SE455981B - Diversitetskombinator - Google Patents

Description

455 981 10 15 2D proportíonellt mot kvadraten pa respektive delsignals amplitud. Summesignalen utnyttjas dels för detektering av radiosignalerna, dels som referenssignal vid bildandet av de likfasiga delsignalerna. I en diversitetskombinator av detta slag föreligger dock risk för att störande radiosignaler vilkas frekvenser ligger utanför passbandet hos det filter som filtrerar ut nyttosignaler passerar de övriga filtren och påverkar kombinatorfunktionen.

Det finns även diversitetskombinatorer i vilka endast den starkaste signalen utnyttjas, eller i vilka signalerna adderas med samma vikt (equal gain).

REDOGÜRELSE FÖR UPPFINNINGEN Ändamålet med föreliggande uppfinning är att tillhandahålla en diversitets- kombinator av inledningsvis angivet slag, som av tva radiosignaler bildar tva likfasiga delsignaler, av vilka en viktad summa bildas, varvid de bada delsignal- ernas vikter kan varieras pa ett sådant sätt att kvoten mellan delsignalernas bidrag till summan kan fas att motsvara en godtycklig potens större än eller lika med ett av motsvarande kvot före summeringen. Detta astadkoms genom att summan bildas av en signalviktande och adderande krets, som omfattar fyra bipolära transistorer, och som styrs av tva spänningar som är beroende av logaritmen för amplituden hos mellanfrekvenssignalerna. Därigenom uppnas även att kombinatorns funktion inte paverkas av andra radiosignaler pa när- liggande frekvenser.

Uppfinningens kännetecken framgar av patentkraven.

FIGURBESKRIVNING Uppfinningen kommer att beskrivas närmare under hänvisning till ritningarna, pa vilka figur 1 visar ett blockschema över en diversitetskombinator enligt uppfinningen och figur 2 visar ett kopplingsschema över en signalviktande och adderande krets ingaende i diversitetskombinatorn enligt figur 1. 10 15 20 25 30 " 45 5' '9 8 'l FÖREDRAGEN UTFÖRINGSFORM I figur 1 visas ett utföringsexempel av en diversitetskombinator enligt uppfin- ningen. Organ som i figuren försetts med hänvisningsbeteckningar med prim- tecken överensstämmer med organ som har samma hänvisningsbeteckningar utan primtecken. Med S betecknas en mellanfrekvenssignal. Denna omvandlas till en ny mellanfrekvenssignal med bestämt fasläge med hjälp av en fastlaat slinga bestående av en blandare 1, en spänningsstyrd lokalosclllator 2, ett mellanfrekvensfilter 3 för utfiltrering av den nya mellanfrekvenssignalen, M, en amplitudbegränsande förstärkare 4, en faskomparator 5 och ett lagpassfilter 6. I faskomparatorn 5 jämförs fasläget hos den mellanfrekventa signalen fran filtret 3 med fasläget hos en för bada faskomparatorerna 5, S' gemensam referens- signal a, som även utgör diversitetskombinatorns utgangsignal. Lokaloscillatorns 2 frekvens och fas pâverkas sa att signalen fran filtret 3 tvingas att följa fasläget hos referenssignalen A. Var och en av förstärkarna 4, 4' är även försedd med en iogaritmisk amplituddetektor som pa sin utgång avger en spänning proportionell mot logaritmen för amplitude-n hos signalen pa förstärkarens ingang. Denna spänning är för förstärkaren 4 betecknad ln M. Efter filtrering i ett lagpassfilter 7 fas en spänning som betecknas N. De bada spänningarna N, N' tillförs var sin styringang hos en signalviktande och adderande krets 8. De bada likfasiga delsignalerna m, m' tillförs tva andra ingangar hos kretsen 8, i vilken de sammanlagras till en signal e pa ett sätt som förklaras närmare i samband med figur 2. Signalen e fasvrids 9U° i en fasvridare 9 och tillförs därefter en amplitudbegrânsande förstärkare 10, som pa sin utgang avger referenssignalen a. Som framgått tidigare utnyttjas denna signal bl a för detektering av radiosignalernas informationsinnehall. Orsaken till den 9Û-gradiga fasvridningen av signalen e är att detta ger faskomparatorn 5 en korrekt arbetspunkt.

Den amplitudbegränsande förstärkaren 4 med den logaritmerande amplitud- detektorn samt faskomparatorn 5 kan exempelvis utgöras av en enda integrerad krets av typ TDA 1576 (Philips), NE 605 (Signetics) eller CA 3189 (RCA). Den visade förstärkaren 4 kan dock givetvis alternativt utgöras av en separat förstärkare och ett separat logaritmerande organ.

