WO2002073615A1 - Appareil de reproduction de disque optique - Google Patents

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WO2002073615A1
WO2002073615A1 PCT/JP2002/002177 JP0202177W WO02073615A1 WO 2002073615 A1 WO2002073615 A1 WO 2002073615A1 JP 0202177 W JP0202177 W JP 0202177W WO 02073615 A1 WO02073615 A1 WO 02073615A1
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Youichi Ogura
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Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H03H17/02—Frequency selective networks
    • H03H17/06—Non-recursive filters

Definitions

  • the present invention relates to an optical disk reproducing apparatus for reproducing digital data recorded on an optical disk medium, and in particular, to a PRLL (partial response maximum likelihood) which is an effective method for high-density recording and reproduction in the linear direction.
  • Digital data demodulation means that uses the signal processing method can reduce power consumption for high-speed playback, and can reduce tilt, signal-to-noise ratio, playback under conditions, and effects, etc.
  • the present invention relates to an improvement in an optical disc reproducing apparatus so that the quality and read performance of digital demodulated data can be maintained under frequently occurring adverse conditions. Background art
  • the recording density on a recording medium is fixed at a constant linear velocity, as seen in a Compact Disk (hereinafter abbreviated as CD) or a DVD (Digital Versatile Disk). Many methods are used to make the uniformity.
  • CD Compact Disk
  • DVD Digital Versatile Disk
  • Many methods are used to make the uniformity.
  • the phase of a clock component corresponding to the channel bit frequency of the reproduction signal is detected. By configuring a phase-locked loop, phase locking was performed.
  • the reproduction linear velocity period is detected from a specific pulse length or pulse interval included in the reproduction signal, and based on the detected reproduction linear velocity period, the control of the disk rotation speed or the phase locked loop is performed.
  • the free-running frequency normal phase lock-in was possible.
  • a disk reproducing system as shown in FIG. 27 is one that enables such normal phase lock-in.
  • the recorded data is data in which the number of consecutive data "0" or data "1" is restricted to 3 or more and 14 or less, for example, in an 8-16 modulation method. I do.
  • the signal obtained by reproduction by the reproducing means 51 such as an optical pickup, as shown in Fig. 28 (a) has a high frequency Since the amplitude is attenuated as the number of components increases, this is amplified by a preamplifier (not shown), and then corrected by the waveform equalizing means 2 to emphasize high frequency components.
  • a preamplifier not shown
  • the reproduced signal whose high frequency range is emphasized is converted from an analog signal to a digital signal by using a reproduced clock generated by a voltage controlled oscillator (VCO) 62.
  • VCO voltage controlled oscillator
  • sample data as shown in FIG. 28 (c) is obtained.
  • FIG. 28 (c) shows sampled data particularly suitable for the signal processing method of Partial Response Maximum Likelihood (hereinafter, abbreviated as PRML).
  • the PRML signal processing method is intended to apply a partial response method to a reproduction system in which the amplitude of high-frequency components deteriorates and the signal-to-noise ratio increases with the increase in the recording density in the linear recording direction.
  • a reproduction system that does not require high frequency components is realized by adding waveform interference, and the quality of reproduced data is improved by a maximum likelihood decoding method that estimates the most probable sequence by probability calculation considering the waveform interference. It is a method to make it.
  • the increase in the recording density in the linear recording direction is employed as one of the techniques for improving the recording density when the recording capacity is increased from CD to DVD, for example.
  • the offset correcting means 52 By inputting the sampled multi-bit digital signal to the offset correcting means 52, the offset component contained in the reproduced digital signal is corrected.
  • the reproduced digital signal subjected to offset correction by the offset correction means 52 is subjected to partial response equalization by the transversal filter 53.
  • the application of the char- acter response equalization causes the equalized output signal to be multi-valued.
  • the weight coefficient of the tap of the transversal filter 53 is calculated by using an LMS (Least Mean Square; hereinafter abbreviated as LMS) algorithm for minimizing the root mean square value of the equalization error. Supplied by 4.
  • An output signal of the transversal filter 53 is demodulated by a Viterbi decoder 55, which is a type of maximum likelihood decoder, into digital data subjected to binary filtering.
  • phase-synchronous reproduction clock at the time of performing sampling by the analog-to-digital converter 3 is controlled as follows.
  • the position where the zero level crosses is continuously detected, and the number of samples between adjacent zero crosses is counted.
  • the frequency error amount for controlling the frequency of the reproduction clock is determined by the frequency error detector 57 which detects the synchronization pattern length in the specific period and detects the detection period of the synchronization pattern.
  • the phase information of the reproduced digital data is detected by the phase comparator 58 using the output signal of the offset correction means 52, and the phase error amount for performing the phase synchronization control of the reproduced crotta and the reproduced digital data is determined. .
  • the output of the frequency control loop filter 59 is controlled so that the frequency is controlled to a region where the reproduced clock can be synchronized with the reproduced digital signal.
  • the signal is converted to an analog signal by the digital / analog converter 61b, and the output signal controls the VCO 62.
  • the output signal of the phase control loop filter 60 is converted into a digital / analog converter 61 a so that the recovered clock is synchronized with the recovered digital signal.
  • the output signal of the digital-to-analog converter 61b and the output signal of the digital-to-analog converter 61a are added by the adder 63, and the sum signal is obtained. Controls VCO 62.
  • the conventional optical disc playback device is configured as described above, and performs sampling by an AD converter using a clock synchronized with a channel bit frequency which is a clock component of a playback waveform from the optical disc, and performs PMLL processing.
  • Digital data was demodulated by digital signal processing such as.
  • the PLL circuit, FIR filter, and Viterbi decoder which are the components, were processed at the channel bit rate.
  • the amount of information about the time component after sampling is degraded depending on the half of the frequency of the recovered clock, so that the phase-locked loop and the transversal filter as described above are used.
  • it depends on the magnitude of the tilt angle defined by the angle of the vertical axis to the recording surface of the optical disk medium and the angle of the entering axis of the laser beam irradiated from the reproducing means 51 toward the recording surface.
  • Good condition when there is a deterioration in the quality of the reproduced signal, or a local deterioration in the reproduction characteristics that depends on the distortion that occurs due to the disturbance of the reproduced signal due to scratches, dirt, fingerprints, etc. on the disc surface.
  • the present invention has been made in view of such circumstances, and in addition to the degradation of the signal-to-noise ratio, the degradation of the local reproduction signal quality depending on the tilt and the distortion, in a satisfactory state. Power consumption while maintaining digital demodulated data quality and read performance It is an object of the present invention to provide an optical disc reproducing apparatus characterized in that the number of discs can be reduced. Disclosure of the invention
  • an optical disc reproducing apparatus provides a digital data demodulation apparatus for performing digital data demodulation from an optical recording medium in which the same code is digitally recorded by a recording code having at least three consecutive restrictions.
  • the demodulation section mainly includes a channel rate processing data demodulation section that performs data demodulation processing using the channel bit frequency, and a half rate data demodulation section that performs data demodulation processing using half the channel bit frequency.
  • a processing rate switching unit for switching a processing rate at the time of data demodulation. According to the data demodulation state, the processing rate switching unit causes the data demodulation unit for channel rate processing and the data for half rate processing to perform.
  • the data demodulation unit is switched to perform digital data demodulation.
  • the above-mentioned problem is solved by having these functions.
  • the PRML signal processing method which is advantageous for high-density recording and reproduction, it is possible to improve the demodulated data quality and reduce the power consumption by changing the data demodulation processing rate. It becomes possible.
  • a channel rate processing data demodulation unit for mainly demodulating digital data using a channel bit frequency, and a half for demodulating digital data from the optical recording medium using half the channel bit frequency.
  • the processing rate switching unit is provided when the data demodulation state is good.
  • the data rate demodulation unit for half-rate processing is selected, and when the data demodulation state is poor, a processing rate switching signal is generated so as to select the data demodulation unit for channel rate processing. Therefore, it is possible to change the data demodulation processing rate according to the playback state.
  • low power consumption is prioritized by performing data demodulation using half the channel bit frequency.
  • demodulation is performed by using the channel bit frequency. There is an effect that it is possible to give priority to over data quality.
  • the optical reproduction signal reproduced from the optical recording medium A preamplifier for enhancing the output amplitude, a waveform equalizer for equalizing the waveform of the signal for which the output amplitude is enhanced by the preamplifier to enhance a predetermined frequency band, and a waveform equalized by the waveform equalizer.
  • An analog-to-digital converter for sampling a signal into multi-bit digital data using a reproduced clock; and a phase of a quadrature component included in a sampling signal which is multi-bit digital data output from the analog-to-digital converter.
  • a phase-locked loop section for channel rate processing for controlling the oscillation frequency of the recovered clock so as to synchronize, and the analog-to-digital converter A phase-locked loop section for half-rate processing for controlling an oscillation frequency of the reproduced clock so as to synchronize with a phase of a clock half of a clock component included in the sampling signal output from the converter; and the analog-to-digital converter.
  • a variable processing rate transversal filter that performs partial response equalization on the sampled signal output from the device, and an equalized output that is an output of the variable processing rate transversal filter according to the type of the applied partial response.
  • a maximum rate likelihood decoder for half-rate processing for demodulating data with respect to the signal wherein the channel rate is determined by a processing rate switching signal generated from the processing rate switching unit.
  • the switching between the processing phase-locked loop unit and the half-rate processing phase-locked loop unit is performed, and the processing rate of the variable processing rate type transversal filter is also switched.
  • a maximum likelihood decoder that does not cause degradation can always perform processing using half the channel bit frequency, so there is no need to provide a separate processor that performs processing using the channel bit frequency.
  • the power consumption can be reduced when performing data demodulation processing using the channel bit frequency, compared to powering at the same frequency. The effect is as follows.
  • the rate switching unit is configured to generate the processing rate switching signal according to whether the reproduction position of the optical recording medium is inside or outside. When the channel bit frequency is different, the data processing rate according to each position can be selected, so that it is possible to suppress the difference in power consumption depending on the reproduction position.
  • the processing rate switching unit includes Based on the recorded address information, the playback position on the inner and outer circumferences of the optical recording medium is determined, and a processing rate switching signal is generated according to the position. Therefore, when the channel bit frequency at the time of data demodulation is different, the reproduction position can be accurately grasped, and the power consumption can be accurately controlled.
  • the processing rate switching unit is configured to control the optical recording medium.
  • the processing rate switching signal is generated so as to select the half-rate processing data demodulation unit according to claim 1, so that power consumption can be reduced.
  • an oscillator having the same oscillation range as that of the inner peripheral side may be used, which has the effect of reducing the design load of the oscillator.
  • the rate switching unit has a differential 1 and a detecting unit for detecting a defect generated due to a defect of the optical recording medium. If the defect detecting unit determines that there is a defect, the rate switching unit includes: If the data rate demodulation unit for channel rate processing described in (1) is selected, and it is determined that there is no differential, the processing rate is selected so that the data demodulation unit for half rate processing described in (1) is selected. Since the switching signal is generated, the phase synchronization between the demodulated data and the recovered clock can be maintained in a good condition even for a diff that makes data demodulation difficult. Or, it is possible to return, there is Rere U effect when Ru can favorably maintain the read performance.
  • the processing rate switching section includes the presence or absence of the differential Has an amplitude detector for smoothing and detecting the amplitude information of the reproduced waveform, and when the amplitude value detected by the amplitude detector is equal to or higher than a predetermined level, a defect is detected. It is determined that there is no delay, and if the level is lower than the predetermined level, it is determined that there is a shift, and a processing rate switching signal is generated.Therefore, the shift information can be accurately detected. Switching to data demodulation processing using the channel bit frequency more than necessary can not only reduce power consumption but also provide a stable system. There is an effect that it is possible to realize the beam.
  • the processing rate switching unit is configured to be controlled by the amplitude detecting unit. It has a defect state discriminator for discriminating a pattern in a diff state based on the detected amplitude information, and switches a processing rate in accordance with the type of the difference information obtained by the defect state discriminator. Since the signal is generated, it is possible to control the data demodulation processing rate not only for the scale of the differential but also for the type of the defect.Therefore, the data demodulation processing using the channel bit frequency is performed only when necessary. As a result, it is possible not only to further reduce power consumption but also to realize a stable system as compared with the invention described in claim 8. .
  • the processing rate switching unit includes the amplitude detecting unit.
  • the processing rate switching signal is generated to select the data demodulation unit for frame rate processing, the data demodulation processing rate must be optimized even for a differential formed by combining various elements. Therefore, as compared with the invention described in claim 9, not only the power consumption can be further reduced, but also a stable system can be realized.
  • the processing rate switching unit comprises the amplitude detecting unit And a position storage unit for storing position information determined to be a diff according to the above.
  • a processing rate switching signal is selected in advance for a portion where a difference exists, so that the channel rate processing data demodulation section described in claim 1 is selected.
  • the optical disc reproducing apparatus in the optical disc reproducing apparatus according to claim 8, the optical recording apparatus in which digital data is recorded in a spiral form.
  • the processing rate switching unit may be configured to determine a position determined as a deficit by the amplitude detection unit and a certain range based on the position.
  • the processing rate is switched so that the channel rate processing data demodulation section described in item 1 is selected, and the half-rate processing data demodulation section described in claim 1 is selected for other areas. Since the signal is generated, in the case of an optical disk or the like on which data is recorded in a spiral shape, the defect caused by scratches, fingerprints, etc. Since there is a high possibility that it is present in the vicinity where it is detected, the vicinity where the effect is detected is switched to data demodulation processing using the channel bit frequency in advance, so that reproduction with priority given to demodulated data quality can be performed. This has the effect of making it possible to do so.
  • the processing rate switching section includes the amplitude To reproduce the position determined to be a differential by the detection unit and the digital data existing on the track for one round in which the deviation exists, select the channel rate processing data demodulation unit and set it to the other area.
  • the processing rate switching signal is generated so as to select the data demodulating unit for the half-rate processing, scratches, fingerprints, etc. are generated on an optical disk or the like on which data is recorded in a spiral shape.
  • the processing rate switching unit may be configured to operate in a normal reproduction state.
  • the data demodulation unit for half-rate processing according to claim 1 is selected, and when it is determined by the amplitude detection unit that there is a defect, the data demodulation for channel rate processing according to claim 1 is selected. Cut into parts After that, if it is confirmed that the differential is not detected in a predetermined section, the processing rate switching signal is deactivated so as to cancel the selection of the channel rate processing data demodulation section described in claim 1. Since the data is demodulated, the data demodulation processing rate does not frequently change, so that there is an effect that it is possible to realize a stable system that emphasizes demodulated data quality with respect to the effect of the effect.
  • the processing rate switching unit includes: In the reproduction state, the half-rate processing data demodulation unit is selected, and when the amplitude detection unit detects a predetermined length of data, the mode is switched to the channel rate processing data demodulation unit. Is determined to be shorter than a predetermined length, a processing rate switching signal is generated so as to cancel the selection of the channel rate processing data demodulation unit.
  • a processing rate switching signal is generated so as to cancel the selection of the channel rate processing data demodulation unit.
  • the optical disc reproducing apparatus comprises:
  • the processing rate switching unit is configured to detect tilt information indicating a degree to which reproduction signal quality is affected by a magnitude of a tilt angle which is an angle between a perpendicular of a recording surface of the optical recording medium and an optical axis of a laser beam. If the tilt information is determined to be large based on the tilt information obtained by the tilt information detecting unit, the data demodulating unit for channel rate processing described in claim 1 is selected. However, when it is determined that the chinoleto angle is small, a processing rate switching signal is generated so as to select the half-rate processing data demodulation unit according to claim 1. , Even for the quality degradation of the reproduced signal due to tilt, a demodulated data quality in a good condition, there is an effect that it is possible to maintain.
  • the chinoret information detecting unit is configured to: Variable processing rate transversal LF described in item 3.
  • the filter coefficient in the filter is input with each filter coefficient value learned when adaptive control is performed so that the root mean square of the equalization error of the equalized output signal is minimized, and the degree of deviation of the filter coefficient in the side tap is input.
  • the tilt information detecting section is provided in the side tap.
  • the filter coefficient is judged to have a large tilt angle under the condition that the ratio differs by a certain value or more in absolute value conversion. Therefore, it is possible to control the data demodulation processing rate according to the degree of inferiority of the reproduced signal due to tilt, so that data demodulation processing using the channel bit frequency can be performed only when necessary. As a result, not only can power consumption be reduced, but also a stable system can be realized.
  • the processing rate switching section has a jitter information detecting section for detecting jitter information which is an index relating to a phase shift occurring when digital data is recorded on an optical recording medium, and obtains the jitter information from the jitter information detecting section. If it is determined based on the obtained jitter information that the jitter in the reproduced signal is large, the data rate demodulation unit for channel rate processing described in claim 1 is selected.
  • the processing rate switching signal is generated so as to select the half-rate processing data demodulation unit described in the first section of the range, resulting in large jitter and poor reproduction signal quality. In such a case, the demodulated data quality can be maintained in a good state.
  • the jitter information detecting unit is configured to: Phase synchronization loop for channel rate processing described in section 3. And inputting information obtained by averaging the absolute value of the phase error information used in the phase locked loop unit for half rate processing according to claim 3 in a predetermined period, and performing the averaging. If the information is higher than a predetermined level, it is determined that the jitter is large.If the information is lower than the predetermined level, it is determined that the jitter is small. Therefore, power consumption can be reduced while maintaining good demodulated data quality.
  • the jitter information detecting section reproduces jitter information.
  • the absolute value of the phase error information is averaged in a predetermined period in consideration of the amplitude value dependence in the waveform, and the information is averaged in the predetermined period obtained by the amplitude detection unit according to claim 8.
  • the jitter information divided by the averaged amplitude information is input. If the jitter information is equal to or higher than a predetermined level, it is determined that the jitter is large.If the jitter information is equal to or lower than the predetermined level, the jitter is determined.
  • the jitter is determined to be small, it is possible to accurately determine the jitter information without depending on the amplitude of the reproduced signal, and therefore, compared with the invention described in claim 20, Return While maintaining the data quality in a good condition, there is a further reduction child and it is possible to effect the power consumption.
  • the processing rate switching unit Has a retry information detecting unit for detecting retry processing information indicating a process of re-reading a portion where data demodulation from the optical recording medium has failed, and in a normal reproduction state,
  • the data rate demodulation unit for half-rate processing described in claim 1 is selected, and when the retry information detection unit determines that retry processing has occurred, the channel rate described in claim 1 is claimed.
  • the processing rate switching signal is generated so as to switch to the data demodulation unit for re-processing, so it can be used in places where the quality of the reproduced signal is poor, such as when retry processing occurs. On the other hand, there is an effect that the demodulated data quality can be maintained in a good state.
  • the processing rate switching section includes: It has a retry position storage unit for storing the position information where the retry processing has been performed by the try information detection unit, and when demodulating data again at the place where it has been reproduced, the retry position storage unit If the retry information has been performed at least once with reference to the retry information stored by the processing rate switching signal, the processing rate switching signal is selected in advance so as to select the data demodulation unit for channel rate processing.
  • the data demodulation processing rate can be switched in advance to the places where the retry processing has been performed even once, so the second and subsequent data With the accuracy of adjustment is improved, there is an effect that it is possible to spoon stabilize I lead performance.
  • the processing rate switching unit includes a data demodulation unit. It has a retry information detection unit for detecting retry processing information in the processing. In a normal playback state, the half-rate processing data demodulation unit is selected, and the retry processing is generated by the retry information detection unit. If it is determined that the retry processing has not been performed in a predetermined section, it is determined that the channel rate processing data demodulation section has not occurred in a predetermined section. A processing rate switching signal is generated so that the data demodulation processing rate does not change frequently. Tone against difficult places, there is an effect that a stable system that emphasizes the demodulation data quality becomes possible to realize.
  • the processing rate switching unit includes a data demodulation unit. It has a retry information detection unit for detecting retry processing information in processing and a playback speed variable unit for varying the playback speed, and in the normal playback state, it has the maximum playback speed of the optical disc device.
  • the half-rate processing data demodulation unit is selected and the retry information detection unit determines that retry processing has occurred, the reproduction rate is not changed and the channel rate processing is performed.
  • a processing rate switching signal is generated so as to switch to the data demodulation section, and the retry processing is repeated until the predetermined number of times is reached.
  • the playback speed is further reduced by the playback speed variable section.
  • the retry process is repeated until the specified number of times is reached, and the retry process is repeated until the minimum playback speed of the optical disc playback device is reached. Since the data demodulation processing rate can be switched so as to give priority to data quality, the number of retry processes can be reduced.
  • the processing rate switching section includes a data demodulation section. It has a retry information detection unit for detecting retry processing information in processing, and a playback speed variable unit for varying the playback speed, and in the normal playback state, it operates at the maximum playback speed that this optical disc playback device has. If the half-rate processing data demodulation unit is selected and the retry information detection unit determines that the retry process has been repeated until the predetermined number of times is reached, the reproduction speed is reduced by the reproduction speed variable unit to retry.
  • the speed is further reduced to the minimum playback speed of the optical disk playback device. If the retry processing does not converge in the number of times, a processing rate switching signal is generated so as to switch to the channel rate processing data demodulation unit. Since the data demodulation processing rate can be switched so that reduction in power consumption is prioritized, there is an effect that power consumption in the entire retry processing can be reduced.
  • the processing rate switching unit includes a data demodulation unit.
  • a processing rate switching signal is generated so as to switch to the half-rate processing data demodulation unit. If the playback speed is slower than the maximum playback speed and the function to perform data demodulation using the channel bit frequency is selected, the playback speed variable processing and data demodulation processing rate are prioritized for demodulated data quality. Since the switching can be performed, it is possible to quickly return to the normal reproduction state.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a first embodiment of a variable processing rate type optical disc reproducing apparatus according to the first to sixth aspects of the present invention.
  • FIG. 2 is an explanatory diagram of a frequency characteristic of a high-order eclipse filter.
  • FIG. 3 is a diagram showing frequency characteristics and MTF characteristics of various partial response systems.
  • FIG. 4 is a block diagram showing a configuration of the processing rate variable type offset correcting means 4 according to the first embodiment.
  • FIG. 5 is a diagram showing a difference between a PR (a, b, b, a) equalization method realized by the variable processing rate transversal filter 5 in the first embodiment and a general binary discrimination method.
  • FIG. 5 (a) is a diagram showing an output waveform of the waveform equalization means
  • FIG. 5 (b) is a diagram showing a sampled signal at the time of binary discrimination
  • FIG. 5 (c) is an explanatory diagram. The figure shows a PR (a, b, b, a) equalized output signal.
  • FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a variable processing rate transversal filter 5 according to the first embodiment.
  • FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the filter coefficient learning means 6 according to the first embodiment.
  • FIG. 8 is an explanatory diagram of the operation principle of the data interpolation means 7 in the first embodiment.
  • FIG. 9 is an explanatory diagram of the operation principle of the phase error detecting means 8 for channel rate processing in the first embodiment.
  • FIG. 9 (a) shows that the frequency of the reproduced clock is
  • FIG. 9 (b) is a diagram showing a state in which the phase of the clock component included in the reproduced data is synchronized with the phase of the clock component included in the reproduced data.
  • FIG. 10 is an explanatory diagram of the operation principle when the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 in the first embodiment is realized by a Viterbi decoder.
  • FIG. 10 (a) shows the state transitions.
  • Fig. 10 (b) shows the trellis diagram and the surviving path.
  • FIG. 11 is an explanatory diagram of an operation at the time of CAV reproduction by the processing rate switching means 14 according to claims 4 to 6 of the present invention in the first embodiment.
  • the figure shows the change of the sampling frequency depending on the playback position at the time of CAV playback in the processing using the channel bit frequency.
  • Fig. 11 (b) shows the sampling rate when the processing rate is switched between the inner and outer circumferences. It is a figure which shows a dagger frequency.
  • FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment of a variable processing rate type optical disk reproducing apparatus according to claims 7 to 15 of the present invention.
  • FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the amplitude detection means 33 according to the second embodiment of the present invention in claim 7 and an operation of the processing rate switching means 14 according to the second embodiment.
  • FIG. 13 (a) is a block diagram showing a configuration of the amplitude detection means
  • FIG. 13 (b) is a view showing a reproduced signal which is an input of the amplitude detection means
  • FIG. FIG. 13 (c) is a diagram showing the amplitude information obtained by the amplitude detecting means
  • FIG. 13 (d) is a diagram showing the difference information generated from the amplitude information of FIG. 13 (c).
  • FIG. 14 is a block diagram showing the configuration of the effect determination means 34 according to the second embodiment.
  • FIG. 15 is a block diagram showing a configuration of the processing rate switching means 14 according to the eleventh embodiment of the present invention in the second embodiment.
  • FIG. 16 is an explanatory view of a switching position of the processing rate switching means 14 according to the second embodiment of the present invention in claim 12 to claim 13 according to the present invention. Is based on the actual location of the diffeat and its location.
  • Fig. 16 (b) is a diagram showing the case where it is determined that a region exists surrounded by a predetermined distance based on the standard, and the entire recording track where the defect exists is shown in addition to the location where the defect actually exists.
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a case where it is determined that a diff exists.
  • FIG. 17 is a flowchart showing a control method of the processing rate switching means 14 according to the second embodiment of the present invention in claim 2 to claim 15 according to the present invention. It is.
  • FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a third embodiment of the variable processing rate type optical disc reproducing apparatus described in claims 16 to 18 of the present invention. .
  • FIG. 19 shows the operation principle of the chinoleto information detecting means 43 and the tilt judging means 44 according to claim 16 of the present invention in the third embodiment to claim 18 according to the present invention.
  • FIG. 20 is a block diagram showing a configuration of a fourth embodiment of a variable processing rate type optical disc reproducing apparatus described in claims 19 to 21 of the present invention. . '
  • FIG. 21 is a block diagram showing a configuration of a processing rate switching means 14 according to claim 21 of the present invention in the fourth embodiment.
  • FIG. 22 is a block diagram showing a configuration of a fifth embodiment of a variable processing rate type optical disc reproducing apparatus described in claims 22 to 27 of the present invention. .
  • FIG. 23 is a block diagram showing a configuration of the processing rate switching means 14 according to claim 23 of the fifth embodiment according to the present invention.
  • FIG. 24 is a flowchart showing a control method of the processing rate switching means 14 according to claim 24 of the present invention in the fifth embodiment.
  • FIG. 25 is a flowchart showing a control method of the processing rate switching means 14 according to the fifth embodiment of the present invention and the processing rate switching means 14 according to the fifth embodiment of the present invention. .
  • FIG. 26 is a cross-sectional view of the fifth embodiment according to the present invention. 6 is a flowchart showing a control method of a processing rate switching means 14.
  • FIG. 27 is a block diagram showing a configuration of a conventional optical disc reproducing apparatus.
  • FIG. 28 is an explanatory diagram of recording data of a conventional optical disc reproducing apparatus and an output signal waveform in each functional block, and FIG. 28 (a) shows a digital signal recorded at a constant linear recording density.
  • FIG. 28 (b) is a diagram showing recording signals
  • FIG. 28 (b) is a diagram showing a reproduced signal with high frequency emphasis
  • FIG. 28 (c) is a diagram showing sample data suitable for the PRML signal processing method
  • FIG. FIG. 28 (d) is a diagram showing an equalized output signal that has been multi-valued by applying partial response equalization.
  • the optical disc reproducing apparatus When demodulating digital data recorded on an optical disc medium, the optical disc reproducing apparatus according to the first embodiment applies a PRML signal processing method, which is advantageous for high-density recording in a linear direction, by digital signal processing.
  • the data demodulation processing rate is varied, which not only deteriorates the signal-to-noise ratio, but also reproduces the local reproduced signal that depends on tilt and effect. Even if the quality deteriorates, it is possible to reduce the power consumption while maintaining the quality and read performance of digital demodulated data in good condition.
  • an optical disc reproducing apparatus according to the first embodiment and described in claims 1 to 6 of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 11.
  • the waveform equalizing means 2 is composed of a filter capable of arbitrarily setting a boost amount and a cutoff frequency.
