JP5199035B2 - 自動追尾装置 - Google Patents

Description

本発明は、ヘリコプタなどの移動体からの放送のための映像信号や音声信号の送信電波を受信する無線中継装置に係り、特に、かかる無線中継装置の受信アンテナを送信電波の送信源に追尾させる自動追尾装置と、複数のアンテナを切替えて使用する方式の移動体無線通信システムにおける自動追尾装置に関する。

放送のために撮影現場で撮影した映像信号や音声信号(以下、放送用信号という)を無線中継装置に無線伝送する場合、従来では、アナログＦＭ(Frequency Modulation：周波数変調)方式による伝送方法が用いられていたが、近年、ＱＡＭ(Quadrature Amplitude Modulation：直交振幅変調)方式やＯＦＤＭ(Orthogonal Frequency Division Multiplex：直交周波数分割多重)方式などのデジタル変調方式による無線デジタル伝送方式が用いられるようになってきている。

撮影現場から無線中継装置に送信する送信電波は、ビーム半値幅が５゜程度のビーム状をなすものであって、無線中継装置では、かかる送信電波を直径０．６ｍ〜１．２ｍのパラボラアンテナを用いて受信するが、送信源がヘリコプタ)などの移動体に設けられている場合、この移動体の移動とともにパラボラアンテナの向きを変化させ、パラボラアンテナがこの送信源を追尾するようにする必要がある。

このような移動する送信源にパラボラアンテナを追尾させるために、人手による作業でもって信号源の移動とともにパラボラアンテナの向きを変化させることは実用上に非常に困難であって、このため、信号源の方向を検出し、その検出結果を用いてパラボラアンテナの向きを自動的に変化されて送信源への自動追尾を行なうようにした技術が提案されている(例えば、特許文献１参照)。

図１８はかかる自動追尾装置の一従来例を示すブロック構成図であって、１は受信アンテナ、２Ｍは主受電器、２Ｓは副受電器、２Ｌは左副受電器、２Ｒは右副受電器、２Ｕは上副受電器、２Ｄは下副受電器、２Ｓは副受電器、３は切替スイッチ、４，５は受信高周波部、６は等化復調部、７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄはレベル検出器、８Ｈ，８Ｖはレベル比較器、９はタイミングコントローラ、１０は駆動コントローラ、１１は駆動部である。

同図において、受信アンテナ１は、図示しないパラボラ反射体に５個の受電器２Ｍ，２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄ夫々が対向して設けられた構成をなし、これら受電器２Ｍ，２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄ夫々がパラボラ反射体で反射された送信電波を受信し、また、かかる受信アンテナ１が駆動部１１によって左右方向や上下方向にその向きを変えることができる。主受電器２Ｍが図示しない移動体の送信源からの送信電波の受信専用、本線用の(放送用信号を受信する)受電器であって、これら副受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄ、即ち、副受電器２Ｓは送信源に対する受信アンテナ１の向きを検出するためのものである。

図１９は図１８における受信アンテナ１の構成を示す図であって、同図(a)は正面図、同図(b)は同図(a)の分断線Ａ−Ａ'に沿う縦断面図であり、１２はパラボラ反射体、１３は電動架台である。なお、図１８に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。

図１９(a)、(b)において、パラボラ反射体１２の窪み状の反射面に対向して、主受電器２Ｍと４個の副受電器２Ｓとがパラボラ反射体１２に取り付けられている。本線用の主受電器２Ｍは、パラボラ反射体１２の中心線Ｃｏ上に配置され、左副受電器２Ｌは左側、右副受電器２Ｒは右側でこの中心線Ｃｏを中心として左右対称の位置に、上副受電器２Ｕは上側、下副受電器２Ｄは下側でこの中心線Ｃｏを中心として上下対称の位置に夫々配置されている。

かかる主受電器２Ｍと副受電器２Ｓとが設けられたパラボラ反射体１２は電動架台１３に取り付けられており、駆動部１１がこの電動架台１３を駆動することにより、パラボラ反射体１２の中心線Ｃｏの向き、従って、受信アンテナ１の向きを変更することができ、これにより、この受信アンテナ１の向きを送信源の方向Ｗｏに一致させることができる。

図２０は図１８における各部の動作を示すタイミング図であって、以下、図２０を用い、受信信号をＱＡＭ変調方式の信号として、図１８に示す従来の自動追尾装置の動作について説明する。

送信源からの放送用信号は、図２０(a)に示すように、映像や音声の所定情報量(ビット数)のデータＤの先頭にプリアンブルＰが付加された信号期間を１フレームとし、かかるフレームが繰り返えされる信号であって、これがＱＡＭ変調されて送信電波で送信される。主受電器２ＭからのＱＡＭ変調された受信信号が、本線信号ａとして、上記のように、高周波部５で増幅などの処理がなされた後、等化復調部６で各フレーム毎にそのプリアンブルＰを用いて等化復調される。

一方、切替スイッチ３では、タイミングコントローラ９の制御により、図２０(ｂ)に示すように、１フレーム毎に左副受電器２Ｌ、右副受電器２Ｒ、上副受電器２Ｕ、下副受電器２Ｄの順にサイクリックに切り替え選択される。切替スイッチ３の出力信号ｂは、高周波部４で増幅などの処理がなされた後、左副受電器２Ｌの受信信号の切替スイッチ３で選択されたフレーム(図２０(c))がレベル検出器７Ｌに供給され、タイミングコントローラ９からのサンプリングパルスＣＫ_L (図２０(e))により、図２０(d)に示すように、そのレベルＬ_L が検出されてサンプリングホールドされる。切替スイッチ３で次に選択された右副受電器２Ｒの受信信号のフレーム(図２０(f))はレベル検出器７Ｒに供給され、タイミングコントローラ９からのサンプリングパルスＣＫ_R (図２０(h))により、図２０(g)に示すように、そのレベルＬ_R が検出されてサンプリングホールドされる。

切替スイッチ３でさらに次に選択された上副受電器２Ｕの受信信号のフレーム(図２０(i))はレベル検出器７Ｕに供給され、タイミングコントローラ９からのサンプリングパルスＣＫ_U (図２０(k))により、図２０(j)に示すように、そのレベルＬ_U が検出されてサンプリングホールドされる。切替スイッチ３でさらに次に選択された下副受電器２Ｄの受信信号のフレーム(図 ２０(l))はレベル検出器７Ｄに供給され、サンプリングパルスＣＫ_D (図２０(n))により、図２０(m)に示すように、そのレベルＬ_D が検出されてサンプリングホールドされる。

ここで、レベル検出器７Ｌ、７Ｒのサンプリングホールドされたレベル値(サンプルホールド値)Ｌ_L、Ｌ_R はレベル比較器８Ｈに供給されるが、比較器８Ｈでは、レベル検出器７Ｌのサンプルホールド値Ｌ_L が供給された後、レベル検出器７Ｒのサンプルホールド値Ｌ_R が供給されると、これらサンプルホールド値Ｌ_L、Ｌ_R が比較され(時刻ｔ1)、そのレベル差ΔＬ_H が検出されて駆動コントローラ１０に供給される。駆動コントローラ１０は、このレベル差ΔＬ_H の極性と絶対値とに応じた左右方向の駆動信号を生成して駆動部１１に供給し、これにより、受信アンテナ１は、電動架台１３が駆動されることにより、その左右方向の向きが変更される。

図２０(d)、(g)に示す例では、サンプルホールド値Ｌ_L＞サンプルホールド値Ｌ_R であるから、受信アンテナ１の向きは送信源の方向よりも左の方向を向いていることになり、このため、受信アンテナ１はその向きが右方向に変更される。このため、左副受電器２Ｌの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_L は減少し、右副受電器２Ｒの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_R は増加して、両者が等しくなる方向に受信アンテナ１の向きが変更し、左右方向の追尾が行なわれる。

次に、レベル検出器７Ｕ、７Ｄのサンプリングホールドされたレベル値(サンプルホールド値)Ｌ_U、Ｌ_D はレベル比較器８Ｖに供給されるが、比較器８Ｖでは、レベル検出器７Ｕのサンプルホールド値Ｌ_U が供給された後、レベル検出器７Ｄのサンプルホールド値Ｌ_D が供給されると、これらサンプルホールド値Ｌ_U、Ｌ_D が比較され(時刻ｔ2)、そのレベル差ΔＬ_V が検出されて駆動コントローラ１０に供給される。駆動コントローラ１０は、このレベル差ΔＬ_V の極性と絶対値とに応じた上下方向の駆動信号を生成して駆動部１１に供給し、これにより、受信アンテナ１は、電動架台１３が駆動されることにより、その上下方向の向きが変更される。

図２０(j)、(m)に示す例では、サンプルホールド値Ｌ_U＞サンプルホールド値Ｌ_D であるから、受信アンテナ１の向きは送信源の方向よりも上の方向を向いていることになり、このため、受信アンテナ１はその向きが下方向に変更される。このため、上副受電器２Ｕの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_U は減少し、下副受電器２Ｄの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_D は増加して、両者が等しくなる方向に受信アンテナの向きが変更し、上下方向の追尾が行なわれる。
以上のようにして、受信アンテナ１の向きが送信源の方向となるように、追尾制御が行なわれる。

ところで、ヘリコプタを用いた無線中継システムの場合、上記したように、マイクロ波帯以上の短波長の電波と指向性の強いアンテナとによる伝送系を用いるのが一般的であるが、しかし、移動体としてヘリコプタを用いた場合、飛行中での機体の姿勢についての自由度が高いことから、そのアンテナが、中継相手となる受信側のアンテナから見て機体の影に入ってしまうことがあり、この場合、電波伝播経路が遮られてしまうので、伝送が不安定になる虞がある。
そこで、送信側のヘリコプタに少なくとも２基のアンテナを設け、これらを切替えて使用する方法が従来から採用されており、この場合、２基のアンテナをヘリコプターの機体の側部(前後又は左右)に分けて１基づつ設置し、これらを機首方向に応じて切替えるようにしている。

そして、このときの２基のアンテナの切替方式として、多値デジタル変調信号に含まれるトレーニング信号の伝送期間内をアンテナ切り換えのタイミングとする方法も従来から提案されている(特許文献２参照)。
そして、この方法によれば、アンテナの切替えによる電波伝播経路の確実な確保のもとで、データ誤りの発生を最小限に抑えることができると説明されている。

そこで、以下、この従来技術によるアンテナ切替方式の概要について説明すると、この従来技術は、アンテナ切替方式を１６ＱＡＭ方式(１６値直交振幅変調方式)や６４ＱＡＭ方式(６４値直交振幅変調方式)といった多値デジタル変調方式による無線中継システムに適用した場合の一例で、図２５は、その送信装置のブロック図であり、図２６は、そのアンテナ切替方式のタイミング図で、図２７は、このときの地上局における受信装置のブロック図である。

まず、図２５において、デジタル変調部３１は、例えばテレビジョンカメラなどから入力されてくる送信データａ２を上記何れかのデジタル変調方式に従って変調し、それを多値デジタル変調されたＩＦ(Intermediate frequency：中間周波数)の送信信号ｅ２として出力し、高周波部３２に供給する。
そこで、高周波部３２は、入力されたＩＦ信号ｅ２の周波数を、例えば７ＧＨｚのマイクロ波帯の周波数に変換し、マイクロ波周波数のキャリア変調信号ｆ２を切替スイッチ部３４に供給する。

そして、この切替スイッチ４の切替出力ｇ２、ｈ２が各々電力増幅部３５、３６に供給され、電力増幅された高周波の信号ｉ２、ｊ２としてアンテナ７、８に供給され、この結果、アンテナ３７、３８の何れかから電波が送信されることになる。
このとき、切替スイッチ部３４は、アンテナ切替制御部３３から供給されるアンテナ切替信号ｄ２により制御され、ヘリコプタの機首方向に応じてアンテナの切替が得られるようになっている。
なお、このときのへコプタの機首方向に応じて与えられる最適なアンテナの切替動作に関しては、特許文献１に詳しく説明されているので、ここでは割愛する。

