対し て行う
請求項 40記載のサンプリングレート変換装置。
[43] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より低い場合に、エイリアジ ング成分が発生し、折り返しが生じることを防止する低域通過フィルタを含む
請求項 40記載のサンプリングレート変換装置。
[44] 入力のサンプリング周波数が出力のサンプリング周波数より高い場合に、イメージン グ成分が発生し、オリジナルにな 、周波数成分が生じることを防止する低域通過フィ ルタを含む
請求項 40記載のサンプリングレート変換装置。
[45] 上記セレクタは、少なくとも線形補間の係数、ポリフェーズの係数セットの番号、入 力サンプル数が求められるカウントを含む
請求項 40記載のサンプリングレート変換装置。
[46] サンプル信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍する第 1ステツ プと、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となつ ており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフ ィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数を U倍された信号に対して 所定の畳み込み演算を行う第 2ステップと、
上記演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間か ら求める第 3ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタのフィルタ係数を、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、 所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
[47] サンプル信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍する第 1ステツ プと、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となつ ている FIRフィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数を U倍された 信号に対して所定の畳み込み演算を行う第 2ステップと、
上記演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間か ら求める第 3ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタのフィルタ係数を、任意の周波数点を通過するような制約条件を 加えたアルゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を算出する サンプリングレート変換方法。
[48] サンプル信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍する第 1ステツ プと、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数となつ ており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIRフ ィルタを含む畳み込み演算部により、サンプリング周波数を U倍された信号に対して 所定の畳み込み演算を行う第 2ステップと、
上記演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値を線形補間か ら求める第 3ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタのフィルタ係数を、通過させた!/、周波数点および上記プリフィルタ の周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算 出する
サンプリングレート変換方法。
[49] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み 込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフ エーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 1ステップと、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリン グ周波数を U倍にする第 2ステップと、
上記サンプリング周波数が U倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信 号を加算した信号を生成する第 3ステップと、
上記第 3ステップによる信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値 を線形補間から求める第 4ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数を、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性 に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
[50] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み 込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフ エーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 1ステップと、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリン グ周波数を U倍にする第 2ステップと、
上記サンプリング周波数が U倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信 号を加算した信号を生成する第 3ステップと、
上記第 3ステップによる信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値 を線形補間から求める第 4ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つて!/、る FIRフィルタであって、
上記フィルタ係数を、任意の周波数点を通過するような制約条件をカ卩えたアル ゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を算出する
サンプリングレート変換方法。
[51] 所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含む複数の畳み 込み演算部により、入力されたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフ エーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 1ステップと、 対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリン グ周波数を U倍にする第 2ステップと、
上記サンプリング周波数が U倍された複数の信号の伝播時間を調整して全ての信 号を加算した信号を生成する第 3ステップと、
上記第 3ステップによる信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値 を線形補間から求める第 4ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記 FIRフィルタのフィルタ係数を、通過させた!/、周波数点および上記プリフィ ルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより 算出する
サンプリングレート変換方法。
[52] 出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの 係数を選択する第 1ステップと、
所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフ エーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された 係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 2ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数を、上記プリフィルタの周波数応答に関連付けて、所望の特性 に対して重みつき近似を行うことにより算出する
サンプリングレート変換方法。
[53] 出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの 係数を選択する第 1ステップと、
所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフ エーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された 係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 2ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つて!/、る FIRフィルタであって、
上記フィルタ係数を、任意の周波数点を通過するような制約条件をカ卩えたアル ゴリズムを用いて、所望の特性に対して重みつき近似を算出する
サンプリングレート変換方法。
[54] 出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィルタの 係数を選択する第 1ステップと、
所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリフ エーズフィルタを含む畳み込み演算部により、入力されたサンプル信号と選択された 係数のポリフェーズフィルタとの畳み込み演算を行う第 2ステップと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数とな つており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている FIR フィルタであって、
上記フィルタ係数を、通過させた!/、周波数点および上記プリフィルタの周波数 応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより算出する サンプリングレート変換方法。
[55] サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、
上記サンプリングレート変換装置は、
サンプル信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリング周波数を U倍にするアツ プサンブラと、
FIRフィルタを含み、上記アップサンブラの出力信号に対して所定の畳み込み 演算を行う畳み込み演算部と、
上記畳み込み演算部の演算結果に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置 の値を線形補間力 求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記畳み込み演算部の FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数 となっており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている F IRフィルタであって、
上記フィルタ係数力 通過させた 、周波数点および Zまたは上記プリフィル タの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設 定されている
オーディオ装置。
サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、
上記サンプリングレート変換装置は、
所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解したポリフェーズフィルタを含み、入力さ れたサンプル信号と当該ポリフェーズに分解されたポリフェーズフィルタとの畳み込 み演算を行う複数の畳み込み演算部と、
対応する上記畳み込み演算部の出力信号間に U— 1の零点を挿入に、サンプリ ング周波数を U倍にする複数のアップサンブラと、
上記複数のアップサンブラの出力信号の伝播時間を調整して全ての信号を加 算した信号を生成する加算手段と、
上記加算手段による信号に対して 2点のサンプルを選び出し、必要な位置の値 を線形補間から求める線形補間ブロックと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数 となっており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている F IRフィルタであって、
上記フィルタ係数力 通過させた 、周波数点および Zまたは上記プリフィル タの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設 定された FIRフィルタである
オーディオ装置。
サンプリングレート変換装置を含むオーディオ装置であって、
上記サンプリングレート変換装置は、
所定の FIRフィルタをポリフェーズ分解した異なるフィルタ係数を設定可能なポリ フェーズフィルタを含み、入力されたサンプル信号と選択された係数のポリフェーズフ ィルタとの畳み込み演算を行う畳み込み演算部と、
出力サンプルに必要な 2点のサンプルを選び出し、対応するポリフェーズフィル タの係数を選択するセレクタと、
を有し、
上記 FIRフィルタは、
インパルス応答が有限時間長で表され、当該インパルス応答がフィルタ係数 となっており、伝達関数 H (z)がプリフィルタの伝達関数 Z (z)に関連付けられている F IRフィルタであって、
上記フィルタ係数力 通過させた 、周波数点および Zまたは上記プリフィル タの周波数応答に関連付けて、所望の特性に対して重みつき近似を行うことにより設 定された FIRフィルタである
オーディオ装置。
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