  • the waveform equalizing means 2 may be realized by, for example, a high-order equiripple filter having a frequency characteristic as shown by a solid line in FIG. In FIG. 2, the characteristics shown by the dotted lines This is the characteristic when boosting the in is not performed.
  • the output signal of the waveform equalizing means 2 is sampled into a multi-bit digital signal by an analog / digital converter 3 as means for converting an analog signal into a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 3 performs sampling using the reproduced clock generated by the clock generating means 12.
  • the code of the digital data to be demodulated uses a code whose minimum run length is limited by "2", for example, an 8-16 modulation code used in DVD.
  • the MTF (Mutual Transfer Function, hereinafter abbreviated as MTF) characteristic which is the optical reproduction characteristic, is distributed in a band of about 1/4 or less of the channel bit frequency, as shown in Fig. 3. According to the sampling theorem, the digital data can be theoretically restored even when sampling is performed by the analog / digital converter 3 using a raw material having a half frequency component of the channel bit frequency. Is possible.
  • the present invention provides either one of a case where the recovered clock is generated based on the same frequency as the channel bit frequency and a case where the recovered clock is generated based on half the channel bit frequency. Can be selected.
  • the processing rate variable type offset correcting means 4 is a channel rate processing offset detecting means for detecting an offset component of the reproduced digital signal by a clock generated based on the channel bit frequency.
  • offset detection means 19 for half-rate processing for detecting the offset component of the reproduced digital signal by a clock generated based on half the frequency of the channel bit frequency, and the processing rate switching of FIG.
  • Selecting means 20 for selecting one of the output signals of the channel rate processing offset detecting means 18 and the half rate processing offset detecting means 19 according to the processing rate switching signal generated by the means 14;
  • the smoothing means 21 for smoothing the selected offset signal Alternatively, it may be realized by subtraction means 22 for subtracting the output signal of smoothing means 21 from the reproduced digital signal.
  • the output signal of the variable processing rate offset correction means 4 is input to the variable processing rate transversal filter 5, and partial response equalization is performed.
  • the partial response equalization is performed, for example, as shown in FIG. 5 (c) with respect to a DVD playback signal, so that the waveform amplitude after equalization is divided into five values as PR (a, b, b, a) Method shall be used.
  • PR a, b, b, a
  • black circles “see” and white circles “ ⁇ ” indicate sampling data sampled by the recovered clock, and the clock generated based on the same frequency as the channel bit frequency. If the sampled data is sampled using the clock S, which has both black and white circles, the sampled data is generated using the clock generated based on half the channel bit frequency. If there is, the sampled data will be either the black circle "Hata” or the white circle " ⁇ ".
  • the center level is used as the slice level, and binarization determination is performed. Digital data demodulation was being performed. Also, when sampling is performed, sampling is performed at predetermined intervals as shown in Fig. 5 (b), and the sampled multi-bit digital signal is binarized using the center level as the slice level. Was determined.
  • the PR (a, b, b, a) method is a signal (a + b * D) obtained by adding sampled data at four different times at the ratio of a: b: b: a. + b * D2 + a * D4), which adds characteristics equivalent to a low-pass filter to the reproduced signal as shown in Fig. 3. .
  • the PR (1, 2, 2, 1) method and the PR (3, 4, 4, 3) method correspond to this.
  • the partial response method is considered to be a more advantageous partial response method as the method having a frequency characteristic closer to the MTF characteristic shown in FIG.
  • Parity that adds correlation in the time direction of these playback data
  • the combination of the Shanolle response method and the maximum likelihood decoding method (maximum likelihood decoding) described later, which is a Viterbi decoder that estimates the most likely sequence by using the correlation of the added data This realizes the PRML signal processing that is advantageous for high-density recording and reproduction in the linear recording direction.
  • variable processing rate transversal filter 5 can be realized by, for example, a FIR (Finite Impulse Response; hereinafter, referred to as FIR and PI) filter composed of finite taps.
  • FIR and PI Finite Impulse Response
  • the equalization characteristic by the FIR filter is realized by changing the filter coefficient.
  • the FIR filter is generated by delay elements 23 a to 23 1 for delaying one cycle of the recovered clock as shown in FIG. 6 and the processing rate switching means 14 of FIG. Selector 24 a through selector 24 f that selects the output signal of delay elements 23 a through 23 1 according to the processing rate switching signal that has been processed, multiplier elements 25 a through 25 g, and addition means 26. May be performed.
  • delay elements 23a to 231 are connected in series with each other, delay elements 23b and 23c, delay elements 23d and 23e, delay elements 23f and 23g, and delay element 2
  • Selectors 24 a, 24 b, 24 c, 24 d, and 24 e are provided between 3 h and 23 i and the delay elements 23 j and 23 k, respectively.
  • a selector 24 f is provided downstream of the delay element 2 31.
  • the selector 24a selects one of the output signals of the delay elements 23a and 23b and outputs it to the input of the delay element 23a at the subsequent stage.
  • the other selectors 24b to 24e also select one of the output signals of the preceding and preceding delay elements and output the selected signal to the input of the subsequent delay element.
  • the selector 24f selects one of the output signals of the delay elements in the preceding and two preceding stages.
  • the multiplier 25a multiplies the input signal of the FIR filter by the filter coefficient S1.
  • the multiplication element 25b multiplies the filter coefficient S2 by the output signal of the selector 24a.
  • Multiplication elements 25c to 25g also multiply filter coefficients S3 to S7 and output signals of selectors 24b to 24f, respectively, similarly to multiplication element 25b.
  • the adding means 26 adds the output signals of the multiplying elements 25a to 25g.
  • the filter coefficients S 1 to S 7 of the FIR filter are adaptively controlled so that the equalization error present in the partial response output signal output from the variable processing rate transversal filter 5 is minimized. Set by the filter coefficient learning means 6 using the S algorithm.
  • the filter coefficient learning means 6 detects an equalization target value corresponding to the partial response method from the equalized output signal of the variable processing rate type transversal filter 5 by the provisional decision circuit 27. Then, the equalization target value and the processing rate The output signal of the variable transversal filter 5 is subtracted to detect an equalization error, and an equalization error detector 28 and an output signal of the equalization error detector 28 A correlator 29 that calculates the correlation with the equalized output signal of the variable processing rate type transversal filter 5, and a feedback gain adjuster that adjusts the feedback gain by multiplying the output of the correlator 29 by the same number as the gain.
  • the filter coefficient learning means 6 having this configuration loads the initial values of the filter coefficients stored in the initial value storage means 32a to 32g, and performs automatic adaptation of the filter coefficients. It has a function to control the conversion.
  • the filter coefficient updating unit 31a selects the output signal of the initial value storage means 32a and the output signal of the adder 310a with the selector 311a, and outputs the output signal of the selector 311a. Is output as a filter coefficient S 1 and output to one input of an adder 3 10 a via a delay element 3 1 2 a, and the feedback gain adjuster described above is applied to the other input of the adder 3 10 a. An output signal of 30 is output, and the other filter coefficient updating units 31b to 31g are similarly configured.
  • the data interpolation means 7 may be realized by, for example, a filter having Nyquist characteristics as shown in FIG. In this case, the missing data can be restored by Nyquist interpolation by applying a filter coefficient such as the white circle " ⁇ " in Fig. 8 with the interval twice as long as the channel bit cycle. .
  • the reproduction clock is generated based on the channel bit frequency by the processing rate switching means 14 in FIG. 1, it is generated through the analog / digital converter 3 and the processing rate variable type offset correction means 4. From the output signal, the phase error is detected by the channel rate processing phase error detecting means 8. If the processing rate switching means 14 generates a playback clip based on half the frequency of the channel rebit, the half-rate processing phase error detection means 9 detects the phase error. I do.
  • phase error selecting means 10 One of the phase error signals detected by the phase error detecting means 8 for channel rate processing and the phase error detecting means 9 for half rate processing is selected by the phase error selecting means 10 in accordance with the processing rate switching signal. After that, the signal is output to the clock generation means 12 via a loop filter 11 for smoothing the phase error signal, and is reproduced by using the clock generation means 12 based on the output signal of the loop filter 11.
  • the clock generation means 12 is controlled so that the phase of the clock and the phase of the clock component of the reproduced signal are synchronized.
  • the phase locked loop means 13 a for channel rate processing represents a phase locked loop for detecting a phase error by the phase error detection means 8 for channel rate processing
  • b may represent a phase locked loop for detecting a phase error by the half-rate processing phase error detection means 9.
  • the phase-locked loop means 13 may be realized as a means for synchronizing the phase of the clock component of the reproduced data with the phase of the reproduced clock based on the principle shown in FIG.
  • FIG. 9 (a) shows a state in which the frequency of the reproduced clock is slightly lower than the frequency of the clock component of the reproduced data.
  • T is the time corresponding to one channel bit
  • the ZERO shown by the black circle “ ⁇ ” in Fig. 9 (a) is assumed.
  • the sampled signal near the mouth cross the same information is used at the rising edge of the sampled signal, and the polarity of the sampled signal is inverted at the falling edge.
  • the amplitude component of the sampled signal can be considered by replacing the sampling phase shift in the time direction.
  • the phase error signal approaches zero, and it becomes possible to synchronize the phases of the reproduced clock and the clock component of the reproduced data.
  • phase synchronization is performed by using the phase error detection means 9 for half-rate processing
  • the sampling is performed using half the channel bit frequency, as shown in FIG. That is, every other sample dani data exists. Therefore, similarly to the channel rate processing phase error detecting means 8, it is possible to obtain a phase error curve for a portion where the sampled data exists.
  • the processing rate switching signal supplied to each block described above is generated by the processing rate switching means 14.
  • the processing rate switching means 14 detects the reproduction position on the inner and outer circumferences of the optical disc by the reproduction position detection means 16 from the address information detected from the demodulated data, for example. Based on the information, the processing rate determination means 15 may be used to generate a processing rate switching signal.
  • the reproduction position detecting means 16 includes the address information existing for every predetermined number of data, the channel bit length, Further, the present invention may be realized as a method of calculating a physical position where data to be demodulated exists based on data of a recording track width.
  • the partial response equalized signal output by a series of operations is input to the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 that performs decoding according to the type of the partial response, and performs data demodulation.
  • the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 may be realized by, for example, a Viterbi decoder that performs demodulation processing using half the channel bit frequency.
  • the Viterbi decoder performs probability calculation in accordance with the law of correlation of codes intentionally added according to the type of partial response, and estimates the most likely sequence. For example, when the applied partial response type is the PR (a, b, b, a) method, the state changes based on the state transition diagram as shown in Fig. 10 (a). This takes into account the 8-16 modulation code used in DVDs in particular, and the state change is S 0 due to the fact that the minimum run length is limited to “2”. It can be expressed by the state transition of six states up to S5.
  • X / Y indicates the transition of the recording code, and Y indicates the signal amplitude at that time.
  • One state is represented by three adjacent time codes. For example, in the state transition from S4 “110” to S3 “100”, the code “0” is added to the state S4 “1 10”. Shifting to the left means that the leftmost "1” disappears and state S3 becomes "100". However, if the processing rate is half the channel bit frequency, it is necessary to consider the two adjacent states together in the state transition shown in Fig. 10 (a).
  • the output signal of the data acquisition means 7 outputs data at the normal sampling position and interpolation data restored by the acquisition in parallel
  • two adjacent two A method of inputting the data at the normal sampling position and the interpolation data for the state and performing parallel processing may be used.
  • the temporal change at that time is represented by a trellis diagram as shown in FIG. 10 (b), in which normal data and interpolation data are processed in parallel. Therefore, the probabilistic length of each path, 1 kab (hereinafter referred to as the branch metric), is calculated, and when transitioning to each state, the branch metric is added.
  • k represents a temporal transition
  • ab represents a branch metric in a transition from the state Sa to Sb.
  • each branch metric in each state is called a metric
  • the path with the minimum metric is survived as a surviving path and is sequentially output to be demodulated into binary digital data. That is, if the demodulation is performed according to the recording code in FIG. 10 (b), the path shown by the solid line is the surviving path.
  • the data demodulation means 13 a for channel rate processing generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency.
  • the channel rate processing offset detecting means 18 in the processing rate variable type offset correcting means 4 is selected, and the channel rate processing phase error detecting means 8 is selected, and the processing rate is variable.
  • the transversal filter 5 operates based on the channel bit frequency, and its output signal passes through the data interpolation means 7 and is realized as a digital data demodulation by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17. Is also good.
  • the half-rate processing data demodulation means 13 b generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 performs data demodulation processing using a half of the channel bit frequency.
  • the half-rate processing offset detection means 19 in the processing rate variable offset correction means 4 is selected, and the half-rate processing phase error detection means 9 is selected.
  • the transversal filter 5 may operate based on a half frequency of the channel bit frequency, pass through the data interpolation means 7, and perform digital data demodulation by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17.
  • the processing rate switching means 14 described in the first embodiment may be realized by the following means. That is, in the case of CAV (Constant Angular Velocity) reproduction, in which data is reproduced while keeping the rotation of the optical disk constant, the linear velocity of the reproduced data changes from the inner circumference to the outer circumference of the disk depending on the position on the disk. 1 (a) As shown in the figure, the channel bit frequency is higher on the outer circumference than on the inner circumference. Therefore, when data processing is performed using the channel bit frequency, an increase in power consumption becomes a problem in reproduction on the outer peripheral side during high-speed reproduction.
  • CAV Constant Angular Velocity
  • the reproduction position is detected from the address information indicating the address of the reproduction position on the disc by the reproduction position detecting means 16 and the reproduction position is determined from A to C shown in FIG. 11 (b). It is determined which area is being reproduced, or the area between C and B. In the inner area A to C, data demodulation is performed using the channel bit frequency, and the outer area is used. In the region from C to B, the processing rate switching signal is generated by the processing rate determination means 15 so that data demodulation processing is performed using half the channel bit frequency. It is also possible to control power consumption by setting C, which is the processing rate switching position, to an arbitrary position.
  • the sampling frequency of the recovered clock can be suppressed to less than half of the maximum frequency.
  • the power consumption that should be increased.
  • signal processing is possible in half the frequency band of the maximum playback speed. Therefore, the design load of the analog-to-digital converter 3, the clock generation means 12, and the synchronous circuit in the digital circuit can be reduced, so that the circuit scale and cost can be reduced.
  • the minimum change unit of the data recorded on the optical disc is three channel bits, and the sampling theorem is used to set the rate of half the channel bit rate.
  • a function to reduce power consumption during high-speed playback by performing processing at half-rate is provided, and half-rate processing is always performed for Viterbi decoders whose performance does not theoretically degrade. Reducing power consumption without deteriorating read performance by switching and executing channel rate processing and half rate processing according to the required power consumption and processing performance for each block. Becomes possible.
  • the optical disk is divided into areas at the inner and outer circumferences, and the function of switching between channel rate processing and half-rate processing is provided at the inner and outer circumferences of the optical disk by monitoring the address of the playback position.
  • half-rate processing is performed on the outer circumference where the playback speed is high, and channel rate processing is performed on the inner circumference where the playback speed is low, so that read performance is not degraded and low power consumption is achieved. High-speed playback can be performed.
  • the optical disk reproducing device is configured to switch the data demodulation processing rate in accordance with the difference information on the optical recording medium.
  • the optical disc reproduction signal reproduced from the optical recording medium 50 by the reproducing means 51 is emphasized in its output amplitude by the preamplifier 1 and then in the waveform equalizing means 2 to emphasize the high frequency band. Make corrections.
  • the waveform equalizing means 2 is composed of a filter capable of arbitrarily setting a boost amount and a cutoff frequency.
  • the waveform equalizing means 2 is, for example, a high-order equiripple filter having a frequency characteristic as shown by a solid line in FIG. May be realized.
  • the output signal of the waveform equalizing means 2 is sampled into a multi-bit digital signal by an analog / digital converter 3 as means for converting an analog signal into a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 3 performs sampling using the reproduced clock generated by the clock generation means 12.
  • the code of the digital data to be demodulated is, for example, the minimum run length is limited to "2", such as an 8-16 modulation code used in DVD, and
  • the MTF characteristic which is the optical regeneration characteristic
  • the frequency component of half the channel bit frequency is reduced by the sampling theorem.
  • the digital data can theoretically be restored even when sampling is performed by the analog-to-digital converter 3 using the reproduced clock that is provided.
  • the present invention can determine whether the playback clip is generated based on the channel bit frequency or based on half the channel bit frequency. It is characterized by being selectable.
  • the processing rate variable type offset correction means 4 may be realized by, for example, the configuration shown in FIG. 4 described in the first embodiment.
  • the output signal of the variable processing rate offset correction means 4 is input to the variable processing rate transversal filter 5 to perform partial response equalization.
  • the partial response equalization is performed, for example, as shown in FIG. 5 (c) with respect to a DVD reproduction signal, so that the waveform amplitude after equalization can be divided into five values as PR (a, b, b, a) method shall be used.
  • the black circle “Hata” and the white circle “ ⁇ ” in FIG. 5 indicate the sampling data sampled by the reproduced clock, and the clock generated using the same frequency as the channel frequency is used. If it is sampled, it has sampling data of both black circles "" and white circles " ⁇ ". If it is sampled using a clock generated based on half the channel bit frequency, , One of the black circles “ ⁇ ” and white circles “ ⁇ ” Data.
  • a binary level decision is performed by setting the center level as a slice level from a waveform equalized output signal as shown in FIG.
  • Digital data demodulation was being performed.
  • the sampling is performed at predetermined intervals, and the standardized multi-bit digital signal is defined as a slice level with the center level as the slice level. The discrimination was performed.
  • the PR (a, b, b, a) method is different from the PR (a, b, b, a) method in that a signal (a + b * D + b * D2 + a * D4), which adds characteristics equivalent to a low-pass filter to the reproduced signal as shown in Fig. 3. .
  • the partial response method is considered to be a more advantageous partial response method as the method having a frequency characteristic closer to the MTF characteristic shown in FIG.
  • PR a, b, b, a
  • variable processing rate transversal filter 5 may be realized by, for example, an FIR filter configured by finite taps.
  • the equalization characteristic of the FIR filter is realized by changing the filter coefficient.
  • the FIR finoleta may be realized, for example, by the one shown in FIG. 6 described in the first embodiment.
  • the filter coefficients S 1 to S 7 of the FIR finalizer are adaptively controlled so that the equalization error present in the partial response equalization output signal output from the variable processing rate transversal filter 5 is minimized. It is set by the filter coefficient learning means 6 using the algorithm.
  • the filter coefficient learning means 6 may be realized by, for example, a configuration as shown in FIG. 7 of the first embodiment.
  • both the black circle “ ⁇ ” and the white circle “ ⁇ ,” in FIG. 5 (c) are combined. If processing is performed using half the frequency, it will be one of the black circle “fist” and the white circle “ ⁇ ” in Fig. 5 (c).
  • data that is missing during sampling is interpolated by the data interpolation means 7. It can be realized by a filter having Nyquist characteristics as shown in Fig. 8 described in the embodiment 1. In this case, the white circle in Fig. 8 with a period twice as long as the channel bit period is used. Filters like " By applying the number, it is possible to more restore the missing data to the Nyquist interpolation.
  • the reproduction clock when the reproduction clock is generated based on the channel bit frequency by the processing rate switching means 14 in FIG. 12, it is generated through the analog / digital converter 3 and the processing rate variable offset correction means 4. From the output signal, the phase error is detected by the channel rate processing phase error detecting means 8.
  • the phase error is detected by the half-rate processing phase error detection means 9.
  • the phase error signals detected by the channel rate processing phase error detecting means 8 and the half rate processing phase error detecting means 9 are selected by the phase error selecting means 10 in accordance with the processing rate switching signal, and then the phase error is detected.
  • a loop filter 11 for smoothing a signal, and a clock generation means 12, based on an output signal of the loop filter 11, are used to generate a phase of a reproduced clock and a phase of a clock component included in the reproduced signal. Are controlled to be synchronized.
  • the phase-locked loop means 13 synchronizes the phase of the clock component of the reproduction data with the phase of the reproduction clock based on the principle shown in FIG. 9 described in the first embodiment. It may be realized by something.
  • the processing rate switching signal embedded in each block described above is generated by the processing rate switching means 14.
  • the processing rate switching means 14 has, for example, an amplitude detecting means 33 for detecting amplitude information from a reproduced signal waveform. From the detected amplitude information, the defect determining means 34 It is also possible to determine whether or not the force exists, and to generate a processing rate switching signal by the processing rate determining means 15 based on the resulting difference determination information.
  • the differential is caused by a defect in a recording medium such as an optical disk. Defects in the recording medium impair the reflection of laser light such as scratches on the recording surface and fingerprints and stains attached to the recording surface. Therefore, the processing rate switching means 14 selects the channel rate processing data demodulation means 13a, for example, when it is determined that a differential exists, and when the differential does not exist, the processing rate switching means 14 demodulates the half rate processing data. This may be realized by selecting the means 13b.
  • the amplitude detecting means 16 uses a reproduced signal as shown in FIG. 13 (b) as an input signal, and as shown in FIG. 13 (a), a peak horn which holds the peak level of the input signal.
  • the low-pass filter 36 for smoothing the output signal detects the bottom envelope, and the subtraction means 37 has the function of subtracting the bottom envelope from the detected top envelope.
  • amplitude information as shown in Fig. 13 (c). It may be realized.
  • the differential determination means 34 sets, for example, a predetermined threshold value V th as shown by a dotted line in FIG. 13 (c) with respect to the amplitude information output from the amplitude detection means 33, When the information becomes equal to or less than the threshold value, as shown in FIG. 13 (d), it may be realized to generate a signal for judging a difference.
  • the reproduction signal amplitude is greatly attenuated due to a scratch on the disk recording surface, and the reproduction signal amplitude is reduced slightly due to fingerprints or dirt.
  • Signal quality may be different depending on the type of. Therefore, for the level difference which can ensure the reproduction performance depending on the degree of attenuation of the reproduction signal amplitude, the value of the threshold value V th shown in FIG. 13 (c) is appropriately set by the effect judging means 34. By doing so, it may not be judged as a differential.
  • the difference determination means 34 may be realized as, for example, the one shown in FIG.
  • the difference determination means 34 includes amplitude attenuation determination means 38 a for detecting a large amplitude attenuation of the reproduction signal with respect to the amplitude information output from the amplitude detection means 33 in FIG.
  • An amplitude decay determining means 38b for detecting a signal with a small amplitude decay, and from the output results of these amplitude decay determining means 38a and 38b,
  • a period counter 40a for detecting the length of the section determined to be a differential
  • a length detecting means 39b for measuring a predetermined time. Can be reproduced by weighting the output result of the difference length detection means 39a and the difference length detection means 39b in a predetermined section according to the respective reproduction difficulty. It is formed using the playability judgment hand stage 4 1 detected.
  • the reproducibility determination means 41 determines that section as a defect, and reproduces a small scratch or a fingerprint such as a fingerprint whose amplitude of the reproduced signal hardly decreases. If it is determined that there is no problem, it may be realized that it is not determined to be a defect.
  • the partial response and other signals output by the series of operations are The data is demodulated by inputting to a half-rate processing maximum likelihood decoder 17 that performs decoding according to the type of the char- acter response.
  • the maximum likelihood decoder 17 for half-rate processing may be realized by, for example, the Viterbi decoder described in Embodiment 1 and performing demodulation processing using half the channel bit frequency. ,.
  • the data demodulation means 13 a for channel rate processing generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency.
  • the channel rate processing offset detecting means 18 in the processing rate variable type offset correcting means 4 is selected, the channel rate processing phase error detecting means 8 is selected, and the processing rate variable type
  • the transversal filter 5 may operate based on the power S and the channel bit frequency, pass through the data interpolating means 7, and perform digital data demodulation by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17.
  • the half-rate processing data demodulation means 13 b generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 performs data demodulation processing using a half of the channel bit frequency.
  • the offset detection means 19 for half-rate processing of the processing rate variable type offset correction means 4 is selected, and the phase error detection means 9 for half-rate processing is selected.
  • Type transversal filter 5 operates on the basis of half the frequency of the channel bit frequency, and its output signal passes through data interpolation means 7 and demodulates digital data with half-rate processing maximum likelihood decoder 17 It may be realized as.
  • the processing rate in PRML signal processing is switched by the processing rate switching means 14 in accordance with whether or not a differential exists.
  • the processing rate switching means 14 it is possible to maintain the phase synchronization between the demodulated data and the reproduced clock in a good state or to recover from the effects of scratches on the recording surface of the disk, which are difficult to demodulate, and fingerprints, etc. Therefore, the read performance can be maintained in a good state.
  • the amplitude detection means 33 and the effect determination means 34 can detect the defect information in consideration of the reproduction performance in a normal manner, so that the channel bit frequency is unnecessarily increased. Since it does not switch to data demodulation processing using numbers, not only power consumption can be reduced, but also a system with stable operation can be realized.
  • the processing rate switching means 14 described in the second embodiment may be realized as shown in FIG.
  • the processing rate switching means 14 includes, for example, an amplitude detecting means 33 for detecting amplitude information from a reproduced signal waveform, and a differential judging means 34 detects a difference from the detected amplitude information. It is determined whether or not there is a processing rate, and based on the resulting difference information, a processing rate switching signal is generated by the processing rate determining means 15 and a differential is determined by the effect determining means 34.
  • It has a correct position storage means 42 for storing the position, and when demodulating the data once again at the place where it was reproduced, refer to the change information stored by the correct position storage means 42 Then, data demodulation processing can be performed in advance mainly on the channel where the difference exists using mainly the channel frequency. Sea urchin, it may be one that generates a processing rate switching signal.
  • the effect position storage means 42 is, for example, 16th ( a) As shown by the area enclosed by the dotted line in the figure, the area where the actual effect exists and the area surrounded by a predetermined distance based on that position shall be judged as having the effect. May be realized.
  • the diff position storage means 42 stores the entire recording track where the diffet exists in addition to the location where the diffet exists.
  • the determination may be implemented as determining that a differential exists.
  • the data demodulation processing rate can be switched in advance in a place where the data exists by the processing rate switching means 14 as described above, so that the accuracy of the second and subsequent data demodulation is improved, and the read performance is improved. Becomes stable.
  • a recording track having a diff as a target of the processing rate switching, especially in a case where a seek process in which a reproduction portion is switched at random is performed, a normal region and a region where a diff exists exist. No longer switch processing means Therefore, by reducing the frequency of the processing rate switching control, the system stability increases.
  • the processing rate switching means 14 described in the second embodiment may be realized, for example, as being controlled according to the flow shown in the flowchart of FIG.
  • half-rate data demodulation means 13b for performing data demodulation using half the channel bit frequency is selected (process 102).
  • the presence / absence of a change is determined by the change determination means 34 (process 103) . If it is determined that the change is not a defect, the processing by the half-rate processing data demodulation means is continued as it is and the change is determined to be a change.
  • Switches to data demodulation means for channel rate processing that mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency (processing 104). Thereafter, in a predetermined section set by the cycle counter 40, it is determined by the reproducibility judging means 41 whether or not reproduction is possible (process 105).
  • This judgment monitors the period during which the differential is detected, and when the delay changes from a long state to a short state, cancels the channel rate processing when the effect has a certain length or less. Move to half rate mode. Therefore, the demodulation operation by the channel rate processing data demodulation means 13a is continued until it is determined that reproduction is possible, and after the reproduction is determined, the demodulation operation by the half rate processing data demodulation means is performed.
  • the processing rate switching signal is controlled so as to return to (process 102), and these processes are repeated until the control ends (process 106).
  • the function of switching the channel rate processing and the half rate processing by the sampling rate variable processing is provided, and the half rate processing is normally selected with priority given to power consumption. If it is determined that the optical disk has scratches or dirt based on the above, the playback is switched to channel rate processing, so that a stable read operation can be performed while suppressing power consumption. It works.
  • the period during which the differential is detected is monitored, and when the shift from a long state to a short state occurs, when the length of the Since the channel rate processing is canceled and the mode shifts to the half rate mode, it is possible to further reduce power consumption while stabilizing the read operation.
  • the optical disc reproducing apparatus is configured to switch the data demodulation processing rate based on the result of the tilt angle determination for the optical recording medium.
