JPH077464A - ダイバーシティー受信機 - Google Patents
ダイバーシティー受信機Info
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- JPH077464A JPH077464A JP5144122A JP14412293A JPH077464A JP H077464 A JPH077464 A JP H077464A JP 5144122 A JP5144122 A JP 5144122A JP 14412293 A JP14412293 A JP 14412293A JP H077464 A JPH077464 A JP H077464A
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- JP
- Japan
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- switching
- circuit
- signal
- reception
- diversity receiver
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0802—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection
- H04B7/0805—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection with single receiver and antenna switching
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
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- H04B7/02—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas
- H04B7/04—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas
- H04B7/08—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station
- H04B7/0802—Diversity systems; Multi-antenna system, i.e. transmission or reception using multiple antennas using two or more spaced independent antennas at the receiving station using antenna selection
- H04B7/0831—Compensation of the diversity switching process for non-uniform properties or faulty operations of the switches used in the diversity switching process
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 復調信号の位相雑音を低減し、高品位の復調
信号を得るダイバーシティー受信機を提供する。 【構成】 ディエンファシス回路５の前段に受信波切換
時に音声信号の伝達を阻止する入力一時停止回路６を設
ける。タイミング手段２４が受信波切換直前に信号ＩＳ
Ｃを低レベルとし、ダイオードスイッチＤ1 の導通によ
りＦＥＴ（Ｆ2 ）がオフ状態となり、音声信号ＡＦが一
時的にディエンファシス回路５へ供給されずスパイクノ
イズがディエンファシス回路５には加わらない。またＭ
ＯＳＦＥＴ（Ｆ2 ）がオフ時点で切り換え直前の音声信
号ＡＦの電圧値がディエンファシス回路５にサンプルホ
ールド電圧として一時的に保持されるので、位相の履歴
が反映された状態にさせることができ、出力ＡＦ′に含
まれる位相雑音を確実に抑制することができる。
信号を得るダイバーシティー受信機を提供する。 【構成】 ディエンファシス回路５の前段に受信波切換
時に音声信号の伝達を阻止する入力一時停止回路６を設
ける。タイミング手段２４が受信波切換直前に信号ＩＳ
Ｃを低レベルとし、ダイオードスイッチＤ1 の導通によ
りＦＥＴ（Ｆ2 ）がオフ状態となり、音声信号ＡＦが一
時的にディエンファシス回路５へ供給されずスパイクノ
イズがディエンファシス回路５には加わらない。またＭ
ＯＳＦＥＴ（Ｆ2 ）がオフ時点で切り換え直前の音声信
号ＡＦの電圧値がディエンファシス回路５にサンプルホ
ールド電圧として一時的に保持されるので、位相の履歴
が反映された状態にさせることができ、出力ＡＦ′に含
まれる位相雑音を確実に抑制することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数のアンテナを用い
るダイバーシティー受信機に関し、特に、受信波の切り
換え時に不可避的に発生する受信波の繋ぎ目の位相不連
続性による位相雑音を抑制する位相雑音抑制技術に関す
る。
るダイバーシティー受信機に関し、特に、受信波の切り
換え時に不可避的に発生する受信波の繋ぎ目の位相不連
続性による位相雑音を抑制する位相雑音抑制技術に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】複数のアンテナとアンテナ切換回路と受
信部とからなるアンテナ切り換え方式のダイバーシティ
ー受信機は、アンテナ切換回路により受信電界強度の高
いアンテナを選択して受信波を受信部へ導入するもので
あるので、受信部を１系統で構成でき、部品点数の削減
された低コストのダイバーシティー受信機を実現でき
る。この種のアンテナ切り換え方式のダイバーシティー
受信機の一例として、特開昭６２−４７２２３号に開示
のダイバーシティー受信機が知られている。このダイバ
ーシティー受信機は、中高受信電界強度レベルでは切り
換え閾値を更新させてより受信電界強度の強いアンテナ
を選択し、低受信電界強度レベルでは切り換え閾値を所
定値に固定し、複数のアンテナの受信電界強度がその下
限値以下のときにはアンテナ切り換えを何度も繰り返
し、いずれかのアンテナが下限値を超えたとき切り換え
を停止するようにしており、受信電界強度の変動に応じ
てダイバーシティ効果を高めるものである。
信部とからなるアンテナ切り換え方式のダイバーシティ
ー受信機は、アンテナ切換回路により受信電界強度の高
いアンテナを選択して受信波を受信部へ導入するもので
あるので、受信部を１系統で構成でき、部品点数の削減
された低コストのダイバーシティー受信機を実現でき
る。この種のアンテナ切り換え方式のダイバーシティー
受信機の一例として、特開昭６２−４７２２３号に開示
のダイバーシティー受信機が知られている。このダイバ
ーシティー受信機は、中高受信電界強度レベルでは切り
換え閾値を更新させてより受信電界強度の強いアンテナ
