JPS63117522A - スペ−スダイバ−シテイ制御方式 - Google Patents
スペ−スダイバ−シテイ制御方式Info
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- JPS63117522A JPS63117522A JP61263371A JP26337186A JPS63117522A JP S63117522 A JPS63117522 A JP S63117522A JP 61263371 A JP61263371 A JP 61263371A JP 26337186 A JP26337186 A JP 26337186A JP S63117522 A JPS63117522 A JP S63117522A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 4
- 239000000969 carrier Substances 0.000 abstract description 3
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
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- 101710148588 ADP,ATP carrier protein 2 Proteins 0.000 description 2
- 101710165307 ADP,ATP carrier protein 2, mitochondrial Proteins 0.000 description 2
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Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概要〕
２つの受信信号の合成出力信号が最大となるように、一
方の受信信号の位相を他方の受信信号の位相に対して制
御するスペースダイバーシティ受信装置において、上記
制御のための２つの受信信号の位相差を検出する能力を
向上させるため、逆相合成回路を付加してこの逆相合成
回路の出力が最小になるように一方の受信信号の位相を
制御するようにしたスペースダイバーシティ制御方式。
方の受信信号の位相を他方の受信信号の位相に対して制
御するスペースダイバーシティ受信装置において、上記
制御のための２つの受信信号の位相差を検出する能力を
向上させるため、逆相合成回路を付加してこの逆相合成
回路の出力が最小になるように一方の受信信号の位相を
制御するようにしたスペースダイバーシティ制御方式。
本発明は、高速データ伝送路を構成するディジタル無線
システムのスペースダイバーシティ受信ＷｉＸＣに関す
るもので、相関の少ない２つの受信搬送波信号の合成出
力が最大となるように一方の受信段送波の位相に対して
他方の受信搬送波の位相を制御するスペースダイバーシ
ティ制御方式に関するものである。
システムのスペースダイバーシティ受信ＷｉＸＣに関す
るもので、相関の少ない２つの受信搬送波信号の合成出
力が最大となるように一方の受信段送波の位相に対して
他方の受信搬送波の位相を制御するスペースダイバーシ
ティ制御方式に関するものである。
スペースダイバーシティ制御方式における位相制御の誤
差が大きい場合には、２つの受信搬送波信号の合成出力
の位相変動（ジッタ）が太き（なリ、特に搬送波信号の
変調が多値ＱＡＭ （直交振幅変調）の場合には復調出
力の符号誤り率が大きく劣化して不都合となる。したが
って、スペースダイバーシティ制御方式としては、２つ
の受信搬送波信号間の位相差を検出する能力の向上した
制御誤差の少ない制御方式が望まれている。
差が大きい場合には、２つの受信搬送波信号の合成出力
の位相変動（ジッタ）が太き（なリ、特に搬送波信号の
変調が多値ＱＡＭ （直交振幅変調）の場合には復調出
力の符号誤り率が大きく劣化して不都合となる。したが
って、スペースダイバーシティ制御方式としては、２つ
の受信搬送波信号間の位相差を検出する能力の向上した
制御誤差の少ない制御方式が望まれている。
従来のスペースダイバーシティ受信装置のプロツク図を
第１図に示す。
第１図に示す。
２組のアンテナＡＮＴ １． ＡＮＴ ２および受信器
ＲＸ １゜ＲＸ ２により受信される２つの受信信号ｐ
ｌ＋ ｐｚは、その一方の受信信号Ｐ２が無限移相器２