  • the waveform equalizing means 2 is composed of a filter capable of arbitrarily setting a boost amount and a cutoff frequency.
  • the waveform equalizing means 2 may be realized by, for example, a high-order equiripple filter having a frequency characteristic as shown by a solid line in FIG.
  • the output signal of the waveform equalizing means 2 is sampled into a multi-bit digital signal by an analog / digital converter 3 as means for converting an analog signal into a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 3 performs sampling using the reproduced clock generated by the clock generating means 12.
  • the code of the digital data to be demodulated is, for example, 8-16 as used in DVD.
  • the sampling theorem implies that even if a sampled signal is sampled by the analog-to-digital converter 3 using a recovered clock that has half the frequency of the channel bit frequency, It is possible to restore digital data.
  • the present invention provides a method for generating a clock based on the same frequency as the channel clock frequency and a clock based on half the channel bit frequency. It is characterized by being selectable.
  • the sampled multi-bit digital signal is input to the variable processing rate offset correction means 4 to correct the offset component contained in the reproduced digital signal.
  • This variable processing rate offset correction means 4 may be realized by, for example, the configuration shown in FIG. 4 described in the first embodiment.
  • variable processing rate type offset correction means 4 is input to the variable processing rate type transversal filter 5 to perform Persian response equalization.
  • partial response equalization is performed, for example, on the 5th DVD playback signal.
  • the PR (a, b, b, a) method is used in which the waveform amplitude after equalization is divided into five values.
  • black circles “•” and white circles “ ⁇ ” indicate sampling data sampled by the recovered clock, and are sampled using the clock generated based on the channel bit frequency. If the sampled data has both the black circle “Hata” and the white circle “ ⁇ ” sampled data, but is sampled using a clock generated based on half the channel bit frequency, You will have either one of the black circle “ken” and the white circle " ⁇ ".
  • a binarization discrimination is performed by using the center level as a slice level from the waveform equalized output signal as shown in FIG. 5 (a). Digital data demodulation was being performed. Also, when sampling is performed, as shown in FIG. 5 (b), sampling is performed at predetermined intervals, and the sampled multi-bit digital signal is set with its center level as a slice level. Binary discrimination was performed.
  • the PR (a, b, b, a) method differs from the PR (a, b, b, a) method in that a signal (a + b * D + b * D2 + a * D4), which adds a characteristic equivalent to a low-pass filter to the reproduced signal as shown in Fig. 3. It is.
  • the partial response method is considered to be a more advantageous partial response method as the method having a frequency characteristic closer to the MTF characteristic shown in FIG.
  • PR a, b, b, a
  • a Viterbi decoder which estimates a likely sequence, together with, a PRML signal processing that is advantageous for high-density recording and reproduction in the linear recording direction will be realized.
  • variable processing rate transversal filter 5 may be realized by, for example, an FIR filter configured by finite taps.
  • the equalization characteristic of the FIR filter is realized by changing the filter coefficient.
  • the FIR finoleta may be realized, for example, as shown in FIG. 6 described in the first embodiment.
  • the filter coefficients S 1 to S 7 of the FIR filter are adaptively controlled such that the equalization error present in the partial response equalization output signal output from the variable processing rate type transversal filter 5 is minimized.
  • the filter coefficient learning means 6 may be realized, for example, as a configuration as shown in FIG. 7 of the first embodiment.
  • both the black circle “ ⁇ ” and the white circle “ ⁇ ” in Fig. 5 (c) are combined.
  • black circle “•” or white circle “ ⁇ ” in FIG. 5 (c) is used. Therefore, for the output signal that has been subjected to partial response equalization using half the channel bit frequency, the data interpolation means 7 interpolates the intermediate data that is missing during sampling.
  • the data interpolation means 7 may be realized by, for example, a filter having Nyquist characteristics as shown in FIG. 8 described in the first embodiment. In this case, it is possible to recover missing data by Nyquist sampling by applying a filter coefficient such as the white circle " ⁇ " in Fig. 8 with an interval of twice the channel bit period. Become.
  • the reproduction clock is generated based on the channel bit frequency by the processing rate switching means 14 in FIG. 18, it is generated via the analog / digital converter 3 and the processing rate variable type offset correction means 4. If the phase error is detected by the channel rate processing phase error detection means 8 from the output signal and the processing rate switching means 14 generates the reproduction clock based on half the channel bit frequency, The phase error is detected by the half-rate processing phase error detecting means 9.
  • phase error signals detected by the channel rate processing phase error detection means 8 and the half rate processing phase error detection means 9 are selected by the phase error selection means 10 according to the processing rate switching signal. Based on the output signal of the loop filter 11 for smoothing the phase error signal and the output signal of the loop filter 11, the phase of the reproduced clock and the phase of the clock component of the reproduced signal are determined by using the clock generation means 12. Control to synchronize.
  • a phase-locked loop that samples the reproduced waveform with the analog-to-digital converter 3 using the reproduced clock generated by the path starting from the analog-to-digital converter 3 and ending at the clock generation means 12.
  • the phase-locked loop means 13 is based on the principle shown in FIG. 9 and described in Embodiment 1, and synchronizes the phase of the reproduced data with the phase of the reproduced clock. Good to be realized.
  • the processing rate switching signal supplied to each block described above is generated by the processing rate switching means 14.
  • the processing rate switching means 14 is adapted using the filter coefficient learning means 6 so that, for example, the root mean square of the equalization error of the equalized output signal of the variable processing rate type transversal filter 5 is minimized.
  • the degree to which the quality of the reproduced signal is affected by the magnitude of the tilt angle, which is the angle between the perpendicular to the recording surface of the optical disc and the optical axis of the laser beam, using each filter coefficient value learned during control as an input signal.
  • Tilt information detection means 43 for detecting tilt information indicating the tilt information.
  • the tilt determination means 4 based on the degree of bias of the filter coefficient at the side tap of the variable processing rate type transversal filter 5 detected there. According to 4, it is determined whether the degradation of the reproduction signal quality due to the tilt is large or small, and the processing rate determination means 15 is performed based on the resulting tilt determination information. Alternatively, the processing rate switching signal may be generated.
  • the tilt judging means 44 judges that the reproduction signal quality caused by the tilt is large, the channel rate data demodulation means 13a is selected, and the deterioration of the reproduction signal quality due to the tilt is reduced. If it is determined to be smaller, the data may be realized by selecting the half-rate processing data demodulator 13b.
  • the partial response equalized signal output by the series of operations is input to the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 that performs decoding according to the type of the partial response, and performs data demodulation.
  • the maximum likelihood decoder 17 for half-rate processing may be realized by, for example, the Viterbi decoder described in Embodiment 1 and performing demodulation processing using half the channel bit frequency.
  • the channel rate processing cheetah demodulation means 13a generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 performs data demodulation processing mainly using the channel bit frequency, and generates a phase locked loop.
  • the channel rate processing offset detecting means 18 in the processing rate variable type offset correcting means 4 is selected, and the channel rate processing phase error detecting means 8 is selected.
  • the processing rate variable transversal filter operates on the basis of the channel bit frequency, and the output signal passes through the data interpolation means 7 to demodulate digital data by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17. It may be realized as a thing.
  • the half-rate processing data demodulation means 13 b generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 performs data demodulation processing using a half of the channel bit frequency.
  • the half-rate processing offset detection means 19 in the processing rate variable offset correction means 4 is selected, and the half-rate processing phase error detection means 9 is selected.
  • the transversal filter 5 operates based on half of the channel bit frequency, passes through the data interpolation means 7, and may be realized as a digital data demodulation by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17. .
  • the processing rate in the PRML signal processing is switched by the processing rate switching means 14 in accordance with the deterioration of the reproduced signal quality due to the tilt.
  • the processing rate switching means 14 it is possible to maintain the demodulated data quality in a good state even if the quality of the reproduced signal depends on tilt.
  • the tilt information detecting means 43 and the tilt determining means 44 described in the third embodiment are realized, for example, as a means for determining the deterioration of the reproduction signal quality due to the tilt according to the principle shown in FIG. You may.
  • FIG. 19 shows filter coefficients after adaptive equalization learning output from the filter coefficient learning means 6 at each tap of the processing rate variable transversal filter 5.
  • the tilt determining means 44 determines that the deterioration of the quality of the reproduced signal due to the tilt is large. To judge. For example, in FIG. If S2 is the filter coefficient P and S6 is the filter coefficient Q, the phase relationship in the signal band of the reproduced signal is abnormal because the absolute value of P and the absolute value of Q have a ratio of twice or more. It is clear that the tilt judging means 44 may judge that the quality degradation of the reproduced signal due to the tilt is large.
  • the function of switching between the channel rate processing and the half rate processing by the sampling rate variable processing is provided, and while the tilt angle is determined to be large, the channel rate processing is selected. Since the half-rate processing is performed while the tilt angle is determined to be small, it is possible to reproduce the reproduced waveform without deteriorating the read performance while suppressing the power consumption while suppressing the power consumption. Become.
  • the coefficient of the transversal filter is learned by LMS (Least Squares Method). If the deviation of the side tap coefficient is large, it is determined that the tilt angle is large, and the deviation of the side tap coefficient is small. At this time, since it is determined that the chinoleto angle is small, it is possible to determine the magnitude of the tilt angle using the reproduction signal itself of the optical disk, and it is possible to suppress an increase in the circuit size required for the determination of the tilt angle.
  • the switching of the data demodulation processing rate is performed according to the magnitude of the jitter amount of the reproduced signal of the optical recording medium.
  • the waveform equalizing means 2 is composed of a filter capable of arbitrarily setting a boost amount and a cutoff frequency.
  • the waveform equalizing means 2 may be realized by, for example, a high-order equal lip-noise filter having a frequency characteristic as shown by a real T spring in FIG.
  • the output signal of the waveform equalizing means 2 is sampled into a multi-bit digital signal by an analog-to-digital converter 3 as means for converting an analog signal into a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 3 performs sampling using the reproduced clock generated by the clock generating means 12.
  • the code of the digital data to be demodulated is, for example, the minimum run length is limited to "2", such as an 8 -16 modulation code used in DVD, and
  • the MTF characteristic which is the reproduction characteristic
  • the frequency component of half the channel bit frequency is reduced by the sampling theorem.
  • the digital data can theoretically be restored even when sampling is performed by the analog-to-digital converter 3 using the playback technique that is provided.
  • the present invention provides either one of a case where the recovered clock is generated based on the same frequency as the channel bit frequency and a case where the recovered clock is generated based on half the channel bit frequency. Can be selected.
  • the processing level 1 and the variable offset correction means 4 may be realized as, for example, the configuration shown in FIG. 4 described in the first embodiment.
  • the output signal of the variable processing rate offset correction means 4 is input to the variable processing rate transversal filter 5 to perform partial response equalization.
  • the partial response equalization is performed, for example, as shown in FIG. 5 (c) with respect to a DVD reproduced signal, such that the waveform amplitude after equalization is divided into five values (PR (a, b) , b, a) method shall be used.
  • PR (a, b) , b, a) method shall be used.
  • the black circle “Hata” and the white circle “ ⁇ ,,” in FIG. 5 indicate the sampling data sampled by the recovered clock, using the clock generated based on the channel bit frequency.
  • the sampled data has both black circles “•” and white circles “ ⁇ ”, but if it is sampled using a sample generated based on half the channel bit frequency, , And one of the black circle “sho” and the white circle “ ⁇ ”.
  • the center level of the waveform equalization output signal as shown in Fig. Data demodulation was being performed. Also, when sampling is performed, sampling is performed at predetermined intervals as shown in FIG. 5 (b), and the sampled multi-bit digital signal is binarized using the center level as a slice level. I was performing a dani discrimination.
  • the PR (a, b, b, a) method is a signal (a + b * D +) obtained by adding sampled data at four different times in the ratio of a: b: b: a. b * D2 + a * D4), which adds the characteristics of a low-pass filter to the reproduced signal as shown in Fig. 3.
  • the partial response system is considered to be a more advantageous partial response system as the system has frequency characteristics closer to the MTF characteristics shown in FIG.
  • PR a, b, b, a
  • variable processing rate transversal filter 5 may be realized by, for example, an FIR filter including finite taps.
  • the equalization characteristic of this FIR filter is realized by changing the filter coefficient. is there.
  • the FIR finoleta may be realized, for example, as shown in FIG. 6 described in the first embodiment.
  • the filter coefficients S 1 to S 7 of the FIR filter are adaptively controlled so that the Eich error in the partial response equalized output signal output from the variable processing rate transversal filter 5 is minimized.
  • the filter coefficient learning means 6 may be realized, for example, as a configuration as shown in FIG. 7 of the first embodiment.
  • both the black circle “ ⁇ ” and the white circle “ ⁇ ” in Fig. 5 (c) are combined.
  • the data interpolation means 7 interpolates the intermediate data that is missing during sampling.
  • it may be realized as a filter having Nyquist characteristics as shown in FIG. 8 described in the first embodiment. In this case, the missing data can be restored by Nyquist interpolation by applying a filter coefficient such as the white circle " ⁇ ” in Fig. 8 with the interval twice the channel bit period.
  • the reproduction clock is generated based on the channel bit frequency by the processing rate switching means 14, the reproduction clock is generated through the analog / digital converter 3 and the processing rate variable type offset correction means 4.
  • the phase error is detected by the channel rate processing phase error detection means 8, and if the reproduction clock is generated based on half the channel bit frequency by the processing rate switching means 14, the half is used.
  • the phase error is detected by the rate processing phase error detecting means 9.
  • phase error detection means 8 for the channel rate processing and the phase error detection means 9 for the half rate processing are detected by the phase error selection means 10 in accordance with the processing rate switching signal.
  • the clock generation means 12 is used to control so that the phase of the reproduction clock and the phase of the clock component of the reproduction signal are synchronized.
  • the analog-to-digital converter 3 samples the reproduced waveform by using the reproduced clock generated by the path starting from the analog / digital converter 3 and ending at the clock generating means 12, By providing the synchronous loop means 13, a multi-bit sampled signal synchronized with the phase of the clock component of the reproduced signal is generated, so that it is possible to realize PRML signal processing.
  • the phase locked loop means 13 is realized as a means for synchronizing the phase of the clock component of the reproduced data with the phase of the reproduced clock based on the principle shown in FIG. 9 described in the first embodiment. Is also good.
  • the processing rate switching signal supplied to each block described above is generated by the processing rate switching means 14.
  • the processing rate switching means 14 is output from the phase error selecting means 10 to detect, for example, the amount of jitter which is an index relating to a phase shift occurring when digital data is recorded on a recording medium.
  • a jitter information detecting means 43 for averaging the absolute value of the phase error information in a predetermined period using the phase error information as an input signal.
  • a predetermined threshold value is set for the jitter information output from, and if the threshold value is greater than or equal to the threshold value, it is determined that the jitter is large.
  • the processing rate determination means; L5 may be used to generate a processing rate switching signal based on the jitter determination information.
  • the data demodulation means 13a for channel rate processing is selected, and if the jitter is determined to be small, the data demodulation means 13b for half rate processing is selected. It may be realized as.
  • data demodulation is performed through the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 that performs decoding according to the type of the partial response using the partial response equalized signal output by a series of operations.
  • the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 uses, for example, half of the channel bit frequency described in the first embodiment.
  • it may be realized by a Viterbi decoder that performs demodulation processing.
  • the data demodulation means 13 a for channel rate processing generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency.
  • the channel rate processing offset detecting means 18 in the processing rate variable type offset correcting means 4 is selected
  • the channel rate processing phase error detecting means 8 is selected
  • the transversal filter 5 may operate based on the channel bit frequency, pass through the data interpolation means 7, and perform digital data demodulation by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17.
  • the half-rate processing data demodulation means 13b generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 performs data demodulation processing using a half frequency of the channel bit frequency.
  • variable transversal filter 5 operates based on half the channel bit frequency, passes through data capture means 7, and is realized as half-rate processing maximum likelihood decoder 17 to demodulate digital data. You may.
  • the processing rate in PRML signal processing is switched by the processing rate switching means 14 in accordance with the amount of jitter included in the reproduced signal.
  • the processing rate switching means 14 By means of (1), it becomes possible to maintain the demodulated data quality in a good state even when the jitter is large and the quality of the reproduced signal is degraded.
  • the processing rate switching means 14 described in the fourth embodiment may be realized, for example, as shown in FIG. Since the phase error information depends on the amplitude of the reproduction signal, accurate detection may not be possible when the reproduction signal amplitude fluctuates. Therefore, as shown in FIG. 21, the jitter information detecting means 45 for averaging the absolute value of the phase error information in a predetermined period by using the phase error information output from the phase error selecting means 10 as an input signal. In order to consider the dependence of the jitter information on the amplitude value in the reproduced waveform, the amplitude information output from the amplitude detecting means 33 is used.
  • the output signal of the jitter information detecting means 45 is divided by the amplitude information output from the amplitude detecting means 33 by the dividing means 47.
  • a predetermined threshold value is provided for the jitter information output from the dividing means 47 by the jitter determination means 46, and when the jitter value is equal to or larger than the threshold value, it is determined that the jitter is large, and the jitter is determined to be equal to or smaller than the threshold value. In this case, it is determined that the jitter is small, and a processing rate switching signal is generated by the processing rate determination means 15 based on the resulting jitter determination information.
  • the function of switching between the channel rate processing and the half rate processing by the variable sampling rate processing is provided, and when the amount of jitter is determined to be large by the jitter determination means, the function is reset.
  • Channel rate processing that prioritizes data rate performance, and if it is determined that the amount of jitter is small, half-rate processing that is advantageous in terms of power consumption is selected.
  • the read operation can be performed, and the power consumption can be suppressed.
  • the optical disc reproducing apparatus selects the half-rate processing for the data demodulation processing rate with priority given to the power consumption at first, and switches to the channel rate processing at the time of retry processing when reading cannot be performed. It is like that.
  • the waveform equalizing means 2 is composed of a filter capable of arbitrarily setting a boost amount and a cutoff frequency.
  • the waveform equalizing means 2 may be, for example, a high-order equal lip-noise filter having a frequency characteristic as shown by a solid line in FIG.
  • the output signal of the waveform equalizing means 2 is sampled into a multi-bit digital signal by an analog / digital converter 3 as means for converting an analog signal into a digital signal.
  • the analog-to-digital converter 3 performs sampling using the reproduced clock generated by the clock generating means 12.
  • the code of the digital data to be demodulated is, for example, the minimum run length is limited to "2", such as the 8-16 modulation code used in DVD, and
  • the MTF characteristic which is the reproduction characteristic
  • the MTF characteristic is distributed in a band of about 1/4 or less of the channel bit frequency, it has half the frequency of the channel bit frequency due to the sampling theorem. It is theoretically possible to restore digital data even when sampling is performed by the analog-to-digital converter 3 using the reproduced clock.
  • the present invention is characterized in that it is possible to select either a case where the reproduction clock power is generated based on the channel bit frequency or a case where the reproduction clock power is generated based on half the channel bit frequency. And By inputting the sampled multi-bit digital signal to the variable processing rate offset correction means 4, the offset component contained in the reproduced digital signal is corrected.
  • variable processing rate offset correction means 4 may be realized, for example, as the configuration shown in FIG. 4 described in the first embodiment.
  • the output signal of the variable processing rate offset correction means 4 is input to the variable processing rate transversal filter 5 to perform partial response equalization.
  • the partial response equalization is, for example, such that the waveform amplitude after equalization is divided into five values with respect to a DVD playback signal as shown in FIG. 5 (c); PR (a, b, b, a) method shall be used.
  • black circles “•” and white circles “ ⁇ ” indicate sampling data sampled by the recovered clock, and are sampled using the clock generated based on the channel bit frequency. If the sampled data has both the black circle "Hata" and the white circle " ⁇ ", it is sampled using a clock generated based on half the frequency of the channel.
  • the PR (a, b, b, a) method is a signal (a + b *) obtained by adding four different sampling data at a ratio of a: b: b: a. D + b * D 2 + a * D 4), and adds the characteristics of a low-pass filter to the reproduced signal as shown in Fig. 3. .
  • the partial response method is considered to be a more advantageous partial response method as a method having a frequency characteristic closer to the MTF characteristic shown in FIG.
  • partial response types other than the PR (a, b, b, a) method.However, there is no limitation to the use of a specific type of finoleta. There is no problem if other types of filters are used as long as they meet the required equalization performance.
  • One of the Parshallenoresponse method that adds correlation in the time direction of these reproduced data and the maximum likelihood decoding method (maximum likelihood) described later, which is the most reliable using the correlation of the added data.
  • variable processing rate type transversal filter 5 may be, for example, an FIR finoletor composed of finite taps.
  • the equalization characteristic by the FIR finoletor is realized by changing the filter coefficient.
  • the FIR filter may be realized, for example, as the one shown in FIG. 6 described in the first embodiment.
  • the filter coefficients S1 to S7 of the FIR filter are present in the partial response equalization output signal output from the variable processing rate transversal filter 5. This is set by the filter coefficient learning means 6 using an LMS algorithm for adaptively controlling the equalization error to be minimized.
  • the filter coefficient learning means 6 may have, for example, a configuration as shown in FIG. 7 of the first embodiment.
  • the data interpolation means 7 may be realized by, for example, a filter having Nyquist characteristics as shown in FIG. 8 and described in the first embodiment. In this case, the missing data can be restored by Nyquist interpolation by applying a filter coefficient such as the white circle “ ⁇ ” in FIG. 8 with the interval twice the channel bit period.
  • the reproduction clock is generated by the processing rate switching means 14 based on the channel bit frequency
  • the phase error is detected by the channel rate processing phase error detection means 8 and the processing rate switching means 14 uses the half rate when the reproduced clock is generated based on half the channel bit frequency.
  • the phase error is detected by the processing phase error detecting means 9.
  • the phase error signal detected from the channel rate processing phase error detection means 8 and the half rate processing phase error detection means 9 is obtained after one of them is selected by the phase error selection means 10 in accordance with the processing rate switching signal.
  • the clock signal is output to the clock generation means 12 through a loop filter 11 for smoothing the phase error signal, and the phase of the reproduced clock is output using the clock generation means 12 based on the output signal of the loop filter 11. And the phase of the click component of the reproduced signal are synchronized.
  • the analog-to-digital converter 3 includes a phase-locked loop 13 for sampling the reproduced waveform by using the reproduced clock generated by the path ending at 2, so that the phase of the clock component of the reproduced signal is Since a synchronized multi-bit sampled signal is generated, PRML signal processing can be realized.
  • the phase locked loop means 13 is realized as a means for synchronizing the phase of the clock component of the reproduced data with the phase of the reproduced clock based on the principle shown in FIG. 9 described in the first embodiment. Is also good.
  • the processing rate switching signal supplied to each block described above is generated by the processing rate switching means 14.
  • the processing rate switching means 1 and 4 are, for example, retry information detecting means for detecting retry processing information generated when performing a process of re-reading a portion where data demodulation has failed.
  • the processing rate determination signal 15 may be realized by the processing rate determining means 15 based on the retry information detected by the retry information detecting means 48. If the retry information detecting means 48 determines that there is no retry processing, it selects the half-rate processing data demodulating means 13b and determines that the retry processing has occurred by the retry information detecting means 48. If it is determined, a processing rate switching signal may be generated so as to switch to the channel rate processing data demodulation means 13a.
  • the partial response equalized signal output by the series of operations is input to the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 that performs decoding according to the type of the partial response, and performs data demodulation.
  • the maximum likelihood decoder 17 for half-rate processing may be realized by, for example, the Viterbi decoder for performing demodulation processing using half the channel bit frequency described in the first embodiment.
  • the data demodulation means 13 a for channel rate processing generates a processing rate switching signal so that the processing rate switching means 14 mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency.
  • the channel rate processing offset detecting means 18 in the processing rate variable type offset correcting means 4 is selected, the channel rate processing phase error detecting means 8 is selected, and the processing rate variable type Transversal filter 5
  • the operation may be performed based on the wave number, and the output signal may be realized as a signal that is subjected to digital data demodulation by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17 via the data interpolation means 7.
  • the half-rate processing data demodulation means 13 b generates the processing rate switching signal so as to perform the data demodulation processing using half the channel bit frequency, and outputs the phase-locked loop means.
  • the half-rate processing offset detection means 19 in the processing rate variable offset correction means 4 is selected, and the half-rate processing phase error detection means 9 is selected.
  • the versal filter 5 may operate based on a half of the channel frequency and pass through the data interpolation means 7 to demodulate digital data by the half-rate processing maximum likelihood decoder 17.
  • the processing rate switching means 14 described in the fifth embodiment may be realized, for example, as shown in FIG.
  • a retry information detecting means 48 for detecting retry processing information generated when performing a process of re-reading a portion where data demodulation has failed, and the retry information detecting means 48 Based on the detected retry information, a processing rate switching signal is generated by the processing rate determination means 15 and the position where the retry processing occurred detected by the retry information detection means 48 is stored.
  • the retry information stored in the retry position storage means 49 is referred to.
  • a processing rate switching signal shall be generated in advance so as to select the data demodulation means 13a for channel rate processing. It may be implemented.
  • the processing rate switching means 14 it is possible to reset even once. Since the data demodulation processing rate can be switched in advance to the location where the write processing has been performed, the accuracy of the second and subsequent data demodulation is improved, and the read performance is stabilized.
  • the processing rate switching means 14 described in the fifth embodiment may be realized, for example, as being controlled according to the flow shown in the flowchart of FIG.
  • half-rate data demodulation means 13b for performing data demodulation using half the channel bit frequency is selected (process 102).
  • the presence / absence of retry processing is determined by the retry information detection means 48 (processing 107), and when it is determined that no retry processing is performed, the half-rate processing data demodulation means 13b is left as it is. If it is determined that retry processing has occurred and the retry processing has occurred, the data rate is switched to the data demodulation means 13a for channel rate processing which mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency (processing 104).
  • the retry information detecting means 48 determines whether the retry processing occurs in a predetermined section or not (processing 108). If the retry processing occurs, the data for channel rate processing is demodulated. If step 13a is continued and it is determined that retry processing does not occur, the processing rate change signal is controlled to return to the half-rate processing data demodulation means 13b (processing 10 2), these processes are repeated until the control ends (process 106).
  • the processing rate switching means 14 as described above, the data demodulation processing rate does not frequently change, so that a stable system that emphasizes demodulated data quality can be realized in places where data demodulation is difficult. It becomes possible.
  • the processing rate switching means 14 described in the fifth embodiment may be controlled, for example, according to the flow shown in the flowchart of FIG.
  • data demodulation means 13b for half-rate processing that performs data demodulation processing using half the channel bit frequency, and the maximum reproduction double speed of the optical disk reproducing apparatus Is selected (processing 109).
  • the retry information detecting means 48 determines whether or not retry processing is performed (processing 107). If it is determined that no retry processing is performed, the half-rate processing data demodulating means 13 is used as it is.
  • the mode is switched to the data demodulation means 13a for channel rate processing which mainly performs data demodulation processing using the channel bit frequency (processing 110). Thereafter, the retry processing is repeated a predetermined number of times N (N is a positive integer) times until the data can be demodulated (processing 1 1 1). If the data can be demodulated, the retry processing is performed by the retry information detecting means 48. It is determined whether or not a force is generated in a predetermined section (processing 108). If retry processing occurs, the data demodulation means 13a for channel rate processing is continued, and no retry processing occurs. If it is determined that the reproduction speed is the maximum reproduction speed, the process returns to the half-rate processing data demodulation means 13b (processing 109).
  • the reproduction speed is reduced by the reproduction speed variable means (process 112).
  • the retry information detecting means 48 determines whether or not the retry process generates a force in a predetermined section (process 108), and if the retry process occurs.
  • the channel rate processing data demodulation means 13a is continued with the playback speed reduced, and if it is determined that the retry processing does not occur, the channel rate processing data demodulation means 13a is continued.
  • the processing rate switching signal is controlled so that the playback speed is returned to the maximum playback speed (process 110), and these processes are repeated until the control ends (process 106). If data cannot be demodulated by repeating the retry process, the playback speed may be reduced to the minimum playback speed of the optical disc playback apparatus by the playback speed variable means.