次に、この従来技術におけるアンテナ切替方式のタイミングについて説明する。
まず、送信信号ｅ２は、上記した通り、デジタル変調部３１により１６ＱＡＭ方式や６４ＱＡＭ方式などによる多値デジタル変調されたデジタル信号で、この場合、図２６(A)に示すように、所定のビット数の送信データに所定のビット数のトレーニングデータを組み合わせてフレームを構成している。
ここでマイクロ波を用いた多値デジタル変調無線方式の規格である「ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ１１(Association of Radio Industries and Business Standard -B11)」には、このときのフレーム構成についての規定があり、通常、この規定に則って運用される。

この規格によれば、トレーニングデータとは、受信側において、伝播路上において発生するマルチパスなどのフェージングによって劣化した受信信号の波形等化に用いる波形等化用基準信号のことであると定義され、送信データは、デジタル化された映像・音声信号を含んだ情報データ領域で、６４ＱＡＭ、１６ＱＡＭなどの多値デジタル変調された変調信号のことであると定義されている。
そこで、デジタル変調部３１では、トレーニングデータ領域には上記した波形等化用基準信号を格納し、送信データ領域には送信データａを多値デジタル変調したデータを格納してフレームとし、フレーム構成された送信信号ｅ２を出力するのである。

次に、切替タイミングパルスｂ２は、デジタル変調部３１からトレーニングデータ領域に対応して出力されるパルス信号で、図２６(B)に示すように、送信信号ｅ２に含まれるトレーニングデータの先頭のタイミングでパルスの立ち上りがくるようにした信号であり、従って１フレーム毎に毎回出力される。
一方、アンテナ切替指令信号ｃ２は、２基のアンテナ３７、３８をヘリコプタの機首方向に応じて切替えるために、図示してないアンテナ切替指令発生手段から指令される信号で、この場合は、図２６(C)に示すように、時点ｔ_a でアンテナ切替指令信号ｃ２が立ち上っており、従って、この時点ｔ_a のタイミングでアンテナの切替え指示が有効にされることになる。

そして、アンテナ切替信号ｄ２は、図２６(D)に示すように、アンテナ切替指令信号ｃ２が立ち上った時点ｔ_a の後、最初に切替タイミングパルスｂ２が発生された時点ｔ_b において立ち上がる信号であり、このため、アンテナ切替制御部３３は、１フレーム毎に入力される切替タイミングパルスｂ２の立ち上り時点ｔ_b のタイミングでアンテナ切替指令信号ｃをラッチし、それをアンテナ切替信号ｄとして発生し、アンテナ切替スイッチ４に供給する。
従って、このアンテナ切替信号ｄには、アンテナ切替指令信号ｃ２によりアンテナ切替が指令された時点ｔ_a から時間にしてΔｔ_a-b の時間差が生じるが、しかし、これにより２基のアンテナ３７、３８は、必ずトレーニングデータ領域の先頭のタイミングで切替えられるようになる。

図２７は、このときの中継相手となる地上局の受信装置の一例で、受信側のアンテナ９０により受信された電波による信号、すなわち受信信号ｋは、まず、受信高周波部１００に入力され、増幅処理と周波数変換処理を受け、中間周波帯のデジタル変調信号からなる受信ＩＦ信号ｌ(エル)としてデジタル復調部１０１に入力される。
デジタル復調部１０１では、通常のデジタル変調方式の場合と同様にして復調が行われ、受信データｍを出力する。
このとき、このデジタル復調器１１には、上記のトレーニングデータを用いて動作する自動等化器が設けてある。

この自動等化器は、受信データｍのフレームに含まれているトレーニングデータが受信される毎に、このトレーニングデータに応じて等化特性が自動的に設定替えされ、この結果、運用中に伝送特性が変化したとしても、その変化に追従して、常に正しい補正に必要な等化特性に自動的に設定替えされてゆくことになり、従って、データ誤りの発生を小さく抑えることができるようになっている。
なお、このような受信側でのトレーニングデータを用いた自動等化器については、特許文献３、特許文献４に詳しい開示がされているので、ここでは割愛する。

特開２００２ー１５８５２３号公報 特開２００２−１３５１８１号公報 特開２００１−２８５１４５号公報 特開２００１−２８５１４６号公報

ところで、上記の図１８〜図２０で説明した従来の技術(以下、第１の従来技術という)では、同じ送信電波に対し、その受信専用(本線用)の主受電器２Ｍと受信アンテナ１の向きを制御するための副受電器２Ｓを設けており、この主受電器２Ｍによって副受電器２Ｓの配置が制限される。受信アンテナ１の向きが送信源に精度良く追尾するためには、副受電器２Ｓが良好な最大感度で送信電波を受信することが必要であるが、その設定位置が主受電器２Ｍによって制限することから、このような位置に設定することが非常に難しく、受信感度が最良となる位置に設定されるものの、その受信感度は主受電器によって影響されている。

しかも、副受電器２Ｓの近傍に主受電器２Ｍが設置されるため、その反射などの影響により、副受電器２Ｓの受信特性が劣化することもある。
また、この第１の従来技術では、主受電器２Ｍとともに、消費電力が大きい高周波部５も使用しており、部品点数が多くて装置の規模が大型化するとともに、消費電力も大きくなる。

次に、上記の図２５〜図２７で説明した従来の移動中継システム(以下、第２の従来技術という)においては、中継相手となる地上局で受信電界強度の変動が大きくなってしまうのが避けられない。
そこで、地上局では、受信装置にＡＧＣ(Automatic Gain Control：自動利得制御)機能を設け、受信電界強度が変動したとしても、それか許容範囲(例えば−２０ｄＢｍ〜−９０ｄＢｍ)に収まっている限りは、それをカバーして常に一定レベルで受信できるように利得制御する機能を備えている。
このとき、移動局のアンテナにいたる信号伝達経路に一方と他方でゲイン差があれば、アンテナを切替えたとき受信電界強度が変化してしまう。

そこで、この場合、前記のＡＧＣ制御が作動してアンテナ切替えにより変動した受信レベルを一定のレベルに戻すように働き、レベルが安定化されるが、しかし、アンテナ切替が行われた直後は、まだレベル変動が抑えられていないので、このアンテナ切替が行われた直後の期間はレベルが最も変動する区間となる。
ここで上記第２の従来技術は、アンテナ切替えのタイミングがトレーニングデータ期間の開始時点になっていて、この後に送信データ期間が続いている。
従って、この場合、アンテナ切替が行われたトレーニングデータ領域において、アンテナ切替タイミングの後に続いているトレーニングデータ期間では、ＡＧＣ機能が働き始めたことにより、レベルが最も大きく変動している区間になってしまう。そして、その後に続く送信データ領域では、ＡＧＣ機能によりレベル変動が収まり、安定化されている。

このため、上記第２の従来技術では、トレーニングデータ領域と、その後に続く送信データ領域では伝送路特性に違いが生じてしまうことになるが、このとき受信装置に備えられている自動等化器においては、受信したトレーニングデータに応じて等化特性が自動的に設定替えされ、これに基いて等化処理が行われるので、この場合、送信データ領域で本来必要とする伝送路特性とは異なった伝送路特性により等化処理がなされてしまうことになり、データ誤りの発生原因となってしまう。

このときアンテナ切替に伴う受信電界強度の変化が小さければ、上記した伝送特性の違いは特に問題にならない。
しかし、このためには、一方のアンテナから送信される電波の強度と他方のアンテナから送信される電波の強度とか極力同一のレベルになるようにしなければならず、従って、２基各々のアンテナから電波が送出されるまでの経路におけるゲインの差(経路ゲイン差という)を極力抑え、最小限に抑え込む必要がある。
しかしながら、この経路ゲイン差は、アンテナ切替スイッチ、増幅器、アンテナ及びそれらを接続する配線ケーブルなど、各経路を構成する個々の部分での周波数ゲイン特性によって決まるが、これらの特性に厳密さを望むのは現実的ではない。

何故なら、ここで伝送に使用されるマイクロ波周波数帯は、例えば７ＧＨｚ帯〜１０ＧＨｚ帯の極めて広範囲の周波数領域にわたるため、各部分個々の周波数ゲイン特性を各周波数帯において厳密に同一とすることは、事実上不可能だからである。
また、ヘリコプターを用いた移動中継システムの場合、移動中の伝送により生じるマルチパスフェージングやフラットフェージングなどの環境下でのアンテナ切替えも想定しなければならないが、この場合、自動等化器における等化余裕度が減少し、データ誤りが発生し易くなる。

従って、第２の従来技術の場合、最終的にはアンテナに至る最終出力段での送信電力を、使用する複数のチャネル周波数毎に測定し、総合的に最も等しい電力となるよう、半固定のアッテネータでゲインを調整するといった作業が必要になり、しかも、このとき、受信装置によりアンテナを切替えた際のゲイン差に対しての許容可能な等化性能差も考えられ、この結果、例えば０〜０．５ｄＢｍ以内にゲイン差を収めるといった、かなり厳しいゲイン調整作業が必要になってしまうという問題があった。

そこで、まず、本発明の目的は、上記第１の従来技術における問題を解消し、装置の規模を縮小できて、受信アンテナを送信源に精度良く追従させることができ、さらに、消費電力の低減を実現可能とした自動追尾装置を提供することにある。
次に、本発明の他の目的は、上記第２の従来技術における問題を解消し、経路ゲイン差によるデータ誤りの発生が、ほとんど調整作業を要することなく抑えられるようにしたアンテナ切替方式の無線中継システムにおける自動追尾装置を提供することにある。

上記目的を達成するために、本発明は、パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、５構成単位期間を処理単位期間とし、該処理単位期間での第２，第３の構成単位期間夫々の所定期間で該第１の受電器の受信信号の位相に対する該第２の受電器の受信信号の位相関係を変化させて、該位相関係を該第２，第３の構成単位期間で互いに逆方向に変化させ、第１，第４，第５の構成単位期間で該第１，第２の受電器の受信信号の位相関係を受信時の位相関係に保持する第１の位相シフト手段と、該単位期間での第４，第５の構成単位期間夫々の所定期間で該第３の受電器の受信信号の位相に対する該第４の受電器の受信信号の位相関係を変化させ、該位相関係を該第４，第５の構成単位期間で互いに逆方向に変化させ、第１，第２，第３の構成単位期間で該第３，第４の受電器の受信信号の位相関係を受信時の位相関係に保持する第２の位相シフト手段と、該第１の位相シフト手段で位相関係が設定された該第１，第２の受電器の受信信号を合成する第１の合成手段と、該第２の位相シフト手段で位相関係が設定された該第３，第４の受電器の受信信号を合成する第２の合成手段と、該第１の合成手段の出力受信信号から、該処理単位期間の該第４，第５の構成単位期間での該第３，第４の受電器の受信信号の位相関係が変化された該所定期間に相当する期間の信号を除く第１のスイッチ手段と、該第２の合成手段の出力受信信号から、該処理単位期間の該第２，第３の構成単位期間での該第１，第２の受電器の受信信号の位相関係が変化された該所定期間に相当する期間の信号を除く第２のスイッチ手段と、該第１のスイッチ手段の出力信号と該第２のスイッチ手段の出力信号とを合成する第３の合成手段と、該第３の合成手段の出力信号における該処理単位期間の該第２，第３の構成単位期間での該所定期間のレベルを比較する第１のレベル比較手段と、該第３の合成手段の出力信号における該処理単位期間の該第４，第５の構成単位期間での該所定期間のレベルを比較する第２のレベル比較手段と、該第１のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、該第３の合成手段の出力信号を、該処理単位期間毎に、該第１の構成単位期間での所定期間の信号をもとに等化復調する等化復調部とを備えたことを特徴とするものである。

