WO1990011656A1

WO1990011656A1 - Circuit recepteur en diversite

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Publication number: WO1990011656A1
Application number: PCT/JP1990/000393
Authority: WO
Inventors: Shigeki Saito; Yasushi Yamao
Original assignee: Nippon Telegraph And Telephone Corporation
Priority date: 1989-03-28
Filing date: 1990-03-26
Publication date: 1990-10-04
Also published as: DE69015535T2; DE69015535D1; EP0419674B1; EP0419674A4; EP0419674A1; KR960004318B1; US5203023A; KR920700502A; CA2029876C; CA2029876A1

Description

明細書ダィバーシチ受信回路

〔技術分野〕

本発明は無線伝送におけるダイバーシチ受信回路に関する。特に、角度変調された搬送波によりディジタル信号の伝達を行う回路において、その伝送特性を向上させるためのダイバーシチ受信回路に関する。

〔背景技術〕

無線通信回線では、伝送媒体として電波を用いているため、フエ一ジングゃ干渉等によって受信信号のレベル変動や位相変動が発生し、伝送特性が劣化することがある。このような伝送特性の劣化に対しては、ダイバーシチ受信方式が有効であることが知られている最も代表的なダイバーシチ受信方式は、互いに独立に変動する複数のフヱージング波の中から、受信レベルが最も高いフヱ一ジング波を瞬時瞬時選択して受信する選択ダイバーシチ受信方式である。この方式は、受信レベルが高いほど S Z N (信号 Z雑音）が高くかつ位相変動が少なくなり、伝送品質が高くなると予想されることに基づいている。

第 1図に従来の典型的な 2 ブランチ選択ダイ一シチ受信回路を示す。二つのアンテナ 101 および 102 は互いに独立したフニ一ジング波を得られるように適当な距離をあけて設置され、それぞれが受信機 103 、 10 に別々に接続される。受信レベルの検出手段としては、中間周波数の増幅器としてログ了ンプ 105 および 106 を使用する。ログアンプ 105 および 106 は受信レベルのデシベル値に比例した直流電圧を出力する手段を備えており、二つのログ了ンプ 105 および 106 の出力電圧をレベル比較器 107 で比較することによって、受信レベルの比較を行うことができる。さらに、その比較出力によつて、受信レベルが高い方の検波器 108 または 109 から検波出力をダイバ一シチスィッチ 110 で選択する。これにより S Z Nが高くかつ位相変動の少ない検波出力を絶えず出力端子 111 に得ることができる。

しかし、この方式では複数の受信機が必要となり、規模が大きくなってしまう。そこで、簡単な構成法として、複数のアンテナを切り換えて 1合の受信機により受信するァンテナ切換ダイバーシチ受信方式も利用される。

第 2図に従来の典型的な 2ブランチのアンテナ切換ダイバーシチ受信回路を示す。二つのアンテナ 121 および 122 は、互いに独立した（無相関の）フニ一ジング波を得られるように、適当な距離をあけて設置される。これらのアンテナ 121 、 122 は、アンテナ切換回路 123 によって、そのうちの一方が受信機 124 に接続される。この切換は、レベル比較回路 126 からの比較データによって行われる。すなわち、受信機 124 の受信レベルを受信レベル検出回路 125 により検出し、これをレベル比較回路 126 で基準値と比較し、例えば受信波の包絡線レベルがある定められたしきい値以下となつてときに. アンテナ 121 と 122 とを切り換える。

このアンテナ切換ダイバーシチと区別するため、第 1図に示したような検波出力を切り換える方式については、以下「ボストダイバ一シチ」という。

しかし、ボストダイバーシチにおいて受信レベルをブランチ判定の情報として用いた場合、以下の問題が生じる。

まず第一の問題は、ログアンプ 105 、 106 の特性として広い受信レベルにわたるレベル検出性能が要求されることである。これに対して現実の口グアンプは、受信レベルが特に高い領域や特に低い領域ではレベル検出特性が飽和したり、中間の領域においても直線からのずれを生じることが多い。レベル検出特性が飽和した領域や直線からずれた領域では、ブランチ間の受信レベルが異なるにもかかわらず出力電圧の差が少なくなり、正確な受信レベル p比較ができなくなる。また、広い受信レベルにわたりログアンプのレベル検出特性をブランチ間で一致させることが難しいため、不一致の程度が著しい領域では受信レベルの比較結果に誤りが発生し、ダイバーシチの効果が減少する欠点がある。

第二の問題は、一方のブランチの特性が劣化した場合にはダイバーシチ効果が減少することである。すなわち、第 1図において片ブランチの口グァンプ 108 または検波器 109 が調整不良あるいは経年変化による劣化等で歪が増え、このブランチの検波特性が劣化したような場合には、受信レベルのみを比較して検波器 109 の方に切り換えるとかえつて S Z Nが低下したり位相変動が大きくなる。