  • the data demodulation processing rate can be switched so that the demodulated data quality is prioritized in a place where data demodulation is difficult, so that the number of retry processes And it is possible to quickly return to the normal playback state.
  • the processing rate switching means 14 described in the fifth embodiment may be controlled, for example, according to the flow shown in the flowchart of FIG.
  • the data demodulation means 13b for half-rate processing that performs data demodulation processing using half the frequency of the channel bit frequency, and the highest optical disk reproducing device has The playback speed is selected (processing 109).
  • the retry information detecting means 48 determines whether or not retry processing is performed (processing 107), and performs the retry processing. If it is determined that the retry processing has not occurred, the half-rate processing data demodulation means 13b is continued, and if it is determined that retry processing has occurred, the half-rate processing data demodulation means 13b has been continued.
  • the playback speed is reduced by the playback speed variable means (processing 113). Thereafter, the retry process is repeated N times (N is a positive integer) a predetermined number of times until the data can be demodulated (process 1 1 1). If the data can be demodulated, the retry process is performed by the retry information detecting means 48. It is determined whether or not a force is generated in the section (Step 108). If retry processing occurs, the data demodulation means 13b for half-rate processing is continued with the playback speed reduced, and the retry is performed.
  • the reproduction double speed variable means returns to the maximum reproduction double speed while the half-rate processing data demodulation means 13b is continued (processing 109).
  • the data rate demodulation means 13a for channel rate processing is selected with the reproduction speed reduced (process 114).
  • the retry information detecting means 48 determines whether or not the retry processing occurs in a predetermined section (processing 108).
  • the data demodulation means for channel rate processing 13a is continued with the playback speed reduced, and if it is determined that retry processing does not occur, the data demodulation means for half-rate processing 1 is performed with the playback speed reduced.
  • the processing rate switching signal is controlled to return to 3b (processing 113), and these processings are repeated until the control ends (processing 106). If data cannot be demodulated by repeating the retry process, the playback speed may be reduced to the minimum playback speed of the optical disc playback apparatus by the playback speed variable means.
  • the data demodulation processing rate can be switched in places where data demodulation is difficult so that reduction of power consumption is prioritized. It is possible to reduce power consumption in
  • the function of switching between the channel rate processing and the half rate processing by the variable sampling rate processing is provided.
  • the half rate processing which is advantageous in terms of power consumption is selected, and the -When retry processing is not possible, the channel rate processing is unconditionally switched to Data that could not be reproduced by the rate processing can be reproduced. 1
  • the life has been increased, so that the reproductive performance can be improved while suppressing the power consumption.
  • the optical disk reproducing apparatus is used for a part for performing phase synchronization after waveform equalization of an optical disk reproduction signal, in a reproduction system for reproducing digital data recorded on an optical disk. It is suitable for reducing power consumption while maintaining the quality and read performance of reproduced digital data.

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Description

明 細 書 光ディスク再生装置 技術分野
本発明は、 光ディスク媒体に記録されたデジタルデータを再生する光ディスク 再生装置に関するものであり、 特に、 線方向の高密度記録再生に有効な方式であ る P RML (パーシャルレスポンス ·マキシマムライクリフード） 信号処理方式 を用いたデジタルデータ復調手段を採用したものにおいて、高倍速再生に対して、 消費電力を低減できるとともに、 チルト、 信号雑音比が悪レ、条件下での再生、 及 びディフエクト等が頻繁に発生する悪条件下において、 デジタル復調データの品 質とリード性能を維持できるように、 光ディスク再生装置の改良を図ったものに 関する。 背景技術
光ディスク媒体にデジタルデータを記録する方式として、 コンパクトディスク (Compact Disk;以下、 C Dと略する） や D VD (Digital Versatile Disk) に見 られるように、 線速度を一定にして記録媒体上の記録密度を一様にする方式が多 く用いられている。 線記録密度が一定となるようにマーク幅変調してデジタル変 調記録された光ディスク再生信号に対してデジタルデータを再生する場合、 再生 信号が有するチャネルビット周波数に相当するクロック成分の位相を検出し、 位 相同期ループを構成することにより、 位相同期引き込みを行なっていた。
その際、 再生信号が有するクロック成分の周波数と、 位相同期ループにより生 成されるクロックの周波数が大きく異なっている場合は、 位相同期引き込みが完 了しなくなる可能性や、 引き込もうとする周波数とは異なった周波数に疑似引き 込みする可能性が大きい。 こうした問題を回避する手段として、 再生線速度周期 を再生信号に含まれる特定のパルス長やパルス間隔より検出し、 この検出した再 生線速度周期に基づきディスクの回転速度の制御や位相同期ループの自走周波数 の制御を行うことにより、 正常な位相同期引き込みを可能としていた。 このような正常な位相同期引き込みを可能とするものとして、 従来、 例えば、 第 2 7図に示すような、 ディスク再生系がある。 この従来の光ディスク再生装置 において、 光ディスク等の光記録媒体 5 0には、 第 2 8 ( a ) 図に示すようなデ ジタル記録符号が、 線記録密度一定となるように記録されている。 記録されたデ ータは、例えば、 8— 1 6変調方式のように、データ " 0 "あるいはデータ " 1 " の連続する個数が 3個以上かつ 1 4個以下に規制されたデータであるとする。 光 ピックアップ等の再生手段 5 1で再生して得られる信号は、 第 2 8 ( a ) 図に示 すように、 記録データの線方向の高記録密度化に伴って、 干渉により高域の周波 数成分になるほど振幅が減衰するため、 図示しないプリアンプによりこれを増幅 した後、波形等化手段 2により、高域の周波数成分を強調するような補正を施す。 第 2 8 ( b ) 図に示すように高域強調された再生信号は、 V C O (Voltage Controlled Oscillator;電圧制御型発振器） 6 2により生成される再生クロックを 用いてアナログ信号をデジタノレ信号に変換する手段としてのアナログ ·デジタノレ コンバータ 3により多ビットのデジタル信号に標本化される。 この時、 再生ク口 ックの位相と再生信号が有するクロック成分の位相が同期していれば、 第 2 8 ( c ) 図に示すような標本ィヒデータが得られる。 第 2 8 ( c ) 図は、 特に、 パー シャノレレスポンス ·マキシマムライクリフード (Partial Response Maximum Likelihood;以下、 P RMLと略する） 信号処理方式に適した標本化データである。
P RML信号処理方式とは、 線記録方向の記録密度の増大に伴い、 高域成分の 振幅が劣化し、 信号雑音比が増大する再生系において、 パーシャルレスポンス方 式を適用して、 意図的に波形干渉を付加することにより高域成分を必要としない 再生系を実現し、 かつ、 前記波形干渉を考慮した確率計算により最も確からしい 系列を推定する最尤復号法により、 再生データの品質を向上させる方式である。 なお、 線記録方向の記録密度の増大は、 例えば C Dから D VDに記録容量を増大 させた際に、 その記録密度を向上させる手法の 1つとして採用されている。
この標本化された多ビットのデジタル信号をオフセット捕正手段 5 2に入力す ることにより再生デジタル信号に含まれるオフセット成分を捕正する。 このオフ セット補正手段 5 2によりオフセット補正を施された再生デジタル信号をトラン スバーサルフィルタ 5 3によりパーシャルレスポンス等化を行う。 この時、 パー シャルレスポンス等化を適用したことにより、 第 2 8 ( d ) 図に示すように、 等 化出力信号が多値ィヒする。トランスバーサルフィルタ 5 3のタップの重み係数は、 等化誤差の二乗平均値を最小にする LM S (Least Mean Square；以下、 LM Sと略する） アルゴリズムを用いて、 タップの重み係数設定手段 5 4により供給 される。 トランスバーサルフィルタ 5 3の出力信号を、 最尤復号器の一種である ビタビ復号器 5 5により、 2値ィ匕されたデジタルデータに復調する。
また、 アナログ 'デジタルコンバータ 3により標本ィ匕を行なう際の、 位相同期 再生クロックは、 以下のようにして制御される。
まず、 オフセット補正手段 5 2の出力信号から、 ゼロレベルをクロスする位置 を連続して検出し、 隣接するゼロクロス間の標本数をカウントするゼロクロス長 検出器 5 6の出力を用いて、 1フレーム以上の特定の期間における同期パターン 長を検出するとともに、 同期パターンの検出周期を検出する周波数誤差検出器 5 7により、 再生クロックの周波数制御を行うための周波数誤差量が決定される。 再生デジタルデータの位相情報は、 オフセット補正手段 5 2の出力信号を用い て位相比較器 5 8により検出され、 再生クロッタと再生デジタルデータの位相同 期制御を行うための位相誤差量が決定される。 前記周波数誤差検出器 5 7から出 力された周波数誤差量を用いて、 再生クロックが再生デジタル信号と同期可能と なる領域まで周波数の制御を行うように、 周波数制御用ループフィルタ 5 9の出 力信号をデジタル ·アナログコンバータ 6 1 bによりアナログ信号に変換し、 そ の出力信号により V C O 6 2を制御する。 一方で、 位相比較器 5 8から出力され た位相誤差量を用いて、 再生クロックが再生デジタル信号に同期するように、 位 相制御用ループフィルタ 6 0の出力信号をデジタル ·アナログコンバータ 6 1 a によりアナ口グ信号に変換し、 その出力信号により V C O 6 2を制御する。 実際 は、 この第 2 7図の従来例では、 加算器 6 3によりデジタル'アナログコンバー タ 6 1 bの出力信号とデジタル'アナログコンバータ 6 1 aの出力信号とを加算 したうえで、 その和信号により V C O 6 2を制御する。
このような一連の動作により、 再生クロックの位相と再生デジタルデータの有 するクロック成分の位相を同期させることが可能となり、 それに伴い、 P RM L 信号処理方式を適用することが可能になるため、 光ディスク媒体に記録されたデ ジタルデータを、 安定かつ精度良く再生することが可能となる。
従来の光ディスク再生装置は、 以上のように構成されており、 光ディスクから の再生波形が有するクロック成分であるチャネルビット周波数と同期したクロッ クを用いて ADコンバーターでサンプリングを行い、 P RML処理を行う、 とい うデジタル信号処理によりデジタルデータの復調を行っていた。
そしてその際、 その構成要素である P L L回路や F I Rフィルタ及びビタビ復 号器はチャネルビットレートで処理されていた。
しかしながら、 記録媒体に記録されているデジタルデータのチャネルビット周 波数に同期した再生ク口ックを用いて、 P RML信号処理を適用したデジタルデ —タ復調を行おうとすると、 高倍速再生時、 即ち光ディスクの標準再生速度より も高い倍率の速度での再生時には、 再生クロックの周波数が高くなるため、 その 周波数に依存してデジタル回路の消費電力が増大してしまう。 また、 デジタル演 算のビット幅により最高再生倍速が制限されてしまう。
そこで、 チャネルビット周波数の半分の周波数に同期した再生クロックを用い て、 データ復調を行うことにより、 高倍速再生時の消費電力を低減することが既 に試みられている。
しかしながら、 この方法では、 再生クロックが半分の周波数になることに依存 して、 サンプリング後の時間成分に関する情報量が劣化することから、 既に述べ たような、 位相同期ループや、 トランスバーサルフィルタ等の性能劣化を引き起 こすため、 光ディスク媒体の記録面に対する垂直軸と再生手段 5 1から該記録面 に向けて照射されるレーザー光の進入軸の角度で定義されるチルト角の、 大きさ に依存する再生信号の品質劣化や、 ディスク表面の傷、 汚れ、 指紋等により再生 信号が撹乱されるために発生するディフエクトに依存する局所的な再生特性の劣 化が存在する場合については、 良好な状態で、 デジタル復調データの品質とリー ド性能を維持することができない。 したがって、 上述した手段では、 消費電力の 低減とリ一ド性能の向上を両立させるような、 有効な解決手段にはなり得ない。 本発明は、 このような事情に鑑みてなされたもので、 信号雑音比の劣化のみな らず、チルトやディフエクトに依存する局部的な再生信号品質の劣化に対しても、 良好な状態で、 デジタル復調データの品質とリード性能を維持しつつ、 消費電力 の低減が可能となることを特徴とする光ディスク再生装置を提供することを目的 とする。 発明の開示
前記課題を解決するために、 本発明にかかる光ディスク再生装置は、 同じ符号 が少なくとも 3つ以上連続する制約を有する記録符号によりデジタル記録されて レ、る光記録媒体から、 デジタルデータ復調を行うデータ復調部として、 主にチヤ ネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うチャネルレート処理用データ復 調部と、 チヤネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うハ ーフレート処理用データ復調部と、 データ復調時の処理レートを切り替えるため の処理レート切り替え部とを有し、 データ復調状態に応じて、 該処理レート切り 替え部により、 該チャネルレート処理用データ復調部と該ハーフレート処理用デ ータ復調部を切り替えてデジタルデータ復調を行うことを特徴とするものである。 本発明によれば、 これらの機能を有することにより、 上述の課題を解決する。 つまり、 高密度記録再生に有利とされる P RML信号処理方式を適用することに より、 復調データ品質の向上を図るとともに、 データ復調処理レートを可変させ ることにより、 消費電力を低減することも可能となる。 また、 信号雑音比の劣化 のみならず、 チルトやディフヱクトに依存する局部的な再生特性の劣化に対して も、 良好な状態で、 デジタル復調データの品質とリード性能を維持することが可 能となる。
即ち、 本発明の請求の範囲第 1項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 同じ符号が少なくとも 3つ以上連続する制約を有する記録符号によりデジ タノレ記録されている光記録媒体から、 主にチャネルビット周波数を用いてデジタ ルデータの復調処理を行うチャネルレート処理用データ復調部と、 前記光記録媒 体から、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデジタルデータの復調処 理を行うハーフレート処理用データ復調部と、 前記チャネルレート処理用データ 復調部と前記ハーフレート処理用データ復調部との間でデジタルデータの復調を 行うデータ復調部を切り替えることにより、 データ復調時の処理レートを切り替 える処理レート切り替え部とを備えるようにしたので、 消費電力の増大が問題と なる高倍速再生に対しては、 チャネルビット周波数の半分の周波数で、 デ一タ復 調処理を行うことが可能になるため、消費電力を約半分に低減できる効果がある。 本発明の請求の範囲第 2項に記載の発明による光ディスク再生装置によれば、 請求の範囲第 1項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レート切り替 え部は、 データ復調状態が良好な場合には、 前記ハーフレート処理用データ復調 部を選択し、 データ復調状態が劣悪な場合には、 前記チャネルレート処理用デー タ復調部を選択するように、処理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 再生状態に応じて、データ復調処理のレートを可変させることが可能になるため、 通常状態においては、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調 を行うことにより、 低消費電力を優先することが可能であり、 データ復調が困難 な状態においては、チャネルビット周波数を用いてデータ復調を行うことにより、 復調データ品質を優先することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 3項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 1項に記載の光ディスク再生装置において、 前記光記録媒体 から再生された光再生信号の出力振幅を強調するプリアンプと、 該プリアンプに より出力振幅が強調された信号の波形等化を行い所定の周波数帯域を強調する波 形等化部と、 該波形等化部により波形等化された信号を再生クロックにより多ビ ットのデジタルデータにサンプリングするアナログ ·デジタルコンバータと、 該 アナログ ·デジタルコンバータから出力された多ビットのデジタルデータである 標本化信号が有するク口ック成分の位相と同期するように、 前記再生クロックの 発振周波数を制御するチャネルレート処理用の位相同期ループ部と、 前記アナ口 グ ·デジタルコンバータから出力された標本ィ匕信号が有するクロック成分の半分 のクロックの位相と同期するように、 前記再生クロックの発振周波数を制御する ハーフレート処理用の位相同期ループ部と、 前記アナログ ·デジタルコンバータ から出力された標本ィ匕信号にパーシャルレスポンス等化を行なう処理レート可変 型トランスバーサルフィルタと、 適用したパーシャルレスポンスの型に応じて、 前記処理レート可変型トランスバーサルフィルタの出力である等ィ匕出力信号に対 しデータ復調を行なうハーフレート処理用最尤復号器とを備え、 前記処理レート 切り替え部から生成される処理レート切り替え信号により、 前記チャネルレ一ト 処理用の位相同期ループ部と前記ハーフレート処理用の位相同期ループ部とを切 り替えるとともに、 前記処理レート可変型トランスバーサルフィルタの処理レー トも切り替えるようにしたので、 理論的に復調性能の劣化が起こらない最尤復号 器等は、 常時、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて処理を行うことが 可能になるため、 チャネルビット周波数を用いて処理を行うものを別途設ける必 要がない分、 回路規模の増大を抑えることが可能となるだけでなく、 チヤネルビ ット周波数を用いてデータ復調処理を行う場合は、 同一の周波数で動力、す場合に 比べて、 消費電力の低減が可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 4項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディスク 再生装置において、 前記処理レート切り替え部は、 前記光記録媒体の再生位置が 内， 外周のいずれかに応じて、 処理レート切り替え信号を生成するようにしたの で、 ディスク記録媒体の内外周の位置で、 データ復調時のチャネルビット周波数 が異なる場合に対して、 それぞれの位置に応じたデータ処理レートが選択できる ため、 消費電力の再生位置による格差を抑制することが可能となる効果がある。 また、 本発明の請求の範囲第 5項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 4項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レート 切り替え部は、 前記光記録媒体に記録されているァドレス情報に基づき当該光記 録媒体の内， 外周における再生位置を判断し、 その位置に応じて処理レート切り 替え信号を生成するようにしたので、 ディスク記録媒体の内外周の位置で、 デー タ復調時のチャネルビット周波数が異なる場合に対して、 正確に再生位置を把握 することができ、 消費電力を正確に制御できる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 6項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 4項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レート 切り替え部は、 前記光記録媒体の回転を一定にしてデータ復調を行う際に、 チヤ ネル周波数が低い内周側に対しては、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート 処理用データ復調部を選択し、 チャネル周波数が高い外周側に対しては、 請求の 範囲第 1項に記載のハーフレート処理用データ復調部を選択するように、 前記処 理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 消費電力の低減が可能となる だけでなく、 チャネルビット周波数が高くなる外周側を復調する際にも、 内周側 と同じ発振レンジを有する発振器を用いれば良いため、 発振器の設計負担が軽減 される効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 7項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディスク 再生装置において、 前記処理レート切り替え部は、 前記光記録媒体の欠陥に起因 して発生するディフエクトを検出するディフヱク 1、検出部を有し、 該デイフェク ト検出部がディフエクトが有ると判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載の前 記チャネルレート処理用データ復調部を選択し、 ディフエタトが無いと判断した 場合は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレート処理用データ復調部を選択する ように、 処理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 データ復調が困難 とされるディフエク卜に対して、 復調データと再生クロックの位相同期を良好な 状態で維持したり、 復帰させることができるため、 リード性能を良好に維持でき るとレヽぅ効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 8項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 7項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レート 切り替え部は、 前記ディフエタ トの有無を判断する判断部として、 再生波形の振 幅情報を平滑化して検出するための振幅検出部を有し、 該振幅検出部から検出さ れた振幅値が所定のレベル以上である場合は、 ディフエクトが無いと判断し、 所 定のレベル以下である場合は、 ディフエク トが有ると判断することにより、 処理 レート切り替え信号を生成するようにしたので、 ディフエクト情報を正確に検出 することができるため、 必要以上に、 チャネルビット周波数を用いたデータ復調 処理に切り替わらないため、 消費電力の低減が可能であるばかりでなく、 安定な システムを実現することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 9項に記載の発明による光ディスク再生装置によ れば、 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レート 切り替え部は、 前記振幅検出部により検出された振幅情報に基づき、 ディフエク ト状態のパターンを判別するディフヱクト状態判別部を有し、 該ディフヱクト状 態判別部により得られたディフエクト情報の種類に応じて、 処理レート切り替え 信号を生成するようにしたので、 ディフエタ トの規模だけでなく、 ディフエクト の種類に対しても、 データ復調処理レートを制御できることから、 必要な場合の み、チャネルビット周波数を用いたデータ復調処理を行うことが可能となるため、 請求の範囲第 8項に記載の発明と比べて、 さらに消費電力の低減が可能であるば かりでなく、 安定なシステムを実現することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 0項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レー ト切り替え部は、 前記振幅検出部により検出された振幅情報から、 ディフユク ト 状態のパターンを判別するディフヱクト状態判別部と、 該デイフェクト状態判別 部により判別されたディフエクト状態のパターンの組み合わせから推定される、 ディフエクトの度合いを複数の段階に選別するディフエクト段階選別部とを有し、 データ復調が困難と考えられる段階のディフエク トに対しては、 請求の範囲第 1 項に記載のチャネルレート処理用デ一タ復調部を選択し、 それ以外の、 ディフエ ク トが無い場合や、 軽度なディフエクトと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に 記載のハーフレート処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え 信号を生成するようにしたので、 様々な要素が複合されて形成されるディフエク トに対しても、 データ復調処理レートを最適化することができるため、 請求の範 囲第 9項に記載の発明と比べて、 さらに消費電力の低減が可能であるばかりでな く、 安定なシステムを実現することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 1項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レー ト切り替え部は、 前記振幅検出部によりディフヱク卜と判断した位置情報を記憶 するためのディフエク ト位置記憶部を有し、 一度再生した場所に対して再度デー タ復調を行う際には、 該ディフヱクト位置記憶部により記憶されているディフヱ ク ト情報を参照し、 ディフヱクトが存在する箇所に対しては、 事前に、 請求の範 囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部を選択するように、 処理レ ート切り替え信号を生成するようにしたので、 ディフエク トがある箇所に対して は、 事前にデータ復調処理レートに切り替えることができるため、 2度目以降の データ復調の精度が向上するため、 リ一ド性能を安定化できる効果がある。 また、 本発明の請求の範囲第 1 2項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、 スパイラル状 にデジタルデータが記録されている光記録媒体からデジタルデータを復調する場 合、 前記処理レート切り替え部は、 前記振幅検出部によりディフエクトと判断し た位置と、 その位置を基準にしたある一定の範囲に対しては、 請求の範囲第 1項 に記載のチャネルレート処理用データ復調部を選択し、 それ以外の領域に対して は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレ一ト処理用データ復調部を選択するよう に、 処理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 スパイラル状にデータ が記録されている光ディスク等においては、 キズゃ指紋等により発生するディフ ェク トが、 それが検出された周辺に存在する可能性が高いため、 ディフエクトが 検出された周辺を、 事前に、 チャネルビット周波数を用いたデータ復調処理に切 り替えることにより、 復調データ品質を優先した再生を行うことが可能になる効 果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 3項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ ート切り替え部は、 前記振幅検出部によりディフエタトと判断した位置と、 その ディフエクトが存在する 1周分のトラック上に存在するデジタ データを再生す る場合は、 前記チャネルレート処理用データ復調部を選択し、 それ以外の領域に 対しては、 前記ハーフレー卜処理用データ復調部を選択するように、 処理レート 切り替え信号を生成するようにしたので、 スパイラル状にデ一タが記録されてい る光ディスク等においては、 キズゃ指紋等により発生するディフエタ トが、 それ が検出された周辺に存在する可能性が高いため、 ディフユクトが検出された周辺 を、 事前に、 チャネルビット周波数を用いたデータ復調処理に切り替えることに より、 復調データ品質を優先した再生を行うことが可能になる効果がある。 