を選択し、低受信電界強度レベルでは切り換え閾値を所
定値に固定し、複数のアンテナの受信電界強度がその下
限値以下のときにはアンテナ切り換えを何度も繰り返
し、いずれかのアンテナが下限値を超えたとき切り換え
を停止するようにしており、受信電界強度の変動に応じ
てダイバーシティ効果を高めるものである。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上記のダイバーシティ
ー受信機においては、低受信電界強度レベルでは頻繁に
アンテナ切り換えが行われるので、アンテナ切り換えに
よる受信信号の繋ぎ目に位相不連続性が生じ、復調信号
ではスパイクノイズが発生するが、この低受信電界強度
レベルは、もともと通信品質の悪い状態であるので、ス
ケルチ回路（又はミューティング回路）により復調信号
はカットされてしまい、さほど問題とはならない。とこ
ろが、中高受信電界強度レベルでは、切り換え頻度が低
いと言えども、アンテナ間隔や受信波の方向性等により
切り換え前の受信波と切り換え後の受信波との繋ぎ目に
不可避的に位相不連続（位相シフト）が生じ、復調信号
（例えば音声信号）に位相雑音が現れる。この位相雑音
は、携帯無線機やラジオ受信機等ではＳ／Ｎ比が比較的
低いので外部雑音に紛れて気にならないが、ワイアレス
マイクシステムの受信機，データ伝送受信機等では高Ｓ
／Ｎ比であり、不如意な異音や信号ビット化けが発生
し、位相雑音の抑制が重要な課題となっていた。
ー受信機においては、低受信電界強度レベルでは頻繁に
アンテナ切り換えが行われるので、アンテナ切り換えに
よる受信信号の繋ぎ目に位相不連続性が生じ、復調信号
ではスパイクノイズが発生するが、この低受信電界強度
レベルは、もともと通信品質の悪い状態であるので、ス
ケルチ回路（又はミューティング回路）により復調信号
はカットされてしまい、さほど問題とはならない。とこ
ろが、中高受信電界強度レベルでは、切り換え頻度が低
いと言えども、アンテナ間隔や受信波の方向性等により
切り換え前の受信波と切り換え後の受信波との繋ぎ目に
不可避的に位相不連続（位相シフト）が生じ、復調信号
（例えば音声信号）に位相雑音が現れる。この位相雑音
は、携帯無線機やラジオ受信機等ではＳ／Ｎ比が比較的
低いので外部雑音に紛れて気にならないが、ワイアレス
マイクシステムの受信機，データ伝送受信機等では高Ｓ
／Ｎ比であり、不如意な異音や信号ビット化けが発生
し、位相雑音の抑制が重要な課題となっていた。
【０００４】他方、米国特許４２９３９５５号に見られ
るように、第１のアンテナからの受信波に対し、第２の
アンテナからの受信波を基に作成した位相遅延ゼロの信
号と位相遅延１８０°の信号のいずれかを切り換えて合
成し、その合成波を１系統の受信部へ導入する合成方式
のダイバーシティー受信機が知られている。位相遅延１
８０°の信号を作る意義は、第１のアンテナからの受信
波に対して第２のアンテナからの受信波が位相１８０°
ずれていたときには、合成信号の強度がゼロになってし
まうので、第２のアンテナからの受信波を基に逆相の信
号を予め作成しておき、合成波の信号強度が高くなるよ
うに正相又は逆相のいずれか一方の信号を切り換えて第
１アンテナからの受信波に加算するためである。しか
し、このような合成方式のダイバーシティー受信機にお
いても、切り換え回路が存在するため、切り換え前の合
成波と切り換え後の合成波との間には位相シフトが生
じ、復調信号に位相雑音がどうしても現れてしまう。
るように、第１のアンテナからの受信波に対し、第２の
アンテナからの受信波を基に作成した位相遅延ゼロの信
号と位相遅延１８０°の信号のいずれかを切り換えて合
成し、その合成波を１系統の受信部へ導入する合成方式
のダイバーシティー受信機が知られている。位相遅延１
８０°の信号を作る意義は、第１のアンテナからの受信
波に対して第２のアンテナからの受信波が位相１８０°
ずれていたときには、合成信号の強度がゼロになってし
まうので、第２のアンテナからの受信波を基に逆相の信
号を予め作成しておき、合成波の信号強度が高くなるよ
うに正相又は逆相のいずれか一方の信号を切り換えて第
１アンテナからの受信波に加算するためである。しか
し、このような合成方式のダイバーシティー受信機にお
いても、切り換え回路が存在するため、切り換え前の合
成波と切り換え後の合成波との間には位相シフトが生
じ、復調信号に位相雑音がどうしても現れてしまう。
【０００５】いずれの方式においても、従来はこの位相
雑音の抑制が極めて難しいことから、１系統の受信部の
みを有するアンテナ切り換え方式のダイバーシティー受
信機の採用が断念され、、２系統の受信部を有する高価
な空間ダイバーシティー受信機の使用を余儀無くされて
来た。
雑音の抑制が極めて難しいことから、１系統の受信部の
みを有するアンテナ切り換え方式のダイバーシティー受
信機の採用が断念され、、２系統の受信部を有する高価
な空間ダイバーシティー受信機の使用を余儀無くされて
来た。
【０００６】そこで上記問題点に鑑み、本発明は、受信
波切り換え時には受信波の位相シフトが不可避的に生じ
るものの、その位相シフトの後段回路への影響を抑制す
ることにより、復調信号の位相雑音を低減し、高品位の
復調信号を得ることができる高信頼性で安価なダイバー
シティー受信機を提供することにある。
波切り換え時には受信波の位相シフトが不可避的に生じ
るものの、その位相シフトの後段回路への影響を抑制す
ることにより、復調信号の位相雑音を低減し、高品位の
復調信号を得ることができる高信頼性で安価なダイバー
シティー受信機を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明は、アンテナ切り換え方式のダイバーシティ
ー受信機、即ち、複数のアンテナからの受信波を切り換
えて受信部導入信号とするアンテナ切換手段と、受信部
導入信号を復調して検波信号を出力する受信部と、受信
部導入信号の信号強度に応じてアンテナ切換手段へ切換
制御信号を送る切換判定手段とを備えたダイバーシティ
ー受信機において、アンテナ切換手段の切換期間では検
波信号の電圧を固定する電圧クランプ手段を有すること
を特徴とする。
に、本発明は、アンテナ切り換え方式のダイバーシティ
ー受信機、即ち、複数のアンテナからの受信波を切り換
えて受信部導入信号とするアンテナ切換手段と、受信部
導入信号を復調して検波信号を出力する受信部と、受信
部導入信号の信号強度に応じてアンテナ切換手段へ切換
制御信号を送る切換判定手段とを備えたダイバーシティ
ー受信機において、アンテナ切換手段の切換期間では検
波信号の電圧を固定する電圧クランプ手段を有すること
を特徴とする。
【０００８】また本発明は、受信波切換合成方式ダイバ
ーシティー受信機、即ち、第１及び第２のアンテナと、
第１のアンテナからの受信波を基に正相又は逆相の受信
波を作成する２相波生成手段と、第２のアンテナからの
受信波に対し正相又は逆相の受信波を切り換えて合成し
受信部導入信号とする受信波切換合成手段と、受信部導
入信号の信号強度に応じて受信波切換合成手段へ切換制
御信号を送る切換判定手段とを備えたダイバーシティー