を介して位相調節され、ハイブリッド合成器１１ＹＢに
おいて合成される。
ＲＸ １゜ＲＸ ２により受信される２つの受信信号ｐ
ｌ＋ ｐｚは、その一方の受信信号Ｐ２が無限移相器２
を介して位相調節され、ハイブリッド合成器１１ＹＢに
おいて合成される。
ハイブリッド合成器ＨＹＢで合成された出力信号は、自
動利得制御機能のあるＡＧＣ増幅器により一定出力レベ
ルまで増幅されて次段へ出力される。
動利得制御機能のあるＡＧＣ増幅器により一定出力レベ
ルまで増幅されて次段へ出力される。
無限移相器２の制御器４は、ＡＧＣ増幅器の出力を検波
器３で検波して得られる制御電圧ｄなどのＡＧＣ増幅器
の入力レベル（ハイブリッド合成器１１ＹＢの合成出力
レベルｅ）に比例する情報を入力とし、前記合成出力レ
ベルｅが最大になるような制御信号ｘ、ｙを無限移相器
２へ出力して、受信信号Ｐ２の位相を変移させ調節する
。
器３で検波して得られる制御電圧ｄなどのＡＧＣ増幅器
の入力レベル（ハイブリッド合成器１１ＹＢの合成出力
レベルｅ）に比例する情報を入力とし、前記合成出力レ
ベルｅが最大になるような制御信号ｘ、ｙを無限移相器
２へ出力して、受信信号Ｐ２の位相を変移させ調節する
。
従来のスペースダイバーシティ受信の制御方式では、上
記の如く、２つの受信搬送波の合成出力ｅのレベルが最
大となるように位相を制御する。
記の如く、２つの受信搬送波の合成出力ｅのレベルが最
大となるように位相を制御する。
アンテナＡＮＴ ｌ側の受信搬送波をＡ ｓｉｎωＬと
し、アンテナＡＮＴ ２側の受信信号をＢ ｓｉｎ （
ωｔ＋θ）とすると、２つの受信搬送波の合成レベルＡ
ｓｉｎωｔ １ ＋ Ｂ ｓｉｎ （ωｔ＋θ）が
最大となるように一方の受信搬送波Ｂ ｓｉｎ （ω（
＋θ）の位相θを無限移相器２を用いて制御する。つま
り、２つの受信搬送波信号の位相差角θが零になるよう
に制御が行われる。
し、アンテナＡＮＴ ２側の受信信号をＢ ｓｉｎ （
ωｔ＋θ）とすると、２つの受信搬送波の合成レベルＡ
ｓｉｎωｔ １ ＋ Ｂ ｓｉｎ （ωｔ＋θ）が
最大となるように一方の受信搬送波Ｂ ｓｉｎ （ω（
＋θ）の位相θを無限移相器２を用いて制御する。つま
り、２つの受信搬送波信号の位相差角θが零になるよう
に制御が行われる。
然しなから、従来方式における２つの受信信号の合成出
力レベルは、θ＝０の近傍において、θに対する変化量
が第４図の表に示すごとく非常に小さい。例えば、２つ
の受信信号の位相差角θが約 ３０度のとき、合成レベ
ルの変化量がやっと、約０．５ ｄＢになるという非常
に少ない変化量しか得られず、位相差検出能力が低いと
いう問題がある。
力レベルは、θ＝０の近傍において、θに対する変化量
が第４図の表に示すごとく非常に小さい。例えば、２つ
の受信信号の位相差角θが約 ３０度のとき、合成レベ
ルの変化量がやっと、約０．５ ｄＢになるという非常
に少ない変化量しか得られず、位相差検出能力が低いと
いう問題がある。
この問題点は、２つの受信信号の合成出力を最大とする
ための位相差検出の方法として、従来例の２つの受信信
号の合成レベルが最大となる同相合成出力を検出する方
法ではなくて、合成レベルが最小ゼロとなる逆相合成レ
ベルを検出して２つの受信搬送波信号の位相差を認識し
ようとする本発明によって解決される。
ための位相差検出の方法として、従来例の２つの受信信
号の合成レベルが最大となる同相合成出力を検出する方
法ではなくて、合成レベルが最小ゼロとなる逆相合成レ
ベルを検出して２つの受信搬送波信号の位相差を認識し
ようとする本発明によって解決される。
本発明は、第１図の原理ブロック図に示すごとく、２つ
の受信搬送波信号ｐ１． ｐｚを逆相に合成する逆相合
成器１と、その逆相合成器１の合成出力搬送波を検波す
る検波器３と、該検波器３の検波直流電圧を入力し２つ
の受信搬送波ｐＬ ｐｚの位相差θの大きさと極性を判
定してアナログ制御信号Ｘ、Ｙを出力する制御器４と、
該制御器４のアナログ制御信号出力ｘ、ｙを入力し２つ
の受信搬送波ｐＬ ｐｚの一方のｐｚの位相を、他方の
ｐｌの位相に対してその位相差の大きさ及び極性を変移
させる移相器２とを設ける。
の受信搬送波信号ｐ１． ｐｚを逆相に合成する逆相合
成器１と、その逆相合成器１の合成出力搬送波を検波す
る検波器３と、該検波器３の検波直流電圧を入力し２つ
の受信搬送波ｐＬ ｐｚの位相差θの大きさと極性を判
定してアナログ制御信号Ｘ、Ｙを出力する制御器４と、