また、 本発明の請求の範囲第 1 4項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レー ト切り替え部は、 通常の再生状態においては、 請求の範囲第 1項に記載のハーフ レート処理用データ復調部を選択し、 前記振幅検出部によりディフヱクトと判断 した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部に切 り替え、 以後、 所定の区間でディフエタトが検出されないことが確認された場合 は、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部の選択を解除 するように、 処理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 データ復調処 理レートが頻繁に変化しなくなるため、 ディフエクトに対して、 復調データ品質 を重視した安定なシステムを実現することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 5項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1 4項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ ート切り替え部は、 通常の再生状態においては、 前記ハーフレート処理用データ 復調部を選択し、 前記振幅検出部により、 所定の長さのディフヱタトを検出した 場合は、 前記チャネルレート処理用データ復調部に切り替え、 以後、 ディフエク トが所定の長さより短くなつたと判断した場合に、 前記チャネルレート処理用デ ータ復調部の選択を解除するように、 処理レート切り替え信号を生成するように したので、 初めて再生を行う箇所に関しても、 事前に復調処理レートを予測する ことが可能になるため、 ディフエタトに対して、 データ復調が滑らかに行える効 果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 6項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディス ク再生装置において、 前記処理レート切り替え部は、 前記光記録媒体の記録面の 垂線とレーザ光の光軸の角度であるチルト角の大きさにより、 再生信号品質が影 響を受ける度合いを表すチルト情報を検出するためのチルト情報検出部を有し、 該チルト情報検出部により得られたチルト情報によりチルト角が大きいと判断し た場合は、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部を選択 し、 チノレト角が小さいと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレー ト処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号を生成するよ うにしたので、 チルトによる再生信号の品質劣化に対しても、 復調データ品質を 良好な状態で,維持することが可能になる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 7項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1 6項に記載の光ディスク再生装置において、 前記チノレト 情報検出部は、 請求の範囲第 3項に記載の処理レート可変型トランスバーサルフ ィルタにおけるフィルタ係数を、 該等化出力信号の等化誤差の二乗平均が最小に なるように適応制御された際に学習された各フィルタ係数値を入力とし、 サイド タップにおけるフィルタ係数の偏りの度合いを検出することにより、 チルト情報 を検出するようにしたので、チルト情報を正確に判断することが可能になるため、 復調データ品質を良好な状態で維持したまま、 消費電力を低減することが可能と なる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 8項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1 7項に記載の光ディスク再生装置において、 前記チルト 情報検出部は、 前記サイドタップにおけるフィルタ係数が、 センタータップに対 して、 そのタップと対称の位置にあるフィルタ係数と比較して、 絶対値換算で比 率がある一定以上異なる条件により、 チルト角が大きいと判断するようにしたの で、 チルトによる再生信号の劣ィヒの度合いに応じて、 データ復調処理レートを制 御することが可能となるため、 必要な場合のみ、 チャネルビット周波数を用いた データ復調処理を行うことが可能になり、 消費電力の低減が可能であるばかりで なく、 安定なシステムを実現することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 1 9項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディス ク再生装置において、 前記処理レート切り替え部は、 光記録媒体にデジタルデー タを記録する際に発生する位相ずれに関する指標であるジッタ情報を検出するた めのジッタ情報検出部を有し、 該ジッタ情報検出部から得られたジッタ情報によ り再生信号におけるジッタが大きいと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載 のチャネルレート処理用データ復調部を選択し、 ジッタが小さいと判断した場合 は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレート処理用データ復調部を選択するよう に、 処理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 ジッタが大きく再生信 号の品質が劣化している場合に対して、 復調データ品質を良好な状態で維持する ことが可能になる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 0項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1 9項に記載の光ディスク再生装置において、 前記ジッタ 情報検出部は、 請求の範囲第 3項に記載のチャネルレート処理用の位相同期ルー プ部、 および、 請求の範囲第 3項に記載のハーフレート処理用の位相同期ループ 部で用いられる位相誤差情報の絶対値を、 所定の期間において平均化した情報を 入力とし、 該平均化された情報が、 所定のレベル以上であった場合は、 ジッタが 大きいと判断し、 所定のレベル以下であった場合は、 ジッタが小さいと判断する ようにしたので、 ジッタ情報を正確に判断することが可能になるため、 復調デー タ品質を良好な状態で維持したまま、 消費電力を低減することが可能となる効果 がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 1項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 2 0項に記載の光ディスク再生装置において、 前記ジッタ 情報検出部は、 ジッタ情報の再生波形における振幅値依存を考慮して、 前記位相 誤差情報の絶対値を、 所定の期間において平均化した情報を、 請求の範囲第 8項 に記載の振幅検出部により得られた該所定の期間におレ、て平均化した振幅情報に より除算したジッタ情報を入力とし、 該ジッタ情報が所定のレベル以上であった 場合は、 ジッタが大きいと判断し、 所定のレベル以下であった場合は、 ジッタが 小さいと判断するようにしたので、 再生信号の振幅に依存せずに、 ジッタ情報を 正確に判断することが可能になるため、 請求の範囲第 2 0項に記載の発明と比べ て、 復調データ品質を良好な状態で維持したまま、 さらに消費電力を低減するこ とが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 2項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項に記載の光ディスク再生装置 において、 前記処理レート切り替え部は、 前記光記録媒体からのデータ復調に失 敗した箇所に対して、 再度読み直す処理を表すリ トライ処理情報を検出するため のリ トライ情報検出部を有し、 通常再生状態においては、 請求の範囲第 1項に記 載のハーフレート処理用デ タ復調部を選択し、 該リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生したと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレ 一ト処理用データ復調部に切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成す るようにしたので、 リ トライ処理が発生するような再生信号の品質が劣ィ匕してい る箇所に対して、 復調デ タ品質を良好な状態で維持することが可能となる効果 がある。 また、 本発明の請求の範囲第 2 3項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ ート切り替え部は、 前記リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生した位置 情報を記憶するためのリ トライ位置記憶部を有し、 一度再生した場所に対して再 度データ復調を行う際には、 該リ トライ位置記憶部により記憶されているリ トラ ィ情報を参照し、 一度でもリ トライ処理を行った箇所である場合は、 事前に、 前 記チャネルレート処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信 号を生成するようにしたので、 一度でもリ トライ処理を行った箇所に対しては、 事前に、 データ復調処理レートに切り替えることができるため、 2度目以降のデ ータ復調の精度が向上するとともに、 リード性能を安定ィ匕することが可能となる 効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 4項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ ート切り替え部は、 データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するための リ トライ情報検出部を有し、 通常再生状態においては、 前記ハーフレート処理用 データ復調部を選択し、 該リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生したと 判断した場合は、 前記チャネルレート処理用データ復調部に切り替え、 以後、 リ トライ処理が所定の区間で発生しないことが確認された場合は、 前記チヤネルレ 一ト処理用データ復調部の選択を解除するように、 処理レート切り替え信号を生 成するようにしたので、 データ復調処理レートが頻繁に変化しなくなるため、 デ ータ復調が困難な箇所に対して、 復調データ品質を重視した安定なシステムを実 現することが可能となる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 5項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ ート切り替え部は、 データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するための リ トライ情報検出部と、 再生倍速を可変させるための再生倍速可変部とを有し、 通常再生状態においては、 本光ディスク装置が有する最高再生倍速で、 前記ハー フレート処理用データ復調部を選択し、 該リ トライ情報検出部によ' 'りリ トライ処 理が発生したと判断した場合は、 再生倍速は変えずに、 前記チャネルレート処理 用データ復調部に切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成し、 以後、 所定の回数に達するまでリ トライ処理を繰り返し、 データ復調できない場合は、 さらに、 該再生倍速可変部により、 再生倍速を下げてリ トライ処理を所定の回数 に達するまで繰り返し、本光デイスク再生装置が有する最低再生倍速に到るまで、 リ トライ処理を繰り返すようにしたので、 データ復調が困難な箇所に対しては、 復調データ品質を優先するようにデータ復調処理レートを切り替えることができ るため、 リ トライ処理の回数を減らすことが可能になる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 6項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ —ト切り替え部は、 データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するための リ トライ情報検出部と、 再生倍速を可変させるための再生倍速可変部とを有し、 通常再生状態においては、 本光ディスク再生装置が有する最高再生倍速で、 前記 ハーフレート処理用データ復調部を選択し、 該リ トライ情報検出部により所定の 回数に達するまでリ トライ処理を繰り返したと判断した場合は、 該再生倍速可変 部により再生倍速を下げてリ トライ処理を繰り返し、 データ復調ができない場合 は、 さらに、 本光ディスク再生装置が有する最低再生倍速まで下げてゆき、 その 際所定の回数でリ トライ処理が収束しない場合は、 前記チャネルレート処理用デ ータ復調部に切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成するようにした ので、 データ復調が困難な箇所に対しては、 消費電力の低減を優先するようにデ —タ復調処理レートを切り替えることができるため、 リ トライ処理全体における 消費電力を減らすことが可能になる効果がある。
また、 本発明の請求の範囲第 2 7項に記載の発明による光ディスク再生装置に よれば、 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レ ート切り替え部は、 データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するための リ トライ情報検出部と、 再生倍速を可変させるための再生倍速可変部とを有し、 前記チャネルレート処理用データ復調部が選択されており、 かつ、 再生倍速が本 光ディスク再生装置が有する最高再生倍速に達していない状態で、 リ トライ処理 が所定の区間で発生しないことが確認された場合は、 該再生倍速可変部により再 生倍速を上昇させてゆき、 前記最高再生倍速に達した状態で、 リ トライ処理が所 定の区間で発生しないことが確認された場合は、 前記ハーフレート処理用データ 復調部に切り替えるように、処理レート切り替え信号を生成するようにしたので、 データ復調が困難な箇所に対するリ トライ処理時に、 再生倍速が最高再生倍速よ り遅く、 つ、 チャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行う機能が選択 されている場合は、 復調データ品質を優先するように再生倍速可変処理とデータ 復調処理レートの切り替えを行えるため、 迅速に、 通常再生状態に復帰させるこ とが可能となる効果がある。 図面の簡単な説明
第 1図は、 本発明による請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 6項に記載の、 処理レート可変型光ディスク再生装置の実施の形態 1の構成を示すプロック図で fc 。
第 2図は、 高次イクリップノレフィルタの周波数特性の説明図である。
第 3図は、 各種パーシャルレスポンス方式の周波数特性と M T F特性を示す図 である。
第 4図は、 実施の形態 1における処理レート可変型オフセット補正手段 4の構 成を示すブロック図である。
第 5図は、 実施の形態 1における処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5で実現する、 P R ( a , b , b , a ) 等化方式と、 一般的な、 2値化判別方式 の違いについての説明図であり、 第 5 ( a ) 図は、 波形等化手段の出力波形を示 す図、 第 5 ( b ) 図は、 2値判別時の標本化信号を示す図、 第 5 ( c ) 図は、 P R ( a , b , b , a ) 等化出力信号を示す図である。
第 6図は、 実施の形態 1における処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5の構成を示すブロック図である。
第 7図は、 実施の形態 1におけるフィルタ係数学習手段 6の構成を示すプロッ ク図である。
第 8図は、実施の形態 1におけるデータ補間手段 7の動作原理の説明図である。 第 9図は、 実施の形態 1におけるチャネルレート処理用位相誤差検出手段 8の 動作原理の説明図であり、 第 9 ( a ) 図は、 再生クロックの周波数が再生データ の有するクロック成分に対し僅かに低くなつている状態を示す図、 第 9 (b) 図 は、 再生ク口ックと再生データの有するクロック成分の位相が同期した状態を示 す図である。
第 10図は、 実施の形態 1におけるハーフレ一ト処理用最尤復号器 17をビタ ビ復号器により実現する場合の動作原理の説明図であり、 第 10 (a) 図は、 そ の状態遷移を示す図、 第 10 (b) 図は、 そのトレリス線図と生き残りパスを示 す図である。
第 11図は、 実施の形態 1における本発明による請求の範囲第 4項ないし請求 の範囲第 6項に記載の処理レート切り替え手段 14による CAV再生時の動作の 説明図であり、 第 11 (a) 図は、 チャネルビット周波数を用いた処理における CAV再生時の再生位置による標本ィ匕周波数の変化を示す図、第 1 1 (b)図は、 処理レートを内外周で切り替えた場合の標本ィ匕周波数を示す図である。
第 12図は、 本発明による請求の範囲第 7項ないし請求の範囲第 15項に記載 の、 処理レート可変型光ディスク再生装置の実施の形態 2の構成を示すプロック 図である。
第 13図は、 実施の形態 2における本発明による請求の範囲第 7項ないし請求 の範囲第 10項に記載の振幅検出手段 33の構成を示すブロック図、 および、 処 理レート切り替え手段 14の動作原理の説明図であり、 第 13 (a) 図は、 振 ι| 検出手段の構成を示すブロック図、 第 13 (b) 図は、 振幅検出手段の入力であ る再生信号を示す図、 第 13 (c) 図は、 振幅検出手段が求めた振幅情報を示す 図、 第 13 (d) 図は、 第 13 (c) 図の振幅情報から生成したディフエクト情 報を示す図である。
第 14図は、 実施の形態 2におけるディフエクト判定手段 34の構成を示すプ ロック図である。
第 15図は、 実施の形態 2における本発明による請求の範囲第 1 1項に記載の 処理レート切り替え手段 14の構成を示すブロック図である。
第 16図は、 実施の形態 2における本発明による請求の範囲第 12項ないし請 求の範囲第 13項に記載の処理レート切り替え手段 14の切り替え位置の説明図 であり、 第 16 (a) 図は、 実際にディフエタトが存在する場所とその位置を基 準にした所定の距離で囲まれる領域をディフエクトが存在すると判定する場合を 示す図、 第 1 6 ( b ) 図は、 実際にディフヱクトが存在する場所に加え、 ディフ エタトが存在する記録トラック全体をディフエクトが存在すると判定する場合を 示す図である。
第 1 7図は、 実施の形態 2における本発明による請求の範囲第 1 4項ないし請 求の範囲第 1 5項に記載の処理レート切り替え手段 1 4の制御方法を示すフ口一 チヤ一トである。
第 1 8図は、 本発明による請求の範囲第 1 6項ないし請求の範囲第 1 8項に記 載の、 処理レート可変型光ディスク再生装置の実施の形態 3の構成を示すプロッ ク図である。
第 1 9図は、 実施の形態 3における本発明による請求の範囲第 1 6項ないし請 求の範囲第 1 8項に記載の、 チノレト情報検出手段 4 3とチルト判定手段 4 4の動 作原理の説明図である。
第 2 0図は、 本発明による請求の範囲第 1 9項ないし請求の範囲第 2 1項に記 載の、 処理レート可変型光ディスク再生装置の実施の形態 4の構成を示すブロッ ク図である。 '
第 2 1図は、 実施の形態 4における本発明による請求の範囲第 2 1項に記載の 処理レート切り替え手段 1 4の構成を示すプロック図である。
第 2 2図は、 本発明による請求の範囲第 2 2項ないし請求の範囲第 2 7項に記 載の、 処理レート可変型光ディスク再生装置の実施の形態 5の構成を示すプロッ ク図である。
第 2 3図は、 実施の形態 5における本発明による請求の範囲第 2 3項に記載の 処理レ一ト切り替え手段 1 4の構成を示すブロック図である。
第 2 4図は、 実施の形態 5における本発明による請求の範囲第 2 4項に記載の 処理レート切り替え手段 1 4の制御方法を示すフローチャートである。
第 2 5図は、 実施の形態 5における本発明による請求の範囲第 2 5項および請 求の範囲第 2 7項に記載の処理レート切り替え手段 1 4の制御方法を示すフロー チヤ一トである。
第 2 6図は、 実施の形態 5における本発明による請求の範囲第 2 6項に記載の 処理レート切り替え手段 1 4の制御方法を示すフローチャートである。
第 2 7図は、 従来の光ディスク再生装置の構成を示すプロック図である。 第 2 8図は、 従来の光ディスク再生装置の記録データ及び各機能ブロックでの 出力信号波形の説明図であり、 第 2 8 ( a ) 図は、 線記録密度一定となるように 記録されたデジタル記録符号を示す図、 第 2 8 ( b ) 図は、 高域強調された再生 信号を示す図、 第 2 8 ( c ) 図は、 P RML信号処理方式に適した標本ィヒデータ を示す図、 第 2 8 ( d ) 図は、 パーシャルレスポンス等化を適用したことで多値 化した等化出力信号を示す図である。 発明を実施するための最良の形態
以下、 この発明の実施の形態 1ないし 5による光ディスク再生装置について図 を用いて説明する。
(実施の形態 1 )
この実施の形態 1による光ディスク再生装置は、 光ディスク媒体に記録された デジタルデータを復調する際に、 線方向の高記録密度再生に有利とされる P RM L信号処理方式を適用しデジタル信号処理により復調動作を行うようにしたもの において、 そのデータ復調処理レートを可変させるようにしたもので、 これによ り、 信号雑音比の劣化のみならず、 チルトやディフエクトに依存する局部的な再 生信号品質の劣化に対しても、 良好な状態で、 デジタル復調データの品質とリ一 ド性能を維持しつつ、 消費電力の低減が可能となるようにしたものである。 以下、 この実施の形態 1に対応する、 本発明の請求の範囲第 1項ないし請求の 範囲第 6項に記載された光ディスク再生装置について、 第 1図ないし第 1 1図を 用いて説明する。
第 1図において、 光記録媒体 5 0から再生手段 5 1により再生された光デイス ク再生信号をプリアンプ 1で出力振幅を強調した後、 波形等化手段 2で高域を強 調するような補正を施す。 波形等化手段 2は、 ブースト量とカツトオフ周波数を 任意に設定できるフィルターで構成される。 この波形等化手段 2は、 例えば、 第 2図の実線で示すような周波数特性を有する高次等リップルフィルタ一等により 実現しても良い。 この第 2図において、 点線で示した特性は、 入力信号に対しゲ インのブーストを行わない場合の特性である。
次に、 波形等化手段 2の出力信号を、 アナログ信号をデジタル信号に変換する 手段としてのアナログ ·デジタルコンバータ 3により多ビットのデジタル信号に 標本化する。 このアナログ'デジタルコンバータ 3はクロック発生手段 1 2によ り生成される再生クロックを用いて標本ィヒを行っている。 このとき、 復調される べきデジタルデータの符号が、 例えば、 D VDで用いられているような 8— 1 6 変調符号のように、 最小ランレングスが " 2 " で制限された符号を用いており、 かつ、 光再生特性である MT F (Mutual Transfer Function, 以後、 MT Fと略 する ） 特性が、第 3図に示すように、 チャネルビット周波数のほぼ 1 / 4以下の 帯域で分布している場合、 サンプリングの定理により、 チャネルビット周波数の 半分の周波数成分を有する 生ク口ックを用いて、 アナログ ·デジタルコンバー タ 3で標本ィ匕した場合においても、 理論上、 デジタルデータを復元することが可 能である。
このことを利用して、 本発明は、 再生クロックが、 チャネルビット周波数と同 じ周波数を基準に生成される場合と、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基 準に生成される場合の、 いずれかを選択できることを特徴としている。 この標本 化された多ビットのデジタル信号を処理レート可変型オフセット補正手段 4に入 力することにより、 再生デジタル信号に含まれるオフセット成分を補正する。 この処理レート可変型オフセット補正手段 4は、 第 4図に示すように、 チヤネ ルビット周波数を基準に生成されたクロックにより、 再生デジタル信号の有する オフセット成分を検出するためのチャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8 と、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたクロックにより、 再生デジタル信号の有するオフセット成分を検出するためのハーフレート処理用 オフセット検出手段 1 9と、 第 1図の処理レート切り替え手段 1 4により生成さ れた処理レート切り替え信号により、 チャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8とハーフレート処理用オフセット検出手段 1 9の出力信号のいずれかを選択 するための選択手段 2 0と、 それにより選択されたオフセット信号を平滑化する ための平滑化手段 2 1と、 平滑化手段 2 1の出力信号を再生デジタル信号より減 算する減算手段 2 2により実現されるものであっても良い。 次に、 処理レート可変型オフセット捕正手段 4の出力信号を、 処理レート可変 型トランスバーサルフィルタ 5に入力して、パーシャルレスポンス等化を行なう。 ここで、 パーシャルレスポンス等化は、 例えば、 DVDの再生信号に対して、 第 5 (c) 図に示すように、 等化後の波形振幅が、 5値に分かれるような PR (a, b， b， a) 方式を用いるものとする。 ここで、 第 5図における、 黒丸 "參" と 白丸 "〇" は、 再生クロックにより標本ィ匕されたサンプリングデ一タを示してお り、 チャネルビット周波数と同じ周波数を基準に生成されたクロックを用いて標 本化されている場合は、 黒丸 と白丸 "〇" の両方の標本化データを有する 力 S、 チヤネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたクロックを用いて 標本化されている場合は、 黒丸 "秦" と白丸 "〇" のいずれか一方の標本化デー タを有することになる。
従来、光ディスク再生で用いられていたリードチャネルにおいては、第 5 (a) 図に示すような波形等化出力信号から、 そのセンタレべノレをスライスレベルとし て、 2値化判別を行うことにより、 デジタルデータ復調を行なっていた。 また、 標本化を行う場合も、 第 5 (b) 図に示すように所定の間隔で標本ィヒし、 その標 本化された多ビットデジタル信号を、そのセンタレベルをスライスレベルとして、 2値化判別を行なっていた。
これに対して、 PR (a, b, b, a) 方式とは、 異なる 4つの時間の標本ィ匕 データを、 a ： b ： b ： aの比率で足しあわせた信号 （a+b *D+b *D2 + a *D4) を生成するという特徴を有しており、 再生信号に対して、 第 3図に示 すような、 低域通過型フィルタに相当する特性を付加するものである。 第 3図に おいては、 PR (1, 2, 2, 1) 方式と、 PR (3, 4， 4, 3) 方式がこれ に該当する。
ところで、 パーシャルレスポンス方式は、 第 3図に示す MTF特性に近い周波 数特性を有する方式ほど、 有利なパーシャルレスポンス方式と考えられている。 第 3図に示す方式だけでなく、 PR (a, b, b, a) 方式以外にも、 多種多様 なパーシャルレスポンスの型は存在するが、 特定の方式のフィルタの使用に限定 されるものではなく、 所要の等化性能に見合うものであれば、 他の方式のフィル タを用いても問題はない。 これら再生データの時間方向に相関性を付加するパー シャノレレスポンス方式と、 後述する最尤復号法 （マキシマムライクリフード） の —つであって付加したデータの相関性を利用して最も確からしい系列を推定する ビタビ復号器、 を併用することにより、 線記録方向の高密度記録再生に有利とさ れる P RML信号処理を実現することになる。
上述したように、 P RML信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、 様々な組み合わせが存在するため、 各種記録再生系に対して、 適切な方式を選択 することが必要である。 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5は、 例え ば、 有限タップで構成される F I R (Finite Impulse Response；以後、 F I Rと PI各する） フィルタにより実現しても良レ、。 この F I Rフィルタによる等化特性は、 フィルタ係数を可変させることで実現されるものである。
F I Rフィルタは、 第 6図に示すような、 再生クロックの 1周期分を遅延させ るための遅延素子 2 3 aないし 2 3 1 と、 第 1図の処理レ一ト切り替え手段 1 4 により生成された処理レート切り替え信号により、 遅延素子 2 3 aないし 2 3 1 の出力信号を選択するセレクタ 2 4 aないしセレクタ 2 4 f と、 乗算素子 2 5 a ないし 2 5 gと、 加算手段 2 6により実現されるものであっても良い。
これら遅延素子 2 3 aないし 2 3 1は互いに直列に接続され、 遅延素子 2 3 b と 2 3 c、 遅延素子 2 3 dと 2 3 e、 遅延素子 2 3 f と 2 3 g、 遅延素子 2 3 h と 2 3 i、 遅延素子 2 3 j と 2 3 k、 の間にはセレクタ 2 4 a、 2 4 b、 2 4 c、 2 4 d、 2 4 eがそれぞれ設けられており、 また、 遅延素子 2 3 1の後段にはセ レクタ 2 4 f が設けられている。 セレクタ 2 4 aは遅延素子 2 3 aと 2 3 bの出 力信号のいずれか一方を選択して、 後段の遅延素子 2 3 aの入力に出力する。 他 のセレクタ 2 4 bないし 2 4 eもそれぞれの前段、 前々段の遅延素子の出力信号 のいずれ力、一方を選択して、 後段の遅延素子の入力に出力する。 セレクタ 2 4 f はその前段、 前々段の遅延素子の出力信号のいずれか一方を選択する。 乗算素子 2 5 aはこの F I Rフィルタの入力信号とフィルタ係数 S 1とを乗算する。 乗算 素子 2 5 bはフィルタ係数 S 2とセレクタ 2 4 aの出力信号とを乗算する。 乗算 素子 2 5 cないし 2 5 gも乗算素子 2 5 bと同様、 フィルタ係数 S 3ないし S 7 とセレクタ 2 4 bないし 2 4 f の出力信号とをそれぞれ乗算する。 加算手段 2 6 は乗算素子 2 5 aないし 2 5 gの出力信号を加算する。 F I Rフィルタのフィルタ係数 S 1ないし S 7は、 処理レート可変型トランス バーサルフィルタ 5から出力されるパーシャルレスポンス等ィヒ出力信号に存在す る等化誤差が最小になるように適応的に制御する LM Sアルゴリズムを利用した フィルタ係数学習手段 6により設定される。
フィルタ係数学習手段 6は、 例えば、 第 7図に示すように、 処理レート可変型 トランスバーサルフィルタ 5の等化出力信号から仮判定回路 2 7によりパーシャ ルレスポンス方式に対応した等化目標値を検出し、 その等化目標値と処理レート 可変型トランスバーサルフィルタ 5の出力信号を減算して等ィ匕誤差を検出する等 化誤差検出器 2 8と、 等化誤差検出器 2 8の出力信号と処理レート可変型トラン スバーサルフィルタ 5の等化出力信号との相関を演算する相関器 2 9と、 相関器 2 9の出力をゲインと同数倍してフィードバックゲインを調整するフィードバッ クゲイン調整器 3 0と、 その出力を各タップのフィルタ係数に加算し、 フィルタ 係数を更新する手段としてのフィルタ係数更新部 3 1 aないし 3 1 gにより実現 されるものであってもよく、 この構成によるフィルタ係数学習手段 6は、 適応制 御開始時は、 初期値記憶手段 3 2 aないし 3 2 gに格納されているフィルタ係数 の初期値をロードして、 フィルタ係数の適応自動等化制御を行う機能を有するも のである。
なお、 フィルタ係数更新部 3 1 aは、 初期値記憶手段 3 2 aの出力信号と加算 器 3 1 0 aの出力信号をセレクタ 3 1 1 aで選択し、 セレクタ 3 1 1 aの出力信 号をフィルタ係数 S 1として出力するとともに遅延素子 3 1 2 aを介して加算器 3 1 0 aの一方の入力に出力し、 加算器 3 1 0 aの他方の入力に上述のフィード バックゲイン調整器 3 0の出力信号を出力するようにしており、 他のフィルタ係 数更新部 3 1 bないし 3 1 gも同様に構成されている。
この F I Rフイノレタの出力信号は、 チャネルビット周波数を用いて処理してい る場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "書" と白丸 "〇" の両方を合わせたもの になるが、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて処理している場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "參" と白丸 "〇" のいずれか一方となる。 したがつ て、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてパーシャルレスポンス等化さ れた出力信号に対しては、 データ捕間手段 7により、 標本化時に欠落している中 間のデータを捕間している。 データ補間手段 7は、 例えば、 第 8図に示すような ナイキスト特性を有するフィルタにより実現しても良い。 この場合、 チヤネルビ ット周期の 2倍の周期を間隔とする第 8図の白丸 "〇" のようなフィルタ係数を 適用することにより、 欠落したデータをナイキスト補間により復元することが可 能となる。
一方、 第 1図の処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネル ビット周波数を基準に生成されている場合は、 アナログ ·デジタルコンバータ 3 と処理レート可変型オフセット捕正手段 4を経て生成された出力信号から、 チヤ ネルレート処理用位相誤差検出手段 8により位相誤差を検出する。 また、 処理レ ート切り替え手段 1 4により、 再生ク口ックがチヤネノレビット周波数の半分の周 波数を基準に生成されている場合は、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9に より位相誤差を検出する。
チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8とハーフレート処理用位相誤差検出 手段 9から検出された位相誤差信号は、 位相誤差選択手段 1 0により処理レート 切り替え信号に応じてこれらのいずれか一方が選択された後、 位相誤差信号を平 滑化するためのループフィルタ 1 1を介してクロック発生手段 1 2に出力され、 ループフィルタ 1 1の出力信号を基に、 クロック発生手段 1 2を用いて、 再生ク ロックの位相と再生信号が有するク口ック成分の位相が同期するようにクロック 発生手段 1 2を制御する。
これら、 アナログ 'デジタルコンバータ 3を出発点とし、 ク口ック発生手段 1 2を終点とする経路により生成される再生クロックを用いて、 アナログ ·デジタ ルコンバータ 3で再生波形の標本化を行う位相同期ループ手段 1 3を備えること により、 再生信号が有するクロック成分の位相と同期した多ビットの標本化信号 が生成されるため、 P RM L信号処理を実現することが可能となる。
ここで、 チャネルレート処理用の位相同期ループ手段 1 3 aは、 チャネルレー ト処理用位相誤差検出手段 8により位相誤差を検出する位相同期ループを表し、 ハーフレート処理用の位相同期ループ手段 1 3 bは、 ハーフレート処理用位相誤 差検出手段 9により位相誤差を検出する位相同期ループを表すものであっても良 位相同期ループ手段 1 3は、 第 9図に示すような原理に基づいて、 再生データ の有するクロック成分の位相と、 再生クロックの位相を同期させるものとして実 現しても良い。
例として、 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8を用いて、 位相同期を行 う場合について述べる。 第 9 ( a ) 図は、 再生クロックの周波数が再生データの 有するクロック成分の周波数に対し僅かに低くなっている状態を示している。 例 えば、 再生データが 4 T ( Tは、 1チヤネルビットに相当する時間） の連続する 単一周波数により構成されている場合を仮定すると、 第 9 ( a ) 図の黒丸 "·" で示すゼ口クロス近傍の標本化信号において、 標本化信号の立ち上がりエツジで は、 そのままの情報を、 立下りエッジでは標本化信号の正負を反転させることに より、位相のずれ量に応じて、第 9図に示す位相誤差曲線が観測される。 ここで、 標本化信号の振幅成分は、 時間方向における標本化位相のずれに置き換えて考え ることが可能である。 そこで、 立ち上がりエッジと立下りエッジを考慮してゼロ クロス近傍の標本化信号の振幅成分をそのまま位相誤差信号にすれば、 正に観測 された場合は、 位相が遅れていることになり、 再生クロックの周波数を高めて位 相を進める方向にフィードバックさせることになる。 反対に、 負に観測された場 合は、 位相が進んでいることになり、 再生クロックの周波数を低めて位相を遅ら す方向にフィ一ドバックさせることになる。 これらの制御を行うことにより、 第 9 ( b ) 図に示すように、 位相誤差信号は零に近づき、 再生クロックと再生デー タの有するクロック成分の位相を同期させることが可能となる。
—方、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9を用いて、 位相同期を行う場合 については、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて標本ィヒを行うことに 起因して、 第 9図に示した標本ィ匕データが、 一つおきに存在することになる。 し たがって、 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8と同様に、 標本ィ匕データが ある箇所について、 位相誤差曲線を求めることが可能である。