受信機において、受信波切換合成手段の切換期間では検
波信号の電圧を固定する電圧クランプ手段を有すること
を特徴とする。
ーシティー受信機、即ち、第１及び第２のアンテナと、
第１のアンテナからの受信波を基に正相又は逆相の受信
波を作成する２相波生成手段と、第２のアンテナからの
受信波に対し正相又は逆相の受信波を切り換えて合成し
受信部導入信号とする受信波切換合成手段と、受信部導
入信号の信号強度に応じて受信波切換合成手段へ切換制
御信号を送る切換判定手段とを備えたダイバーシティー
受信機において、受信波切換合成手段の切換期間では検
波信号の電圧を固定する電圧クランプ手段を有すること
を特徴とする。
【０００９】上記の電圧クランプ手段は、いずれの切り
換え時でも検波信号の出力端子に同一の固定電圧を供給
するアナログメモリとすることも可能であるが、検波波
形の履歴に対応した電圧で固定させる意味においては、
切り換え直前の検波信号の電圧値を保持するサンプルホ
ールド回路を設けることが好ましい。かかる場合におい
て、ダイバーシティー受信機はＡＭ（振幅変調型）受信
機やＰＭ（位相変調型）受信機にも適用できるが、ＦＭ
（周波数変調型）受信機に適用することが最も望まし
い。即ち、ダイバーシティー受信機が受信部から出力さ
れる検波信号の高域を減衰するディエンファシス回路を
有するＦＭ受信機である場合には、サンプルホールド回
路は、ディエンファシス回路の積分回路を兼用するがで
きる。即ち、サンプルホールド回路は、ディエンファシ
ス回路を含み、これと受信部との間に介在し、検波信号
のディエンファシス回路への供給を遮断する入力一時停
止手段とから構成できる。更に、この入力一時停止手段
としては、切換制御信号の発生に実質的に同期した入力
停止制御信号を生成するタイミング手段と、入力停止制
御信号により検波信号のデエンファシス手段への入力を
遮断するアナログスイッチ手段とから成る。そして、こ
のアナログスイッチ手段を受け取る回路としてボルテー
ジホロワ回路とすることが好ましい。
換え時でも検波信号の出力端子に同一の固定電圧を供給
するアナログメモリとすることも可能であるが、検波波
形の履歴に対応した電圧で固定させる意味においては、
切り換え直前の検波信号の電圧値を保持するサンプルホ
ールド回路を設けることが好ましい。かかる場合におい
て、ダイバーシティー受信機はＡＭ（振幅変調型）受信
機やＰＭ（位相変調型）受信機にも適用できるが、ＦＭ
（周波数変調型）受信機に適用することが最も望まし
い。即ち、ダイバーシティー受信機が受信部から出力さ
れる検波信号の高域を減衰するディエンファシス回路を
有するＦＭ受信機である場合には、サンプルホールド回
路は、ディエンファシス回路の積分回路を兼用するがで
きる。即ち、サンプルホールド回路は、ディエンファシ
ス回路を含み、これと受信部との間に介在し、検波信号
のディエンファシス回路への供給を遮断する入力一時停
止手段とから構成できる。更に、この入力一時停止手段
としては、切換制御信号の発生に実質的に同期した入力
停止制御信号を生成するタイミング手段と、入力停止制
御信号により検波信号のデエンファシス手段への入力を
遮断するアナログスイッチ手段とから成る。そして、こ
のアナログスイッチ手段を受け取る回路としてボルテー
ジホロワ回路とすることが好ましい。
【００１０】
【作用】受信波の切り換え時には受信部導入信号の受信
波の繋ぎ目に位相シフトが生じるので、受信部の検波信
号（低周波）にスパイクノイズが顕在化することになる
が、切換期間では電圧クランプ手段によって検波信号の
繋ぎ目が電圧固定されて、一時的にマスキング状態とな
るので、出力される検波信号の繋ぎ目部はスパイクノイ
ズよりも緩やかになり、位相雑音が抑制される。繋ぎ目
を一定電圧で固定するとしても、どのように固定するか
が問題となる。即ち、受信波の切り換え時点は受信波の
位相のどの点で起こるか不明であり、また切り換え時の
受信波の振幅も不明である。そこで、確率的に位相雑音
を低減させるには、ゼロレベルの電圧で固定すると良
い。この電圧はアナログメモリ等で付与することができ
る。また、切り換え直前の検波信号の電圧値を保持する
サンプルホールド回路を設けることにより、検波波形の
履歴に対応した電圧で検波信号が一時的に固定させるの
で、確率的な意味合いでなく位相雑音を確実に低減する
ことができる。
波の繋ぎ目に位相シフトが生じるので、受信部の検波信
号（低周波）にスパイクノイズが顕在化することになる
が、切換期間では電圧クランプ手段によって検波信号の
繋ぎ目が電圧固定されて、一時的にマスキング状態とな
るので、出力される検波信号の繋ぎ目部はスパイクノイ
ズよりも緩やかになり、位相雑音が抑制される。繋ぎ目
を一定電圧で固定するとしても、どのように固定するか
が問題となる。即ち、受信波の切り換え時点は受信波の
位相のどの点で起こるか不明であり、また切り換え時の
受信波の振幅も不明である。そこで、確率的に位相雑音
を低減させるには、ゼロレベルの電圧で固定すると良
い。この電圧はアナログメモリ等で付与することができ
る。また、切り換え直前の検波信号の電圧値を保持する
サンプルホールド回路を設けることにより、検波波形の
履歴に対応した電圧で検波信号が一時的に固定させるの
で、確率的な意味合いでなく位相雑音を確実に低減する
ことができる。
【００１１】ところで、位相雑音は一般に可聴帯域に検
波信号があるＦＭ受信機で問題となる。これは、ＦＭ送
信機側のプリエンファシス回路に対応してＦＭ受信機に
は受信部から出力される検波信号の高域を減衰するディ
エンファシス回路を有しており、検波出力はディエンフ
ァシス回路（積分回路）により所定の時定数で積分され
るため、検波信号にスパイクノイズが含まれていると、
その積分回路でスパイクノイズの高周波成分（非可聴帯
域）が積分されて低周波成分（可聴帯域）が増強され、
ノイズ幅が拡大し、ディエンファシス回路の出力にスパ
イクノイズに伴う内部雑音を優勢化させてしまうからで
ある。しかしながら、ディエンファシス回路をそのまま
用いて、これと受信部との間に、検波信号のディエンフ
ァシス回路への供給を遮断する入力一時停止手段を設け
ることにより、僅かな部品点数によってサンプルホール
ド回路を構成できる。非切り換え時には検波信号がその
ままディエンファシス回路へ供給され、高域減衰して復
調した検波信号を得ることができ、また切り換え時に
は、入力一時停止手段によりディエンファシス回路の入
力が遮断されるため、ディエンファシス回路にて切り換
え直前の検波信号の電圧が一時的に保持される。入力一
時停止手段においては、タイミング手段により切換制御
信号の発生に実質的に同期した入力停止制御信号を発生
させ、この入力停止制御信号により検波信号のデエンフ
ァシス手段への入力を遮断するアナログスイッチ手段を
閉成する。アナログスイッチ手段によれば接点ノイズの
発生を防止できる。本例においては、アナログスイッチ
手段を受け取る回路としてボルテージホロワ回路として
ある。
波信号があるＦＭ受信機で問題となる。これは、ＦＭ送
信機側のプリエンファシス回路に対応してＦＭ受信機に
は受信部から出力される検波信号の高域を減衰するディ