また、本発明は、パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号を順に、かつサイクリックに選択する切替スイッチと、該切替スイッチで選択された該第１，第２の受電器の受信信号のレベルを比較する第１のレベル比較手段と、該切替スイッチで選択された該第３，第４の受電器の受信信号のレベルを比較する第２のレベル比較手段と、該第１のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、該切替スイッチで順に選択される該第１，第２，第３，第４の受信信号を等化復調する等化復調部とを備えたことを特徴とするものである。

さらに、本発明は、パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号が供給され、１構成単位期間毎に該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号の所定期間の信号を順にかつサイクリックに選択するとともに、１構成単位期間毎に該第１，第２，第３，第４の受電器のいずれか１つの該所定期間以外の信号を選択する切替スイッチと、該切替スイッチで選択された該第１，第２の受電器の受信信号の該所定期間のレベルを比較する第１のレベル比較手段と、該切替スイッチで選択された該第３，第４の受電器の受信信号の該所定期間のレベルを比較する第２のレベル比較手段と、該第１のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、該切替スイッチで順に選択された該所定期間以外の信号を等化復調する等化復調部と、該第１，第２，第３，第４の受電器のうちの、該切替スイッチで選択された該所定期間のレベルが最大となる受電器を判定する最大判定手段と、該最大判定部で該所定期間のレベルが最大と判定された該受電器の受信信号での該所定期間以外の信号を選択するように、該切替スイッチを制御する制御手段とを備えたことを特徴とするものである。

さらに、本発明は、パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号を順に、かつサイクリックに選択する切替スイッチと、該切替スイッチで選択された該第１，第２の受電器の受信信号の所定期間の位相差を検出する第１の位相差検出手段と、該切替スイッチで選択された該第３，第４の受電器の受信信号の所定期間の位相差を検出する第２の位相差検出手段と、該第１の位相差検出手段で検出された位相差に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２の位相差検出手段で検出された位相差に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、該切替スイッチで順に選択される該第１，第２，第３，第４の受信信号を等化復調する等化復調部とを備えたことを特徴とするものである。

さらに、本発明は、前記第１〜第４の受電器の受信信号の各構成単位期間はデータ期間と付加期間とからなり、前記所定期間は該付加期間であって、該付加期間のレベルで前記受信アンテナの向きを確認することを特徴とするものである。

さらに、本発明は、前記構成単位期間の任意期間のレベルで前記受信アンテナの向きを確認することを特徴とするものである。

また、上記他の目的を達成するために、本発明は、トレーニングデータの前にスタッフィングデータを含んだフレーム構成の送信信号を順次伝送する変調方式を用い、移動体に設置した複数基のアンテナを切替えて又は合成して使用する方式の無線中継システムにおいて、前記複数基のアンテナの切替又は合成時点を、前記フレーム構成の送信信号に含まれるスタッフィングデータの伝送期間に設定したことを特徴とするものである。

本発明によると、受信アンテナのパラボラ反射体に対向して配置する受電器としては、送信電波のデータのための受信と受信アンテナの送信源への追尾のための受信とに兼用するものであるから、かかる受電器のパラボラ反射体に対する配置を、従来用いられた送信電波のデータのための受信専用の受電器に影響されることなく、設定することができて、受信感度を高めることができ、受信アンテナの送信源への追尾の精度を高めることができるし、また、装置構成のための受電器や高周波部などの部品点数を削減できて、消費電力の低減を実現することができる。

また、本発明によれば、送信データ期間の前の期間をアンテナの切替又は合成のタイミングにする。特にトレーニングデータの前のスタッフィングデータ期間をアンテナの切替又は合成タイミングにすれば、経路ゲイン差があってもアンテナの切替に伴うレベル変動が収束するまでの時間に余裕が生じ、この結果、データ誤りが抑制できるので、経路ゲインを厳密に合わせることなく、アンテナの切替に際して発生するデータ誤りを最小限に抑えることができる。

以下、本発明の実施形態を図面により説明する。なお、以下の実施形態では、送信源から送信されて受信された信号を、一連の構成単位期間としてのフレームからなるＱＡＭ方式によるデジタル変調信号とするが、これに限るものではなく、一連の構成単位期間としてのシンボル期間からなる放送用や非放送用のＯＦＤＭ方式などによるデジタル変調信号や、一連の構成単位期間としての垂直走査期間(フレームまたはフィールド)からなるアナログＦＭ変調方式などによるアナログ変調信号など、他の変調方式による信号であってもよい。

図１は本発明による自動追尾装置の第１の実施形態を示すブロック構成図であって、２は受電器、１４は高周波部、１５は等化復調器、１６はタイミングコントローラであり、図１８に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。

同図において、受信アンテナ１では、受電器として、図１８での主受電器２Ｍは設けられず、左受電器２Ｌ，右受電器２Ｒ，上受電器２Ｕ，下受電器２Ｄ(これらは受電器２と総称する)のみが設けられている。これら受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄは、先に図１９(a)に示した配置と同様に配置されているが、この実施形態では、主受電器２Ｍが設けられていないので、主受電器２Ｍを配慮することなく、夫々の位置(パラボラ反射体１２の中心軸Ｃｏからの距離)を個々に最大の受信感度となるように設定することができ、それらの受信感度を高めることができる。これにより、受信アンテナ１の送信源への追尾精度が向上する。

切替スイッチ３では、１フレーム(１構成単位期間)毎に、受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄの順に、かつサイクリックにその受信信号が選択され、高周波部１４で増幅などの処理がなされた後、左受電器２Ｌでの受信信号の切替スイッチ３で選択されたフレームがレベル検出７Ｌに供給されてレベルＬ_L が検出され、右受電器２Ｒでの受信信号の切替スイッチ３で選択されたフレームがレベル検出７Ｒに供給されてレベルＬ_R が検出され、上受電器２Ｕでの受信信号の切替スイッチ３で選択されたフレームがレベル検出７Ｕに供給されてレベルＬ_U が検出され、下受電器２Ｄでの受信信号の切替スイッチ３で選択されたフレームがレベル検出７Ｄに供給されてレベルＬ_D が検出され、これら検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D を用いて、図１８に示す従来の自動追尾装置と同様、タイミングコントローラ１６が、受信アンテナ１の駆動部１１を駆動制御することにより、受信アンテナ１の向きを制御し、送信源を追尾する。

一方、切替スイッチ３から出力されて高周波部１４で処理された信号は、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給され、フレーム毎にそのプリアンブルＰを用いてデータが等化復調される。

図２は図１における各部の動作を示すタイミング図であり、以下、図２を用いて図１に示す第１の実施形態の動作について説明する。但し、図２(a)〜(j)はその順に図２０(a)〜(d)，(f)，(g)，(i)，(j)，(l)，(m)と同様である。

切替スイッチ３が、図２０(b)と同様に、図２(b)に示す受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄの選択動作を行なうことにより、高周波部１４から等化復調部１５に図２(k)に示す本線信号ａが供給される。この図２(k)では、左受電器２Ｌの切替スイッチ３で選択されたフレームをフレームＦ_L としており、同様にして、
右受電器２Ｒで選択されたフレームＦはフレームＦ_R、
上受電器２Ｕで選択されたフレームＦはフレームＦ_U、
下受電器２Ｄで選択されたフレームＦはフレームＦ_D
とする。

等化復調部１５は、各フレームＦ毎にそのプリアンブルＰを用いてデータＤを等化復調するとともに、これらプリアンブルＰの前エッジのタイミング毎に等化タイミング信号ＥＴを生成し、タイミングコントローラ１６に供給する。タイミングコントローラ１６は、この等化タイミング信号ＥＴを取得すると、この等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングで切替スイッチ３を制御し、次の受電器２に選択を切り替える。例えば、等化復調部１５は、左受電器２Ｌが選択されているときに、この左受電器２Ｌの受信信号の次の切替スイッチ３で選択されたフレーム(以下、選択フレームという)Ｆ_L でのプリアンブルＰ又はスタッフィングデータの前エッジを検出すると、等化タイミング信号ＥＴを生成してタイミングコントローラ１６に供給し、タイミングコントローラ１６はこの等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングで切替スイッチ３を制御し、左受電器２Ｌから右受電器２Ｒに選択を切り替える。

これにより、等化復調部１５に供給される本線信号ａは、左受電器２Ｌの選択フレームＦ_L から右受電器２Ｒの受信フレームＦ_R の選択に切り替わり、以下同様にして、１フレーム毎に右受電器２Ｒから上受電器２Ｕへ、上受電器２Ｕから下受電器２Ｄへ、……と順次選択切り替えられて、異なる受電器２からの選択フレームＦからなる信号となる。

なお、タイミングコントローラ１６は、等化復調部１５からの等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングで切替スイッチ３の選択切り替え制御をする代わりに、この等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングから時間計測し、次のフレームの開始タイミングとなると、切替スイッチ３を制御して次の受電器２を選択するようにしてもよい。例えば、切替スイッチ３の切り替えによって左受電器２Ｌが選択されると、この左受電器２Ｌの選択フレームＦ_L が、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給され、この選択フレームＦ_L のプリアンブルＰから等化タイミング信号ＥＴが生成されてタイミングコントローラ１６に供給されるが、タイミングコントローラ１６は、この等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングから時間計測し、次に切替スイッチ３が選択する右受電器２Ｒが選択フレームを受信開始するタイミングまで待機し、この受信開始タイミングになると、切替スイッチ３を制御して、左受電器２Ｌの選択から右受電器２Ｒの選択へと切り替える。このようにして、１フレーム毎に切替スイッチ３が選択する受電器２を順次切り替えるようにすることもできる。

以上の切替スイッチ３の切り替え制御は、受信アンテナ１を用いる無線中継装置の、例えば、後述する起動時や受信開始時などにおいて、切替スイッチ３が予め決められた受電器２(例えば、左受電器２Ｌ)を自動的に選択するように、初期設定され、しかる後、上記の選択制御がなされる。

また、タイミングコントローラ１６は、上記の等化タイミング信号ＥＴを基に、切替スイッチ３によって左受電器２Ｌが選択されたとき、レベル検出器７Ｌに左受電器２Ｌの選択フレームＦ_L をサンプリングホールドするサンプリングパルスＣＫ_L を供給し、右受電器２Ｒが選択されたとき、レベル検出器７Ｒに右受電器２Ｒの選択フレームＦ_R をサンプリングホールドするサンプリングパルスＣＫ_R を供給し、上受電器２Ｕが選択されたとき、レベル検出器７Ｕに上受電器２Ｕの選択フレームＦ_U をサンプリングホールドするサンプリングパルスＣＫ_U を供給し、上受電器２Ｄが選択されたとき、レベル検出器７Ｄに上受電器２Ｄの選択フレームＦ_D をサンプリングホールドするサンプリングパルスＣＫ_D を供給する。

以上のように、この第１の実施形態では、本線専用の主受電器を用いることなく、受信アンテナ１を送信源に精度良く追尾できて、本線信号ａを得ることができるものであって、部品点数を削減できて低コスト化が可能となるし、消費電力も低減できる。
特に、プリアンブルの前のスタッフィングデータ期間で切替処理すれば、レベル変動の収束時間に余裕ができる。

以上の第１の実施形態では、各フレームでの任意の時点でのレベルを検出して受信アンテナの向きを検出するものであったが、以下に説明する各実施形態では、各フレームでの所定の付加期間での信号のレベルを用いて受信アンテナ１の向きを検出するようにすることもできる。かかる付加期間とは、ＱＡＭ方式によるデジタル変調信号では、各フレームでのデータの前に付加されたプリアンブル又はスタッフィングデータの期間であり、放送用のＯＦＤＭ方式のデジタル変調信号では、シンボル期間毎に付加されているカードインターバル期間であり、非放送用のＯＦＤＭ方式のデジタル変調信号では、シンボル期間毎に付加されているトレーニング期間であり、アナログ変調方式による変調信号では、フレームまたはフィールド毎の垂直ブランキング期間である。以下では、かかる付加期間の信号のレベルを用いて受信アンテナの向きを検出するようにした実施形態について説明する。