ところで、 上述した各ブロックに供給される処理レート切り替え信号は、 処理 レート切り替え手段 1 4により生成される。 ここで、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 復調データから検出されたアドレス情報から、 再生位置検出手段 1 6により、 光ディスクの内外周における再生位置を検出し、 検出された位置情 報をもとに、 処理レート判定手段 15により、 処理レート切り替え信号を生成す るようなものとして実現しても良い。
その際、 再生位置検出手段 16は、 例えば、 光ディスクの内周から外周にかけ て、 スパイラル状にデータが記録されている場合に、 所定のデータ数毎に存在す るアドレス情報と、 チャネルビット長、及び、記録トラック幅のデータをもとに、 復調対象となるデータが存在する物理的な位置を計算するものとして実現しても 良い。
以上、 一連の動作により出力された、 パーシャルレスポンス等化信号を、 パー シャルレスポンスの型に応じて復号を行なうハーフレート処理用最尤復号器 17 に入力してデータ復調を行なう。 ここで、ハーフレート処理用最尤復号器 17は、 例えば、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて復調処理を行うビタビ復 号器により実現しても良い。
ビタビ復号器は、 パーシャルレスポンスの型に応じて意図的に付加された符号 の相関の法則にしたがって確率計算を行ない、 最も確からしい系列を推定するも のである。 例えば、 適用したパーシャルレスポンスの型が PR (a, b, b, a) 方式の場合、 第 10 (a) 図に示すような、 状態遷移図に基づいて状態が変化す るものである。 これは、 特に、 DVDで用いられている 8— 16変調符号を考慮 したものとなっており、 最小ランレングス長を "2" で制限していることも関係 して、 その状態変化は S 0ないし S 5までの 6つの状態の状態遷移で表現可能と なっている。
第 10 (a) 図において、 X/Yは、 Xが記録符号の遷移を、 Yがその時の信 号振幅を示している。 また、 1つの状態は、 隣接する 3つの時間の符号で表わさ れ、 例えば、 S4 「110」 から S 3 「100」 への状態遷移では、 状態 S 4 「1 10」 に符号 "0" が加わり左にシフ卜されることにより、 左端の "1" が消え、 状態 S 3 「100」 となることを意味している。 ただし、 処理レートが、 チヤネ ルビット周波数の半分の周波数である場合は、 第 10 (a) 図に示す状態遷移に おいて、 隣接する 2つの状態を一つにまとめて考える必要がある。
例えば、データ捕間手段 7の出力信号が、正規の標本化位置におけるデータと、 捕間により復元された補間データを並列に出力している場合は、 隣接する 2つの 状態に対し、 正規の標本化位置におけるデータと補間データをそれぞれ入力し、 並列処理を行う方法を用いても良い。 その際の時間的変化は、 第 1 0 ( b ) 図に 示すような正規データと補間データを並列に処理することを特 ί敷とするトレリス 線図で表わされる。 そこで、 この各パスの確率的な長さ 1 k a b (以下、 ブラン チメ トリックと称す） を計算し、 それぞれの状態に推移する場合に、 ブランチメ トリックを加算していく。 ここで、 kは時間的な推移を、 a bは、 状態 S aから S bへの遷移でのブランチメ トリックを表わしている。 そのブランチメトリック の各状態における加算値は、 メトリックと呼ばれ、 このメトリックが最小となる パスを生き残りパスとして、 順次出力していくことにより、 2値デジタルデータ に復調していくものである。 つまり、 第 1 0 ( b ) 図の記録符号にしたがって復 調されるとすれば、 実線で示したパスが生き残りパスということになる。
ここで、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aは、 処理レート切り替え 手段 1 4が、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うように処 理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理レート 可変型オフセット補正手段 4内のチャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8 が選択されており、 チヤネルレート処理用位相誤差検出手段 8が選択されている とともに、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チャネルビット周 波数を基準に動作し、 その出力信号が、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレー ト処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても 良い。
また、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bは、 処理レート切り替え手段 1 4が、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うよ うに処理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理 レート可変型オフセット補正手段 4内のハーフレート処理用オフセット検出手段 1 9が選択されているとともに、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9が選択 されており、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5力 チャネルビット 周波数の半分の周波数を基準に動作し、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレー ト処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても 良い。 このような、 8— 1 6変調符号等が有する特徴を生かして、 P RML信号処理 における処理レートを、 処理レート切り替え手段 1 4により、 光ディスクの内外 周の位置に応じて切り替える、 という一連の手段により、 消費電力の増大が問題 となる高倍速再生に対しては、 チャネルビット周波数の半分の周波数で、 データ 復調処理を行うことができるため、 消費電力を約半分に低減することが可能とな る。 また、 理論的に復調性能の劣化が起こらない最尤復号器等は、 常時、 チヤネ ルビット周波数の半分の周波数を用いて処理を行うことができるため、 ハーフレ 一ト処理用の回路を設けるだけでよく、 チャネルビット周波数用の回路を別途設 ける必要がない分、 回路規模の削減と消費電力の低減が可能となる。
なお、 実施の形態 1で述べた処理レート切り替え手段 1 4は、 以下に示すよう なものにより実現しても良い。 即ち、 光ディスクの回転を一定にしてデータ再生 を行う C A V( Constant Angular Velocity )再生にぉレヽては、ディスクの内周から 外周にかけて再生データの線速度がディスク上の位置により変化するため、 第 1 1 ( a ) 図に示すように、 チャネルビット周波数も内周側よりも外周側で高くな る。 したがって、 チャネルビット周波数を用いてデータ処理を行う場合は、 高倍 速再生時の外周側の再生において、 消費電力の増大が問題となってくる。
この問題を解決する手段として、 再生位置検出手段 1 6によりディスク上の再 生位置のァドレスを示すァドレス情報からその再生位置を検出し、 再生位置が第 1 1 ( b ) 図に示す Aから Cの領域と、 Cから Bの領域のいずれの領域を再生し ているかを判断し、 内周側である Aから Cの領域では、 チャネルビット周波数を 用いてデータ復調処理を行い、 外周側である Cから Bの領域では、 チャネルビッ ト周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うように、 処理レート判定 手段 1 5により処理レート切り替え信号を生成するものである。 なお、 処理レー トの切り替え位置である Cを任意の位置に設定することにより、 消費電力を制御 することも可能である。
このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 第 1 1 ( b ) 図に示すように、 再生クロックの標本化周波数を、 最高周波数の半分以下に抑え こめるため、 C A V方式により外周側を再生する場合に、 増加すべき消費電力の 低減が可能となる。 また、 最高再生倍速の半分の周波数帯域で信号処理が可能で あるため、 アナログ ·デジタルコンバータ 3や、 クロック発生手段 1 2、 及び、 デジタル回路における同期回路の設計負担を軽減できるため、 回路規模の削減、 ならびにコスト削減が可能になる。
このように、 本実施の形態 1によれば、 光ディスクに記録されているデータの 最小変化単位が、 3チャネルビットであることを利用して、 サンプリング定理に より、 チャネルビットの半分のレートであるハーフレートで処理を行い、 高倍速 再生時の消費電力の削減を行う機能を設けるとともに、 理論的に性能が劣化しな いビタビ復号器に関しては、 常時ハーフレート処理を実行するが、 その他の回路 ブロックにつレ、ては要求される消費電力と処理性能とに応じてチヤネルレート処 理とハーフレート処理とを切り替えて実行することにより、 リード性能を劣化さ せずに消費電力を低減することが可能となる。
また、 光ディスクを内， 外周でエリア分割し、 再生箇所のアドレスをモニタす ることにより、 光ディスクの内， 外周でチャネルレート処理とハーフレート処理 とを切り替える機能を設け、 C AV再生により高倍速再生を行う場合に、 再生速 度が高くなる外周側ではハーフレート処理を行い、 再生速度が低くなる内周側で はチャネルレート処理を行うことにより、 リード性能を劣化させることなく低消 費電力で高倍速再生を行うことが可能となる。
(実施の形態 2 )
この実施の形態 2による光ディスク再生装置は、 データ復調処理レートの切り 替えを、 光記録媒体に関するディフヱクト情報に応じて行うようにしたものであ る。
以下、 この実施の形態 2に対応する、 本発明の請求の範囲第 7項ないし請求の 範囲第 1 5項に記載された光ディスク再生装置について、 第 2図ないし第 9図、 および、 第 1 2図ないし第 1 7図を用いて説明する。
第 1 2図において、 光記録媒体 5 0から再生手段 5 1により再生された光ディ スク再生信号をプリアンプ 1でその出力振幅を強調した後、 波形等化手段 2で高 域を強調するような補正を施す。 波形等化手段 2は、 ブースト量とカットオフ周 波数を任意に設定できるフィルターで構成される。 この波形等化手段 2は、 例え ば、 第 2図の実線で示すような周波数特性を有する高次等リップルフィルタ一等 により実現しても良い。
次に、 波形等化手段 2の出力信号を、 アナログ信号をデジタル信号に変換する 手段としてのアナログ ·デジタルコンバ一タ 3により多ビットのデジタル信号に 標本化する。 このアナログ 'デジタルコンバータ 3はクロック発生手段 1 2によ り生成される再生クロックを用いて標本化を行っている。 このとき、 復調される べきデジタノレデータの符号が、 例えば、 D VDで用いられているような 8—1 6 変調符号のように、 最小ランレングスが " 2 " で制限されており、 かつ、 光再生 特性である MT F特性が、 第 3図に示すように、 チャネルビット周波数のほぼ 1 4以下の帯域で分布している場合、 サンプリングの定理により、 チャネルビッ ト周波数の半分の周波数成分を有する再生クロックを用いて、 アナ口グ ·デジタ ルコンバータ 3で標本化した場合においても、 理論上、 デジタルデータを復元す ることが可能である。
このことを利用して、 本発明は、 再生ク口ックが、 チャネルビット周波数を基 準に生成される場合と、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成され る場合の、 いずれかを選択できることを特徴としている。 この標本化された多ビ ットのデジタル信号を処理レート可変型オフセット補正手段 4に入力することに より、 再生デジタノレ信号に含まれるオフセッ ト成分を補正する。 この処理レート 可変型オフセット補正手段 4は、 例えば、 実施の形態 1に記載した、 第 4図に示 すような構成のもので実現されるものであっても良い。
次に、 処理レート可変型オフセット補正手段 4の出力信号を、 処理レート可変 型トランスバーサルフィルタ 5に入力して、パーシャルレスポンス等化を行なう。 ここで、 パーシャルレスポンス等化は、 例えば、 DVDの再生信号に対して、 第 5 ( c ) 図に示すように、 等化後の波形振幅が、 5値に分力れるような P R ( a , b , b , a ) 方式を用いるものとする。 ここで、 第 5図における、 黒丸 "秦" と 白丸 "〇" は、 再生クロックにより標本ィヒされたサンプリングデータを示してお り、 チヤネノレビット周波数と同じ周波数を基準に生成されたクロックを用いて標 本化されている場合は、 黒丸 " " と白丸 "〇" の両方の標本化データを有する 、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたクロックを用いて 標本化されている場合は、 黒丸 "縿" と白丸 "〇" のいずれか一方の標本化デー タを有することになる。
従来、光ディスク再生で用いられていたリードチャネルにおいては、第 5 (a) 図に示すような波形等化出力信号から、 そのセンタレベルをスライスレベルとし て、 2値ィ匕判別を行うことにより、 デジタルデータ復調を行なっていた。 また、 標本ィ匕を行う場合も、 第 5 (b) 図に示すように所定の間隔で標本ィ匕し、 その標 本化された多ビットデジタル信号を、そのセンタレベルをスライスレベルとして、 2値化判別を行なっていた。
これに対して、 PR (a, b, b, a) 方式とは、 異なる 4つの時間の標本化 データを、 a ： b ： b ·· aの比率で足しあわせた信号 （a + b *D+b *D2 + a *D4) を生成するという特徴を有しており、 再生信号に対して、 第 3図に示 すような、 低域通過型フィルタに相当する特性を付加するものである。
ところで、 パーシャルレスポンス方式は、 第 3図に示す MTF特性に近い周波 数特性を有する方式ほど、 有利なパーシャルレスポンス方式と考えられている。 第 3図に示す方式だけでなく、 PR (a, b， b， a) 方式以外にも、 多種多様 なパーシャルレスポンスの型は存在するが、 特定の方式のフィルタの使用に限定 されるものではなく、 所要の等化性能に見合うものであれば、 他の方式のフィル タを用いても問題はない。 これら再生データの時間方向に相関性を付加するパー シャルレスポンス方式と、 後述する最尤復号法 （マキシマムライクリフード） の —つであって付加したデータの相関性を利用して最も確からしい系列を推定する ビタビ復号器、 を併用することにより、 線記録方向の高密度記録再生に有利とさ れる P RML信号処理を実現することになる。
上述したように、 P RML信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、 様々な組み合わせが存在するため、 各種記録再生系に対して、 適切な方式を選択 することが必要である。 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5は、 例え ば、 有限タップで構成される F I Rフィルタにより実現しても良い。 この F I R フィルタによる等化特性は、 フィルタ係数を可変させることで実現されるもので ある。
F IRフィノレタは、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 第 6図に示すようなもの で実現されるものであっても良い。 F I Rフイノレタのフィルタ係数 S 1ないし S 7は、 処理レート可変型トランス バーサルフィルタ 5から出力されるパーシャルレスポンス等化出力信号に存在す る等化誤差が最小になるように適応的に制御する LM Sァノレゴリズムを利用した フィルタ係数学習手段 6により設定される。
フィルタ係数学習手段 6は、 例えば、 実施の形態 1に記載の第 7図に示すよう な構成のもので実現されるものであっても良い。
この F I Rフィルタの出力信号は、 チャネルビット周波数を用いて処理してい る場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "·" と白丸 "〇，， の両方を合わせたもの になるが、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて処理している場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "拳" と白丸 "〇" のいずれか一方となる。 したがつ て、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてパーシャルレスポンス等ィ匕さ れた出力信号に対しては、 データ補間手段 7により、 標本化時に欠落している中 間のデータを補間している。 データ補間手段 7は、 例えば、 実施の形態 1に記載 の、第 8図に示すようなナイキスト特性を有するフィルタにより実現しても良レ、。 この場合、 チャネルビット周期の 2倍の周期を間隔とする第 8図の白丸 "〇" の ようなフィルタ係数を適用することにより、 欠落したデータをナイキスト補間に より復元することが可能となる。
一方、 第 1 2図の処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチヤネ ルビット周波数を基準に生成されている場合は、 アナログ ·デジタルコンバータ 3と処理レート可変型オフセット補正手段 4を経て生成された出力信号から、 チ ャネルレート処理用位相誤差検出手段 8により位相誤差を検出する。 また、 処理 レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネルビット周波数の半分の 周波数を基準に生成されている場合は、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9 により位相誤差を検出する。 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8とハーフ レート処理用位相誤差検出手段 9から検出された位相誤差信号は、 処理レート切 り替え信号に従って、 位相誤差選択手段 1 0により選択された後、 位相誤差信号 を平滑ィ匕するためのループフィルタ 1 1と、 ループフィルタ 1 1の出力信号を基 に、 クロック発生手段 1 2を用いて、 再生クロックの位相と再生信号が有するク 口ック成分の位相が同期するように制御する。 これら、 アナログ ·デジタルコンバータ 3を出発点とし、 クロック発生手段 1 2を終点とする経路により生成される再生クロックを用いて、 アナログ ·デジタ ルコンバータ 3で再生波形の標本化を行う位相同期ループ手段 1 3を備えること により、 再生信号が有するクロック成分の位相と同期した多ビットの標本化信号 が生成されるため、 P RML信号処理を実現することが可能となる。
この位相同期ループ手段 1 3は、 実施の形態 1に記載の、 第 9図に示すような 原理に基づいて、 再生データの有するク口ック成分の位相と、 再生クロックの位 相を同期させるものにより実現しても良い。 一方、 上述した各ブロックに ί 袷さ れる処理レート切り替え信号は、処理レート切り替え手段 1 4により生成される。 ここで、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 再生信号波形から振幅情報 を検出するための振幅検出手段 3 3を有し、 そこで検出された振幅情報から、 デ イフェクト判定手段 3 4により、 ディフエタトが存在する力否かを判断し、 その 結果としてのディフエクト判定情報をもとに、 処理レート判定手段 1 5により、 処理レート切り替え信号を生成するようなものとして実現しても良い。
ところで、 ディフエク トは、 光ディスク等の記録媒体の欠陥により発生するも のである。 記録媒体の欠陥は、 例えば、 記録面に存在するキズや、 記録面に付着 した指紋および汚れのようなレーザー光の反射を阻害するものである。 従って、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 ディフエタトが存在すると判断した場 合は、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを選択し、 ディフエタトが存 在しない場合は、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bを選択するものとし て実現しても良い。
振幅検出手段 1 6は、 例えば、 第 1 3 ( b ) 図に示すような再生信号を入力信 号とし、 第 1 3 ( a ) 図に示すように、 入力信号のピークレベルを保持するピー クホーノレド手段 3 5 aと、 その出力信号を平滑化するための低域通過型フィルタ 3 6 aにより、 トップエンベロープを検出し、 同様に、 入力信号のピークレベル を保持するピークホールド手段 3 5 bと、 その出力信号を平滑化するための低域 通過型フィルタ 3 6 により、 ボトムエンベロープを検出し、 減算手段 3 7によ り、 これら検出されたトップエンベロープからボトムエンベロープを減算する機 能を有することにより、 第 1 3 ( c ) 図に示すような、 振幅情報を求めるものと して実現しても良い。
また、 ディフエタト判定手段 3 4は、 例えば、 振幅検出手段 3 3から出力され た振幅情報に対し、 第 1 3 ( c ) 図の点線に示すような、 所定の閾値 V t hを設 けて、 振幅情報がその閾値以下になった場合に、 第 1 3 ( d ) 図に示すように、 ディフエクトと判定する信号を生成するものとして実現しても良い。
なお、 第 1 3 ( b ) 図に示す再生信号のように、 ディスク記録面のキズにより 再生信号振幅が大きく減衰する場合と、 指紋や汚れにより再生信号振幅の減衰が 少なくなる場合等、ディフヱク トの種類に応じて、信号品質が異なる場合がある。 したがって、 再生信号振幅の減衰の程度により、 再生性能が確保できるレべノレの ディフヱクトに対しては、 ディフエクト判定手段 3 4において、 第 1 3 ( c ) 図 に示す閾値 V t hの値を適宜設定することにより、 ディフエク 卜とは判断しない ようにしても良い。
なお、 ディフエクト判定手段 3 4は、 例えば、 第 1 4図に示すようなものとし て実現しても良い。 このディフエタト判定手段 3 4は、 第 1 2図の振幅検出手段 3 3から出力された振幅情報に対し、 再生信号の振幅減衰が大きいディフエクト を検出するための振幅減衰判定手段 3 8 aと、 再生信号の振幅減衰が小さいディ フエクトを検出するための振幅減衰判定手段 3 8 bとを有し、 これら振幅減衰判 定手段 3 8 aおよび振幅減衰判定手段 3 8 bの出力結果から、それぞれに対して、 ディフエク 卜と判定した区間の長さをカウントするディフエク ト長検出手段 3 9 aおよびディフエクト長検出手段 3 9 bを有し、 所定の時間を計測することを目 的とした周期カウンタ 4 0により、 所定の区間中におけるディフエクト長検出手 段 3 9 aとディフエク ト長検出手段 3 9 bの出力結果に対し、 それぞれの再生困 難度に応じた重み付けを行うことにより再生可能性を検出する再生可能性判定手 段 4 1により構成されるものである。
再生可能性判定手段 4 1は、例えば、再生処理が難しいと判断される場合には、 その区間をディフエクトと判断し、 小さぃキズや、 ほとんど再生信号の振幅が減 衰しない指紋等の、 再生に問題ないと判断されるものに対しては、 ディフエクト とは判断しないものとして実現しても良い。
以上、 -一連の動作により出力された、 パーシャルレスポンス等ィヒ信号を、 パ一 シャルレスポンスの型に応じて復号を行なうハーフレート処理用最尤復号器 1 7 に入力することでデータ復調を行なう。 ここで、 ハーフレート処理用最尤復号器 1 7は、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 チャネルビット周波数の半分の周波数 を用レ、て復調処理を行うビタビ復号器により実現しても良 、。
ここで、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aは、 処理レート切り替え 手段 1 4が、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うように処 理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理レート 可変型オフセット補正手段 4内のチャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8 が選択されており、 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8が選択されている とともに、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5力 S、 チャネルビット周 波数を基準に動作し、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレート処理用最尤復号 器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても良い。
また、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bは、 処理レート切り替え手段 1 4が、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うよ うに処理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理 レート可変型オフセット補正手段 4のハ一フレート処理用オフセット検出手段 1 9が選択されているとともに、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9が選択さ れており、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チャネルビット周 波数の半分の周波数を基準に動作し、その出力信号がデータ補間手段 7を通って、 ハーフレート処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして 実現しても良い。
このような、 8—1 6変調符号等が有する特徴を生かして、 P RML信号処理 における処理レートを、 処理レート切り替え手段 1 4により、 ディフエタトが存 在するか否かに応じて切り替える、 という一連の手段により、 データ復調が困難 とされるディスク記録面のキズゃ指紋等により発生するディフエクトに対して、 復調データと再生クロックの位相同期を良好な状態で維持したり、 復帰させるこ とができるため、 リード性能を良好な状態で維持することができる。 また、 振幅 検出手段 3 3とディフエクト判定手段 3 4により、 再生性能も考慮したディフェ クト情報を正 ίί食に検出することができるため、 必要以上に、 チャネルビット周波 数を用いたデータ復調処理に切り替わらないため、 消費電力の低減が可能である ばかりでなく、 動作の安定なシステムを実現することが可能である。
なお、 実施の形態 2に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 第 1 5図に 示すようなものとして実現しても良い。 この処理レート切り替え手段 1 4は、 例 えば、 再生信号波形から振幅情報を検出するための振幅検出手段 3 3を有し、 そ こで検出された振幅情報から、 ディフエクト判定手段 3 4により、 ディフエクト が存在するか否かを判断し、 その結果としてのディフエクト情報をもとに、 処理 レート判定手段 1 5により、 処理レート切り替え信号を生成するとともに、 ディ フエクト判定手段 3 4によりディフエク 卜と判断した位置を記憶するためのディ フエクト位置記憶手段 4 2を有し、 一度再生した場所に対して再度データ復調を 行う際には、 ディフエク ト位置記憶手段 4 2により記億されているディフエクト 情報を参照して、 ディフヱク トが存在する箇所に対しては、 事前に、 主にチヤネ ノレビット周波数を用いてデータ復調処理を行えるように、 処理レート切り替え信 号を生成するものでも良い。
なお、 デジタルデータが記録されるトラックが、 一定の幅で周方向にスパイラ ル状に形成されている光ディスクからデジタルデータ復調を行う場合において、 ディフエクト位置記憶手段 4 2は、 例えば、 第 1 6 ( a ) 図の点線で囲まれた領 域で示すように、実際にディフエクトが存在する場所と、その位置を基準にした、 所定の距離で囲まれる領域については、 ディフエクトが存在すると判定するもの として実現しても良い。 また、 ディフエクト位置記憶手段 4 2は、 例えば、 第 1 6 ( b ) 図の点線で囲まれた領域で示すように、 実際にディフエタトが存在する 場所に加え、 ディフエタトが存在する記録トラック全体については、 ディフエク トが存在すると判定するものとして実現しても良い。
このような、 処理レート切り替え手段 1 4により、 ディフヱタトが存在する箇 所に対しては、 事前にデータ復調処理レートを切り替えることができるため、 2 度目以降のデータ復調の精度が向上し、 リード性能が安定する。 また、 ディフヱ クトが存在する記録トラックを処理レート切り替えの対象とすることにより、 特 に、 ランダムに再生箇所が切り替わるようなシーク処理が行われる場合は、 正常 領域とディフエク トが存在する領域とで処理手段を切り替えることがなくなるた め、 処理レート切り替え制御の発生頻度が少なくなることにより、 システムの安 定' I生が高まる。
なお、 実施の形態 2に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 第 1 7図のフローチャートに示すような流れに従って制御されるものとして実現し ても良い。
まず、 制御開始時 （処理 1 0 1 ) は、 チャネルビット周波数の半分の周波数を 用いてデータ復調処理を行うハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bを選択す る （処理 1 0 2 )。次に、ディフエクト判定手段 3 4によりディフエクトの有無を 判定し （処理 1 0 3 )、ディフエクトでないと判断した場合は、 そのままハーフレ ―ト処理用データ復調手段による処理を継続し、ディフエクトと判断した場合は、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うチャネルレート処理用 データ復調手段に切り替える （処理 1 0 4 )。 以後、周期カウンタ 4 0で設定され る所定の区間で、 再生可能性判定手段 4 1により再生可能であるか否かを判定す る （処理 1 0 5 )。 この判定は、 ディフエク トが検出される期間をモニタし、 ディ フエタトが長い状態から短い状態に移行してきたとき、 ある一定以内の長さのデ イフェク トになった時点でチャネルレート処理を解除し、 ハーフレートモードに 移行する。 このため、 再生可能であると判断するまでは、 チャネルレート処理用 データ復調手段 1 3 aによる復調動作を継続し、再生可能であると判断した後は、 ハーフレート処理用データ復調手段による復調動作に戻るように処理レート切り 替え信号を制御し （処理 1 0 2 )、制御終了 （処理 1 0 6 ) までこれらの処理を繰 り返すものである。
これにより、 データ復調処理レートが頻繁に変化しなくなるため、 ディフヱク トが存在する場合の再生に関して、 復調データ品質を重視した安定なシステムを 実現することが可能となる。
このように、 本実施の形態 2によれば、 チヤネルレート処理とハーフレート処 理をサンプリングレート可変処理により切り替える機能を設け、 通常は消費電力 を優先してハーフレート処理を選択するが、 ディフエクト情報に基づき光デイス クに傷や汚れがあると判断した場合は、 チャネルレート処理に切り替えて再生を 行うようにしたので、 消費電力を抑えながら安定したリ一ド動作を行うことが可 能となる。
また、 チャネルレート処理に切り替えて再生を行う際、 ディフエタトが有ると 判断された箇所の周辺にも同様のディフヱク 卜が存在する可能性が有るため、 デ イフェク トを検出した箇所の周辺の一定範囲もチャネルレートモ一ドで対応する ようにしたので、 消費電力を抑えながら安定したリード動作をより確実に行うこ とが可肯 gとなる。
さらに、 チャネルレート処理に切り替えて再生を行う際、 ディフエタトが検出 される期間をモニタし、 ディフエク卜が長い状態から短い状態に移行してきたと き、 ある一定以内の長さのディフエクトになった時点でチャネルレート処理を解 除し、 ハーフレートモードに移行するようにしたので、 リード動作の安定化を図 りながら、 消費電力をより抑えることが可能となる。
(実施の形態 3 )
この実施の形態 3による光ディスク再生装置は、 データ復調処理レートの切り 替えを、 光記録媒体に関するチルト角の判定結果に基づいて行うようにしたもの である。
以下、 この実施の形態 3に対応する， 本発明の請求の範囲第 1 6項ないし請求 の範囲第 1 8項に記載された光ディスク再生装置について、第 2図ないし第 9図、 および、 第 1 8図ないし第 1 9図を用いて説明する。
第 1 8図において、 光記録媒体 5 0から光再生手段 5 1により再生された光デ イスク再生信号をプリアンプ 1で出力振幅を強調した後、 波形等化手段 2で高域 を強調するような補正を施す。 波形等化手段 2は、 ブースト量とカットオフ周波 数を任意に設定できるフィルターで構成される。 この波形等化手段 2は、例えば、 第 2図の実線で示すような周波数特性を有する高次等リップルフィルター等によ り実現しても良い。
次に、 波形等化手段 2の出力信号を、 アナログ信号をデジタル信号に変換する 手段としてのアナログ ·デジタルコンバータ 3により多ビッ卜のデジタル信号に 標本化する。 このアナログ 'デジタルコンバータ 3はクロック発生手段 1 2によ り生成される再生クロックを用いて標本ィヒを行っている。 このとき、 復調される べきデジタルデータの符号が、 例えば、 D VDで用いられているような 8—1 6 変調符号のように、 最小ランレングスが " 2 " で制限された符号を用いており、 かつ、 光再生特性である MT F特性が、 第 3図に示すように、 チャネルビット周 波数のほぼ 1 / 4以下の帯域で分布している場合、 サンプリングの定理により、 チャネルビット周波数の半分の周波数成分を有する再生クロックを用いて、 アナ ログ 'デジタルコンバータ 3で標本ィヒした場合においても、 理論上、 デジタルデ ータを復元することが可能である。
このことを利用して、 本発明は、 再生クロック力 チャネルビット周波数と同 じ周波数を基準に生成される場合と、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基 準に生成される場合の、 いずれかを選択できることを特徴としている。 この標本 化された多ビッ卜のデジタノレ信号を処理レート可変型オフセッ ト補正手段 4に入 力することにより、 再生デジタル信号に含まれるオフセット成分を補正する。 この処理レート可変型オフセット補正手段 4は、 例えば、 実施の形態 1に記載 した、 第 4図に示すような構成で実現されるものでも良い。
次に、 処理レート可変型オフセット補正手段 4の出力信号を、 処理レート可変 型トランスバーサルフィルタ 5に入力して、パーシヤノレレスポンス等化を行なう。 ここで、 パーシャルレスポンス等化は、 例えば、 DVD再生信号に対して、 第 5
( c ) 図に示すように、 等化後の波形振幅が、 5値に分かれるような P R ( a , b , b , a ) 方式を用いるものとする。 ここで、 第 5図における、 黒丸 "·" と 白丸 "〇" は、 再生クロックにより標本化されたサンプリングデータを示してお り、 チャネルビット周波数を基準に生成されたクロックを用いて標本化されてい る場合は、 黒丸 "秦" と白丸 "〇" の両方の標本化データを有するが、 チャネル ビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたクロックを用いて標本ィ匕されて いる場合は、 黒丸 "拳" と白丸 "〇" のいずれか一方の標本ィ匕データを有するこ とになる。