エンファシス回路を有しており、検波出力はディエンフ
ァシス回路（積分回路）により所定の時定数で積分され
るため、検波信号にスパイクノイズが含まれていると、
その積分回路でスパイクノイズの高周波成分（非可聴帯
域）が積分されて低周波成分（可聴帯域）が増強され、
ノイズ幅が拡大し、ディエンファシス回路の出力にスパ
イクノイズに伴う内部雑音を優勢化させてしまうからで
ある。しかしながら、ディエンファシス回路をそのまま
用いて、これと受信部との間に、検波信号のディエンフ
ァシス回路への供給を遮断する入力一時停止手段を設け
ることにより、僅かな部品点数によってサンプルホール
ド回路を構成できる。非切り換え時には検波信号がその
ままディエンファシス回路へ供給され、高域減衰して復
調した検波信号を得ることができ、また切り換え時に
は、入力一時停止手段によりディエンファシス回路の入
力が遮断されるため、ディエンファシス回路にて切り換
え直前の検波信号の電圧が一時的に保持される。入力一
時停止手段においては、タイミング手段により切換制御
信号の発生に実質的に同期した入力停止制御信号を発生
させ、この入力停止制御信号により検波信号のデエンフ
ァシス手段への入力を遮断するアナログスイッチ手段を
閉成する。アナログスイッチ手段によれば接点ノイズの
発生を防止できる。本例においては、アナログスイッチ
手段を受け取る回路としてボルテージホロワ回路として
ある。
【００１２】
【実施例】次に、本発明の実施例を添付図面に基づいて
説明する。
説明する。
【００１３】図１は本発明の実施例に係るアンテナ切り
換え方式のダイバーシティーＦＭ受信機を示すブロック
図である。このダイバーシティーＦＭ受信機はワイヤレ
ス・マイクロホン・システムのオーディオ受信機で、高
品質の音声信号が要求されている。図に示すダイバーシ
ティーＦＭ受信機は、第１のアンテナ（空中線）１及び
第２のアンテナ２を用いたアンテナ切り換え方式のダイ
バーシティー方式を用いており、アンテナ切換回路３、
１系統のＦＭ受信部４、ディエンファシス回路５、ＦＭ
受信部４とディエンファシス回路５の間に位相雑音抑制
回路を構成する入力一時停止回路６等を有している。
換え方式のダイバーシティーＦＭ受信機を示すブロック
図である。このダイバーシティーＦＭ受信機はワイヤレ
ス・マイクロホン・システムのオーディオ受信機で、高
品質の音声信号が要求されている。図に示すダイバーシ
ティーＦＭ受信機は、第１のアンテナ（空中線）１及び
第２のアンテナ２を用いたアンテナ切り換え方式のダイ
バーシティー方式を用いており、アンテナ切換回路３、
１系統のＦＭ受信部４、ディエンファシス回路５、ＦＭ
受信部４とディエンファシス回路５の間に位相雑音抑制
回路を構成する入力一時停止回路６等を有している。
【００１４】第１のアンテナ１は給電線１ａを介してア
ンテナ切換回路３の一方の入力端子３ａに、第２のアン
テナ２は給電線２ａを介してアンテナ切換回路３の他方
の入力端子３ｂにそれぞれ接続されいる。アンテナ切換
回路３は、第１のアンテナ１からの受信波を受信部４へ
導入又は遮断する導入スイッチ回路３ａａと、第２のア
ンテナ２からの受信波を受信部４へ導入又は遮断する導
入スイッチ回路３ｂｂと、これから回路を排他的にスイ
ッチングさせるためのインバータ３ｃｃとを有してい
る。導入スイッチ回路３ａａ，３ｂｂは同一構成で、直
流カットコンデンサＣa,Ｃb と、プルダウン用のＮチャ
ネル型ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジス
タ）Ｆa1, Ｆb1と、ダイオードスイッチＤa1, Ｄb1を有
している。
ンテナ切換回路３の一方の入力端子３ａに、第２のアン
テナ２は給電線２ａを介してアンテナ切換回路３の他方
の入力端子３ｂにそれぞれ接続されいる。アンテナ切換
回路３は、第１のアンテナ１からの受信波を受信部４へ
導入又は遮断する導入スイッチ回路３ａａと、第２のア
ンテナ２からの受信波を受信部４へ導入又は遮断する導
入スイッチ回路３ｂｂと、これから回路を排他的にスイ
ッチングさせるためのインバータ３ｃｃとを有してい
る。導入スイッチ回路３ａａ，３ｂｂは同一構成で、直
流カットコンデンサＣa,Ｃb と、プルダウン用のＮチャ
ネル型ＭＯＳＦＥＴ（絶縁ゲート型電界効果トランジス
タ）Ｆa1, Ｆb1と、ダイオードスイッチＤa1, Ｄb1を有
している。
【００１５】ダイオードスイッチＤa1, Ｄb1のアノード
と正電源（＋５Ｖ）間には、抵抗Ｒa1 , Ｒb1とプルアッ
プ抵抗Ｒa2, Ｒb2 が直列に接続されており、その抵抗
接続点と接地との間には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
（Ｆa1, Ｆb1）が直列に接続されている。一方のＮチャ
ネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）のゲートにはワンチップ・
マイクロコンピュータ（マイクロ・プロセッサ・ユニッ
ト：ＭＰＵ）２０の切換判定手段２２からの切換制御信
号ＳＣが印加され、他方のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
（Ｆa1）のゲートには切換制御信号ＳＣをインバータ３
ｃｃで反転した切換制御信号が印加される。なお、Ｃ0
は直流分カット用のコンデンサ、Ｒ0 はダイオードＤ
a1, Ｄb1のカソード側をプルダウンする抵抗である。
と正電源（＋５Ｖ）間には、抵抗Ｒa1 , Ｒb1とプルアッ
プ抵抗Ｒa2, Ｒb2 が直列に接続されており、その抵抗
接続点と接地との間には、Ｎチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
（Ｆa1, Ｆb1）が直列に接続されている。一方のＮチャ
ネル型ＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）のゲートにはワンチップ・
マイクロコンピュータ（マイクロ・プロセッサ・ユニッ
ト：ＭＰＵ）２０の切換判定手段２２からの切換制御信
号ＳＣが印加され、他方のＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴ
（Ｆa1）のゲートには切換制御信号ＳＣをインバータ３
ｃｃで反転した切換制御信号が印加される。なお、Ｃ0
は直流分カット用のコンデンサ、Ｒ0 はダイオードＤ
a1, Ｄb1のカソード側をプルダウンする抵抗である。
【００１６】ＦＭ受信部４は、周知の構成であり、切換
回路３から導入される受信波（高周波）を増幅する高周
波増幅回路４ａと、局部発振回路４ｂｂ及び混合回路４
ｂａからなり高周波信号を中間周波信号（１０．７ＭH
z）に変換する周波数変換回路４ｂと、中間周波信号を
増幅する中間周波増幅回路４ｃと、中間周波の振幅変調
分を除去する振幅制限回路４ｄと、中間周波のＦＭ波か
ら音声信号（検波出力）を取り出すＦＭ検波回路（ＦＭ
復調回路）４ｅと、中間周波増幅回路４ｃからの中間増
幅信号を基に受信波の電界強度を検出してその強度信号