該制御器４のアナログ制御信号出力ｘ、ｙを入力し２つ
の受信搬送波ｐＬ ｐｚの一方のｐｚの位相を、他方の
ｐｌの位相に対してその位相差の大きさ及び極性を変移
させる移相器２とを設ける。
逆相合成器１は２つの受信搬送波信号ｐ１＋ ｐ２！を
互に逆相関係で合成し、検波器３は逆相合成器１の合成
出力を検波して直流電圧ｄを制御器４へ送出する。検波
直流電圧ｄは２つの受信信号ｐ１、ｐ２の位相差θを表
す。
互に逆相関係で合成し、検波器３は逆相合成器１の合成
出力を検波して直流電圧ｄを制御器４へ送出する。検波
直流電圧ｄは２つの受信信号ｐ１、ｐ２の位相差θを表
す。
制御器４は検波器３の検波直流電圧ｄから２つの受信搬
送波ｐｔ、 ｐｚの位相差θの大きさと極性を判定して
アナログ制御信号Ｘ、Ｙを出力し位相差θが最小になる
ように移相器２を駆動する。
送波ｐｔ、 ｐｚの位相差θの大きさと極性を判定して
アナログ制御信号Ｘ、Ｙを出力し位相差θが最小になる
ように移相器２を駆動する。
検波器３の検波直流電圧ｄは、２つの受信信号り１＋
ｐｚを逆相に合成した逆相合成器１の合成出力の大きさ
を表わすので、検波直流電圧ｄが最小のゼロの時が、２
つの受信信号ｐＬ ｐ２の位相が同相の時ある。
ｐｚを逆相に合成した逆相合成器１の合成出力の大きさ
を表わすので、検波直流電圧ｄが最小のゼロの時が、２
つの受信信号ｐＬ ｐ２の位相が同相の時ある。
従って、２つの受信信号ｐｌ＋ ｐｚを同相合成するハ
イブリッド合成器ＨＹＢの出力は検波直流電圧ｄが最小
のゼロの時、最大となりスペースダイバーシティ受信の
機能が達成できる。
イブリッド合成器ＨＹＢの出力は検波直流電圧ｄが最小
のゼロの時、最大となりスペースダイバーシティ受信の
機能が達成できる。
そして、２つの受信信号ｐ１、 ｐ２を逆相合成した逆
相合成器１の合成出力レベルの、２つの受信信号ｐ１、
ｐ２の位相差θに対する変化量は、位相差θの小さい
ところで非常に大ぎいので、２つの受信信号間の位相差
を検出する検出能力の向上したスペースダイバーシティ
制御方式が実現できて問題は解決される。
相合成器１の合成出力レベルの、２つの受信信号ｐ１、
ｐ２の位相差θに対する変化量は、位相差θの小さい
ところで非常に大ぎいので、２つの受信信号間の位相差
を検出する検出能力の向上したスペースダイバーシティ
制御方式が実現できて問題は解決される。
第２図は本発明の実施例のスペースダイバーシティ制御
方式の構成を示すブロック図である。
方式の構成を示すブロック図である。
ハイブリッド合成器１１と１８０度移相器１２が逆相合
成器１を形成し、２つの受信機ＲＸＩ、ＲＸ２の搬送波
出力線路上の同相点であるＡ点とＢ点の間に設置される
。
成器１を形成し、２つの受信機ＲＸＩ、ＲＸ２の搬送波
出力線路上の同相点であるＡ点とＢ点の間に設置される
。
逆相合成器１のハイブリッド合成器１１は、受信機ＲＸ
Ｉの搬送波出力ｐ１と受信機ＲＸ２の搬送波出力ｐ２を
１８０度移相器１２で逆相にした搬送波出力とを合成し
て出力ｅ１を出力する。
Ｉの搬送波出力ｐ１と受信機ＲＸ２の搬送波出力ｐ２を
１８０度移相器１２で逆相にした搬送波出力とを合成し
て出力ｅ１を出力する。
逆相合成器１のハイブリッド合成器１１の出力ｅ１は、
増幅器３１とダイオード３２から成る検波器３に入力さ
れ増幅検波される。
増幅器３１とダイオード３２から成る検波器３に入力さ
れ増幅検波される。
検波器３の検波直流電圧ｄは、制御器４へ入力され、無
限移相器２を駆動するアナログ制御信号Ｘ、 Ｙを出力
する。
限移相器２を駆動するアナログ制御信号Ｘ、 Ｙを出力
する。
制御器４の回路の一例は、本発明の発明者と同一の発明
者により発明され、同一の出願人により出願され公開さ
れた特開昭６０−８３４３５に詳述されている第３図Ｂ
の回路図に示すごとき構成であって、その構成と動作を
簡単に説明する。
者により発明され、同一の出願人により出願され公開さ
れた特開昭６０−８３４３５に詳述されている第３図Ｂ
の回路図に示すごとき構成であって、その構成と動作を
簡単に説明する。
検波器３からの直流電圧ｄがサンプルホールド回路５ｌ
ｌｌ、Ｓｎ２に入力されタイミング発生回路からのタイ
ミング信号ａ、ｂが加えられて、比較器ＣＯＭＰに入力
される。
ｌｌ、Ｓｎ２に入力されタイミング発生回路からのタイ
ミング信号ａ、ｂが加えられて、比較器ＣＯＭＰに入力
される。
比較器ＣＯ肝において、２つの受信信号ｐｌ＋ ｐ２の
位相差θを表す検波器３ （第２図）の直流出力ｄの変