従来、光ディスク再生で用いられていたリードチャネルにおいては、第 5 ( a ) 図に示すような波形等化出力信号から、 そのセンタレベルをスライスレべノレとし て、 2値化判別を行うことにより、 デジタルデータ復調を行なっていた。 また、 標本化を行う場合も、 第 5 ( b ) 図に示すように所定の間隔で標本ィ匕し、 その標 本化された多ビットデジタル信号を、そのセンタレベルをスライスレベルとして、 2値ィヒ判別を行なっていた。
これに対して、 PR (a, b, b， a) 方式とは、 異なる 4つ時間の標本化デ ータを、 a ： b ： b ： aの比率で足しあわせた信号 （a + b*D+b *D2 + a *D4) を生成するという特徴を有しており、 再生信号に対して、 第 3図に示す ような、 低域通過型フィルタに相当する特^^を付加するものである。
ところで、 パーシャルレスポンス方式は、 第 3図に示す MTF特性に近い周波 数特性を有する方式ほど、 有利なパーシャルレスポンス方式と考えられている。 第 3図に示す方式だけでなく、 PR (a, b, b， a) 方式以外にも、 多種多様 なパーシャルレスポンスの型は存在するが、 特定の方式のフィルタの使用に限定 されるものではなく、 所要の等化性能に見合うものであれば、 他の方式のフィル タを用いても問題はない。 これら再生データの時間方向に相関性を付加するパー シャノレレスポンス方式と、 後述する最尤復号法 （マキシマムライクリフード） の 一つであり、 付カ卩したデータの相関性を利用して最も確からしい系列を推定する ビタビ復号器、 を併用することにより、 線記録方向の高密度記録再生に有利とさ れる PRML信号処理を実現することになる。
上述したように、 P RML信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、 様々な組み合わせが存在するため、 各種記録再生系に対して、 適切な方式を選択 することが必要である。 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5は、 例え ば、 有限タップで構成される F I Rフィルタにより実現しても良い。 この F I R フィルタによる等化特性は、 フィルタ係数を可変させることで実現されるもので ある。
F I Rフイノレタは、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 第 6図に示すようなもの として実現しても良い。
F I Rフィルタのフィルタ係数 S 1ないし S 7は、 処理レート可変型トランス バーサルフィルタ 5から出力されるパーシャルレスポンス等ィ匕出力信号に存在す る等化誤差が最小になるように適応的に制御する LMSアルゴリズムを利用した フィルタ係数学習手段 6により設定される。
フィルタ係数学習手段 6は、 例えば、 実施の形態 1に記載の第 7図に示すよう な構成のものとして実現しても良い。 この F I Rフィルタの出力信号は、 チャネルビット周波数と同じ周波数を用い て処理している場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "·" と白丸 "〇" の両方を 合わせたものになるが、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて処理して いる場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "·" と白丸 "〇" のいずれか一方とな る。 したがって、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてパーシャルレス ポンス等化された出力信号に対しては、 データ補間手段 7により、 標本化時に欠 落している中間のデータを補間している。 データ補間手段 7は、 例えば、 実施の 形態 1に記載の、 第 8図に示すようなナイキスト特性を有するフィルタにより実 現しても良い。 この場合、 チャネルビッ卜周期の 2倍の周期を間隔とする第 8図 の白丸 "〇" のようなフィルタ係数を適用することにより、 欠落したデータをナ ィキスト捕間により復元することが可能となる。
一方、 第 1 8図の処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチヤネ ルビット周波数を基準に生成されている場合は、 アナログ ·デジタルコンバータ 3と処理レート可変型オフセット捕正手段 4を経て生成された出力信号から、 チ ャネルレート処理用位相誤差検出手段 8により位相誤差を検出し、 処理レート切 り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネルビット周波数の半分の周波数を 基準に生成されている場合は、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9により位 相誤差を検出する。
チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8とハーフレート処理用位相誤差検出 手段 9から検出された位相誤差信号は、 処理レート切り替え信号に従って、 位相 誤差選択手段 1 0によりいずれか一方が選択された後、 位相誤差信号を平滑化す るためのループフィルタ 1 1と、 ループフィルタ 1 1の出力信号を基に、 クロッ ク発生手段 1 2を用いて、 再生クロックの位相と再生信号が有するクロック成分 の位相が同期するように制御する。
これら、 アナログ■デジタルコンバータ 3を出発点とし、 クロック発生手段 1 2を終点とする経路により生成される再生クロックを用いて、 アナログ ·デジタ ルコンバ一タ 3で再生波形の標本化を行う位相同期ループ手段 1 3を備えること により、 再生信号が有するクロック成分の位相と同期した多ビットの標本化信号 が生成されるため、 P RML信号処理を実現することが可能となる。 位相同期ループ手段 1 3は、 実施の形態 1に記載の、 第 9図に示すような原理 に基づいて、 再生データの有するク口ック成分の位相と、 再生クロックの位相を 同期させるものとして実現しても良レ、。
一方、 上述した各ブロックに供給される処理レート切り替え信号は、 処理レー ト切り替え手段 1 4により生成される。 ここで、処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5の等化出力信号の等化誤 差の二乗平均が最小になるように、 フィルタ係数学習手段 6を用いて適応制御を 行った際に学習された各フィルタ係数値を入力信号とし、 光ディスクの記録面の 垂線とレーザ光の光軸の角度であるチルト角の大きさにより、 再生信号品質が影 響を受ける度合いを表すチルト情報を検出するためのチルト情報検出手段 4 3を 有し、 そこで検出された処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5のサイド タップでのフィルタ係数の偏り具合をもとに、 チルト判定手段 4 4により、 チル トによる再生信号の品質劣化が大きいか小さいかを判断し、 その結果としてのチ ルト判定情報をもとに、 処理レート判定手段 1 5により、 処理レート切り替え信 号を生成するようなものとして実現しても良い。
例えば、 チルト判定手段 4 4がチ トによる再生信号品質の劣ィ匕が大きいと判 断した場合は、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを選択し、 チルトに よる再生信号品質の劣化が小さいと判断した場合は、 ハーフレート処理用データ 復調手段 1 3 bを選択するものとして実現しても良い。
以上、 一連の動作により出力された、 パーシャルレスポンス等化信号を、 パー シャルレスポンスの型に応じて復号を行なうハーフレート処理用最尤復号器 1 7 に入力してデータ復調を行なう。 ここで、ハーフレート処理用最尤復号器 1 7は、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて 復調処理を行うビタビ復号器により実現しても良い。
ここで、 チヤネルレート処理用チータ復調手段 1 3 aは、 処理レート切り替え 手段 1 4が、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うように処 理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理レート 可変型オフセット補正手段 4内のチャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8 が選択されており、 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8が選択されている とともに、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5力 チャネルビット周 波数を基準に動作し、 その出力信号が、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレー ト処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても 良い。
また、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bは、 処理レート切り替え手段 1 4が、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うよ うに処理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理 レート可変型オフセット補正手段 4内のハーフレート処理用オフセット検出手段 1 9が選択されているとともに、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9が選択 されており、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チャネルビット 周波数の半分の周波数を基準に動作し、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレー ト処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても 良い。
このような、 8— 1 6変調符号等が有する特徴を生かして、 P RM L信号処理 における処理レートを、 処理レート切り替え手段 1 4により、 チルトによる再生 信号の品質劣化に応じて切り替える、 という一連の手段により、 チルトに依存す る再生信号の品質劣化に対しても、 復調データ品質を良好な状態で維持すること が可能になる。
なお、 実施の形態 3に記載した、 チルト情報検出手段 4 3とチルト判定手段 4 4は、 例えば、 第 1 9図に示すような原理によりチルトによる再生信号の品質劣 化を判定するものとして実現しても良い。
第 1 9図は、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5の各タップにおけ る、 フィルタ係数学習手段 6から出力される適応等化学習後のフィルタ係数を示 す。
ここで、 第 6図に示す S 1ないし S 7までのフィルタ係数のうち、 センタタツ プのフィルタ係数である S 4に対して、 対称の位置に存在する S 1と S 7、 S 2 と S 6、 および、 S 3と S 5のフィルタ係数の絶対値を比較して、 比率がある一 定以上異なる条件を満たした場合は、 チルト判定手段 4 4により、 チルトによる 再生信号の品質劣化が大きいと判断するものである。例えば、第 1 9図において、 S 2がフィルタ係数 Pであり、 S 6がフィルタ係数 Qである場合、 Pの絶対値と Qの絶対値が 2倍以上の比率を有することから、 再生信号の信号帯域における位 相関係が異常であることが明らかであるため、 チルト判定手段 4 4により、 チル トによる再生信号の品質劣化が大きレ、と判定しても良!/、。
このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 チルトによる 再生信号の品質劣化の度合いに応じて、 データ復調処理レートを制御することが 可能となるため、 必要な場合のみ、 チャネルビット周波数を用いたデータ復調処 理を行うことが可能になり、 消費電力の低減が可能であるばかりでなく、 安定な システムを実現することが可能である。
このように、 本実施の形態 3によれば、 チャネルレート処理とハーフレート処 理をサンプリングレート可変処理により切り替える機能を設け、 チルト角が大き いと判断している間は、 チャネルレート処理を選択し、 チルト角が小さいと判断 している間はハーフレート処理を行うようにしたので、 消費電力を抑えながら、 チルトによる再生波形の劣ィ匕に対しリード性能を落とすことなく再生することが 可能となる。
また、 トランスバーサルフィルタ （FIR フィルタ） の係数を LMS (最小二乗 法） により学習し、 サイ ドタップの係数の偏差が大きい時はチルト角が大きいと 判断し、 サイドタップの係数の偏差が小さレ、時はチノレト角が小さいと判断するよ うにしたので、 光ディスクの再生信号自体を用いてチルト角の大小を判断でき、 チルト角の判断に要する回路規模の増大を抑えることが可能になる。
(実施の形態 4 )
この実施の形態 4による光ディスク再生装置は、 データ復調処理レートの切り 替えを、 光記録媒体の再生信号のジッタ量の大小に応じて行うようにしたもので ある。
以下、 この実施の形態 4に対応する， 本発明の請求の範囲第 1 9項ないし請求 の範囲第 2 1項に記載された光デイスク再生装置について、第 2図ないし第 9図、 および、 第 2 0図ないし第 2 1図を用いて説明する。
第 2 0図において、 光記録媒体 5 0から再生手段 5 1により再生された光ディ スク再生信号をプリアンプ 1で出力振幅を強調した後、 波形等化手段 2で高域を 強調するような補正を施す。 波形等化手段 2は、 ブースト量とカットオフ周波数 を任意に設定できるフィルターで構成される。 この波形等化手段 2は、 例えば、 第 2図の実 T泉で示すような周波数特性を有する高次等リップノレフィルタ一等によ り実現しても良い。
次に、 波形等化手段 2の出力信号を、 アナログ信号をデジタル信号に変換する 手段としてのアナログ 'デジタルコンバータ 3により多ビットのデジタル信号に 標本化する。 このアナログ 'デジタルコンバータ 3はクロック発生手段 1 2によ り生成される再生クロックを用いて標本ィヒを行っている。 このとき、 復調される べきデジタ データの符号が、 例えば、 D VDで用いられているような 8 _ 1 6 変調符号のように、 最小ランレングスが " 2 " で制限されており、 かつ、 光再生 特性である MT F特性が、 第 3図に示すように、 チャネルビット周波数のほぼ 1 / 4以下の帯域で分布している場合、 サンプリングの定理により、 チャネルビッ ト周波数の半分の周波数成分を有する再生ク口ックを用いて、 アナログ ·デジタ ルコンバータ 3で標本化した場合においても、 理論上、 デジタルデータを復元す ることが可能である。
このことを利用して、 本発明は、 再生クロックが、 チャネルビット周波数と同 じ周波数を基準に生成される場合と、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基 準に生成される場合の、 いずれかを選択できることを特徴としている。 この標本 化された多ビットのデジタル信号を処理レート可変型オフセット補正手段 4に入 力することにより、 再生デジタル信号に含まれるオフセット成分を補正する。 この処理レ一 1、可変型オフセット補正手段 4は、 例えば、 実施の形態 1に記載 した、 第 4図に示すような構成のものとして実現しても良レ、。
次に、 処理レート可変型オフセット補正手段 4の出力信号を、 処理レート可変 型トランスバーサルフィルタ 5に入力して、パーシャルレスポンス等化を行なう。 ここで、 パーシャルレスポンス等化は、 例えば、 D VDの再生信号に対して、 第 5 ( c ) 図に示すように、 等化後の波形振幅が、 5値に分かれるような P R ( a , b , b， a ) 方式を用いるものとする。 ここで、 第 5図における、 黒丸 "秦" と 白丸 "〇，， は、 再生クロックにより標本化されたサンプリングデ一タを示してお り、 チャネルビット周波数を基準に生成されたクロックを用いて標本ィヒされてい る場合は、 黒丸 "·" と白丸 "〇" の両方の標本化データを有するが、 チャネル ビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたク口ックを用いて標本化されて いる場合は、 黒丸 "書" と白丸 "〇" のいずれか一方の標本ィ匕データを有するこ とになる。
従来、光ディスク再生で用いられていたリードチャネルにおいては、第 5 (a) 図に示すような波形等化出力信号から、 そのセンタレベルをスライスレベルとし て、 2値化判別を行うことにより、 デジタルデータ復調を行なっていた。 また、 標本化を行う場合も、 第 5 (b) 図に示すように所定の間隔で標本ィ匕し、 その標 本化された多ビットデジタル信号を、そのセンタレベルをスライスレベルとして、 2値ィ匕判別を行なっていた。
これに対して、 PR (a, b, b, a) 方式とは、 異なる 4つの時間の標本化 データを、 a ： b ： b ： aの比率で足し合わせた信号 （a + b *D+b*D2 + a *D4) を生成することを特徴としており、 再生信号に対して、 第 3図に示す ような、 低域通過型フィルタの特性を付加するものである。
ところで、 パーシャルレスポンス方式は、 第 3図に示す MTF特性に近い周波 数特性を有する方式ほど、 有利なパーシャルレスポンス方式と考えられている。 第 3図に示す方式だけでなく、 PR (a, b， b, a) 方式以外にも、 多種多様 なパーシャルレスポンスの型は存在するが、 特定の方式のフィルタの使用に限定 されるものではなく、 所要の等化性能に見合うものであれば、 他の方式のフィル タを用いても問題はない。 これら 生データめ時間方向に相関性を付加するパー シャルレスポンス方式と、 後述する最尤復号法 （マキシマムライクリフード） の —つであって付加したデータの相関性を利用して最も確からしい系列を推定する ビタビ復号器、 とを併用することにより、 線記録方向の高密度記録再生に有利と される P RML信号処理を実現することになる。
上述したように、 P RML信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、 様々な組み合わせが存在するため、 各種記録再生系に対して、 適切な方式を選択 することが必要である。 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5は、 例え ば、 有限タップで構成される F I Rフィルタにより実現しても良い。 この F I R フィルタによる等化特性は、 フィルタ係数を可変させることで実現されるもので ある。
F I Rフイノレタは、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 第 6図に示すようなもの として実現しても良い。
F I Rフィルタのフィルタ係数 S 1ないし S 7は、 処理レート可変型トランス バーサルフィルタ 5から出力されるパーシャルレスポンス等化出力信号に存在す る等ィヒ誤差が最小になるように適応的に制御する LMSアルゴリズムを利用した フィルタ係数学習手段 6により設定される。
フィルタ係数学習手段 6は、 例えば、 実施の形態 1に記載の第 7図に示すよう な構成のものとして実現しても良い。 この F I Rフィルタの出力信号は、 チヤネ ルビット周波数を用いて処理している場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "·" と白丸 "〇" の両方を合わせたものになるが、 チャネルビット周波数の半分の周 波数を用いて処理している場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "·" と白丸 "〇" のいずれか一方となる。 したがって、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用 いてパーシャルレスポンス等化された出力信号に対しては、 データ補間手段 7に より、 標本ィ匕時に欠落している中間のデータを補間している。 例えば、 実施の形 態 1に記載の、 第 8図に示すようなナイキスト特性を有するフィルタとして実現 しても良い。 この場合、 チャネルビット周期の 2倍の周期を間隔とする第 8図の 白丸 "〇" のようなフィルタ係数を適用することにより、 欠落したデータをナイ キスト補間により復元することが可能となる。
—方、 処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネルビット周 波数を基準に生成されている場合は、 アナログ ·デジタルコンバータ 3と処理レ 一卜可変型オフセット捕正手段 4を経て生成された出力信号から、 チャネルレー ト処理用位相誤差検出手段 8により位相誤差を検出し、 処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成 されている場合は、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9により位相誤差を検 出する。
チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8とハーフレート処理用位相誤差検出 手段 9力 ら検出された位相誤 言号は、 処理レート切り替え信号に従って、 位相 誤差選択手段 1 0により選択された後、 位相誤差信号を平滑化するためのループ フィルタ 1 1と、 ループフィルタ 1 1の出力信号を基に、 クロック発生手段 1 2 を用いて、 再生ク口ックの位相と再生信号が有するクロック成分の位相が同期す るように制御する。
これら、 アナログ ·デジタルコンバ一タ 3を出発点とし、 クロック発生手段 1 2を終点とする経路により生成される再生クロックを用いて、 アナログ ·デジタ ノレコンバータ 3で再生波形の標本化を行う、 位相同期ループ手段 1 3を備えるこ とにより、 再生信号が有するクロック成分の位相と同期した多ビットの標本化信 号が生成されるため、 P RML信号処理を実現することが可能となる。
位相同期ループ手段 1 3は、 実施の形態 1に記載の、 第 9図に示すような原理 に基づいて、 再生データの有するクロック成分の位相と、 再生クロックの位相を 同期させるものとして実現しても良い。
ところで、 上述した各ブロックに供給される処理レート切り替え信号は、 処理 レート切り替え手段 1 4により生成される。 ここで、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 記録媒体にデジタルデータを記録する際に発生する位相ずれに関 する指標であるジッタ量を検出するために、 位相誤差選択手段 1 0から出力され た位相誤差情報を入力信号として、 位相誤差情報の絶対値を所定の期間において 平均化する手段としてのジッタ情報検出手段 4 3を有し、 ジッタ判定手段 4 6に より、 ジッタ情報検出手段 4 3から出力されたジッタ情報に対して所定の閾値を 設けて、 閾値以上であった場合は、 ジッタが大きいと判断し、 閾値以下であった 場合は、 ジッタが小さいと判断し、 その結果としてのジッタ判定情報をもとに、 処理レート判定手段; L 5により、 処理レート切り替え信号を生成するようなもの として実現しても良い。
例えば、 ジッタが大きいと判断した場合は、 チャネルレート処理用データ復調 手段 1 3 aを選択し、 ジッタが小さいと判断した場合は、 ハーフレート処理用デ —タ復調手段 1 3 bを選択するものとして実現しても良い。
以上、一連の動作により出力された、パーシャルレスポンス等化信号を用いて、 パーシャルレスポンスの型に応じて復号を行なうハーフレート処理用最尤復号器 1 7を通してデータ復調を行なう。 ここで、 ハーフレート処理用最尤復号器 1 7 は、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用 レ、て復調処理を行うビタビ復号器により実現しても良い。
ここで、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aは、 処理レート切り替え 手段 1 4が、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うように処 理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理レート 可変型オフセット補正手段 4内のチャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8 が選択されており、 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8が選択されている とともに、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チャネルビット周 波数を基準に動作し、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレート処理用最尤復号 器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても良レ、。 また、 ハー フレート処理用データ復調手段 1 3 bは、 処理レート切り替え手段 1 4が、 チヤ ネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うように処理レー ト切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理レート可変型 オフセット補正手段 4内のハーフレート処理用オフセット検出手段 1 9が選択さ れているとともに、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9が選択されており、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チャネルビット周波数の半分 の周波数を基準に動作し、 データ捕間手段 7を通って、 ハーフレート処理用最尤 復号器 1 7によりデジタノレデータ復調を行うものとして実現しても良い。
このような、 8— 1 6変調符号等が有する特徴を生かして、 P RML信号処理 における処理レートを、 処理レート切り替え手段 1 4により、 再生信号に含まれ るジッタ量に応じて切り替える、 という一連の手段により、 ジッタが大きく再生 信号の品質が劣化している場合に関して、 復調データ品質を良好な状態で維持す ることが可能になる。
なお、 実施の形態 4に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 第 2 1図に示すようなものとして実現しても良い。 位相誤差情報は、 再生信号の振 幅に依存するため、 再生信号振幅が変動するような場合には、 正確に検出できな いことも有り得る。 そこで、 第 2 1図に示すように、 位相誤差選択手段 1 0から 出力された位相誤差情報を入力信号として、 位相誤差情報の絶対値を所定の期間 において平均化するジッタ情報検出手段 4 5を有し、 ジッタ情報の再生波形にお ける振幅値依存を考慮するために、 振幅検出手段 3 3から出力される振幅情報を 入力信号として、 除算手段 4 7により、 ジッタ情報検出手段 4 5の出力信号を、 振幅検出手段 3 3から出力された振幅情報で除算する。 次に、 ジッタ判定手段 4 6により、除算手段 4 7から出力されたジッタ情報に対して所定の閾値を設けて、 閾値以上であった場合は、 ジッタが大きいと判断し、 閾値以下であった場合は、 ジッタが小さいと判断し、 その結果としてのジッタ判定情報をもとに、 処理レー ト判定手段 1 5により、 処理レート切り替え信号を生成するものである。
このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 再生信号の振 幅に依存せずに、 ジッタ情報を正確に判断することが可能となるため、 復調デ一 タ品質を良好な状態で維持しつつ、 消費電力を低減することが可能である。
このように、 本実施の形態 4によれば、 チャネルレート処理とハーフレート処 理をサンプリングレート可変処理により切り替える機能を設け、 ジッタ判定手段 により、 ジッタの量が多いと判定した場合にはリ一ド性能を優先するチャネルレ ―ト処理を選択し、 ジッタ量が少ないと判定した場合には消費電力の点で有利な ハーフレート処理を選択するようにしたので、 S N比が劣化した場合にも安定し たリード動作が可能であり、 なおかつ消費電力も抑制できる。
(実施の形態 5 )
この実施の形態 5による光ディスク再生装置は、 データ復調処理レートを、 最 初は消費電力を優先してハーフレート処理を選択し、 それでリードできなかった 場合のリ トライ処理時には、 チャネルレート処理に切り替えるようにしたもので ある。
以下、 この実施の形態 5に対応する， 本発明の請求の範囲第 2 2項ないし請求 の範囲第 2 7項に記載された光ディスク再生装置について、第 2図ないし第 9図、 および、 第 2 2図ないし第 2 6図を用いて説明する。
第 2 2図において、 光記録媒体 5 0から再生手段 5 1により再生された光ディ スク再生信号をプリアンプ 1で出力振幅を強調した後、 波形等化手段 2で高域を 強調するような補正を施す。 波形等化手段 2は、 ブースト量とカットオフ周波数 を任意に設定できるフィルタ一で構成される。 この波形等化手段 2は、 例えば、 第 2図の実線で示すような周波数特性を有する高次等リップノレフィルタ一等であ つても良い。 次に、 波形等化手段 2の出力信号を、 アナログ信号をデジタル信号に変換する 手段としてのアナログ ·デジタルコンバータ 3により多ビットのデジタル信号に 標本化する。 このアナログ'デジタルコンバータ 3はクロック発生手段 1 2によ り生成される再生クロックを用いて標本化を行っている。 このとき、 復調される べきデジタルデータの符号が、 例えば、 D VDで用いられているような 8— 1 6 変調符号のように、 最小ランレングスが " 2 " で制限されており、 かつ、 光再生 特性である MT F特性が、 第 3図に示すように、 チャネルビット周波数のほぼ 1 / 4以下の帯域で分布している場合、 サンプリングの定理により、 チヤネルビッ ト周波数の半分の周波数成分を有する再生クロックを用いて、 アナ口グ ·デジタ ルコンバータ 3で標本化した場合においても、 理論上、 デジタノレデータを復元す ることが可能である。
このことを利用して、 本発明は、 再生クロック力 チャネルビット周波数を基 準に生成される場合と、 チャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成され る場合の、 いずれかを選択できることを特徴としている。 この標本化された多ビ ットのデジタノレ信号を処理レート可変型オフセット補正手段 4に入力することに より、 再生デジタル信号に含まれるオフセット成分を補正する。
この処理レート可変型オフセット補正手段 4は、 例えば、 実施の形態 1に記載 した、 第 4図に示すような構成のものとして実現しても良レ、。
次に、 処理レート可変型オフセット補正手段 4の出力信号を、 処理レート可変 型トランスバーサルフィルタ 5に入力して、パーシャルレスポンス等化を行なう。 ここで、 パーシャルレスポンス等化は、 例えば、 D V D再生信号に対して、 第 5 ( c ) 図に示すように、 等化後の波形振幅が、 5値に分かれるような； P R ( a , b , b , a ) 方式を用いるものとする。 ここで、 第 5図における、 黒丸 "·" と 白丸 "〇" は、 再生クロックにより標本化されたサンプリングデータを示してお り、 チャネルビット周波数を基準に生成されたクロックを用いて標本化されてい る場合は、 黒丸 "秦" と白丸 "〇" の両方の標本ィヒデータを有するが、 チヤネノレ ビット周波数の半分の周波数を基準に生成されたクロックを用いて標本化されて いる場合は、 黒丸 "秦" と白丸 "〇" のいずれか一方の標本化データを有するこ とになる。 従来、光ディスク再生で用いられていたリードチャネルにおいては、第 5 ( a ) 図に示すような波形等化出力信号から、 そのセンタレべノレをスライスレベルとし て、 2値ィ匕判別を行うことにより、 デジタルデータ復調を行なっていた。 また、 標本ィ匕を行う場合も、 第 5 ( b ) 図に示すように所定の間隔で標本ィヒし、 その標 本化された多ビットデジタル信号を、そのセンタレベルをスライスレベルとして、 2値化判別を行なっていた。
これに対して、 P R ( a , b， b , a ) 方式とは、 異なる 4つ時間の標本化デ ータを、 a ： b ： b ： aの比率で足しあわせた信号 （a + b * D + b * D 2 + a * D 4 ) を生成するという特徴を有しており、 再生信号に対して、 第 3図に示す ような、 低域通過型フィルタの特性を付加するものである。
ところで、 パーシャルレスポンス方式は、 第 3図に示す MT F特性に近い周波 数特性を有する方式ほど、 有利なパーシャルレスポンス方式と考えられている。 第 3図に示す方式だけでなく、 P R ( a , b , b， a ) 方式以外にも、 多種多様 なパーシャルレスポンスの型は存在するが、 特定の方式のフイノレタの使用に限定 されるものではなく、 所要の等化性能に見合うものであれば、 他の方式のフィル タを用いても問題はない。 これら再生データの時間方向に相関性を付加するパー シャノレレスポンス方式と、 後述する最尤復号法 (マキシマムライクリフード) の —つであって付加したデータの相関性を利用して最も確からしい系列を推定する ビタビ復号器を併用することにより、 線記録方向の高密度記録再生に有利とされ る P RML信号処理を実現することになる。
上述したように、 P RML信号処理方式は、再生波形の特性や変調符号により、 様々な組み合わせが存在するため、 各種記録再生系に対して、 適切な方式を選択 することが必要である。 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5は、 例え ば、 有限タップで構成される F I Rフイノレタであっても良い。 この F I Rフィノレ タによる等化特性は、 フィルタ係数を可変させることで実現されるものである。
F I Rフィルタは、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 第 6図に示すようなもの として実現しても良い。
F I Rフィルタのフィルタ係数 S 1ないし S 7は、 処理レート可変型トランス バーサルフィルタ 5から出力されるパーシャルレスポンス等化出力信号に存在す る等化誤差が最小になるように適応的に制御する L M Sアルゴリズムを利用した フィルタ係数学習手段 6により設定される。
フィルタ係数学習手段 6は、 例えば、 実施の形態 1に記載の第 7図に示すよう な構成のものでも良い。
この F I Rフィルタの出力信号は、 チャネルビット周波数を用いて処理してい る場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 と白丸 "〇" の両方を合わせたもの になるが、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて処理している場合は、 第 5 ( c ) 図における黒丸 "拳" と白丸 "〇" のいずれか一方となる。 したがつ て、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてパーシャルレスポンス等化さ れた出力信号に対しては、 データ補間手段 7により、 標本化時に欠落している中 間のデータを補間している。 データ補間手段 7は、 例えば、 実施の形態 1に記载 の、第 8図に示すようなナイキスト特性を有するフィルタにより実現しても良い。 この場合、 チャネルビット周期の 2倍の周期を間隔とする第 8図の白丸 "〇" の ようなフィルタ係数を適用することにより、 欠落したデータをナイキスト補間に より復元することが可能となる。