（Ｓメータ出力）を出力する電界強度検出回路４ｆを有
している。ディエンファシス回路５は検波された音声信
号ＡＦの高音部を減衰させる積分回路で、一般に抵抗Ｒ
1 とコンデンサＣ1 とから構成されており、米国のＦＭ
放送では時定数５０μｓ、日本のＦＭ放送では７５μｓ
に規定されている。
回路３から導入される受信波（高周波）を増幅する高周
波増幅回路４ａと、局部発振回路４ｂｂ及び混合回路４
ｂａからなり高周波信号を中間周波信号（１０．７ＭH
z）に変換する周波数変換回路４ｂと、中間周波信号を
増幅する中間周波増幅回路４ｃと、中間周波の振幅変調
分を除去する振幅制限回路４ｄと、中間周波のＦＭ波か
ら音声信号（検波出力）を取り出すＦＭ検波回路（ＦＭ
復調回路）４ｅと、中間周波増幅回路４ｃからの中間増
幅信号を基に受信波の電界強度を検出してその強度信号
（Ｓメータ出力）を出力する電界強度検出回路４ｆを有
している。ディエンファシス回路５は検波された音声信
号ＡＦの高音部を減衰させる積分回路で、一般に抵抗Ｒ
1 とコンデンサＣ1 とから構成されており、米国のＦＭ
放送では時定数５０μｓ、日本のＦＭ放送では７５μｓ
に規定されている。
【００１７】入力一時停止回路６は、アンテナ切換時に
ＦＭ検波回路４ｅからの音声信号ＡＦをディエンファシ
ス回路５へ入力するのを一時停止させるもので、ワンチ
ップ・マイクロコンピュータ２０内において切換制御信
号ＳＣの発生に実質的に同期した入力停止制御信号ＩＳ
Ｃを生成するタイミング手段２４と、入力停止制御信号
ＩＳＣにより導通状態となるダイオードＤ1 と、音声信
号ＡＦのデエンファシス回路５への入力を遮断するアナ
ログスイッチ回路６ａとを有している。ＦＭ検波回路４
ｅの出力とタイミング手段２４の端子との間には電流制
限抵抗Ｒ2 とダイオードＤ1 が直列接続されている。ア
ナログスイッチ回路６ａは、抵抗Ｒ2 の一端にゲートが
接続され、ＦＭ検波回路４ｅの出力端とディエンファシ
ス回路５の入力端の間に介在するＮチャネル型ジャンク
ションＦＥＴ（Ｆ2 ）を有しており、アナログスイッチ
回路を構成している。タイミング手段２４のＩＳＣ端子
は非切換時では高レベル（５Ｖ）であり、切換時には低
レベル（０Ｖ）の入力停止制御信号ＩＳＣが発生する。
ディエンファシス回路５の後段にはソースホロワのジャ
ンクションＦＥＴと抵抗からなるバッファ回路７があ
り、ディエンファシス回路５とバッファ回路７とでＦＥ
Ｔ能動低域通過フィルタを構成している。このバッファ
回路７の後段回路は種々の回路構成を採用できるが、本
例ではワイヤレス・マイクロホン・システムに適用する
ＦＭ受信機であるため、雑音除去回路８，低周波増幅回
路９，電力増幅回路１０及びスピーカ１１を設けてあ
る。また、低レベルの受信強度の場合、音声信号を低周
波増幅回路９へ加えないようにするミューティング回路
１２が設けられている。
ＦＭ検波回路４ｅからの音声信号ＡＦをディエンファシ
ス回路５へ入力するのを一時停止させるもので、ワンチ
ップ・マイクロコンピュータ２０内において切換制御信
号ＳＣの発生に実質的に同期した入力停止制御信号ＩＳ
Ｃを生成するタイミング手段２４と、入力停止制御信号
ＩＳＣにより導通状態となるダイオードＤ1 と、音声信
号ＡＦのデエンファシス回路５への入力を遮断するアナ
ログスイッチ回路６ａとを有している。ＦＭ検波回路４
ｅの出力とタイミング手段２４の端子との間には電流制
限抵抗Ｒ2 とダイオードＤ1 が直列接続されている。ア
ナログスイッチ回路６ａは、抵抗Ｒ2 の一端にゲートが
接続され、ＦＭ検波回路４ｅの出力端とディエンファシ
ス回路５の入力端の間に介在するＮチャネル型ジャンク
ションＦＥＴ（Ｆ2 ）を有しており、アナログスイッチ
回路を構成している。タイミング手段２４のＩＳＣ端子
は非切換時では高レベル（５Ｖ）であり、切換時には低
レベル（０Ｖ）の入力停止制御信号ＩＳＣが発生する。
ディエンファシス回路５の後段にはソースホロワのジャ
ンクションＦＥＴと抵抗からなるバッファ回路７があ
り、ディエンファシス回路５とバッファ回路７とでＦＥ
Ｔ能動低域通過フィルタを構成している。このバッファ
回路７の後段回路は種々の回路構成を採用できるが、本
例ではワイヤレス・マイクロホン・システムに適用する
ＦＭ受信機であるため、雑音除去回路８，低周波増幅回
路９，電力増幅回路１０及びスピーカ１１を設けてあ
る。また、低レベルの受信強度の場合、音声信号を低周
波増幅回路９へ加えないようにするミューティング回路
１２が設けられている。
【００１８】ワンチップ・マイクロコンピュータ２０
は、本例に関する以外の処理（表示制御、ミューティン
グ制御等）も行うものであるが、本例に関する機能ブロ
ックとしては、アンテナ切換回路３に対する切換制御信
号ＳＣを生成する切換判定手段２２と、入力一時停止回
路６に対する入力停止制御信号ＩＳＣを生成するタイミ
ング手段２４を有している。切換判定手段２２は、受信
部４の電界強度検出回路４ｆの受信電界強度信号を基に
アンテナ切り換えのタイミングを検出して切換制御信号
ＳＣの論理レベルを反転させる。またタイミング手段２
４は、切換判定手段２２からの切換タイミング情報等を
基に、切換制御信号ＳＣのレベル反転の直前に立ち下が
りその反転後に立ち上がる負極性パルスの入力停止制御
信号ＩＳＣを出力する。この負極性パルスは、後述する
ように、切り換え期間をマスキングする必要があるが、
パルス幅が長すぎると、却って音声信号の局部的欠落に
よる雑音発生の原因になってしまう。最大可聴周波数を
２０ＫHzとすると、１周期５０μｓであることから、本
例ではその１０％の５μｓとしてあり、受信波の局部的
な欠落による忠実度への影響は非常に少ない。なお、音
声信号の周波数が低くなるに従い、マスキング期間の１
周期に占める比率は１０％以下になり、例えば１ＫHzの
ときは０．５％になる。
は、本例に関する以外の処理（表示制御、ミューティン
グ制御等）も行うものであるが、本例に関する機能ブロ
ックとしては、アンテナ切換回路３に対する切換制御信
号ＳＣを生成する切換判定手段２２と、入力一時停止回
路６に対する入力停止制御信号ＩＳＣを生成するタイミ
ング手段２４を有している。切換判定手段２２は、受信
部４の電界強度検出回路４ｆの受信電界強度信号を基に
アンテナ切り換えのタイミングを検出して切換制御信号
ＳＣの論理レベルを反転させる。またタイミング手段２
４は、切換判定手段２２からの切換タイミング情報等を
基に、切換制御信号ＳＣのレベル反転の直前に立ち下が
りその反転後に立ち上がる負極性パルスの入力停止制御
信号ＩＳＣを出力する。この負極性パルスは、後述する
ように、切り換え期間をマスキングする必要があるが、
パルス幅が長すぎると、却って音声信号の局部的欠落に
よる雑音発生の原因になってしまう。最大可聴周波数を
２０ＫHzとすると、１周期５０μｓであることから、本
例ではその１０％の５μｓとしてあり、受信波の局部的
な欠落による忠実度への影響は非常に少ない。なお、音
声信号の周波数が低くなるに従い、マスキング期間の１
周期に占める比率は１０％以下になり、例えば１ＫHzの
ときは０．５％になる。