化の極性が判定される。この判定結果は次段のカウンタ
に入力されメモリＲＯＭ １．ＲＯＭ ２の読出しアド
レスを決定する。
位相差θを表す検波器３ （第２図）の直流出力ｄの変
化の極性が判定される。この判定結果は次段のカウンタ
に入力されメモリＲＯＭ １．ＲＯＭ ２の読出しアド
レスを決定する。
メモリＩ？ＯＭ １．ＲＯＭ ２には無限移相器２を駆
動するＸ軸制御信号およびＹ軸制御信号のデータが記憶
されていて、メモリＩ？ＯＭ Ｌｌ？ＯＭ ２から読出
されるＸ軸制御信号およびＹ軸制御信号のデータは、逆
相合成器１の合成出力ｅ１の検波電圧ｄが最小になるよ
うにカウンタによって指示制御される。
動するＸ軸制御信号およびＹ軸制御信号のデータが記憶
されていて、メモリＩ？ＯＭ Ｌｌ？ＯＭ ２から読出
されるＸ軸制御信号およびＹ軸制御信号のデータは、逆
相合成器１の合成出力ｅ１の検波電圧ｄが最小になるよ
うにカウンタによって指示制御される。
また、逆相合成器１の１８０度移相器１２の回路構成の
一例が第３図へに示される。
一例が第３図へに示される。
エミッタ接地のトランジスタＴｒのベース人力ＩＮとコ
レクタ出力０ｔｌＴに１８０度の位相差があることが利
用される。
レクタ出力０ｔｌＴに１８０度の位相差があることが利
用される。
本実施例の他の回路、即ち、２つの受信搬送波ｐＬ ｐ
２を合成するハイブリッド合成器１１ＹＢ 、無限位相
器２は従来例における回路と同じである。
２を合成するハイブリッド合成器１１ＹＢ 、無限位相
器２は従来例における回路と同じである。
第４図のデータ表は、本発明の実施例と従来例における
２つの受信入力ｐＬ ｐ２の位相差θに対する合成出力
レベルの変化ｉｄＢの比較を示したもので、本発明の実
施例のデータは、位相差θの１に対して約５ ｄＢ
以上の変化量が検出され、実施例の位相差検出能力が従
来例に比して大幅に改善されていることを示す。
２つの受信入力ｐＬ ｐ２の位相差θに対する合成出力
レベルの変化ｉｄＢの比較を示したもので、本発明の実
施例のデータは、位相差θの１に対して約５ ｄＢ
以上の変化量が検出され、実施例の位相差検出能力が従
来例に比して大幅に改善されていることを示す。
以上説明したごとく、本発明によれば、スペースダイバ
ーシティ受信装置における２つの受信搬送波信号の位相
差を検出する能力を格段に向上することが出来るので、
２つの受信信号の合成搬送波信号のジッタが少くなり、
結果として符号誤り率の良い高品質のディジタル無線シ
ステムを実現できる効果が得られる。
ーシティ受信装置における２つの受信搬送波信号の位相
差を検出する能力を格段に向上することが出来るので、
２つの受信信号の合成搬送波信号のジッタが少くなり、
結果として符号誤り率の良い高品質のディジタル無線シ
ステムを実現できる効果が得られる。
第１図は本発明のスペースダイバーシティ制御方式の構
成を示す原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例のスペースダイバーシティ制御
方式の構成を示すブロック図、第４図は本発明の実施例
と従来例のスペースダイバーシティ制御方式の動作を説
明するためのデータ表、 第５図は従来例のスペースダイバーシティ制御方式のブ
ロック図である。 第１図、第２図において、 １は逆相合成器、 ２は移相器、 ３は検波器、 ４は制御器である。 ＄１２ 茎２図 Δ、 ／ｇθ°移徊称 Ｂ、 ＠ＩＩＩｎＦ−Ｃ０ＮＴ 蕃３Ｚ 従来ｊ１１のスやスダηＮシテ精１１行り法氏のプロッ
タ図＄５７
成を示す原理ブロック図、 第２図は本発明の実施例のスペースダイバーシティ制御
方式の構成を示すブロック図、第４図は本発明の実施例
と従来例のスペースダイバーシティ制御方式の動作を説
明するためのデータ表、 第５図は従来例のスペースダイバーシティ制御方式のブ
ロック図である。 第１図、第２図において、 １は逆相合成器、 ２は移相器、 ３は検波器、 ４は制御器である。 ＄１２ 茎２図 Δ、 ／ｇθ°移徊称 Ｂ、 ＠ＩＩＩｎＦ−Ｃ０ＮＴ 蕃３Ｚ 従来ｊ１１のスやスダηＮシテ精１１行り法氏のプロッ
タ図＄５７
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 ２つの受信信号（ｐ１、ｐ２）の位相差を検出し、前記
２つの受信信号（ｐ１、ｐ２）の合成出力信号（ｅ）が
最大となるように、前記検出により得られた信号（ｄ）
を用いて移相器（２）を制御し、一方の受信信号（ｐ２