一方、 処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネルビット周 波数を基準に生成されている場合は、 アナログ■デジタルコンバータ 3と処理レ ート可変型オフセット補正手段 4を経て生成された出力信号から、 チャネルレー ト処理用位相誤差検出手段 8により位相誤差を検出し、 処理レート切り替え手段 1 4により、 再生クロックがチャネルビット周波数の半分の周波数を基準に生成 されている場合は、 ハーフレ一ト処理用位相誤差検出手段 9により位相誤差を検 出する。
チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8とハーフレート処理用位相誤差検出 手段 9から検出された位相誤差信号は、 位相誤差選択手段 1 0により処理レート 切り替え信号に応じていずれか一方が選択された後、 位相誤差信号を平滑化する ためのループフィルタ 1 1を介してクロック発生手段 1 2に出力され、 ループフ ィルタ 1 1の出力信号を基に、 クロック発生手段 1 2を用いて、 再生クロックの 位相と再生信号が有するク口ック成分の位相が同期するように制御する。
これら、 アナログ 'デジタルコンパ一タ 3を出発点とし、 クロック発生手段 1 2を終点とする経路により生成される再生クロックを用いて、 アナログ ·デジタ ルコンバータ 3で再生波形の標本化を行う位相同期ループ手段 1 3を備えること により、 再生信号が有するクロック成分の位相と同期した多ビットの標本化信号 が生成されるため、 P R M L信号処理を実現することが可能となる。
位相同期ループ手段 1 3は、 実施の形態 1に記載の、 第 9図に示すような原理 に基づいて、 再生データの有するクロック成分の位相と、 再生クロックの位相を 同期させるものとして実現しても良い。
ところで、 上述した各ブロックに供給される処理レ一ト切り替え信号は、 処理 レート切り替え手段 1 4により生成される。 ここで、 処理レ一ト切り替え手段 1 , 4は、 例えば、 データ復調に失敗した箇所に対して、 再度読み直す処理を行う際 に生成されるリ トライ処理情報を検出するためのリ トライ情報検出手段 4 8を有 し、 リ トライ情報検出手段 4 8で検出されたリ トライ情報をもとに、 処理レート 判定手段 1 5により、 処理レート切り替え信号を生成するようなものとして実現 しても良い。 リ トライ情報検出手段 4 8によりリ トライ処理が無いと判断した場 合は、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bを選択し、 リ トライ情報検出手 段 4 8によりリ トライ処理が発生したと判断した場合は、 チャネルレート処理用 データ復調手段 1 3 aに切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成する ものとして実現しても良い。
以上、 一連の動作により出力された、 パーシャルレスポンス等化信号を、 パー シャルレスポンスの型に応じて復号を行なうハーフレート処理用最尤復号器 1 7 に入力してデータ復調を行なう。 ここで、ハーフレ一ト処理用最尤復号器 1 7は、 例えば、 実施の形態 1に記載の、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いて 復調処理を行うビタビ復号器により実現しても良い。
ここで、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aは、 処理レート切り替え 手段 1 4が、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うように処 理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理レート 可変型オフセット補正手段 4内のチャネルレート処理用オフセット検出手段 1 8 が選択されており、 チャネルレート処理用位相誤差検出手段 8が選択されている とともに、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チャネルビット周 波数を基準に動作し、 その出力信号が、 データ補間手段 7を介して、 ハーフレー ト処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても 良い。
また、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bは、 処理レート切り替え手段 1 4力 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデータ復調処理を行うよ うに処理レート切り替え信号を生成し、 位相同期ループ手段 1 3において、 処理 レート可変型オフセット補正手段 4内のハーフレート処理用オフセット検出手段 1 9が選択されているとともに、 ハーフレート処理用位相誤差検出手段 9が選択 されており、 処理レート可変型トランスバーサルフィルタ 5が、 チヤネノレビット 周波数の半分の周波数を基準に動作し、 データ補間手段 7を通って、 ハーフレー ト処理用最尤復号器 1 7によりデジタルデータ復調を行うものとして実現しても 良い。
このような、 8—1 6変調符号等が有する特徴を生かして、 P RML信号処理 における処理レートを、 処理レート切り替え手段 1 4により、 リ トライ処理の有 無に応じて切り替える、 という一連の手段により、 リ トライ処理が発生するよう な再生信号の品質劣化が顕著な場合に関して、 復調データ品質を良好な状態で維 持することが可能になる。
なお、 実施の形態 5に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 第 2 3図に示すようなものとして実現しても良い。 例えば、 データ復調に失敗した 箇所に対して、 再度読み直す処理を行う際に生成されるリ トライ処理情報を検出 するためのリ トライ情報検出手段 4 8を有し、 リ トライ情報検出手段 4 8で検出 されたリ トライ情報をもとに、 処理レート判定手段 1 5により、 処理レート切り 替え信号を生成するとともに、 リ トライ情報検出手段 4 8により検出されたリ ト ライ処理が発生した位置を記憶するためのリ トライ位置記憶手段 4 9を有し、 一 度再生した場所に対して再度データ復調を行う際には、 リ トライ位置記憶手段 4 9により記憶されているリ トライ情報を参照して、 一度でもリ トライ処理を行つ た箇所については、 事前に、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを選択 するように、 処理レート切り替え信号を生成するものとして実現しても良い。 このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 一度でもリ ト ライ処理を行った箇所に対しては、 事前にデータ復調処理レートに切り替えるこ とができるため、 2度目以降のデータ復調の精度が向上し、 リード性能が安定す る。 '
なお、 実施の形態 5に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 第 2 4図のフローチャートに示すような流れに従って制御されるものとして実現し ても良い。
まず、 制御開始時 （処理 1 0 1 ) は、 チャネルビット周波数の半分の周波数を 用いてデータ復調処理を行うハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bを選択す る （処理 1 0 2 )。 次に、 リ トライ情報検出手段 4 8によりリ トライ処理の有無を 判定し（処理 1 0 7 )、 リ トライ処理がないと判断した場合は、 そのままハーフレ ート処理用データ復調手段 1 3 bを継続し、 リ トライ処理が発生したと判断した 場合は、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うチャネルレー ト処理用データ復調手段 1 3 aに切り替える （処理 1 0 4 )。 以後、 リ トライ情報 検出手段 4 8により、 リ トライ処理が所定の区間で発生する力否かを判定し （処 理 1 0 8 )、 リ トライ処理が発生する場合は、チャネルレート処理用データ復調手 段 1 3 aを継続し、 リ トライ処理が発生しないと判断した場合は、 ハーフレート 処理用データ復調手段 1 3 bに戻るように処理レ一ト り替え信号を制御し （処 理 1 0 2 )、 制御終了 （処理 1 0 6 ) までこれらの処理を繰り返すものである。 このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 データ復調処 理レートが頻繁に変化しなくなるため、 データ復調が困難な箇所に対して、 復調 データ品質を重視した安定なシステムを実現することが可能となる。
なお、 実施の形態 5に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 第 2 5図のフローチャートに示すような流れに従って制御されるものでも良い。 まず、 制御開始時 （処理 1 0 1 ) は、 チャネルビット周波数の半分の周波数を 用いてデータ復調処理を行うハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bと、 本光 ディスク再生装置が有する最高再生倍速を選択する （処理 1 0 9 )。次に、 リ トラ ィ情報検出手段 4 8により、 リ トライ処理の有無を判定し （処理 1 0 7 )、 リ トラ ィ処理がないと判断した場合は、 そのままハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bを継続し、 リ トライ処理が発生したと判断した場合は、 最高再生倍速を維持 した状態で、 主にチャネルビット周波数を用いてデータ復調処理を行うチャネル レート処理用データ復調手段 1 3 aに切り替える （処理 1 1 0 )。 以後、 データ復 調できるまで所定の回数 N (Nは正の整数） 回分リ トライ処理を繰り返し （処理 1 1 1 )、データ復調ができれば、 リ トライ情報検出手段 4 8により、 リ トライ処 理が所定の区間で発生する力否かを判定し（処理 1 0 8 )、 リ トライ処理が発生す る場合は、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを ϋ続し、 リ トライ処理 が発生しないと判断した場合は、 最高再生倍速の状態でハーフレート処理用デー タ復調手段 1 3 bに戻る （処理 1 0 9 )。
一方、 N回リ トライ処理を繰り返してもデ一タ復調ができなかった場合は、 再 生倍速可変手段により再生倍速を下げる （処理 1 1 2 )。 その後、データ復調がで きた時点で、 リ トライ情報検出手段 4 8により、 リ トライ処理が所定の区間で発 生する力否かを判定し （処理 1 0 8 )、 リ トライ処理が発生する場合は、 再生倍速 を下げた状態でチャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを継続し、 リ トライ 処理が発生しないと判断した場合は、 チャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを継続した状態で再生倍速を最高再生倍速に戻すように処理レート切り替え信 号を制御し （処理 1 1 0 )、 制御終了 （処理 1 0 6 ) までこれらの処理を繰り返す ものである。 なお、 リ トライ処理を繰り返しても、データ復調ができない場合は、 再生倍速可変手段により、 再生倍速を、 本光ディスク再生装置が有する最低再生 倍速まで下げても良い。
このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 データ復調が 困難な箇所に対しては、 復調データ品質を優先するようにデータ復調処理レート を切り替えることができるため、 リ トライ処理の回数を減らすことが可能になる とともに、 迅速に、 通常再生状態に復帰させることが可能になる。
なお、 実施の形態 5に記載した、 処理レート切り替え手段 1 4は、 例えば、 第 2 6図のフローチャートに示すような流れに従って制御されるものでも良い。 ま ず、 制御開始時 （処理 1 0 1 ) は、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用い てデータ復調処理を行うハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bと、 本光ディ スク再生装置が有する最高再生倍速を選択する （処理 1 0 9 )。 次に、 リ トライ情 報検出手段 4 8により、 リ トライ処理の有無を判定し （処理 1 0 7 )、 リ トライ処 理がないと判断した場合は、 そのままハーフレート処理用データ復調手段 1 3 b を継続し、 リ トライ処理が発生したと判断した場合は、 ハーフレート処理用デー タ復調手段 1 3 bを継続した状態で、 再生倍速可変手段により再生倍速を下げる (処理 1 1 3 )。 以後、 データ復調できるまで所定の回数 N (Nは正の整数） 回分 リ トライ処理を繰り返し （処理 1 1 1 )、データ復調ができれば、 リ トライ情報検 出手段 4 8により、 リ トライ処理が所定の区間で発生する力否かを判定し （処理 1 0 8 )、 リ トライ処理が発生する場合は、再生倍速を下げた状態でハーフレート 処理用データ復調手段 1 3 bを継続し、 リ トライ処理が発生しないと判断した場 合は、 ハーフレート処理用データ復調手段 1 3 bを継続した状態で再生倍速可変 手段により、 最高再生倍速に戻る （処理 1 0 9 )。 一方、 N回リ トライ処理を繰り 返してもデータ復調ができなかった場合は、 再生倍速を下げた状態でチャネルレ 一ト処理用データ復調手段 1 3 aを選択する （処理 1 1 4 )。 その後、データ復調 ができた時点で、 リ トライ情報検出手段 4 8により、 リ トライ処理が所定の区間 で発生するか否かを判定し （処理 1 0 8 )、 リ トライ処理が発生する場合は、再生 倍速を下げた状態でチャネルレート処理用データ復調手段 1 3 aを継続し、 リ ト ライ処理が発生しないと判断した場合は、 再生倍速を下げた状態でハーフレート 処理用データ復調手段 1 3 bに戻すように処理レート切り替え信号を制御し （処 理 1 1 3 )、 制御終了 （処理 1 0 6 ) までこれらの処理を繰り返すものである。 な お、 リ トライ処理を繰り返しても、 データ復調ができない場合は、 再生倍速可変 手段により、 再生倍速を本光ディスク再生装置が有する最低再生倍速まで下げて も良い。
このような、 処理レート切り替え手段 1 4を用いることにより、 データ復調が 困難な箇所に対しては、 消費電力の低減を優先するようにデータ復調処理レート を切り替えることができるため、 リ トライ処理全体における消費電力を減らすこ とが可能になる。
このように、 本実施の形態 5によれば、 チャネルレート処理とハーフレート処 理をサンプリングレート可変処理により切り替える機能を設け、 最初は消費電力 の点で有利なハーフレート処理を選択し、 それでリ―ドできなかつた場合のリ ト ライ処理時には、 無条件にチャネルレート処理に ^り替えることにより、 ハーフ レート処理では再生できなかったデータを再生できる可能' 1生を高めるようにした ので、 消費電力を抑えながらリー 生能を高めることができる。
なお、上記実施の形態 1ないし 5においては、記録媒体が光ディスクの場合を例 にとつて説明したが、 磁気記録媒体等、 他の記録媒体を使用する再生装置、 ある いは記録再生装置に適用してもよく、 上記各実施の形態と同様の効果を奏する。 産業上の利用の可能性
以上のように、 本発明にかかる光ディスク再生装置は、 光ディスクに記録され たデジタルデータを再生する再生系にぉレ、て、 光ディスク再生信号を波形等化し た後の位相同期を行う部分に用いて、 再生されたデジタルデータの品質とリード 性能を維持しつつ消費電力の低減を行うのに適している。

Claims

請求 の 範 囲
1 . 同じ符号が少なくとも 3つ以上連続する制約を有する記録符号によりデジ タノレ記録されている光記録媒体から、 主にチャネルビット周波数を用いてデジタ ルデータの復調処理を行うチヤネルレート処理用データ復調部と、
前記光記録媒体から、 チャネルビット周波数の半分の周波数を用いてデジタル データの復調処理を行うハーフレート処理用データ復調部と、
前記チャネルレート処理用データ復調部と前記ハーフレート処理用データ復調 部との間でデジタルデータの復調を行うデータ復調部を切り替えることにより、 データ復調時の処理レー卜を切り替える処理レート切り替え部とを備えた、 ことを特徴とする、 光ディスク再生装置。
2 . 請求の範囲第 1項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
データ復調状態が良好な場合には、 前記ハーフレート処理用データ復調部を選 択し、
データ復調状態が劣悪な場合には、 前記チャネルレート処理用データ復調部を 選択するように、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
3 . 請求の範囲第 1項に記載の光ディスク再生装置において、
前記光記録媒体から再生された光再生信号の出力振幅を強調するプリアンプと、 該プリアンプにより出力振幅が強調された信号の波形等化を行い所定の周波数 帯域を強調する波形等化部と、
該波形等化部により波形等化された信号を再生クロックにより多ビットのデジ タルデータにサンプリングするアナ口グ ·デジタルコンバータと、
該アナログ .デジタルコンバータから出力された多ビットのデジタルデータで ある標本化信号が有するク口ック成分の位相と同期するように、 前記再生ク口ッ クの発振周波数を制御するチャネルレート処理用の位相同期ループ部と、
前記アナ口グ ·デジタルコンバータから出力された標本化信号が有するクロッ ク成分の半分のクロックの位相と同期するように、 前記再生クロックの発振周波 数を制御するハーフレート処理用の位相同期ループ部と、
前記アナログ■デジタルコンバータから出力された標本化信号にパーシャルレ スポンス等化を行なう処理レート可変型トランスバーサルフィルタと、
適用したパーシャルレスポンスの型に応じて、 前記処理レート可変型トランス バーサルフィルタの出力である等化出力信号に対しデータ復調を行なうハーフレ 一ト処理用最尤復号器とを備え、
前記処理レート切り替え部から生成される処理レート切り替え信号により、 前 記チャネルレート処理用の位相同期ループ部と前記ハーフレート処理用の位相同 期ループ部とを切り替えるとともに、 前記処理レート可変型トランスバーサルフ ィルタの処理レートも切り替える、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
4 . 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディスク 再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記光記録媒体の再生位置が内， 外周のいずれかに応じて、 処理レート切り替 え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
5 . 請求の範囲第 4項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記光記録媒体に記録されているァドレス情報に基づき当該光記録媒体の内， 外周における再生位置を判断し、 その位置に応じて処理レート切り替え信号を生 成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
6 . 請求の範囲第 4項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記光記録媒体の回転を一定にしてデータ復調を行う際に、 チャネル周波数が 低い内周側に対しては、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ 復調部を選択し、
凋波数が高い外周側に対しては、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレ 一ト処理用データ復調部を選択するように、 前記処理レート切り替え信号を生成 する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
7 . 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディスク 再生装置において、 .
前記処理レート切り替え部は、
前記光記録媒体の欠陥に起因して発生するディフヱクトを検出するディフエク ト検出部を有し、
該デイフェクト検出部がディフエクトが有ると判断した： ¾は、 請求の範囲第 1項に記載の前記チャネルレート処理用データ復調部を選択し、
ディフエタトが無いと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレ一 ト処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号を生成する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。
8 . 請求の範囲第 7項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記ディフエクトの有無を判断する判断部として、 再生波形の振幅情報を平滑 化して検出するための振幅検出部を有し、
該振幅検出部から検出された振幅値が所定のレベル以上である場合は、 ディフ ヱクトが無いと判断し、
所定のレベル以下である場合は、 ディフエタ トが有ると判断することにより、 処理レ一ト切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
9 . 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記振幅検出部により検出された振幅情報に基づき、 ディフヱクト状態のパタ ーンを判別するディフエクト状態判別部を有し、
該ディフヱクト状態判別部により得られたディフヱクト情報の種類に応じて、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 0 . 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記振幅検出部により検出された振幅情報から、 ディフエクト状態のパターン を判別するディフ クト状態判別部と、
該デイフェクト状態判別部により判別されたディフエクト状態のパターンの組 み合わせから推定される、 ディフエクトの度合いを複数の段階に選別するディフ ェクト段階選別部とを有し、
データ復調が困難と考えられる段階のディフエクトに対しては、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部を選択し、
それ以外の、 ディフエクトが無い場合や、 軽度なディフエクトと判断した場合 は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレート処理用データ復調部を選択するよう に、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 1 . 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記振幅検出部によりディフエク 卜と判断した位置情報を記憶するためのディ フエクト位置記憶部を有し、
一度再生した場所に対して再度データ復調を行う際には、 該デイフェクト位置 記憶部により記憶されているディフエクト情報を参照し、 ディフエクトが存在す る箇所に対しては、 事前に、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用デ ータ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 2 . 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、
スパイラル状にデジタルデータが記録されている光記録媒体からデジタノレデー タを復調する場合、
前記処理レート切り替え部は、
前記振幅検出部によりディフエクトと判断した位置と、 その位置を基準にした ある一定の範囲に対しては、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用デ ータ復調部を選択し、 それ以外の領域に対しては、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレート処理用デ ータ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 3 . 請求の範囲第 1 2項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記振幅検出部によりディフエクトと判断した位置と、 そのディフエクトが存 在する 1周分のトラック上に存在するデジタルデータを再生する場合は、 前記チ ャネノレレート処理用データ復調部を選択し、
それ以外の領域に対しては、 前記ハーフレート処理用データ復調部を選択する ように、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 4. 請求の範囲第 8項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
通常の再生状態においては、 請求の範囲第 1項に記載のハ一フレート処理用デ —タ復調部を選択し、
前記振幅検出部によりディフ クトと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記 載のチヤネルレート処理用デ一タ復調部に切り替え、
以後、 所定の区間でディフエタトが検出されないことが確認された場合は、 請 求の範囲第 1項に記載のチャネルレー卜処理用データ復調部の選択を解除するよ うに、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 5 . 請求の範囲第 1 4項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
通常の再生状態においては、 前記ハーフレート処理用データ復調部を選択し、 前記振幅検出部により、 所定の長さのディフエクトを検出した場合は、 前記チ ャネノレレート処理用データ復調部に切り替え、
以後、 ディフエタトが所定の長さより短くなつたと判断した場合に、 前記チヤ ネルレート処理用データ復調部の選択を角除するように、 処理レート切り替え信 号を生成する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 6 . 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光デイス ク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記光記録媒体の記録面の垂線とレーザ光の光軸の角度であるチルト角の大き さにより、 再生信号品質が影響を受ける度合いを表すチルト情報を検出するため のチルト情報検出部を有し、
該チルト情報検出部により得られたチルト情報によりチルト角が大きいと判断 した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部を選 択し、
チルト角が小さいと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレート 処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号を生成する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 7. 請求の範囲第 1 6項に記載の光ディスク再生装置において、
前記チルト情報検出部は、
請求の範囲第 3項に記載の処理レート可変型トランスバーサルフィルタにおけ るフィルタ係数を、 該等化出力信号の等化誤差の二乗平均が最小になるように適 応制御された際に学習された各フィルタ係数値を入力とし、 サイドタップにおけ るフィルタ係数の偏りの度合いを検出することにより、 チルト情報を検出する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 8 . 請求の範囲第 1 7項に記載の光ディスク再生装置において、
前記チルト情報検出部は、
前記サイドタップにおけるフィルタ係数が、 センタ一タップに対して、 そのタ ップと対称の位置にあるフィルタ係数と比較して、 絶対値換算で比率がある一定 以上異なる条件により、 チルト角が大きいと判断する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
1 9 . 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項のいずれかに記載の光ディス ク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、 光記録媒体にデジタルデータを記録する際に発生する位相ずれに関する指標で あるジッタ情報を検出するためのジッタ情報検出部を有し、
該ジッタ情報検出部から得られたジッタ情報により再生信号におけるジッタが 大きいと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用デー タ復調部を選択し、 ジッタが小さいと判断した場合は、 請求の範囲第 1項に記載 のハーフレート処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号 を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 0 . 請求の範囲第 1 9項に記載の光ディスク再生装置において、
前記ジッタ情報検出部は、
請求の範囲第 3項に記載のチヤネルレート処理用の位相同期ループ部、およぴ、 請求の範囲第 3項に記載のハーフレート処理用の位相同期ループ部で用いられる 位相誤差情報の絶対値を、 所定の期間において平均ィヒした情報を入力とし、 該平均化された情報が、 所定のレベル以上であつた場合は、 ジッタが大きいと 判断し、 所定のレべノレ以下であった場合は、 ジッタが小さいと判断する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 1 . 請求の範囲第 2 0項に記載の光ディスク再生装置において、
前記ジッタ情報検出部は、
ジッタ情報の再生波形における振幅値依存を考慮して、 前記位相誤差情報の絶 対値を、 所定の期間において平均化した情報を、 請求の範囲第 8項に記載の振幅 検出部により得られた該所定の期間において平均化した振幅情報により除算した ジッタ情報を入力とし、
該ジッタ情報が所定のレベル以上であつた場合は、 ジッタが大きいと判断し、 所定のレベル以下であつた場合は、 ジッタが小さいと判断する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 2 . 請求の範囲第 1項ないし請求の範囲第 3項に記載の光ディスク再生装置 において、
前記処理レート切り替え部は、
前記光記録媒体からのデータ復調に失敗した箇所に対して、 再度読み直す処理 を表すリ トライ処理情報を検出するためのリ トライ情報検出部を有し、 通常再生状態においては、 請求の範囲第 1項に記載のハーフレート処理用デー タ復調部を選択し、
該リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生したと判断した場合は、 請求 の範囲第 1項に記載のチャネルレート処理用データ復調部に切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 3 . 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
前記リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生した位置情報を記憶するた めのリ トライ位置記憶部を有し、
一度再生した場所に対して再度データ復調を行う際には、 該リ トライ位置記憶 部により記憶されているリ トライ情報を参照し、
—度でもリ トライ処理を行った箇所である場合は、 事前に、 前記チャネルレー ト処理用データ復調部を選択するように、 処理レート切り替え信号を生成する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。 ， 2 4 . 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するためのリ トライ情報検出 部を有し、
通常再生状態においては、 前記ハーフレート処理用データ復調部を選択し、 該リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生したと判断した場合は、 前記 チャネルレート処理用データ復調部に切り替え、
以後、 リ トライ処理が所定の区間で発生しないことが確認された場合は、 前記 チャネルレート処理用データ復調部の選択を解除するように、 処理レート切り替 え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 5 . 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、 データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するためのリ トライ情報検出 部と、
再生倍速を可変させるための再生倍速可変部とを有し、
通常再生状態においては、 本光ディスク装置が有する最高再生倍速で、 前記ハ ーフレート処理用データ復調部を選択し、
該リ トライ情報検出部によりリ トライ処理が発生したと判断した場合は、 再生 倍速は変えずに、 前記チャネルレート処理用データ復調部に切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成し、
以後、 所定の回数に達するまでリ トライ処理を繰り返し、 データ復調できない 場合は、 さらに、 該再生倍速可変部により、 再生倍速を下げてリ トライ処理を所 定の回数に達するまで繰り返し、 本光ディスク再生装置が有する最低再生倍速に 到るまで、 リ トライ処理を繰り返す、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 6 . 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、
前記処理レート切り替え部は、
データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するためのリ トライ情報検出 部と、
再生倍速を可変させるための再生倍速可変部とを有し、
通常再生状態においては、 本光ディスク再生装置が有する最高再生倍速で、 前 記ハーフレート処理用データ復調部を選択し、
該リ トライ情報検出部により所定の回数に達するまでリ トライ処理を繰り替え したと判断した場合は、 該再生倍速可変部により再生倍速を下げてリ トライ処理 を繰り返し、
データ復調ができない場合は、 さらに、 本光ディスク再生装置が有する最低再 生倍速まで下げてゆき、
その際所定の回数でリ トライ処理が収束しない場合は、 前記チャネルレート処 理用データ復調部に切り替えるように、 処理レート切り替え信号を生成する、 ことを特徴とする光ディスク再生装置。
2 7 . 請求の範囲第 2 2項に記載の光ディスク再生装置において、 前記処理レート切り替え部は、
データ復調処理におけるリ トライ処理情報を検出するためのリ トライ情報検出 部と、
再生倍速を可変させるための再生倍速可変部とを有し、
前記チャネルレート処理用データ復調部が選択されており、 つ、 再生倍速が 本光ディスク再生装置が有する最高再生倍速に達していない状態で、 リ トライ処 理が所定の区間で発生しないことが確認された場合は、 該再生倍速可変部により 再生倍速を上昇させてゆき、
前記最高再生倍速に達した状態で、 リ トライ処理が所定の区間で発生しないこ とが確認された場合は、 前記ハーフレート処理用データ復調部に切り替えるよう に、 処理レート切り替え信号を生成する、
ことを特徴とする光ディスク再生装置。
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