I figur 2 visas ett exempel pa ett kopplingsschema över den signalviktande och 455 981 - 10 15 20 25 30 adderande kretsen 8 enligt figur 1. Med Tl-Ta betecknas fyra bipolära trans- istorer, vilka bildar tva differentialsteg. Styrspänningen N tillförs baserna hos transistorerna Tz och T3, och N' tillförs baserna hos Tl och Ta. Delsignalerna m och m' tillförs var sitt transkonduktanssteg, i vilka de omvandlas fran sma- signalspänningar till smasignalströmmar il respektive iz. Transkonduktans- stegen bestar av var sin transistor TS respektive TG och var sitt motkopplande emittermotstand RI respektive Rz. Rl och Rz har lika stora resístanser, och transistorerna TS och T6 har likartat inställda arbetspunkter och genomflyts därför av lika stora viloströmmar io. Transkonduktansstegen har därför lika stor transkonduktans. Kollektorerna hos transistorerna TS och T6 är anslutna till emittrarna hos transistorerna Tl och Tz respektive T; och Ta. Strömmen in + il genom TS delas upp av transistorparet T1-T2, varvid strömmen (l - k) x (ID + i 1) antas flyta genom Tl och strömmen k x( 10 + il) antas flyta genom Tz. Pa likartat sätt delas strömmen ID + i2 genom T 6 upp av transistorparet Ta-Ta i en komponent l x (lo + iz) genom T3 och en komponent (1 - l) x (lo + i2) genom Ta.

Värdena hos k och 1 kan variera mellan noll och ett. Transistorerna Tl och T; är anslutna till en matningsspänningskälla En, och transistorerna Tz och Ta är anslutna till denna över ett belastningsmotstand RB. Kretsens utgangssignal e tas ut fran en kondensator C, som är ansluten till belastningsmotstandet R3.

Utsignalen är saledes beroende av smasignalströmmarna genom transistorerna Tz och Ta, men är ej beroende av smasignalströmmarna genom Tl och TB.

Kretsar av väsentligen det slag som bildas av transistorerna Tl-Ta är i och för sig förut kända och brukar kallas Gilbertceller. Det är känt att använda sadana i s k balanserade modulatorer och dubbelbalanserade blandare.

Storheterna k och l är beroende av styrspänningarna N och N'. Om N exempelvis är betydligt mer positiv än N' kommer transistorerna Tz och T3 att leda medan Tl och Ta kommer att vara strypta. Da är k =l= 1, och endast il bidrar till utgangsspänningen e. Om N och N' är lika kommer transistorerna Tl-Ta att leda lika mycket. Da är k = l = 1/2, och il och iz bidrar lika mycket till utsignalen.

Om N är betydligt mindre positiv än N' kommer endast Tl och TA att leda. Da är k = l = 0, och endast iZ bidrar till spänningen e.

Eftersom N och N' är proportionella mot logaritmen för m respektive m' gäller: 10 15 20 25 455 98-1” N=Klxlnm+l<2 (1) N'=Klxlnm'+l<2 (2) där K och K är valbara konstanter. l 2 Om potentialerna pe emitterparen Tl-TZ och T3-T4 betecknas El respektive Ez gäller enligt Eber-Molls modell för bipolära tranaiatorer: |< x (in +11) =1Û' x explk; x (N - 51)) (3) (1 - u) x (ID +11)=1Û' x exp (KB x (N' - 51)) (a) l x (IÛ + íz) = lo' x exp (K3 x (N - 52)) (S) (1 ~ l) x (ln + iz) = IG' exp(l<3 x (N' - E2)) (6) där ID' är en konstant för den valda transistortypen och K3 är en naturkonstant.

Division (3)/(a) och (5)/(6) ger: k/(l - k) = exp (K3 x (N - NO) (7) l/(l - l) = exp (K3 x (N - N')) (8) Av (7) och (8) fås att k = l (9) För smasignalströmmarna il och iz gäller: il=g x m (10) iz-:g x m' (ll) där g är transkonduktansstegens transkonduktans.

Delsignalernas m och m' bidrag till kretsen utgangssignal e är proportlonella mot k x il respektive (1 - l) x iz. Kvoten q mellan dessa bidrag blir därför: q = k x il/(H-l) x iz) (12) Genom insättning av (7) - (ll) i (12) fas: q = exp(K3 x (N - NI» x rn/m' (13) Genom insättning av (1) och (2) i (13) fås slutligen: q =(1 * '<1 * Ks) Kombinationen av den logaritmerande karakteristiken hos förstärkaren 4 och den exponentiella karakteristiken hos transistorerna Tl-T4 i den signalviktande 10 15 455 981 och adderande kretsen 8 medför saledes att kvoten mellan delsignalernas bidrag till spänningen vid kretsens utgang genom lämplig dimensionering av den valbara konstanten Kl kan fas att motsvara en godtycklig potens större än eller lika med ett av motsvarande kvot vid la-etsens ingång. Exempelvis ger K 1 = O en kombinator i vilken delsignalerna adderas med samma vikt (equal gain). Om Kl väljs sa att K l x K3 = 1 blir amplitudbidraget fran varje delsignal proportionellt mot kvadraten pa respektive delsignals amplitud (ratio-squared). Om K l x K; är mycket större än ett utnyttjas i huvudsak endast den för tillfället starkaste delsignalen.