第三の問題は、受信レベルの比較によるダイバーシチは、受信レベルの低下以外の原因で伝送特性が劣化する場合においては効果がないことである。例えば、同一チャネル干渉に対する効果を考えると、一般的には受信レベルが高い方が干渉波の影響が少ないので、ダイバーシチ効果を得ることができる。しかし、干渉波もフェージングによつてレベルが変動するので、第 3図 (a)に示すように受信レベルが高い方が受信レベルが低い同図 (b)に比べて C Z I (希望波レベル Z干渉波レベル）が小さくなり、誤りが発生する確率が高くなる場合が存在する。このような場合、受信レベル比較によるダイバ一シチを用いてもその効果を得ることができない欠点がある。

第四の問題は、二つのブランチの受信入力信号レベルがいずれも低い場合、受信レベル比較は熱雑音によって動作し、平均受信レべルの正確な比較出力が得られなくなる。例えば、第 4図 (a)、（b)および (c)に示すように、希望波レベルがほとんど同じでも熱雑音が多い場合、その雑音べクトルによってレベルが変動する。そしてこの比較出力によってダイバーシチを行うと、逆に伝送特性を劣化させる場合が生じる欠点がある。

また、アンテナ切換ダイバーシチの場合にも、受信レベルをブランチ判定の情報として用いると、以下の問題が生じる。

まず第一に、ボストダイバーシチの場合の第三の問題と同様に、高い受信レベル状態は低い受信レベル状態に比べて必ずしも常に伝送品質が良いとは限らない問題がある。すなわち、受信レベルが高い状態でも誤りが生じたり、低い状態でも誤りが生じない場合がある。このとき、受信レベルだけで判断しては誤りのある受信波を選択することになる。

第二に、アンテナ切換ダイバーシチの場合にも受信レベルの検出には口グァンプが使用されることである。すなわち、ポストダイバ —シチの場合の第一の問題がアンテナ切換ダイバーシチの場合にも問題となる。

第三に、受信レベル検出回路の出力として平均受信レベルを得たい場合の問題がある。一般には受信レベル検出回路の出力にフィルタを挿入するが、このとき、レベル比較出力に遅延が生じてしまう ₍ この遅延のため、高速にァンテナを切り換える場合には十分なダイバーシチ効果が得られないことがある。

第四に、二つのブランチの受信入力信号レベルがいずれも低い場合には、ポストダイバーシチの場合の第四の問題がァンテナ切換ダィバーシチの場合にも同様に生じる問題がある。

本発明の目的は、以上の問題を解決し、受信レベルを検出することなくダイバーシチ効果を得ることができ、さらに、フヱージングのみならず伝送回線に影響する全ての要因に対してその効果が得られるダイバーシチ受信回路を提供することにある。

〔発明の開示〕

本発明のダイバーシチ受信回路は、相対変調位相誤差を基準としてブラチ（受信枝）を選択することを特徵とする。

すなわち、本発明の第一の観点によると、同一送信元からの角度変調波をそれぞれ受信および検波する複数の受信枝が設けられ、この複数の受信枝でそれぞれ得られた複数の検波データについてその —つを選択するかあるいは二以上を重みを付けて合成する選択 · 合成手段を備えたダイバーシチ受信回路において、複数の受信枝のそれぞれにおいて受信角度変調波の瞬時位相と基準位相との相対位相を検出する複数の相対位相検出手段と、この複数の相対位相検出手段の出力を比較して前記選択 · 合成手段を制御する制御手段とを備えたダイバーシチ受信回路が提供される。

本発明の第二の観点によると、同一送信元からの角度変調波をそれぞれ受信する複数のァンテナと、この複数のアンテナから一つを選択して受信機に接続するアンテナ切換手段とを備えたダイバーシチ受信回路において、了ンテナ切換手段により選択されたアンテナによって受信した角度変調波の瞬時位相と基準信号との相対位相を検出する相対位相検出手段と、この位相検出手段により検出された相対位相のデータと基準位相または過去に検出された相対位相のデ一夕とを比較し、その比較結果により上記アンテナ切換手段を制御する位相うータ比較回路とを備えたダイバーシチ受信回路が提供される。

どちらの観点の場合にも、相対位相検出手段は、監視すべき角度変調信号に位相同期された基準位相信号を取り出す手段と、この基準位相信号を段階的に遅延させた複数の信号を生成する位相シフト回路と、この複数の信号により前記角度変調信号をそれぞれサンプルして相対位相データを生成するサンプル回路とを含むことが望ましい。