即ち、ＱＡＭ変調方式の場合、上記のように、フレーム毎にプリアンブルを用いて等化復調が行なわれるが、以下の各実施形態では、このプリアンブル又はスタッフィングデータの期間で方向の探査を行なうものである。また、放送用，非放送用のＯＦＤＭ方式の場合には、通常の受信状態では、カードインターバル期間，トレーニング期間を干渉防止期間として利用されないが、以下の各実施形態では、通常の受信状態では利用されないこのインターバル期間やトレーニング期間で方向探査を行なうものである。また、アナログ変調方式の場合には、１フレームまたは１フィールドの映像信号毎に垂直ブランキング期間があり、この垂直ブランキング期間では、基本的に、黒レベルを伝送しているが、以下の各実施形態では、この垂直ブランキング期間の水平同期周期の半周期または１周期で方向探査を行なうものである。

ここで、以下の各実施形態では、受信信号として、ＱＡＭ方式によるデジタル変調信号を例にして説明するが、放送用または非放送用のＯＦＤＭ方式などのデジタル変調信号であっても、また、アナログ変調方式などによるアナログ変調信号であっても、同様である。

図３は本発明による自動追尾装置の第２の実施形態を示すブロック構成図であって、７Ｆ₁〜７Ｆ₄ はレベル検出器、１７ＬＲ，１７ＵＤは位相シフタ、１８ＬＲ，１８ＵＤは合成回路、１９ＬＲ，１９ＵＤはスイッチ回路、２０は合成回路であり、図１に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

図４は図３における各部の動作を示すタイミング図であり、以下、この図４を用いてこの第２の実施形態を説明する。
図３及び図４において、この第２の実施形態では、５フレームを処理単位期間Ｔ5Fとして、この処理単位期間Ｔ5F毎に動作を繰り替えす。なお、この第２の実施形態では、この処理単位期間Ｔ_5F の最初の第１のフレームをフレームＦ₀ とし、第２のフレームをフレームＦ₁ とし、以下、第３，……，第５のフレームをフレームＦ₂，……，Ｆ₄ とする。

右受電器２Ｒの受信信号は、位相シフタ１７ＬＲを介して合成回路１８ＬＲに供給されるのであるが、この位相シフタ１７ＬＲは、タイミングコントローラ１６からの位相制御信号ＰＳ_LR により、図４(e)に示すように、この受信信号のプリアンブルＰの位相制御を行なう。即ち、この処理単位期間Ｔ_5F の最初のフレームＦ₀ では、位相シフト量を零とし、この第１のフレームＦ₀ でのプリアンブルＰとデータＤを位相シフトせずにそのまま合成回路１８ＬＲに供給する。

処理単位期間Ｔ_5F の次の第２のフレームＦ₁ では、位相シフタ１７ＬＲは右受電器２Ｒの受信信号のプリアンブルＰ_R を所定の位相量Δφだけ進める、−Δφの位相シフトを行ない、そのデータＤの期間は位相シフト量を零として、合成回路１８ＬＲに供給する。次の第３のフレームＦ₂ では、位相シフタ１７ＬＲは右受電器２Ｒの受信信号のプリアンブルＰ_R を所定の位相量Δφだけ遅らせる、＋Δφの位相シフトを行ない、そのデータＤの期間は位相シフト量を零として、合成回路１８ＬＲに供給する。

処理単位期間Ｔ_5F の残りの第４のフレームＦ₃ 及び第５のフレームＦ₄ では、位相シフト量を零とし、プリアンブルＰ_R とデータＤを位相シフトせずにそのまま合成回路１８ＬＲに供給する。
この合成回路１８ＬＲでは、このようにプリアンブルＰ_R が処理された右受電器２Ｒの受信信号と左受電器２Ｌの受信信号とが合成される。

なお、位相シフタ１７ＬＲでの−Δφの進みの位相シフトは、実際には、他方の右受電器２Ｌの受信信号でのプリアンブルＰ_R の位相を所定の位相量Δφだけ遅らせる、＋Δφの位相シフトを行なうものであるが、図面及び説明の簡略化を図るため、上記のように表現するものとする。次に説明する位相シフタ１７ＵＤについても同様である。

下受電器２Ｄの受信信号は、位相シフタ１７ＵＤを介して合成回路１８ＵＤに供給されるが、この位相シフタ１７ＵＤは、タイミングコントローラ１６からの位相制御信号ＰＳ_UD により、図４(k)に示すように、この受信信号のプリアンブルＰ_D の位相制御を行なう。即ち、この処理単位期間Ｔ_5F のフレームＦ₀〜Ｆ₂ では、位相シフト量を零とし、プリアンブルＰ_D とデータＤを位相シフトせずにそのまま合成回路１８ＵＤに供給する。

処理単位期間Ｔ_5F の第４のフレームＦ₃ では、位相シフタ１７ＵＤは下受電器２Ｄの受信信号のプリアンブルＰ_D を所定の位相量Δφだけ進める、−Δφの位相シフトを行ない、そのデータＤの期間は位相シフト量を零として、合成回路１８ＵＤに供給する。次の第５のフレームＦ₄ では、位相シフタ１７ＵＤは下受電器２Ｄの受信信号のプリアンブルＰ_D を所定の位相量Δφだけ遅らせる、＋Δφの位相シフトを行ない、そのデータＤの期間は位相シフト量を零として、合成回路１８ＵＤに供給する。

この合成回路１８ＵＤでは、このようにプリアンブルＰ_D が処理された下受電器２Ｄの受信信号と上受電器２Ｕの受信信号とが合成される。
合成回路１８ＬＲから出力される合成受信信号Ｓ_LR はスイッチ回路１９ＬＲを介して、また、合成回路１８ＵＤから出力される合成受信信号Ｓ_UD はスイッチ回路１９ＵＤを介して夫々合成回路２０に供給され、これらが合成される。

ここで、スイッチ回路１９ＬＲは、図４(j)に示すように、タイミングコントローラ１６からのスイッチ制御信号ＳＷ_LR により、位相シフタ１７ＵＤが下受電器２Ｄからの受信信号のプリアンブルＰ_D を±Δφの位相シフトをする第４のフレームＦ₃ 及び第５のフレームＦ₄ でのプリアンブル期間、合成受信信号Ｓ_LR のプリアンブルＰ_LR を取り除くようにオン・オフ制御され、これら第４のフレームＦ₃ 及び第５のフレームＦ₄ でのプリアンブル期間には、±Δφの位相シフトがなされたプリアンブルＰ_Dと上受電器２Ｕからの受信信号のプリアンブルＰ_U との合成プリアンブルＰ_UD だけが存在するようにするものである。

同様にして、スイッチ回路１９ＵＤは、図４(p)に示すように、タイミングコントローラ１６からのスイッチ制御信号ＳＷ_UD により、位相シフタ１７ＬＲが右受電器２Ｒからの受信信号のプリアンブルＰ_R を±Δφの位相シフトをする第２のフレームＦ₁ 及び第３のフレームＦ₂ でのプリアンブル期間、合成受信信号Ｓ_UD のプリアンブルＰ_UD を取り除くようにオン・オフ制御され、これら第２のフレームＦ₁ 及び第３のフレームＦ₂ でのプリアンブル期間には、右受電器２Ｒからの±Δφの位相シフトがなされたプリアンブルＰ_R と左受電器２Ｌからの受信信号のプリアンブルＰ_L との合成プリアンブルＰ_LR だけが存在するようにするものである。

これにより、合成回路２０から出力される合成受信信号Ｓ_C は、図４(d)に示すように、処理単位期間Ｔ_5F での最初の第１のフレームＦ₀ でのプリアンブルＰ_Aは、受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄからの受信信号のプリアンブル信号Ｐ_L，Ｐ_R，Ｐ_U，Ｐ_D が合成されたものであり、第２のフレームＦ₁ と第３のフレームＦ₂ でのプリアンブルＰ_LR は位相シフタ１７ＬＲで±Δφの位相シフトがなされた右受電器２Ｒと左受電器２Ｌの受信信号とでのプリアンブルＰ_R，Ｐ_L が合成されたものであり、第４のフレームＦ₃ と第５のフレームＦ₄ でのプリアンブルＰ_UD は位相シフタ１７ＵＤで±Δφの位相シフトがなされた下受電器２Ｄと上受電器２Ｕの受信信号とでのプリアンブルＰ_D，Ｐ_U が合成されたものである。なお、処理単位期間Ｔ_5F の全フレームＦ₀〜Ｆ₄ でのデータＤは、夫々の受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄからの受信信号でのデータＤが全て、位相シフトされずに、合成されたものである。

合成回路２０から出力される合成受信信号Ｓ_C は、高周波部１４で処理された後、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄに供給されるとともに、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給される。

なお、位相シフタ１７ＬＲ，１７ＵＤやスイッチ回路１９ＬＲ，１９ＵＤを、以上のように、制御するために、等化復調部１５は、図４(b)に示すように、供給される本線信号ａの各フレームのプリアンブルの検出タイミング毎に等化タイミング信号ＥＴを生成してタイミングコントローラ１６に供給する。このタイミングコントローラ１６は、かかる等化タイミング信号ＥＴをカウントし、この等化タイミング信号ＥＴを５個取得する毎にそのタイミングを処理単位期間Ｔ_5F での最初の第１のフレームＦ₀ と判定し、この判定をもとに、この判定タイミングを基準タイミング図４(c)に示す等化タイミング信号ＥＥの開始タイミング)とし、この基準タイミングをもとに、位相シフタ１７ＬＲ，１７ＵＤやスイッチ回路１９ＬＲ，１９ＵＤが上記のように動作するように、位相制御信号ＰＳ_LR，ＰＳ_UD やスイッチ制御信号ＳＷ_LR，ＳＷ_UD を生成する。これにより、図４(c)に示す基準タイミングが、処理単位期間Ｔ_5F の最初の、即ち、第１のフレームＦ₀ の開始タイミングとなる。

等化復調部１５では、供給された本線信号ａの各フレームのデータＤをプリアンブルを用いて等化復調するが、これらデータＤの等化復調には、図４(d)に示すように、各処理単位期間Ｔ_5F で、その最初の第１のフレームＦ₀ での位相シフタ１７ＬＲ，１７ＵＤのいずれでも位相シフトされないプリアンブルＰ_L，Ｐ_R，Ｐ_U，Ｐ_D の合成プリアンブルＰ_A が用いられる。タイミングコントローラ１６は、等化復調部１５から取得する等化タイミング信号ＥＴをもとに、処理単位期間Ｔ_5F の最初のフレーム、即ち、第１のフレームＦ₀ の開始タイミングを判定すると、等化イネーブル信号ＥＥ(図４(c))を生成して等化復調部１５に供給する。等化復調部１５では、この等化イネーブル信号ＥＥを取得すると、その取得タイミングを処理単位期間Ｔ_5F の第１のフレームＦ₀ の開始タイミングと判定し、その第１のフレームＦ₀ のプリアンブル、即ち、合成プリアンブルＰ_A を抽出して、フレームＦ₀〜Ｆ₄ でのデータＤの等化復調に用いる。

なお、この合成プリアンブルＰ_A を処理単位期間Ｔ_5F の全てのフレームＦ₀〜Ｆ₄ で用いることができるようにするために、等化復調部１５には、この合成プリアンブルＰ_A に位相同期させる、例えば、ＰＬＬ(フェーズ・ロックド・ループ)回路が設けられており、各フレームＦ₀〜Ｆ₄ のプリアンブル期間、このＰＬＬ回路の出力信号をプリアンブルＰとして用いるようにする。