Eftersom detektering av bade amplitud och fas hos respektive delsignal utförs efter det att denna passerat bandpassfíltret 3, 3' kommer kombinatorns styrsignaler ej heller att störas av radiosignaler pa närliggande frekvenser.

Den signalviktande och adderande kretsen B kan alternativt exempelvis vara anordnad sa att kollektorerna hos transistorerna Tl och T3 i stället för kollektorerna hos transistorerna Tz och T 4 är förbundna med motståndet RS om styrspänningarna N och N' skiftas. Därigenom kommer bidraget fran delsignalen m till kretsens utgangssígnal fortfarande att härröra fran den transistor som styrs av spänningen N och vice versa.

Claims (5)

1D 15 20 25 30 455 981 PATENTKRAV

1. Diversitetskombinator för sammanlagring av två mottagna radiosignaler med samma frekvens och samma modulering, i vilken för var och en av radio- signalerna (s, s') ingår en blandare (1, l') med en tillhörande spânningsstyrd lokaloscillator (2, 2') och ett efterföljande mellanfrekvensfilter (3, 3') för att alstra en rnellanfrekvenssignal (m, m'), och en faskomparator (S, 5') för jäm- förelse av mellanfrekvenssignalen med en referenssignal (a) och avgivanda av en av fasskillnaden beroende signal som utnyttjas för styrning av lokaloscillatorns (2, 2') frekvens, varvid referenssignalen (a) härrör från en viktad summa (e) av de två mellanfrekvenssignalerna (m, m'), k ä n n e t e c k n a d därav att för var och en av radiosignalerna (s, s') även ingår organ (4, 7, 4', 7') för alstring av en styrspänning (N, N') som är beroende av logaritmen för amplituden hos mellanfrakvenssignalen (m, m') och att för de två rfadiosignalerna gemensamt ingår en signalviktande och adderande krets (8) för bildande av nämnda summa (e) och omfattande ett första (Tl, Tz) och ett andra (Tj, T4) par bipolära transistorer, av vilka den ena transistorn (Tz, T3) i varje par tillförs den ena (N) av de två styrspänningarna (N, N') och den andra transistorn (Tl, Ta) i varje par tillförs den andra (N') av de två etyrspänningarna (N, N'), ett första omvand- lingsorgan (TS, Rl) för omvandling av den ena mellanfrekvenssignalen (m) till en första ström (il) och ett andra omvandlingsorgan (Tó, Rz) för omvandling av den andra mellanfrekvenssignalen (m') till en andra ström (iz), varvid, i beroende av nämnda styrspänningar (N, N'), nämnda första (Tl, TZ) och andra (T3, T4) par än anordnade att dela var sin av nämnda första (i 1) och andra (iz) ström i en första (k x il, l x iz) respektive andra ((1 - k) x il, (1 - l) x iz) komponent på ett sådant sätt att förhållandet mellan den första (k x il) och andra ((1 - k) x il) kompo- nenten av nämnda första ström (il), åtminstone tillnärmelsevis, är lika med motsvarande förhållande mellan komponenterna (1 x iz, (1 - 1) x iz) av nämnda andra ström (iz), samt ett motstånd (F13) anordnat att genomflytas av summan av den komponent (k x il) av nämnda första ström (il) som flyter genom den transistor (Tz) som tillförs den styrspänning (N) som härrör från samma mellanfrekvenssignal (m) som denna första ström (il) och av den komponent ((1 - l) x iz) av nämnda andra ström (12) som flyter genom den transistor (Ta) som tillförs den styrspänning (N') som härrör från samma mellanfrekvenssignal (m') som denna andra ström (iz). 10 15 455 981

2. Diversitetskombinator enligt patentkrav 1, k ä n n e t e c k n a d därav att emittrarna är sammankopplade hos transistorerna i nämnda första par (Tl, Tz), och att emíttrarna är sammankopplade hos transístorerna i nämnda andra par (Tz, T ).

3. Diveraitetskombinator' enligt patentkrav 2, k ä n n e t e o k n a d därav att det ena omvandlingsorganet (TS, Rl) är förbundet med emittrarna hos trans- istorerna l det ena (Tl, Tz) av nämnda par, och att det andra omvandlings- organet (T¿, Rz) är förbundet med emittrarna hos transistorerna i det andra (TB, Ta) av nämnda par.

4. Diversitetskombinator enligt patentkrav 1-3, k ä n n e t e c k n a d därav att omvandlingsorganen (T5, Rl, T6, RZ) omfattar var sitt transkonduktanssteg, vilka har lika stor transkonduktans, och vilka vart och ett omfattar en translator (TS, T6) med ett emittermotstand (Rl, Rz)

5. Diversitetskombinator enligt patentkrav 1-4, k ä n n e t e e k n a d därav att nämnda organ (4, 7, 4', 7') för alstring av en styrspänning (N, N') omfattar en förstärkare (4, lv) anordnad att dels förstärka den fran mellanfrekvensfiltret (3, 3') erhållna mellanfrekvenssignalen (m, m'), dels alstra en spänning (ln m, ln m') som är beroende av logaritmen för amplituden hos mellanfrekvenssignalen (m, m').