本発明の第一の観点では、フェージング等によつて独立にレベルおよび位相が変動する複数の角度変調波から位相情報を検出し、その位相情報を比較して、複数の検波データから単一データを選択、あるいは各検波データに重み付けをして合成して出力する。また、本発明の第二の観点では、受信角度変調波から位相情報を検出し、その位相情報を基準信号位相または過去の検出位相と比較して、回線状況が悪いと判断される場合には現在使用中のアンテナを他のァンテナに切り換えて受信機に接続する。これは、位相情報が伝送特性と一定の関係を有することの知見に基づいている（例えば第 11図参照）。

このように本発明の第一の観点の場合には、角度変調波から位相情報をダイバーシチの選択 ·合成情報として用いるので、受信レべル検出が不要となる。また、位相情報は伝送特性と直接関係があるので、フニ一ジングだけでなく干渉や熱雑音のように伝送特性が独立に劣化するものに対してもダイバーシチの効果を得ることが可能となる。

本発明の第二の観点の場合にも同様に、角度変調波からの位相情報をダイバーシチの切換情報としているので、受信レベルの検出は不要である。また、位相情報は伝送特性と密接な関係があるので、理想的なダイバーシチに近づくとともに、フエ一ジングだけでなく熱雑音のように伝送特性が独立に劣化するものに対してもダイバーシチの効果を得ることが可能となる。

〔図面の簡単な説明〕

第 1図は従来例ボストダイバーシチ受信回路のプロック構成図。第 2図は従来例アンテナ切換ダイバーシチ受信回路のプロック構成図。

第 3図 (a)および (b)は同一チャネル干渉時の信号べクトルの説明図, 第 4図 (a)〜(c)は受信レベルが低い場合の信号べクトルの説明図。第 5図は本発明の第一実施例を示すブ n ック構成図であり、ボストダイバーシチ受信回路を示す図。第 6図は位相検出部の一例を示すプロック構成図。

第 7図 (a)および (b)は相対位相検出回路の動作原理の説明図。

第 8図は QPSK信号の信号空間上における信号位相を示す説明図。第 9図はフェージング等の存在する伝送回線を通過したときの QP

SK信号の位相を示す説明図。

第 10図はフエ一ジング周波数に対する位相変動の頻度を示す特性図。

第 11図 )〜 (d)はブランチの判定方法の説明図。

第 12図 (a)は位相領域への重み付けを示す説明図。

第 12図 (b)は位相データ比較回路の一例を示すプロック構成図。

第 13図は位相検出部の別の例を示すプロック構成図であり.、位相シフト回路としてシフトレジスタを用いた場合の構成を示す図。

第 14図は位相検出部のさらに別の例を示すプロック構成図であり、検波された I信号と Q信号とにより相対位相を検出する場合の構成を示す図。

第 15図は位相検出部のさらに別の例を示すプロック構成図であり、検波回路として遅延検波回路を用いた場合の構成を示す図。

第 16図はレーレーフェージング下の移動通信伝送路において Q P

S K変調信号を同期検波する場合の誤り率特性を示す図。

第 17図はフ二一ジングの無い場合の誤り率特性を示す図。

第 18図は本発明の第二実施例 ¾示すプロック構成図であり、了ンテナ切換ダイバーシチ受信回路を示す図。

第 19図は位相データ比較回路の一例を示すブ口ック構成図。

第 20図はブランチ間の熱雑音の相関を小さくするための回路構成を示す図。

第 21図は本発明の第三実施例を示すプロック構成図。

第 22図は本発明の第四実施例を示すプロック構成図。

第 21図は本発明の第五実施例を示すブロック構成図。第 22図は本発明の第六実施例を示すプロック構成図。

第 23図は本発明の第七実施例を示すプロック構成図。

第 24図は本発明の第八実施例を示すブ口ック構成図。

〔発明を実施するための最良の形態〕

以下、本発明の実施例について図面を参照して説明する。

第 5図は本発明の第一実施例を示すプロック構成図で、ダイバーシチブランチ数 η = 2の場合を示す。

この実施例は、同一送信元からの角度変調波をそれぞれ受信および検波する複数の受信枝として、変調信号入力端子 1および検波回路 Ίからなる第一の受信枝と、変調信号入力端子 2および検波回路 7aからなる第二の受信枝とを備え、この二つの受信枝でそれぞれ得られた二つの検波データについてその一方を選択するかあるいは二つを重みを付けて合成する選択 · 合成回路 5を備える。変調信号入力端子 1 、 2には別個の受信機から受信角度変調波が入力される。選択 · 合成回路 5の出力は出力端子 6に接続される。