ここで、位相シフタ１７ＬＲ，１７ＵＤによる各受電器からの受信信号のプリアンブルＰの位相シフトについて説明する。
いま、図５(a)に示すように、受信アンテナ１の向きに対して左方から送信電波が到来している(送信源に対して受信アンテナ１が右向き)ものとすると、図６(a)に示すように、左受電器２Ｌで受信されるプリアンブルＰ_L に対し、右受電器２Ｒで受信されるプリアンブルＰ_R はこの受信アンテナ１の向きに応じた位相量φだけ位相遅れが生ずる。

図３に示す第２の実施形態では、図４(e)により、第２のフレームＦ1で、位相シフタ１７ＬＲによって、図６(ｂ)に示すように、右受電部２Ｒで受信されたプリアンブルＰ_R の位相が所定の位相量Δφだけ進められ、図６(c)に示すように、合成回路１８ＬＲで左受電部２Ｌで受信されたプリアンブルＰ_L と合成され、合成プリアンブルＰ_LR が得られる。

また、第３のフレームＦ₂ では、図４(e)により、位相シフタ１７ＬＲによって、図６(d)に示すように、右受電部２Ｒで受信されたプリアンブルＰ_R の位相が所定の位相量Δφだけ遅らされ、図６(e)に示すように、合成回路１８ＬＲで左受電部２Ｌで受信されたプリアンブルＰ_L と合成され、合成プリアンブルＰ_LR が得られる。

そこで、図６(c)に示す合成プリアンブルＰ_LR と図６(e)に示す合成プリアンブルＰ_LR とのレベルを比較すると、図６(c)に示す右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相を進めた方の合成プリアンブルＰ_LR が、図６(e)に示す右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰＲの位相を遅らせた方の合成プリアンブルＰ_LR よりも、高レベルとなっている。これは、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相が、それを進めることにより、左受電部２Ｌで受信されたプリアンブルＰ_L の位相に近づいたことによるものである。

即ち、位相シフタ１７ＬＲで右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相を進めることは、受信アンテナ１の向きを左方に変えることと等価であり、また、位相シフタ１７ＬＲで右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相を遅らせるということは、受信アンテナ１の向きを右方に変えることと等価である。この場合、左方から送信電波が到来しているから、位相シフタ１７ＬＲで右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相を進める動作を行なうことにより、受信アンテナ１の向きを左方に変えるように、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相が左受電器２Ｌで受信したプリアンブルＰＬの位相に近づき、合成プリアンブルＰ_LR のレベルが高くなるのである。

逆に、この場合での位相シフタ１７ＬＲで右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相を遅らせることは、受信アンテナ１の向きを送信源の方向からよりずれるようにしたことと等価であり、これにより、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R と左受電器２Ｌで受信したプリアンブルＰ_L との位相が大きくなって、合成プリアンブルＰ_LR のレベルが高くならないことになる。

図５(b)に示すように、受信アンテナ１の向きに対して右方から送信電波が到来している(送信源に対して受信アンテナ１が左向き)場合には、図７(a)に示すように、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R は、左受電器２Ｌで受信したプリアンブルＰ_L よりも位相がφだけ進んだものとなる。処理単位期間Ｔ_5F での第２のフレームＦ₁ で、図７(b)に示すように、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相をΔφだけ進めて左受電器２Ｌで受信したプリアンブルＰ_L と加算すると、図７(c)に示すように、合成プリアンブルＰ_LR が得られる。

また、第の３フレームＦ₂ で、図７(d)に示すように、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相をΔφだけ遅らせて左受電器２Ｌで受信したプリアンブルＰLと加算すると、図７(e)に示すように、合成プリアンブルＰ_LR が得られる。

図７(c)に示す合成プリアンブルＰ_LR と図７(e)に示す合成プリアンブルＰ_LR とでは、図７(e)に示す合成プリアンブルＰ_LR の方が高レベルとなる。これは、送信源に対して受信アンテナ１が左向きにあるときには、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相を遅らせた方が、右受電器２Ｒで受信したプリアンブルＰ_R の位相が左受電器２Ｌで受信したプリアンブルＰ_L の位相に近づくことにより、高レベルとなるものであり、このことは、受信アンテナ１の向きを右方に変化させて送信源の方向に近づけたことに相当するものである。

以上のことからして、図３における位相シフタ１７ＬＲで進みの位相シフトを行なわせることは、受信アンテナ１の向きを右方に変化させたことと等価であり、位相シフタ１７ＬＲで遅れの位相シフトを行なわせることは、この向きを左方に変化させることと等価である。この第２の実施形態では、このことから位相シフタ１７ＬＲが進みの位相シフトを行なう処理単位期間Ｔ_5F での第１のフレームＦ1で得られる合成プリアンブルＰ_LR と第２のフレームＦ2で得られる合成プリアンブルＰ_LR とのレベルを用いることにより、受信アンテナ１の送信源に対する左右方向の向きを検出するものである。

このことは、処理単位期間Ｔ_5F の第４，第５のフレームＦ₃，Ｆ₄ で下受電器２Ｄで受信したプリアンブルＰ_D を位相シフトする位相シフタ１７ＵＤについても同様であり、第４のフレームＦ₃ で下受電器２Ｄで受信したプリアンブルＰ_D を進みの位相シフトを行なうことは、受信アンテナ１の向きを上方向に変化させることに相当し、第５のフレームＦ₄ で下受電器２Ｄで受信したプリアンブルＰ_D を遅れの位相シフトを行なうことは、受信アンテナ１の向きを下方向に変化させることに相当するものであって、受信アンテナ１の送信源に対する向きに応じて、第４のフレームＦ₃ で合成回路１８ＵＤによって得られる合成プリアンブルＰ_UD と第５のフレームＦ₄ で合成回路１８ＵＤによって得られる合成プリアンブルＰ_UD とのレベルの大小関係は逆になる。

従って、第４のフレームＦ₃ で得られる合成プリアンブルＰ_UD と第５のフレームＦ₄ で得られる合成プリアンブルＰ_UD とを用いることにより、受信アンテナ１の送信源に対する上下方向の向きを検出することができる。

次に、この第２の実施形態のかかる合成プリアンブルＰ_LR，Ｐ_UD を用いて受信アンテナ１の向きの検出について説明する。
高周波部１４で処理された合成受信信号Ｓ_C は、等化復調部１５とともに、レベル検出器７Ｆ₁〜７Ｆ₄ にも供給される。

レベル検出器７Ｆ₁ では、この合成受信信号Ｓ_C の処理単位期間Ｔ_5F での第２のフレームＦ₁ の合成プリアンブルＰ_LR の期間、タイミングコントローラ１６からサンプリングパルスＣＫ_F1 が供給され、その取得タイミングをこの合成プリアンブルＰ_LR のレベルの検出タイミングとして(図４(g))、図４(f)に示すように、そのレベルをサンプルホールドし、その検出レベルのサンプルホールド値Ｌ_F1 を出力する。

また、レベル検出器７Ｆ₂ では、この合成受信信号Ｓ_C の処理単位期間Ｔ_5F での第３のフレームＦ₂ の合成プリアンブルＰ_LR の期間、タイミングコントローラ１６からサンプリングパルスＣＫ_F2 が供給され、その取得タイミングをこの合成プリアンブルＰ_LR のレベルの検出タイミングとして(図４(i))、図４(h)に示すように、そのレベルをサンプルホールドし、その検出レベルのサンプルホールド値Ｌ_F2 を出力する。

同様にして、レベル検出器７Ｆ₃，７Ｆ₄ では夫々、この合成受信信号Ｓ_C の処理単位期間Ｔ_5F での第４，第５のフレームＦ₃，Ｆ₄ の合成プリアンブルＰ_LR の期間、タイミングコントローラ１６からサンプリングパルスＣＫ_F3，ＣＫ_F4 が供給され、その取得タイミングをこの合成プリアンブルＰ_UD のレベルの検出タイミングとして(図４(m)，(o))、図４(l)，(n)に示すように、そのレベルをサンプルホールドし、その検出レベルのサンプルホールド値Ｌ_F3，Ｌ_F4 を出力する。

レベル検出器７Ｆ₁，７Ｆ₂ のサンプルホールド値Ｌ_F1，Ｌ_F2 はレベル比較器８Ｈに供給されるが、比較器８Ｈでは、レベル検出器７Ｆ₁ のサンプルホールド値Ｌ_F1 が供給された後、レベル検出器７Ｆ₂ のサンプルホールド値Ｌ_F2 が供給されると、これらサンプルホールド値Ｌ_F1，Ｌ_F2 が比較され(図４(f)，(h)の時刻ｔ₁)、そのレベル差ΔＬ_H が検出されて駆動コントローラ１０に供給される。駆動コントローラ１０は、このレベル差ΔＬ_H の極性と絶対値とに応じた左右方向の駆動信号を生成して駆動部１１に供給し、これにより、受信アンテナ１は、電動架台１３(図１９)が駆動されることにより、その左右方向の向きが変更される。

図４(f)，(h)に示す例では、サンプルホールド値Ｌ_F1＞サンプルホールド値Ｌ_F2 であるから、受信アンテナ１の向きは送信源の方向よりも左の方向を向いていることになり、このため、受信アンテナ１はその向きが右方向に変更される。これにより、左受電器２Ｌの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_F1 は減少し、右受電器２Ｒの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_F2 は増加して、両者が等しくなる方向に受信アンテナ１の向きが変更し、左右方向の追尾が行なわれる。

次に、レベル検出器７Ｆ₃，７Ｆ₄ のサンプルホールド値Ｌ_F3，Ｌ_F4 がレベル比較器８Ｖに供給されるが、比較器８Ｖでは、レベル検出器７Ｆ₃ のサンプルホールド値Ｌ_F3 が供給された後、レベル検出器７Ｆ₄ のサンプルホールド値Ｌ_F4 が供給されると、これらサンプルホールド値Ｌ_F3，Ｌ_F4D が比較され(図４(l)，(n)の時刻ｔ₂)、そのレベル差ΔＬ_V が検出されて駆動コントローラ１０に供給される。駆動コントローラ１０は、このレベル差ΔＬ_V の極性と絶対値とに応じた上下方向の駆動信号を生成して駆動部１１に供給し、これにより、受信アンテナ１は、電動架台１３(図１９)が駆動されることにより、その上下方向の向きが変更される。

図４(l)，(n)に示す例では、サンプルホールド値Ｌ_F3＞サンプルホールド値Ｌ_F4 であるから、受信アンテナ１の向きは送信源の方向よりも上の方向を向いていることになり、このため、受信アンテナ１はその向きが下方向に変更される。これにより、上受電器２Ｕの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_F3 は減少し、下受電器２Ｄの受信信号の次のフレームのサンプルホールド値Ｌ_F4 は増加して、両者が等しくなる方向に受信アンテナの向きが変更し、上下方向の追尾が行なわれる。

以上のようにして、この第２の実施形態では、受信アンテナ１の向きを変化させるのと等価な受信信号の処理(位相シフト)により、この受信アンテナ１の向きを検出して送信源の自動追尾が可能となる。

図８は本発明による自動追尾装置の第３の実施形態を示すブロック構成図であって、２１は最大レベル判定部であり、図１に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。
同図において、この第３の実施形態では、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄでの検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D のうちの最大のレベルを検出する最大レベル判定部２１が設けられている。

この最大レベル判定部２１は、最大の検出レベルを検出すると、この最大の検出レベルの選択フレームを出力する受電器２を判定し、この受電器２を指示する受電器指示信号Ｉｒをタイミングコントローラ１６に供給する。例えば、最大レベル判定部２１は、レベル検出器７Ｌからの検出レベルが最大レベルと判定すると、この最大レベルが左受電器２Ｌの選択フレームのレベルを検出するレベル検出器７Ｌから供給されるものであることから、この左受電器２Ｌに対する受電器指示信号Ｉｒをタイミングコントローラ１６に供給する。