【００１９】今、切換判定手段２２からの切換制御信号
ＳＣが高レベルであるとすれば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）
はオン状態で、インバータ３ｃｃの出力は低レベルであ
るのでＭＯＳＦＥＴ（Ｆa1）はオフ状態である。ＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｆb1）がオン状態であると、ダイオードスイッ
チＤb1のアノードは接地レベル側にあるので、ダイオー
ドスイッチＤb1は電流が流れず非導通状態にあり、第２
のアンテナ２からの受信波はコンデンサＣb ，抵抗
Ｒb1，ＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）を介して接地側へ逃がされ
る。他方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｆa1）がオフ状態であると、
ダイオードＤa1のアノードは正電源にプルアップされて
いるので、ダイオードＤa1は順バイアスされ導通状態に
あり、第１のアンテナ１からの受信波はコンデンサ
Ｃa ，ダイオードＤa1及びコンデンサＣ0 を介してＦＭ
受信部４に導入されている。そして受信部４では周知の
ようにアンテナ１からの受信波（高周波）から音声信号
ＡＦ（ＦＭ検波信号）を取り出す。ここで、タイミング
手段２４からのＩＳＣ出力は高レベルに維持されている
とすれば、ダイードスイッチＤ1 は逆バイアス状態で非
導通であるので、アナログスイッチ回路６ａのＦＥＴ
（Ｆ2 ）は導通状態にあり、低入力インピーダンスでＭ
Ｆ検波回路４ｅからの音声信号ＡＦをディエンファシス
回路５の入力端子へ供給している。ディエンファシス回
路５では前述したように音声信号の高音域（高い周波数
域）を５０μｓで減衰させてＳ／Ｎ比を改善する。高音
域が復調された音声信号ＡＦ′はバッファ回路７から出
力される。
ＳＣが高レベルであるとすれば、ＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）
はオン状態で、インバータ３ｃｃの出力は低レベルであ
るのでＭＯＳＦＥＴ（Ｆa1）はオフ状態である。ＭＯＳ
ＦＥＴ（Ｆb1）がオン状態であると、ダイオードスイッ
チＤb1のアノードは接地レベル側にあるので、ダイオー
ドスイッチＤb1は電流が流れず非導通状態にあり、第２
のアンテナ２からの受信波はコンデンサＣb ，抵抗
Ｒb1，ＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）を介して接地側へ逃がされ
る。他方、ＭＯＳＦＥＴ（Ｆa1）がオフ状態であると、
ダイオードＤa1のアノードは正電源にプルアップされて
いるので、ダイオードＤa1は順バイアスされ導通状態に
あり、第１のアンテナ１からの受信波はコンデンサ
Ｃa ，ダイオードＤa1及びコンデンサＣ0 を介してＦＭ
受信部４に導入されている。そして受信部４では周知の
ようにアンテナ１からの受信波（高周波）から音声信号
ＡＦ（ＦＭ検波信号）を取り出す。ここで、タイミング
手段２４からのＩＳＣ出力は高レベルに維持されている
とすれば、ダイードスイッチＤ1 は逆バイアス状態で非
導通であるので、アナログスイッチ回路６ａのＦＥＴ
（Ｆ2 ）は導通状態にあり、低入力インピーダンスでＭ
Ｆ検波回路４ｅからの音声信号ＡＦをディエンファシス
回路５の入力端子へ供給している。ディエンファシス回
路５では前述したように音声信号の高音域（高い周波数
域）を５０μｓで減衰させてＳ／Ｎ比を改善する。高音
域が復調された音声信号ＡＦ′はバッファ回路７から出
力される。
【００２０】この第１のアンテナ１からの受信波の受信
電界強度が弱くなると、自動的に電界強度検出回路４ｆ
の電界強度信号レベルが低下する。そのレベルがある閾
値より低くなると、切換判定手段２２がこれを判定し、
図２に示すように、切換制御信号ＳＣをある時点ｔ1 で
立ち下げて低レベルにする。この切換制御信号ＳＣの立
ち下がりによってＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）はオフ状態で、
ＭＯＳＦＥＴ（Ｆa1）はオン状態に変わり、今度は第２
のアンテナ２からの受信波がＦＭ受信部４へ導入され
る。従来では、この受信波の切り換え導入によって、切
り換え前の受信波と切り換え後の受信波との間に位相シ
フトが生じるので、検波回路４ｅの出力である音声信号
ＡＦには、図２に示すように時点ｔ1 近傍にスパイクノ
イズ１８が不可避的に発生し、このスパイクノイズ１８
はそのままディエンファシス回路５に送り込まれること
になり、ディエンファシス回路５でスパイクノイズ１８
も時定数５０μｓで積分されるので、図２に示すように
ディエンファシス回路５の出力ＡＦ′にはノイズ幅の広
い位相雑音１９が重畳されている。
電界強度が弱くなると、自動的に電界強度検出回路４ｆ
の電界強度信号レベルが低下する。そのレベルがある閾
値より低くなると、切換判定手段２２がこれを判定し、
図２に示すように、切換制御信号ＳＣをある時点ｔ1 で
立ち下げて低レベルにする。この切換制御信号ＳＣの立
ち下がりによってＭＯＳＦＥＴ（Ｆb1）はオフ状態で、
ＭＯＳＦＥＴ（Ｆa1）はオン状態に変わり、今度は第２
のアンテナ２からの受信波がＦＭ受信部４へ導入され
る。従来では、この受信波の切り換え導入によって、切
り換え前の受信波と切り換え後の受信波との間に位相シ
フトが生じるので、検波回路４ｅの出力である音声信号
ＡＦには、図２に示すように時点ｔ1 近傍にスパイクノ
イズ１８が不可避的に発生し、このスパイクノイズ１８
はそのままディエンファシス回路５に送り込まれること
になり、ディエンファシス回路５でスパイクノイズ１８
も時定数５０μｓで積分されるので、図２に示すように
ディエンファシス回路５の出力ＡＦ′にはノイズ幅の広
い位相雑音１９が重畳されている。
【００２１】しかしながら、本例では、図２に示すよう
に、切換制御信号ＳＣのレベル変化時の直前（２μｓ
前）で立ち下がりその変化時の直後（３μｓ後）で立ち
上がる負極性のパルスである入力一時停止制御信号ＩＳ
Ｃが発生し、これによりスパイクノイズ１８の伝達が阻
止されるようになっている。即ち、入力一時停止制御信
号ＩＳＣが低レベルに立ち下がると、ダイオードスイッ
チＤ1 は順バイアス状態になり導通するため、ＦＥＴ
（Ｆ2 ）がオフ状態に変わり、検波回路４ｅの出力端子
とディエンファシス回路５の入力端子の接続を断ち、音
声信号ＡＦはディエンファシス回路５へ供給されない。
このため、時点ｔ0 から時点ｔ2 までの期間（マスキン
グ期間）内に発生するスパイクノイズ１８もディエンフ
ァシス回路５へは供給されない。この切り換え時のマス
キング期間においては、ディエンファシス回路５は積分
回路であるため、時点ｔ0 の音声信号の電圧値を時点ｔ
2 まで保持する。このため、ディエンファシス回路５の
出力ＡＦ′は時点ｔ2 で切り換え前の音声信号の履歴が
反映した状態となっているので、切り換え後の波形の連
続性（スロープ）が滑らかであり、位相雑音の抑制効果