ここで本実施例の特徴とするところは、複数の受信枝のそれぞれにおいて受信角度変調波の瞬時位相と基準位相との相対位相を検出する二つの相対位相検出回路 8、 8aを備え、この二つの相対位相検出回路 8、 8aの出力を比較して選択 ♦合成回路 5を制御する制御手段として位相データ比較回路 4を備えたことにある。検波回路 7および相対位相検出回路 8は位相検出部 3を構成し、検波回路 7aおよび相対位相検出回路 8aは位相検出部 3aを構成する。

次に、各回路の具体的構成とその動作について説明する。

第 6図は位相検出部 3、 3aの一例を示すブ口ック構成図であり、ここでは位相検出部 3側の参照蕃号を用いて表す。

検波回路 7は角度変調波として QPSK信号を例にとって構成した場合の同期検波回路であり、乗算器 7 - 1 、 7-2 および 7-3 と、口—パスフィルタ 7 - 4 、 7-5 および 7-6 と、 π Ζ 2位相シフト回路 7 - 7 と電圧制御発扳器 7 - 8 と、識別回路 7-9 とを含み、再生した搬送波で角度変調波の検波を行っている。

相対位相検出回路 8は、 n個の遅延線（D ) 9-1 〜9-n を含む位相シフト回路 9 と、〔 n + 1〕個のフリップフ口ップ 10- l〜10- (n + l) を含むサンプル回路 10とを含んでいる。

位相シフト回路 9では、再生搬送波を基準位相信号としてその半周期を n分割するように遅延線 9-1 〜9- n を用いてシフトし信号 C。〜C _n を出力する。次に、サンプル回路 10において、それらの位相シフトした信号 C。〜C _n で角度変調波をフリップフ口ップ 10_1~ 10 -（n+1)でサンプルし、そのサンプル出力を相対位相データ { 0_ ₀ · · Q n } として出力する。その相対位相データによって角度変調波の位相が基準位相信号の位相に対してどこに位置しているかを決定できる。

第 Ί図 (a)および (b)に相対位相検出回路 3の動作原理を示す。例えば、搬送波の周波数が 455kHz (l周期 = 2197. 8nsec) の場合、各遅延線 9- 1 〜9- n の遅延量を 109. 9nsec に設定すれば、搬送波の半周期を 18度づっシフトした再生搬送波が得られる。これらの位相シフトした信号 C。〜C _n によって第 7図 (a)に示すように、搬送波の 1周期が 20の位相領域に分割さ:.' Iる。ここで、第 7図 (b)に示すように、角度変調波の信号の立ち上がりェッジが図中に示す相 ¾に位置している場合には、サンプル回路 10としてフリップフロップ 10- 1〜 10- (n + 1)を使用すれば、その相対位相データ { Q。 } は 0000

111111となる。の相对位相データ { Q _Q } は角度変調波の位相の位置によってすベて異なるため、逆にこの相対位相データ { Q o Q n } から: 度変調波と再生搬送波の位相関係を求めることができる。

位相データ比較回路 4では、位相検出部 3 と位相検出部 3 a とのそれぞれの相対位相データを比較し、選択♦合成回路 5によってどちらか一方の検波データを選択する。比較方法としては、その時点においてあらかじめ取りうる位相の領域が既知の場合、その位相値からの偏差が最も少ないブランチを選択するようにする。

例えば、 Q P S K信号の場合、信号空間上における信号位相は第 8図に示すように四つの位相点のみで示される。なお、 Q P S K信号を口一ルオフフィルタで帯域制限した場合でも最適識別タィミングにおいてのみ注目すれば、やはり四つの位相点のみで示される。復調側で I軸あるいは Q軸に相当する搬送波が再生できればこの四つの位相領域は既知となる。この Q P S K信号がフュ一ジング等が存在する伝送回線を通過すると、第 9図に示すように位相が四つの位相点からランダムに変動する。

従って、位相の偏差が大きい程、フェージングによる影響も大きいと考えられる。斜線で示した位相領域にずれる回数をフニージング周波数に対して測定すると第 10図に示すようになる。フュージング周波数が大きい程、位相が変動する頻度が増加し、位相偏差の大きさによってフヱ一ジングによる影響が予測できることがわかる。以上はフユージングによって位相が変動する場合を示したが、この方法はフュ一ジングだけでなく、熱雑音や干渉のような他の要因で位相が変動する場合においても、その変動が二つのブランチで独立ならばダイバーシチ効果が期待できる。