タイミングコントローラ１６は、等化復調部１５からの等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングに応じた上記のタイミングで、最大レベル判定部２１から取得した受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２を選択するように、切替スイッチ３を制御する。

図９は図８における各部の動作の一具体例を示すタイミング図であり、１つの４フレームの処理単位期間Ｔ4F1を中心に示している。以下、この図９を用いて図８に示す第３の 実施形態の動作について説明する。
なお、この動作においても、追尾のための受信アンテナ１の向きの制御動作は、図１に示す第１の実施形態と同様である。従って、図８でのレベル比較器８Ｈ，８Ｖでのレベル比較のタイミングは図示していない。

同図において、最大レベル判定部２１では、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄ夫々から検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D が常時供給されており、それらのうちの最大の受電 器２が判定され、この受電器２を指定する受電器指示信号Ｉｒが生成されてタイミングコントローラ１６に供給される。

タイミングコントローラ１６では、等化復調部１５からの等化タイミング信号ＥＴの取得タイミングで、その時点での受電器指示信号Ｉｒによって指示される受電器２の受信データＤが選択されるように、切替スイッチ３を制御する。なお、この切替スイッチ３は、プリアンブルＰの期間では、フレームＦ毎に等化タイミング信号ＥＴのタイミングで受電器２が受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄの順に、かつサイクリックに選択するように、切り替え制御される。

そこで、いま、図９(c)〜(j)で示すように、受電器２ＬのプリアンブルＰ_L が選択されるフレームＦ₁ でレベル検出器７Ｌの検出レベルＬ_L が最大となったとすると、このフレームＦ₁ からフレームＦ₄ までの処理単位期間Ｔ_4F、これが最大レベルである限り、切替スイッチ３は、各フレームＦでのデータＤの期間で受電器２Ｌを選択するように、切り替え制御される。

ここで、この処理単位期間Ｔ_4F1 では、１フレーム毎に、即ち、フレームＦ₁，Ｆ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ の順で、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄで受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２ＤからのプリアンブルＰのレベルが検出されることから、これらレベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄの検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D がそのタイミングで変化するが、かかるレベル変化があっても、フレームＦ₁，Ｆ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ でレベル検出器７Ｌからの検出レベルＬ_L が最大となっていることから、切替スイッチ３はそれらフレームのデータＤの期間、受電器２Ｌを選択する。

次の処理単位期間Ｔ_4F2 の最初のフレームＦ₅ で再び受電器２ＬからのプリアンブルＰ_L が切替スイッチ３で選択され、これに伴い、レベル検出器７Ｌの検出レベルＬ_L が変化するが、この状態でも、レベル検出器７Ｌの検出レベルＬ_L が最大である場合には(あるいは、他の受電器２Ｒ，２Ｕ，２ＤからのプリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D が選択されていないことによってもよい)、このフレームＦ₅ では、再び受電器２ＬからのデータＤ_L が切替スイッチ３で選択される。

そして、次のフレームＦ₆ では、受電器２ＲからのプリアンブルＰ_R が切替スイッチ３で選択され、これに伴い、レベル検出器７Ｒの検出レベルＬ_R が変化するが、この検出レベルＬ_R が最大のレベルになると、切替スイッチ３はこれ以降のフレームのデータＤの期間、受電器２ＲからのデータＤ_R を選択する。
以下同様にして、各フレーム毎に、そのデータＤの期間、レヘル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄからの検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D のうちのそのときの最大レベルに該当する受電器２を選択するように、切替スイッチ３が制御される。

このようにして、この第３の実施形態では、フレーム毎にそのときの受信レベルが最大となる受電器２が切替スイッチ３で選択されることになり、最新の受信状態にある受電器２から送信電波の受信信号が、本線信号ａとして、得られることになる。

図１０は図８における各部の動作の他の具体例を示すタイミング図であり、１つの４フレームの処理単位期間Ｔ_4F を中心に示している。以下、図１０を用いて図８に示す第３の実施形態の動作について説明する。なお、この動作においても、同様にして、図８でのレベル比較器８Ｈ，８Ｖでのレベル比較のタイミングを省略している。

同図において、最大レベル判定部２１では、処理単位期間Ｔ4F毎に、その終端部のタイミングｔ₃ で、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄ夫々の検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D を取得し、それらのうちの最大の受電器２が判定され、この受電器２を指定する受電器指示信号Ｉｒが生成されてタイミングコントローラ１６に供給される。

タイミングコントローラ１６は、等化復調部１５からの等化タイミング信号ＥＴを用いて、１フレーム毎に、そのプリアンブルの期間、受電器２Ｌ，２Ｒ，２Ｕ，２Ｄをその順に、かつサイクリックに選択してそれらの受信信号のプリアンブルＰを抽出し、また、最大レベル判定部２１からの受電器指示信号Ｉｒが指定する受電器２の受信信号のデータを抽出するように、切替スイッチ３を制御する。

即ち、切替スイッチ３では、各処理単位期間Ｔ_4F において、順次のフレームのそのプリアンブルＰの期間毎に、左受電器２Ｌ，右受電器２Ｒ，上受電器２Ｕ，下受電器２Ｄをその順でサイクリックに選択し、それらが受電したプリアンブルＰ_L，Ｐ_R，Ｐ_U，Ｐ_D がその順にサイクリックに抽出される。また、順次のフレームのデータ期間で受電器指示信号Ｉｒによって指定される受電器２が選択され、そのデータＤ_L が抽出されて出力される。

そこで、いま、図示する処理単位期間Ｔ4Fの１つ前の処理単位期間Ｔ_4F で受電器指示信号Ｉｒが左受電器２Ｌを指示しているものとすると、この図示する処理単位期間Ｔ_4F では、
(1) その最初のフレームＦ₁ では、切替スイッチ３は、左受電器２Ｌを選択してその受信信号のプリアンブルＰ_L とデータＤ_L とを抽出し(図１０(c))、
(2) ２番目のフレームＦ₂ では、切替スイッチ３は、プリアンブルＰの期間で次の右受電器２Ｒを選択してその受信信号のプリアンブルＰ_R を抽出し(図１０(e))、データＤの期間で同じ左受電器２Ｌを選択してその受信信号のデータＤ_L を選択し(図１０(c))、
(3) ３番目のフレームＦ₃ では、切替スイッチ３は、プリアンブルＰの期間でさらに次の右受電器２Ｕを選択してその受信信号のプリアンブルＰ_U を抽出して(図１０(g))、データＤの期間で同じ左受電器２Ｄを選択してその受信信号のデータＤ_L を選択し(図１０(c))、
(4) 最後のフレームＦ₄ では、切替スイッチ３は、プリアンブル_P の期間でさらに次の右受電器２Ｄを選択してその受信信号のプリアンブルＰDを抽出して(図１０(i))、データＤの期間で同じ左受電器２Ｌを選択してその受信信号のデータＤ_L を選択する(図１０(c))。

図１０(k)はかかる動作によって得られる切替スイッチ３の出力信号を示すものであって、この処理単位期間Ｔ_4F では、その最初のフレームＦ₁ が指定された左受電器２ＬのプリアンブルＰ_L とデータＤ_L とからなり、次のフレームＦ₂ が次の右受電器２ＲのプリアンブルＰ_R と指定された左受電器２ＬのデータＤ_L とからなり、さらに次のフレームＦ₃ が次の上受電器２ＵのプリアンブルＰ_U と指定された左受電器２ＬのデータＤ_Lとからなり、最後のフレームＦ₄ が次の下受電器２ＤのプリアンブルＰ_D と指定された左受電器２ＬのデータＤ_L とからなっている。

この切替スイッチ３の出力信号は、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給されるとともに、この出力信号がレベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄに供給され、夫々で該当する受電器２からのプリアンブルＰのレベルが検出される。これにより、図１０(c)〜(j)に示すように、先の第１の実施形態と同様、受信アンテナ１の向きの制御(即ち、追尾制御)が行なわれるとともに、処理単位期間Ｔ4Fの終端部のレベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄの検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D が全て供給された時点(図１０(d)，(f)，(h)，(j)での時点ｔ₃)で、最大レベル判定部２１がこのときの検出レベルＬ_L，Ｌ_R，Ｌ_U，Ｌ_D のうちの最大のレベルを判定し、この最大レベルに該当する受電器２を指定する受電器指示信号Ｉｒが生成してタイミングコントローラ１６に供給する。

ここで、受信アンテナ１は、時刻ｔ₁ でその向きを左右方向に変更するものであるから、これによって左受電器２Ｌと右受電器２Ｒとの受信レベルが変化するが、受信アンテナ１は急激に向きを変化させることができないから、これら受信レベルが急激に変化することはない。同様にして、受信アンテナ１が時刻ｔ₂ でその向きを上下方向に変更しても、上受電器２Ｕと下受電器２Ｄとの受信レベルが急激に変化することはない。このことから、処理単位期間Ｔ_4F の終端部で最大レベルに該当する受電器２を指定し、次の処理単位期間Ｔ_4F で指定した受電器２のデータＤを本線信号ａに用いるようにしても、格別に不具合はない。

図示する処理単位期間Ｔ_4F の時点ｔ₃ では、右受電器２Ｒの受信信号のプリアンブルＰ_R のレベルが最大となったものとしており、これにより、次の処理単位期間Ｔ_4F では、右受電器２Ｒの受信信号のデータＤ_R が本線信号ａとして切替スイッチ３で選択され、等化復調部１５に供給される。

このようにして、最大レベル判定部２１からの受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２のデータＤが、次の処理単位期間Ｔ_4F、切替スイッチ３で選択され、順次の処理単位期間Ｔ_4F でプリアンブルＰが最大レベルとされる受電器２のデータＤが、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給される。

なお、全ての受電器２のプリアンブルＰのレベルが等しい状態(受信アンテナ１の向きが送信源の方向に一致した状態)になると、各処理単位期間Ｔ_4F では、１つ前の処理単位期間で指定された受電器の受信信号のデータＤがそのまま次の処理単位期間Ｔ_4F で本線信号ａとなる。

ところで、等化復調部１５では、上記の本線信号ａが供給され、各フレーム毎にプリアンブルＰを用いてデータの等化復調処理を行なうが、この等化復調に際しては、データの等化復調に用いるプリアンブルＰとしては、データＤと同じ受電器２から出力されるプリアンブルＰが用いられる。

これを、受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２を左受電器２Ｌとして、図１１を用いて説明する。
同図(a)は等化復調部１５に供給される本線信号ａで、処理単位期間Ｔ_4F の各フレームＦ₁〜Ｆ₄ では、データＤが全て指定された受電器２Ｌの受信データＤ_L である。
また、各フレームＦ₁〜Ｆ₄ のプリアンブルＰとしては、先頭のフレームＦ₁ で指定された受電器２Ｌの受信プリアンブルＰ_Lであるが、これ以外のフレームＦ₂〜Ｆ₄ では、他の受電部２Ｒ，２Ｕ，２Ｄの受信プリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D である。

等化復調部１５では、かかる本線信号ａから、図１１(b)に示すように、指定された受電器２Ｌ以外の受電器２からのプリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D を除き、図１１(c)に示すように、先頭のフレームＦ₁ でのプリアンブルＰ_L をフレームの１周期Ｔ_D 分だけ遅延してプリアンブルＰ_L1 を生成し、また、同じプリアンブルＰLを２Ｔ_D 分遅延してプリアンブルＰ_L2 を生成し、プリアンブルＰ_L を３Ｔ_D 分遅延してプリアンブルＰ_L3 を生成する。