を大きくしている。このディエンファシス回路５と入力
一時停止回路６は、サンプルホールド回路を構成してい
るので、時点ｔ0 の音声信号の保持電圧はサンプルホー
ルド電圧である。
に、切換制御信号ＳＣのレベル変化時の直前（２μｓ
前）で立ち下がりその変化時の直後（３μｓ後）で立ち
上がる負極性のパルスである入力一時停止制御信号ＩＳ
Ｃが発生し、これによりスパイクノイズ１８の伝達が阻
止されるようになっている。即ち、入力一時停止制御信
号ＩＳＣが低レベルに立ち下がると、ダイオードスイッ
チＤ1 は順バイアス状態になり導通するため、ＦＥＴ
（Ｆ2 ）がオフ状態に変わり、検波回路４ｅの出力端子
とディエンファシス回路５の入力端子の接続を断ち、音
声信号ＡＦはディエンファシス回路５へ供給されない。
このため、時点ｔ0 から時点ｔ2 までの期間（マスキン
グ期間）内に発生するスパイクノイズ１８もディエンフ
ァシス回路５へは供給されない。この切り換え時のマス
キング期間においては、ディエンファシス回路５は積分
回路であるため、時点ｔ0 の音声信号の電圧値を時点ｔ
2 まで保持する。このため、ディエンファシス回路５の
出力ＡＦ′は時点ｔ2 で切り換え前の音声信号の履歴が
反映した状態となっているので、切り換え後の波形の連
続性（スロープ）が滑らかであり、位相雑音の抑制効果
を大きくしている。このディエンファシス回路５と入力
一時停止回路６は、サンプルホールド回路を構成してい
るので、時点ｔ0 の音声信号の保持電圧はサンプルホー
ルド電圧である。
【００２２】本例では、既存のＦＭ受信機に通常備わっ
たいるディエンファシス回路５による位相雑音の拡大を
抑制するために、ディエンファシス回路５の前段に入力
一時停止回路６を設けてサンプルホールド回路を構成さ
せてあることを特徴としている。
たいるディエンファシス回路５による位相雑音の拡大を
抑制するために、ディエンファシス回路５の前段に入力
一時停止回路６を設けてサンプルホールド回路を構成さ
せてあることを特徴としている。
【００２３】ここで、マスキング期間（ｔ0 〜ｔ2 ）の
短縮は可能である。回路設計上、本例では充分余裕のあ
るマスキング期間（５μｓ）をとっているが、信号遅延
時間が確定できれば、時点ｔ0 ，ｔ2 を調整し、マスキ
ング期間を短縮できる。また、回路実装後に、可変抵抗
等により時点ｔ0 ，ｔ2 を遅速調整できる回路構成及び
プログラムを設けても良い。
短縮は可能である。回路設計上、本例では充分余裕のあ
るマスキング期間（５μｓ）をとっているが、信号遅延
時間が確定できれば、時点ｔ0 ，ｔ2 を調整し、マスキ
ング期間を短縮できる。また、回路実装後に、可変抵抗
等により時点ｔ0 ，ｔ2 を遅速調整できる回路構成及び
プログラムを設けても良い。
【００２４】なお、上記実施例はＦＭ受信機の例を説明
してあるが、ＡＭ受信機やＰＭ受信機等にも本発明を適
用できる。また、サンプルホールド回路を設ける変わり
に、マスキング期間中、電圧等を印加するアナログメモ
リであっても、位相雑音を確率的に低減できる。また、
ＦＭ検波後の音声信号を急峻なローパスフィルタ（カッ
トオフ周波周約１００ＫHz、減衰率６０ｄＢ程度）でも
スパイクノイズが緩和される。
してあるが、ＡＭ受信機やＰＭ受信機等にも本発明を適
用できる。また、サンプルホールド回路を設ける変わり
に、マスキング期間中、電圧等を印加するアナログメモ
リであっても、位相雑音を確率的に低減できる。また、
ＦＭ検波後の音声信号を急峻なローパスフィルタ（カッ
トオフ周波周約１００ＫHz、減衰率６０ｄＢ程度）でも
スパイクノイズが緩和される。
【００２５】更に、本例はアンテナ切り換え方式のダイ
バーシティー受信機であったが、前述の米国特許４２９
３９５５号のようにな受信波又はその遅延波を切り換え
合成する方式のダイバーシティー受信機にも適用でき
る。更にまた、本例の切換手段２２による切り換え制御
はオーソドックスなものであるが、前述の特開昭６２−
４７２２３号におけるような切り換え制御を用いても良
い。そしてまた、本発明はオーディオ機器等に限らず、
ＭＳＫ又はＦＳＫ等のデータ伝送用の受信機にも用いる
ことができる。
バーシティー受信機であったが、前述の米国特許４２９
３９５５号のようにな受信波又はその遅延波を切り換え
合成する方式のダイバーシティー受信機にも適用でき
る。更にまた、本例の切換手段２２による切り換え制御
はオーソドックスなものであるが、前述の特開昭６２−
４７２２３号におけるような切り換え制御を用いても良
い。そしてまた、本発明はオーディオ機器等に限らず、
ＭＳＫ又はＦＳＫ等のデータ伝送用の受信機にも用いる
ことができる。
【００２６】
【発明の効果】以上説明したように、本発明は、受信波
の切り換え期間において検波信号の電圧を一時的に固定
する電圧クランプ手段を設けた点に特徴を有するので、
次の効果を奏するものである。
の切り換え期間において検波信号の電圧を一時的に固定
する電圧クランプ手段を設けた点に特徴を有するので、
次の効果を奏するものである。
【００２７】 切り換え時には受信部導入信号の受信
波の繋ぎ目に位相シフトが生じるので、受信部の検波信
号にスパイクノイズが顕在化することになるが、切換期
間では電圧クランプ手段によって検波信号の繋ぎ目が電
圧固定されて、一時的にマスキング状態となる。これに
よって出力される検波信号の繋ぎ目部はスパイクノイズ
よりも緩やかになり、位相雑音が抑制される。この結果
高いＳ／Ｎ比を要求される受信機にもアンアテ切り換え
方式のダイバーシティー受信機を用いることが可能とな
る。また１系統の受信部で済むことから、従来の２系統
の受信部を有するダイバーシティー受信機に比して部品
点数が略半減した安価で高信頼性の受信機を提供でき
る。
波の繋ぎ目に位相シフトが生じるので、受信部の検波信
号にスパイクノイズが顕在化することになるが、切換期
間では電圧クランプ手段によって検波信号の繋ぎ目が電
圧固定されて、一時的にマスキング状態となる。これに
よって出力される検波信号の繋ぎ目部はスパイクノイズ
よりも緩やかになり、位相雑音が抑制される。この結果
高いＳ／Ｎ比を要求される受信機にもアンアテ切り換え
方式のダイバーシティー受信機を用いることが可能とな
る。また１系統の受信部で済むことから、従来の２系統
の受信部を有するダイバーシティー受信機に比して部品
点数が略半減した安価で高信頼性の受信機を提供でき
る。
【００２８】 電圧クランプ手段として切り換え直前
の検波信号の電圧値を保持するサンプルホールド回路と
することにより、検波波形の履歴に対応した電圧で検波
信号が一時的に固定させるので、確率的な意味合いでな
く位相雑音を確実に低減することができる。
の検波信号の電圧値を保持するサンプルホールド回路と
することにより、検波波形の履歴に対応した電圧で検波
信号が一時的に固定させるので、確率的な意味合いでな
く位相雑音を確実に低減することができる。
【００２９】 特に、ＦＭ受信機においては、検波出
力はディエンファシス回路（積分回路）により所定の時
定数で積分されるため、検波信号にスパイクノイズが含
まれていると、その積分回路でスパイクノイズの高調波