ブランチの判定の方法としては、次に示す方法が考えられる。

(1)ビットストリームから判断する方法

① ある一定期間の連続したビット（ビットストリーム）の間、本来取りえない位相領域に変動するビットの数を計測し、その計数値が少ない方のブランチをより品質の高い検波が行われていると判定し、そのビットストリームのデータを選択する。ただし、ビットストリームの設定の方法は、第 11図 )および (b)に示すように時刻を t , 〜 t H、およびデータを D , 〜 D Hとしたとき、第 11図 (c)に示すように、 1 ビットずつシフトしながら設定し、選択されたビットストリームの中心におけるデータを選択する方法と、第 11図 (d)に示すようにビットストリ一厶ごとに設定し、そのビットストリーム全体のデータを選択する方法が考えられる。また、本方法と逆の論理となる「ある一定期間の連続したビットの間、本来取りうるべき位相領域に留まるビットの数を計測し、その計数値が多い方を選択する方法」も考えられる。

② 位相の遷移にある一定の規則がある角度変調波の場合、ある一定期間の連続したビッ卜の位相データから、次のビットにおいて遷移しうる、あるいは遷移しえない位相領域が推定できる。従って、次のビットでその位相領域からの偏差が最も小さい、あるいは最も大きいブランチをより品質の高い検波が行われていると判定する。そして、そのときの判定したブランチのデータを選択する。

(2) 1 ビットごとに瞬時に判断する方法

1 ビットあるいは数ビットおきに、本来取りうるべき位相領域に近い位相領域にいるブランチをより品質の高い検波が行われていると判定し、そのブランチにおいて判定に用いたビットによる出力データを選択する。また、それぞれの位相領域に重み付けをすることも考えられる。

第 12図 (a)および (b)は前記 (2)の方法を具体的に示したものである。第 12図 (a)に示すように、信号空間上における位相領域に重み審号を付け、各位相検出手段からの相対位相データに対する重み番号を求める。これは第 12図 (b)に示すように、組合せ論理回路 4-1 および 4-2 で容易に構成できる。次に減算回路 4-3 により各ブランチの重み蕃号の引き算を行い符号ビッ卜から重み蕃号の大小を比較する。そこで、重み審号の小さい方が取りうるべき位相領域に近いと判断し、その方のブランチからの検波データを選択する。重み審号が等しい場合、はどちらか一方に設定するか、前回の検波データに設定するかすればよい。

第 13図ないし第 15図は位相検出部 3の他の例を示す。

第 13図に示した位相検出部 3は、位相シフト回路 9 として、複数の遅延線を接続して構成するのでなく、シフトレジスタを使用したものである。シフトレジスタを使用する場合、まず、検波回路 7内の電圧制御発振器 7- 8 が搬送波周波数 f _c の m倍の周波数を出力できるようにし、さらに分周器 7- 10により m分周して再生搬送波を求めるように構成する。電圧制御発振器 7- 8 の出力信号を位相シフト回路 9 のシフトレジスタのクロックとして用いれば、再生搬送波を電圧制御発振器 7-8 の出力信号の 1周期ごとにシフトさせることができる。また、サンプル回路 10は、フリップフロップの他に EX- OR 回路とローパスフィルタを用いても構成できる。

第 14図に示した位相検出部 3は、相対位相検出回路 8 として、検波回路 7で検波して求めた I信号および Ci信号を利用するものである。 I信号および Q信号の電圧は、多段のコンパレータ 8- 21〜 8_2n および 8-31〜 8-3nあるいは A/D 変換器を通してディジタルデータに変換される。そのデータから計算回路 8 - 1 により相対位相データを計算等で求めることができる。

第 15図に示した位相検出部 3は、検波回路 7 として、同期検波回路ではなく遅延検波回路を使用したものである。この遅延検波回路は、 ττ Ζ 2位相シフト回路 7-11と、乗算器 7- 12および 7- 13と、識別回路 7 - 14と、 1 ビット遅延回路 7-15とを含んでいる。そして、入力する角度変調波と、それを 1 ビット遅延回路 7-15によりデータ信号の 1 ビット分だけ遅延させた信号とを乗算することでデータ信号の位相差成分に関する検波出力が得られる。この場合、位相シフト回路 9へ入力する基準位相信号としては角度変調波をデータ信号の 1 ビット分だけ遅延させた信号を用いる。

以上示したように、本第一実施例は受信レベルを必要としないので、口グアンプが不要となり回路の簡単化と無調整化とが実現できるとと όに、ダイバーシチが動作する受信レベルの範囲が口グァンプによって制限されることがなくなり、広い受信レベルでダイバ一シチ効果を得ることができる。

また、本第一実施例では検波特性と直接関係のある位相情報によつてブランチの判定を行っているので、正確な判定が行えるとともに常に特性の良い方のブランチを選択できる。例えば、受信機が劣化した場合、受信レベルの比較では劣化した方のブランチを誤って選択する場合もあるが、本第一実施例を用いれば受信レベルに無関係に常に良好なダイバ一シチ効果が得られる。