そして、最初のフレームＦ₁ のデータＤ_L の等化復調には、そのフレームＦ₁ でのプリアンブルＰ_L を用いるが、これらプリアンブルＰ_L1，Ｐ_L2，Ｐ_L3 を夫々２番目のフレームＦ2，３番目のフレームＦ3，最後のフレームＦ4のプリアンブルＰとして用い、夫々のフレームＦ₁〜Ｆ₄ のデータＤ_L を等化復調する。
このようにして、各フレームのデータＤは、このデータＤと同じ受電器２で受信されたフリアンブルＰを用いて、等化復調されることになる。

なお、本線信号ａのかかる等化復調処理は、最大レベル判定部２１からの受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２で受信されるプリアンブルＰとデータＤとが処理単位期間Ｔ_4F の最初のフレームＦ₁ で選択されるようにすることが必要である。このために、図８において、タイミングコントローラ１６は、最大レベル判定部２１からの受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２が処理単位期間Ｔ_4F で必ず先頭に選択されるように、切替スイッチ３のプリアンブルＰの受電器２の選択順序を受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２に応じて変更するようにする。

図１２は切替スイッチ３の各フレームＦ₁〜Ｆ₄ でのプリアンブルＰの選択順序の一具体例を示す図である。
図１２(a)は受電器指示信号Ｉｒによる指定受電器２が受電器２Ｌである場合の本線
信号ａを示すものであって、この場合には、上記のように、各フレームＦ₁〜Ｆ₄ のデータＤはこの指定された受電器２Ｌで受信されたデータＤ_L であるが、プリアンブルＰは、最初のフレームＦ₁ で指定された受電器２Ｌで受信されたプリアンブルＰ_L であり、２番目，３番目，最後のフレームＦ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ でのプリアンブルＰは夫々、受電器２Ｒ，２Ｕ，２Ｄで受信されたプリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D である。

指定受電器２が受電器２Ｒである場合には、図１２(b)に示すように、各フレームＦ₁〜Ｆ₄ のデータＤはこの指定された受電器２Ｒで受信されたデータＤ_R であるが、プリアンブルＰは、最初のフレームＦ₁ で指定された受電器２Ｒで受信されたプリアンブルＰ_R であり、２番目，３番目，最後のフレームＦ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ でのプリアンブルＰは夫々、受電器２Ｌ，２Ｕ，２Ｄで受信されたプリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D である。

指定受電器２が受電器２Ｕである場合には、図１２(c)に示すように、各フレームＦ₁〜Ｆ₄ のデータＤはこの指定された受電器２Ｕで受信されたデータＤ_U であるが、プリアンブルＰは、最初のフレームＦ₁ で指定された受電器２Ｕで受信されたプリアンブルＰ_U であり、２番目，３番目，最後のフレームＦ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ でのプリアンブルＰは夫々、受電器２Ｄ，２Ｌ，２Ｒで受信されたプリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D である。

指定受電器２が受電器２Ｄである場合には、図１２(d)に示すように、各フレームＦ₁〜Ｆ₄ のデータＤはこの指定された受電器２Ｄで受信されたデータＤ_D であるが、プリアンブルＰは、最初のフレームＦ₁ で指定された受電器２Ｄで受信されたプリアンブルＰ_D であり、２番目，３番目，最後のフレームＦ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ でのプリアンブルＰは夫々、受電器２Ｕ，２Ｌ，２Ｒで受信されたプリアンブルＰ_R，Ｐ_U，Ｐ_D である。

なお、タイミングコントローラ１６は、最大レベル判定部２１からの受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２を選択するように、切替スイッチ３を制御するときには、これと同時に等化イネーブル信号ＥＥを等化復調部１５に供給する。等化復調部１５では、この等化イネーブル信号ＥＥを取得すると、切替スイッチ３から受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器２が選択される最初のフレームＦ₁ の受信信号が供給されるものと判定し、図１１で説明したように、このフレームＦ₁ で受信されるプリアンブルＰを遅延処理することにより、他のフレームＦ₂，Ｆ₃，Ｆ₄ のプリアンブルＰを生成する。

このようにして、タイミングコントローラ１６では、受電器指示信号Ｉｒによって指定される受電器２に応じて、切替スイッチ３での受電器２の切替順序を異ならせるものであるが、例えば、図１２に示すような順序を指定するテーブルを記憶しておき、受電器指示信号Ｉｒによって受電器２が指定されると、このテーブルをもとに、受電器２の選択順序が決められるようにすることができる。

図１３は本発明による自動追尾装置の第４の実施形態を示すブロック構成図であって、２２はＡＤ(アナログ／デジタル)変換器であり、図１に対応する部分には同一符号を付けて重複する説明を省略する。

同図において、この第４の実施形態は、高周波部１４の出力信号を、その波形の瞬時のアナログ値をデジタル値に変換(ＡＤ変換)するＡＤ変換器２２を設けたものであり、ＡＤ変換器２２の出力デジタル信号が、先の実施形態と同様、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄに供給されてレベルが検出され、また、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給されるものである。このため、レベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄやレベル比較器８Ｈ，８Ｖはデジタル処理される。

かかる構成以外は、図１に示す第１の実施形態と同様であり、従って、この第１の実施形態と同様の効果が得られる。

なお、図８に示す第３の実施形態においても同様であり、図８において、高周波部１４の出力信号を、その波形の瞬時のアナログ値をデジタル値にＡＤ変換するＡＤ変換器を設けるようにし、各部をデジタル処理するようにしてもよい。

ところで、上記各実施形態において、送信電波を受信開始するときには、受信信号のフレームの境界は不明であり、受信開始から直ちに切替スイッチ３の切替制御をすることができない。かかる切替制御を行なうためには、まず、フレームの境界を検出する同期捕捉処理を行なう必要がある。

この同期捕捉処理は、図１に示す第１の実施形態を例にして説明すると、等化復調部１５は、図１４(ｂ)に示すように、Ｍフレーム(但し、Ｍは３以上の整数であって、例え
ば、Ｍ＝４)周期の等化タイミング信号ＥＴをタイミングコントローラ１６に供給し、この等化タイミング信号ＥＴのタイミングで切替スイッチ３の選択切り替えを行なわせる。受信開始時点では、この等化タイミング信号ＥＴは、受信信号のフレームの境界に位相同期していない。

そこで、切替スイッチ３は同じ受電器２、例えば、受電器２ＬをこのＭフレーム期間続けて選択し、図１４(ａ)に示すこの受電器２Ｌの受信信号を出力する。等化復調部１５は、この受信信号から各フレーム毎にプリアンブルＰを検出し(図１４(c))、図１４(d)に示すように、それを積分する。このプリアンブルＰは、正確に検出されていれば、その時の受信状態に応じたレベルで検出されることになり、その積分値Ｖｉは増加していく。そして、その積分値Ｖｉがその増加中に予め設定された閾値Ｔ_H を超えると、その時点ｔｐをプリアンブルＰが検出された時点とする。

このようにして、プリアンブルＰが存在する時点ｔｐが検出されると、この時点ｔｐを含む所定の期間のゲート信号をフレーム周期で、即ち、各フレーム毎に作成し、各フレーム毎に本線信号ａのこのゲート信号の期間内でプリアンブルＰを検出する。

受信レベルがある程度あれば、プリアンブルＰが比較的精度良く検出されて積分値ＶｉはＭフレーム期間内で閾値ＴHを超え、プリアンブルＰを精度良く検出することができるが、指定した受電器２Ｌでは、受信状態が良好でなく、受信信号が充分なレベルでないときには、積分値ＶｉがＭフレーム期間内で閾値Ｔ_H を超えることができない場合もあるし、本線信号ａからプリアンブルＰが検出できないような受信状態では、積分値ＶｉがＭフレーム期間内で閾値Ｔ_H を超えることができない。

このような場合には、Ｍフレーム後の次の等価タイミング信号ＥＴによって切替スイッチ３が次の受電器、例えば、右受電器２Ｒを選択するように切替制御し、次のＭフレーム期間で、この次受電器２Ｒの受信信号について、上記の同期補足動作を行なう。
以上のようにして、プリアンブルＰのタイミングが正確に検出されて同期補足動作が完了すると、このときに切替スイッチ３によって選択されたている受電器２から切替スイッチ３が選択開始されて、上記の追尾動作と本線信号ａの等化復調とが行なわれる。

以上の実施形態は、各受電器２で受信されたプリアンプルＰのレベルを検出することにより、受信アンテナ１の送信源への自動追尾を行なうものであったが、各受電器２で受信されたプリアンプルＰの位相を検出することにより、受信アンテナ１の送信源への自動追尾を行なうようにした第５の実施形態について説明する。

図１５はかかる第５の実施形態での自動追尾の原理を説明する図であり、受信アンテナ１で左右方向に配列された２つの受電器２、即ち、左受電器２Ｌと右受電器２Ｒとについて示している。

同図において、いま、左受電器２Ｌと右受電器２Ｒとの間隔をｄとし、受信アンテナ(図示せず)の向きＣｏに対する送信源の方向Ｗｏ、即ち、送信電波の入射角をθとすると、図示する入射角θの場合、この右受電器２ＲのプリアンブルＰの先頭が到達して時点でのこの左受電器２Ｌから同じプリアンブルＰの先頭までの距離、即ち、偏差Φは、(1)式で表わされる。
Φ＝ｄ×ｓｉｎθ ……(1)

ここで、θ＝１゜、ｄ＝３０ｍｍとすると、上記式(１)により、Φ＝０．５２ｍｍである。そこで、いま、送信電波のプリアンブルＰの無線周波数を７ＧＨｚと
すると、その１周期は４２．８ｍｍであり、左受電器２Ｌと右受電器２Ｒとで受信するプリアンブルＰの位相差は、
位相差＝３６０゜×０．５２／４２．８＝４．４゜
となる。
受信アンテナの向きＣｏに対する入射角θが図示とは逆方向の場合には、送信電波の到達は左受電器２Ｌの方が早いため、位相角＝−４．４゜となる。

このことからして、左受電器２Ｌと右受電器２ＲとでのプリアンブルＰの位相差を検
することにより、送信源の方向Ｗｏに対する受信アンテナの向きＣｏを検出することができるものであり、位相差＝０゜となるように、受信アンテナの向きＣｏを制御することにより、送信源を追尾することができる。上受電器２Ｕ，下受電器２Ｄについても、同様である。

図１６はかかる位相差による追尾方法を用いた本発明による自動追尾装置の第５の実施形態をブロック構成図であって、２３ＬＲ，２３ＵＤは位相差検出部であり、図１に対応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略する。

同図において、この第５の実施形態は、図１に示す第１の実施形態でのレベル検出器７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄとレベル比較器８Ｈ，８Ｖの代わりに位相差検出部２３ＬＲ，２３ＵＤを設け、図１５に示す原理に基づく位相差による追尾方法により、受信アンテナ１を送信源に追尾させるようにするものである。

切替スイッチ３は図１に示す切替スイッチ３と同様の選択切替動作を行なうものであり、高周波部１４で処理された切替スイッチ３の出力信号(図２(k))は、本線信号ａとして、等化復調部１５に供給されるとともに、位相差検出部２３ＬＲ，２３ＵＤにも供給される。

図２(k)で本線信号ａとして示す信号は、図１６での高周波部１４の出力信号と同じ信号であるから、図２を例にして説明すると、位相差検出部２３ＬＲは、切替スイッチ３で左受電器２Ｌが選択されたフレームＦ_L におけるこの左受電器２Ｌの受信信号でのプリアンブルＰ_L に対する次のフレームＦ_R における右受電器２Ｒの受信信号でのプリアンブルＰ_R の位相差Φ_LR を検出するものである。