成分（非可聴帯域）が積分されて低調波成分（可聴帯
域）が増強され、ノイズ幅の拡大に繋がるので、ディエ
ンファシス回路の出力にスパイクノイズに伴う内部雑音
を優勢化させてしまうが、本発明を適用した場合には、
ディエンファシス回路をそのまま用いて、これと受信部
との間に、検波信号のディエンファシス回路への供給を
遮断する入力一時停止手段を設けることにより、僅かな
部品点数によってサンプルホールド回路を構成でき、低
コストで高性能のＦＭ受信機を得ることができる。
力はディエンファシス回路（積分回路）により所定の時
定数で積分されるため、検波信号にスパイクノイズが含
まれていると、その積分回路でスパイクノイズの高調波
成分（非可聴帯域）が積分されて低調波成分（可聴帯
域）が増強され、ノイズ幅の拡大に繋がるので、ディエ
ンファシス回路の出力にスパイクノイズに伴う内部雑音
を優勢化させてしまうが、本発明を適用した場合には、
ディエンファシス回路をそのまま用いて、これと受信部
との間に、検波信号のディエンファシス回路への供給を
遮断する入力一時停止手段を設けることにより、僅かな
部品点数によってサンプルホールド回路を構成でき、低
コストで高性能のＦＭ受信機を得ることができる。
【図１】本発明の実施例に係るアンテナ切り換え方式の
ダイバーシティーＦＭ受信機を示すブロック図である。
ダイバーシティーＦＭ受信機を示すブロック図である。
【図２】同実施例における主要信号波形を示すタイミン
グチャートである。
グチャートである。
１…第１のアンテナ １ａ，２ａ…給電線 ２…第２のアンテナ ３…アンテナ切換回路 ３ａ，３ｂ…入力端子 ３ａａ，３ｂｂ…導入スイッチ回路 ３ｃｃ…インバータ ４…ＦＭ受信部 ４ａ…高周波増幅回路 ４ｂ…周波数変換回路 ４ｂａ…混合回路 ４ｂｂ…局部発振回路 ４ｃ…中間周波増幅回路 ４ｄ…振幅制限回路 ４ｅ…ＦＭ検波回路 ４ｆ…電界強度検出回路 ５…ディエンファシス回路 ６…入力一時停止回路 ６ａ…アナログスイッチ回路 ７…バッファ回路 ８…雑音除去回路 ９…低周波増幅回路 １０…電力増幅回路 １１…スピーカ １２…ミューティング回路 ２０…ワンチップ・マイクロコンピュータ ２２…切換判定手段 ２４…タイミング手段 １８…スパイクノイズ １９…パルス幅の拡大された位相雑音 Ｃa , Ｃb ．Ｃ0 …直流カットコンデンサ Ｆa1, Ｆb1…プルアップ用のＮチャネルＭＯＳＦＥＴ Ｄa1, Ｄb1…ダイオードスイッチ Ｒa1, Ｒb1…電流制限抵抗 Ｒa2, Ｒb2…プルアップ抵抗 Ｆ2 …ジャンクションＦＥＴ Ｄ1 …ダイオードスイッチ Ｒ0 …プルダウン抵抗 Ｒ2 …電圧クランプ抵抗 Ｃ1 …積分回路のコンデンサ Ｒ1 …積分回路の抵抗 ＩＦ…中間周波 ＡＦ…音声信号 ＡＦ′…ディエンファシス回路の出力 ＳＣ…切換制御信号 ＩＳＣ…入力一時停止制御信号
Claims (6)
- 【請求項１】 複数のアンテナからの受信波を切り換え
て受信部導入信号とするアンテナ切換手段と、前記受信
部導入信号を復調して検波信号を出力する受信部と、前
記受信部導入信号の信号強度に応じて前記アンテナ切換
手段へ切換制御信号を送る切換判定手段とを備えたダイ
バーシティー受信機において、 前記アンテナ切換手段の切換期間では前記検波信号の電
圧を固定する電圧クランプ手段を有することを特徴とす
るダイバーシティー受信機。 - 【請求項２】 第１及び第２のアンテナと、第１のアン
テナからの受信波を基に正相又は逆相の受信波を作成す
る２相波生成手段と、第２のアンテナからの受信波に対
し前記正相又は逆相の受信波を切り換えて合成し受信部
導入信号とする受信波切換合成手段と、前記受信部導入
信号の信号強度に応じて前記受信波切換合成手段へ切換
制御信号を送る切換判定手段とを備えたダイバーシティ
ー受信機において、 前記受信波切換合成手段の切換期間では前記検波信号の
電圧を固定する電圧クランプ手段を有することを特徴と
するダイバーシティー受信機。 - 【請求項３】 請求項１又は請求項２に記載のダイバー
シティー受信機において、前記電圧クランプ手段は、前
記切り換え期間では前記切り換え直前の前記検波信号の
電圧値を保持するサンプルホールド回路であることを特
徴とするダイバーシティー受信機。 - 【請求項４】 請求項３に規定するダイバーシティー受
信機は、前記受信部から出力される前記検波信号の高域
を減衰するディエンファシス回路を有するＦＭ受信機で
あって、前記サンプルホールド回路は、前記ディエンフ
ァシス回路を含み、これと前記受信部との間に介在し、
前記検波信号の前記ディエンファシス回路への供給を遮
断する入力一時停止手段とから構成されてなることを特
徴とするダイバーシティー受信機。 - 【請求項５】 請求項４に記載のダイバーシティー受信
機において、前記入力一時停止手段は、前記切換制御信
号の発生に実質的に同期した入力停止制御信号を生成す
るタイミング手段と、前記入力停止制御信号により前記
検波信号の前記ディエンファシス手段への入力を遮断す
るアナログスイッチ手段であることを特徴とするダイバ
ーシティー受信機。 - 【請求項６】 請求項１に記載のダイバーシティー受信
機において、前記第アナログスイッチ手段及び前記ディ
エンファシス手段を受け取る回路はボルテージホロワ回
路であることを特徴とするダイバーシティー受信機。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5144122A JPH077464A (ja) | 1993-06-16 | 1993-06-16 | ダイバーシティー受信機 |
| US08/167,332 US5465411A (en) | 1993-06-16 | 1993-12-15 | Diversity receiver with switching noise reduction |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5144122A JPH077464A (ja) | 1993-06-16 | 1993-06-16 | ダイバーシティー受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH077464A true JPH077464A (ja) | 1995-01-10 |
Family
ID=15354712
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5144122A Pending JPH077464A (ja) | 1993-06-16 | 1993-06-16 | ダイバーシティー受信機 |
Country Status (2)
| Country | Link |
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| US (1) | US5465411A (ja) |
| JP (1) | JPH077464A (ja) |
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