さらに、フージングだけでなく干渉や熱雑音等の伝送特性を劣化させるその他の要因に対しても、複数のブランチ間の相関が小さい場合はダイバーシチ効果が期待できる。例えば、第 1図て説明したように、受信レベルの比較では C Z Iが小さいブランチを選択する場合が生ずるが、本第一実施例のように直接位相を比較すれば常に確実に C Z I の大きいブランチを選択できる。

また、第 4図に示すように、二つの受信レベルがいずれも低い場合、受信レベル比較は熱雑」によって誤動作する場合があった。しかし、本第一実施例では熱雑音が多い場合でも常に熱雑音のベトルの影響が少ないブランチを選択するので、従来ダイバ一シチ卜がなかった低レベルでの領域においてもダイバーシチ効果を得ることができる。

なお、以上の説明において、選択 · 合成回路 5が選択回路として動作する場合について説明を行ったが、検波データの代わりに識別回路を通す前の検波出力を合成する場合についても同様に構成できる。合成の方法としては位相データ比較回路 4において求めた位相偏差の大きさあるいは位相変動の頻度が少ない順に重みをつけて合成する。この重みのデータは各サンプル回路 10の出力データから組合せ論理回路を用いて容易に算出できる。これを D/A 変換器によつてアナログ値にすることもできる。合成回路としてはアナ口グ乗算器やディジタル乗算器をデータの形態に合わせて使用できる。

また、本第一実施例はダイバーシチブランチ数 n = 2であったが、 n = 3以上の場合についても本発明を同様に実施できる。

第 16図および第 17図は位相誤差によりボストダイバーシチを行つた場合の特性を示す。

第 16図はレーレーフユ一ジング下の移動通信伝送路において Q P S K変調信号を同期検波する場合の誤り特性の一例を示す。この図には、ダイバーシチを行わずに検波回路 7、 7aでそれぞれ検波した場合の特性と、従来のレベル比較によるダイバ一シチを行った場合の特性とを併記した。横軸は平均 E _b / N o であり、受信レベルが髙ぃほどその値は大きい。本実施例は、低受信レベルでは従来のレベル比較と同等のダイバーシチ効果しか得られない。しかし、受信レベル（平均 E _b / N o ) が高くなると、従来例では軽減不能な誤り率が約 3〜 4 X 10 ³であるのに対し、本実施例では約 1 X 10 ³となり、誤りが約 3分の 1 に減少した。

第 17図はフエ一ジングが無い場合の誤り率特性の一例を示す。従来のレベル比較ダイバーシチでは、誤り率の大きい検波回路 7a の特性に近づいているのに対し、本実施例では、誤り率の小さい検波回路 7の特性よりもさらに 1. 5 d Bだけ所要受信入力レベルが低減され、ダイバーシチ効果が得られている。

第 18図は本発明第二実施例のダイバーシチ受信回路を示すブ口ック構成図であり、アンテナ切換ダイバーシチを行う回路を示す。この例は、ダイバーシチブランチ数 n = 2の場合を示す。

この実施例は、同一送信元からの角度変調波をそれぞれ受信する複数のアンテナ 21および 22と、この複数のアンテナ 21、 22から一つを選択して受信機 24に接続するアンテナ切換回路 23とを備える。受信機 24の出力は検波回路 7により検波されて検波データとなる。

ここで本実施例の特徴とするところは、アンテナ切換回路 23により選択されたアンテナによって受信した角度変調波の瞬時位相と基準信号との相対位相を検出する相対位相検出回路 8と、この相対位相検出回路 8により検出された相対位相のデータと基準位相または過去に検出された相対位相のデータとを比較し、その比較結果によりァンテナ切換回路 23を制御する位相データ比較回路 25とを備えたとある。

検波回路 7および相対位相検出回路 8は位相検出部 3を構成し、その構成および動作は第一実施例の位相検出部 3と同等である。

これに対して位相データ比較回路 25の構成および動作は、入力が一系統であり、第一実施例の位相データ比較回路 4とは少し異なる c 第 8図に位相データ比較回路 25の一例のプロック構成図を示す。

この場合にも、第 13図 (a)に示したように、信号空間上における位相領域に重み番号を付け、位相検出部 3からの相対位相データに対する重み審号を求める。これは、第 19図に示すように、組み合せ論理回路 4-1 で容易に構成できる。次に、減算回路 4-3 により、基準位相領域の重み番号の最大値（この場合には 2 ) から相対位相デ— タに対する重み銎号の引算を行い、符号ビッ卜から重み番号の大小を比較する。相対位相データの重み審号が基準位相領域の重み審号より大きいときには、アンテナを切り換える（第 13図 (a)の例では、重み審号 4の場合に切換を行う）。