）の位相を他方の受信信号（ｐ１）の位相に対して変移
させるスペースダイバーシティ制御方式において、 前記２つの受信信号（ｐ１、ｐ２）を互に逆相で合成す
る逆相合成器（１）を設け、 該逆相合成器（１）の出力レベルが最小になるように制
御することを特徴とするスペースダイバーシティ制御方
式。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61263371A JPS63117522A (ja) | 1986-11-05 | 1986-11-05 | スペ−スダイバ−シテイ制御方式 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61263371A JPS63117522A (ja) | 1986-11-05 | 1986-11-05 | スペ−スダイバ−シテイ制御方式 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63117522A true JPS63117522A (ja) | 1988-05-21 |
Family
ID=17388561
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61263371A Pending JPS63117522A (ja) | 1986-11-05 | 1986-11-05 | スペ−スダイバ−シテイ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS63117522A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5203023A (en) * | 1989-03-28 | 1993-04-13 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Phase likelihood comparison diversity receiver |
| US5345603A (en) * | 1990-11-13 | 1994-09-06 | U.S. Philips Corporation | Receiver arrangement formed by a plurality of receive branches |
| JP2009111723A (ja) * | 2007-10-30 | 2009-05-21 | Mitsubishi Electric Corp | アレーアンテナ |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54119825A (en) * | 1978-03-09 | 1979-09-18 | Nec Corp | Signal synthesizer |
-
1986
- 1986-11-05 JP JP61263371A patent/JPS63117522A/ja active Pending
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54119825A (en) * | 1978-03-09 | 1979-09-18 | Nec Corp | Signal synthesizer |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5203023A (en) * | 1989-03-28 | 1993-04-13 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Phase likelihood comparison diversity receiver |
| US5345603A (en) * | 1990-11-13 | 1994-09-06 | U.S. Philips Corporation | Receiver arrangement formed by a plurality of receive branches |
| JP2009111723A (ja) * | 2007-10-30 | 2009-05-21 | Mitsubishi Electric Corp | アレーアンテナ |
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