以上示したように、本実施例は受信レベルを必要としないので、口グアンプが不要となり、回路の簡単化と無調整化とが実現できるとともに、ダイバーシチが動作する受信レベルの範囲が口グァンプによって制限されることがなくなり、広い受信レベルでダイバーシチ効果を得ることができる。

また、フユージングだけでなく熱雑音その他の伝送特性を劣化される要因に対しても、複数のブランチ間の相関が小さい場合にはダィバーシチ効果が得られる。

第 20図はブランチ間の熱雑音の相関を小さくするための回路構成を示す。各アンテナ 1、 2 とアンテナ切換回路 3 との間にそれぞれ高利得受信アンプ 25、 26を接続することにより、各ブランチ間の熱雑音の相関を小さくすることができる。

このようにして、従来は第 4図に示したように二つの受信レベルがいずれも小さい場合に受信レベルを比較しても熱雑音により誤差が生じることがあつたのに対し、本実施例では、熱雑音が多い場合でも常に熱雑音のベタトルの影響が少ないブランチを選択するので、従来ダイバーシチ効果がなかった低レベルでの領域においてもダイバーシチ効果を得るこ ·とができる。

以上の実施例では、ブランチの選択に位相情報のみを用いる例を示したが、位相情報と受信レベルとを組み合わせてブランチを選択することもできる。このような実施例を以下に説明する。

第 21図は本発明第三実施例ダイバーシチ受信回路のブ口ック構成図を示す。

この実施例は、第一実施例における相対位相検出回路 8、 8aの出力に、受信レベルによる重み付けを施すものである。すなわち本実施例は、第一実施例の構成に加えて、二つの受信波入力の受信レべルをそれぞれ検出するレベル検出器 32、 32a と、このレベル検出器 32、 32a の出力をそれぞれ相対位相検出回路 8、 8aの出力に乗算する乗算器 33、 33a とを備え、受信機 31、 31a の出力が、それぞれ検波回路 7、 7aに入力されるとともに、レベル検出器 32、 32a に供給される。

本実施例では、祀対位相検出回路 8、 8aによって求められた各受信波の相対位相データに対して、乗算器 33、 33a により、受信レべルのデータで重み付けをする。これは、相対位相データの値が、受信レベルが高いほど正確であると考えられるからである。相対位相データはそれ自体が受信信号の尤度を表しているが、この相対位相データに重み付けすることにより、より確かな尤度を求めることができる。

第 22図は本発明第四実施例ダイバーシチ受信回路のプロック構成図である。

本実施例は、第一実施例に加えて、二つの受信波入力の受信レべルを検出するレベル検出器 32、 32a と、このレベル検出器 32、 32a の検出レベルを比較するレベル比較器 41と、位相データ比較回路 4 の出力とレベル比較器 41の出力とを比較する比較器 42とを備える。すなわち、相対位相検出回路 8、 8aの出力にレベル検出器 32、 32a の出力を乗算してから尤度を比較するのではなく、尤度（相対位相データ）を比較した結果と受信レベルを比較した結果とを再度比較することが第三実施例と異なる。

本実施例では、例えば、相対位相検出回路 8、 8aによって求められた相対位相データがほぼ一致した場合（3以上の受信枝がある場合には、相対位相データで表される尤度が最大となる受信波が複数存在した場合）には、受信レベルの比較結果によって受信波 Λ. ' 択する。また、逆に、受信レベルを比較情報とし、受信ベル · - で選択が不確定となる場合には、相対位相データの]: L .結果用する。

このように、本実施例は、相対位相データにより表される尤度またはレベル比較による選択が不確定の場合に、もう一方の比較情報を用いることができる。したがって、不確定時に誤って選択する確率を少なくすることができる。

第 23図は本発明第五実施例ダイバーシチ受信回路のブ D ック構成図である。

本実施例は、第二実施例に加えて、アンテナ切換回路 23により選択されたアンテナ 21または 22によつて受信した信号の受信レベルを検出するレベル検出回路 51を備え、検出された受信レベルによりそのときの信号から検出された相対位相に重み付けをする乗算回路 52 が位相データ比較回路 25の入力に設けられる。乗算回路 52は、相対位相検出回路 8の出力する相対位相データに対して、レベル検出回路 51の出力により重み付けをする。位相データ比較回路 25は、この重み付けされた相対位相データを基準にァンテナ 21または 22を選択する。

第 24図は本発明第六実施例ダイバーシチ受信回路のプロック構成図である。

本実施例は、第二実施例に加えて、アンテナ切換回路 23により選択されたアンテナ 21または 22によって受信した信号の受信レベルを検出するレベル検出回路 51と、過去に選択されたァンテナ 21または 22によつて受信した複数の信号の受信レベルを比較するレベル比較回路 61と、位相データ比較回路 25の出力する相対位相の比較結果とレベル比較回路 61の比較出力とを比較する比較回路 62とを備える。本実施例では、第 22図に示した第四実施例と同等の処理を時系列に行う。これにより、最適なブランチを選択することができる。

〔産業上の利用可能性〕

以上説明したように、本発明は、ブランチを選択する方法として角度変調波の位相情報を用いているので、受信レベル検出比較回路が不要となる。その結果、受信レベル検出回路の調整や広いダイナミック.レンジを持ったログアンプが不必要となり、受信回路が簡単化できるとともに、受信レベル検出回路の調整の不完全のためにダィバーシチ効果が減少するといつた問題が発生する恐れがない。さらに、位相検出は全てディジタル回路で実現できるので、無調整化が実現でき、しかも信頼性が極めて高い。などの効果がある。

また、フージングだけでなく干渉妨害および熱雑音等にもダイバーシチの効果があるため、伝送特性の高品質化が望める。

さらに、位相情報に受信レベルを組み合わせてブランチを選択する場合には、さらに優れたダイバーシチ劲果が得られる。

以上から、本発明は無線通信一般に適用可能でその効果は極めて実用的である。熱雑音に対してもダイバ一シチ効果が得られることは、無線機の受信感度が高くなることを意味し、僅かな感度の増加も重要とされる衛星通信では特にその効果は大きい。

Claims

2 0 請求の範囲

1. 同一送信元からの角度変調波をそれぞれ受信および検波する複数の受信枝が設けられ、

この複数の受信枝でそれぞれ得られた複数の検波データについてその一つを選択するかあるいは重みを付けて合成する選択 · 合成手段を備えた

ダイバーシチ受信回路において、

前記複数の受信枝のそれぞれにおいて受信角度変調波の瞬時位相と基準位相との相対位相を検出する複数の相対位相検出手段と、この複数の相対位相検出手段の出力を比較して前記選択 · 合成手段を制御する制御手段と

を備えたことを特徵とするダイバーシチ受信回路。

2. 相対位相検出手段は、

監視すべき角度変調信号に位相同期された基準位相信号を取り出す手段と、

この基準位相信号を段階的に遅延させた複数の信号を生成する位相シフト回路と、

この複数の信号により前記角度変調信号をそれぞれサンプルして相対位相データを生成するサンプル回路と

を含む

請求項 1記載のダイバーシチ受信回路。

3. それぞれの受信枝における受信レベルを検出するレベル検出手段を備え、

制御手段はそれぞれの受信枝における受信レベルによりその受信枝で検出された相対位相に重み付けする手段を含む

請求項 1記載のダイバーシチ受信回路。

4. それぞれの受信枝における受信レベルを検出するレベル検出手 2 1 段と、 '

このレベル検出手段の出力を比較するレベル比較手段と

を備え、

制御手段は相対位相の比較結果と前記レベル比較手段の比較出力とを比較する手段を含む

請求項 1記載のダイバーシチ受信回路。

5. 同一送信元からの角度変調波をそれぞれ受信する複数のァンテナと、

この複数のァンテナから一つを選択して受信機に接続するアンテナ切換手段と

を備えたダイバーシチ受信回路において、

上記アンテナ切換手段により選択されたアンテナによって受信した角度変調波の瞬時位相と基準信号との相対位相を検出する相対位相検出手段と、

この相対位相検出手段により検出された相対位相のデータと基準位相または過去に検出された相対位相のデータとを比較し、その比較結果により上記ァンテナ切換手段を制御する位相データ比較回路と

を備えたことを特徵とするダイバーシチ受信回路。

6. 相対位相検出手段は、

監視すべき角度変信号に位相同期された基準位相信号を取り出す手段と、

を含む

請求項 5記載のダイバーシチ受信回路。

7. アンテナ切換手段により選択されたアンテナによって受信した信号の受信レベルを検出するレベル検出手段を備え、

位相データ比較手段は検出された受信レベルによりそのときの信号から検出された相対位相に重み付けをする手段を含む

請求項 5記載のダイバ—シチ受信回路。

8. 了ンテナ切換手段により選択されたアンテナによって受信した信号の受信レベルを検出するレベル検出手段と、

過去に選択されたアンテナによって受信した複数の信号の受信レベルを比較するレベル比較手段と

を備え、

位相データ比較手段は相対位相の比較結果と前記レベル比較手段の比較出力とを比較する手段を含む

請求項 5記載のダイバーシチ受信回路。