このために、タイミングコントローラ１６が、等化復調部１５からのフレームＦ_L でのプリアンブルＰ_L の開始を表わす等化タイミング信号ＥＴを取得すると、その取得タイミングから時間計測し、次のフレームＦ_R でのプリアンブルＰ_R の、プリアンブルＰ_L に対する位相差がないときの開始となるべきタイミング(位相基準タイミング)で位相基準タイミング信号ＳＴＬを発生し、位相差検出器２３ＬＲに供給する。

位相差検出器２３ＬＲは、各フレームでのプリアンブルＰの開始時点を検出しており、タイミングコントローラ１６からの位相基準タイミング信号ＳＴＬを取得すると、この位相基準タイミング信号ＳＴＬの取得時点とこのフレームＦ_R で検出されたプリアンブルＰ_R の開始時点とから、プリアンブルＰ_L とプリアンブルＰ_R との位相差Φ_LR を検出する。駆動コントローラ１０は、この位相差Φ_LR から、上記式(１)をもとに、受信アンテナ１の左右方向の入射角θと向きの方向を求め、その結果に応じて駆動部１１を制御する。これにより、位相差Φ_LR が０となるように、受信アンテナ１は左右方向に向きが変更される。

位相差検出部２３ＵＤは、切替スイッチ３で上受電器２Ｕが選択されたフレームＦ_U におけるこの上受電器２Ｕの受信信号でのプリアンブルＰ_U に対する次のフレームＦ_D における右受電器２Ｄの受信信号でのプリアンブルＰ_D の位相差Φ_UD を検出するものである。
このために、タイミングコントローラ１６が、等化復調部１５からのフレームＦ_U でのプリアンブルＰ_U の開始を表わす等化タイミング信号ＥＴを取得すると、その取得タイミングから時間計測し、次のフレームＦ_D でのプリアンブルＰ_D の、プリアンブルＰ_U に対する位相差がないときの開始となるべきタイミング(位相基準タイミング)で位相基準タイミング信号ＳＴＵを発生し、位相差検出器２３ＵＤに供給する。

位相差検出器２３ＵＤは、各フレームでのプリアンブルＰの開始時点を検出しており、タイミングコントローラ１６からの位相基準タイミング信号ＳＴＵを取得すると、この位相基準タイミング信号ＳＴＵの取得時点とこのフレームＦ_D での検出されたプリアンブルＰ_Dの開始時点とから、プリアンブルＰ_U とプリアンブルＰ_D との位相差Φ_UD をデジタル値で検出する。駆動コントローラ１０は、この位相差Φ_UD から、上記式(1)をもとに、受信アンテナ１の左右方向の入射角θと向きの方向を求め、その結果に応じて駆動部１１を制御する。これにより、位相差Φ_UD が０となるように、受信アンテナ１は左右方向に向きが変更される。

図１７(a)はフレームＦ_L でのプリアンブルＰ_L に対して次のフレームＦ_R でのプリアンブルＰ_R の位相が進んでいる場合を示しており、位相基準タイミング信号ＳＴＬの発生時点ｔ_S に対し、プリアンブルＰRの開始時点ｔ₁ が進んでいる。この時点ｔ₁，ｔ_S 間の時間差が位相差−Φ_LR である(なお、ここでは、位相基準タイミング信号ＳＴＬに対する進み方向を負としている)。

図１７(b)はフレームＦ_L でのプリアンブルＰ_L に対して次のフレームＦ_R でのプリアンブルＰ_R の位相が遅れている場合を示しており、位相基準タイミング信号ＳＴ_L の発生時点ｔ_S に対し、プリアンブルＰ_R の開始時点ｔ₂ が遅れている。この時点ｔ₁，ｔ_S 間の時間差が位相差＋Φ_LR である。
上下方向に配置された上受電器２Ｕ，下受電器２Ｄで受信されるプリアンブルＰ_U，Ｐ_D の位相差も、同様にして検出することができる。

このようにして、切替スイッチ３で選択された左受電器２Ｌ，右受電器２Ｒからのプリアンブル信号Ｐ_L，Ｐ_R の位相差と上受電器２Ｕ，下受電器２Ｄからのプリアンブル信号Ｐ_U，Ｐ_D の位相差とを用いることにより、受信アンテナ１の送信源への自動追尾を行なうことができる。

なお、ここでは、等化タイミング信号ＥＴの発生タイミングから基準タイミング信号ＳＴＬ，ＳＴＵを生成し、これを用いて次のフレームでのプリアンブルＰの位相差を求めるようにしたが、プリアンブルＰの周波数を発生する局部発振器を用い、これをＰＬＬ回路で先行するフレームのプリアンブルＰのタイミングを表わす等化タイミング信号ＥＴに位相同期させ、この局部発振器の発振出力と後続するフレームでのプリアンブルＰとの位相差を検出するようにしてもよい。

以上の第５の実施形態は、自動追尾のための受信アンテナ１の向きを検出する手段を異にする図１に示す第１の実施形態の一変形例をなすものであるが、また、かかる受信アンテナ１の向きの検出手段を、レベル比較器８Ｈ，８Ｖに代えて用いることにより、図８に示す第３の実施形態にも適用することができる。

次に、本発明の第６の実施形態について説明する。
この第６の実施形態は、図２５〜図２７により説明した従来技術に係る自動追尾装置に本発明を適用した場合の一実施の形態で、ここで、まず、図２１は、この実施形態におけるデジタル変調部の一例であり、このときアンテナ切替方式としての全体の構成は、図２５に示した従来技術の場合と同じである。
そして、この実施形態における図２１のデジタル変調部１の場合、入力された送信データａ２は、まず、ＦＩＦＯバッファからなるメモリ部１−３に書込まれ、この後、切替タイミングパルス生成部１−５から出力される送信データタイミング信号１−ｅが有効(レベル１)になったとき、基準となるシンボルクロック(図示してない)により逐次、メモリ部１−３から送信データ１−ｃとして読出され、切替スイッチ部１−４に供給される。

一方、トレーニングデータ生成部１−１は、シンボルクロックに同期してトレーニングデータ信号１−ａを生成し、それを切替スイッチ部１−４に供給し、スタッフィングデータ生成部１−２は、同じくシンボルクロックに同期してスタッフィングデータ１−ｂを生成し、それを切替スイッチ部１−４に供給する。
このとき、切替スイッチ部１−４は、切替タイミングパルス生成部１−５から供給される送信データタイミング信号１−ｅとトレーニングデータタイミング信号１−ｆ、それにスタッフィングデータタイミング信号１−ｇにより制御されている。

そこで、切替スイッチ部１−４は、後で図２３により詳述するように、トレーニングデータ信号１−ａとスタッフィングデータ信号１−ｂそれに送信データ１−ｃを順次、選択し、フレーム生成信号１−ｄとしてマッピング部１−６に入力する。
そこで、マッピング部１−６は、入力されたトレーニングデータ信号１−ａとスタッフィングデータ信号１−ｂそれに送信データ１−ｃに応じて多値デジタル変調方式における同相成分信号１−ｈと直交成分信号１−ｉを作成する。そして、各々の信号をロールオフフィルタ部１−７、１−８に入力し、ロールオフ信号１−ｊ、１−ｋとして直交変調部１−９に供給する。

直交変調部１−９は、ロールオフ信号１−ｊ、１−ｋにデジタル直交変調を施してデジタル直交信号１−ｌとし、それをＤ／Ａ変換部１−１０に供給してアナログ信号１−ｍに変換した後、ＩＦ信号変換部１−１１に供給する。
このときＩＦ信号変換部１−１１は、中間周波用の所定の周波数のキャリア信号を発生し、このキャリア信号にアナログ信号１−ｍを乗算して周波数を変換し、中間周波数信号１−ｎを生成する。そして、この中間周波数信号１−ｎをバンドパスフィルタ部１−１２により所定の帯域に制限し、送信信号ｅ２として出力する。
この結果、送信信号ｅ２が中間周波数の多値デジタル変調信号として図５の高周波部２に供給されることになる。

ところで、ここに表われているスタッフィングデータは、この実施形態において特徴をなすものであり、そこで、以下、このスタッフィングデータについて説明する。
既に説明したように、マイクロ波を用いた多値デジタル変調無線方式のトレーニングデータと送信データについては、上記した通り「ＡＲＩＢ ＳＴＤ-Ｂ１１」規格に定義されているが、このとき、同規格では、更にスタッフィングデータについても定義されており、それによれば、スタッフィングデータとは、それを付加するか否かにより送信データの最大伝送ビットレートを可変にするための領域であるとされている。

従って、図２１において、図２５の高周波部２に供給される送信信号ｅ２は、図３(A)に示すように、送信データとトレーニングデータの間に、更に送信データと同じ変調方式のスタッフィングデータが挿入された形のフレーム構成になっている。
このときのスタッフィングデータのデータ量については、各変調方式に対応して付加可能な最大データ量が、上記した規格により決められている。
例えば、６４ＱＡＭ変調時にスタッフィング領域を無しとした場合の最大伝送ビットレートは６５．８８０Ｍｂｉｔ／ｓであるが、１７９２(＝１１２×１６)シンボルのスタッフィング領域を設けた場合、その最大伝送ビットレートは５９．６４８Ｍｂｉｔ／ｓとなる。

つまり、このスタッフィングデータは、送信データの伝送ビットレートを可変にし、調整するという目的のための単なる詰物として用いられていることになり、それゆえ、このスタッフィングデータが挿入されている領域は、一般にダミーデータ領域(無効データ領域)として認識されているに過ぎない。
しかしながら、本発明では、このスタッフィングデータが挿入されている領域の存在に着目し、この領域でアンテナを切り替えるべく想到した点を特徴とするもので、以下、このための主要な部分となる切替タイミングパルス生成部１−５の詳細について、図２２により説明する。

この切替タイミングパルス生成部１−５は、まず、基準となるシンボルクロック(図示してない)に同期して動作するフレームカウンタ部１−１３を備え、これにより１フレーム分のシンボル数でカウント値が一巡するシンボルカウント値１−ｏを生成する。
そして、このシンボルカウント値１−ｏが送信データタイミング生成部１−１４とトレーニングデータタイミング生成部１−１５それにスタッフィングデータタイミング生成部１−１６の夫々に供給されるようになっている。

そこで、まず、送信データタイミング生成部１−１４は、シンボルカウント値１−ｏが１フレーム期間内で送信データ１−ｃを送出する期間に対応するカウント値になっているときだけ有効となる信号を出力し、送信データタイミング信号１−ｅとする。
次に、トレーニングデータタイミング生成部１−１５は、同じくシンボルカウント値１−ｏが１フレーム期間内でトレーニングデータ１−ａを送出する期間に対応するカウント値になっているときだけ有効となる信号を出力し、トレーニングデータタイミング信号１−ｆとする。

そして、スタッフィングデータタイミング生成部１−１６は、同じくシンボルカウント値１−ｏが１フレーム期間内でスタッフィングデータ１−ｂを送出するカウント値になっているときだけ有効となる信号を出力し、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇとするのである。
一方、タイミングパルス切替部１−１７は、トレーニングデータタイミング信号１−ｆとスタッフィングデータタイミング信号１−ｇを、図示しない切替指令信号に応じて切替え、何れか一方を任意に選択し、切替タイミングパルスｂとして出力させる働きをするもので、詳しくは後述するが、送信信号ｅ２がスタッフィングデータを含まない場合に対応して動作するものである。

次に、この切替タイミングパルス生成部１−５から出力される切替タイミングパルス信号ｂ２、送信データタイミング信号１−ｅ、トレーニングデータタイミング信号１−ｆ、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇ、及びメモリ部１−３とトレーニングデータ生成部１−１、スタッフィングデータ生成部１−２それに切替スイッチ部１−４による送信信号ｅ２の作成動作について、図２３により説明する。
まず、トレーニングデータタイミング信号１−ｆがレベル１になったとき、切替スイッチ部１−４は、図２３(B)に示すように、トレーニングデータ生成部１−１から出力されているトレーニングデータ１−ａを出力端子に取り出し、フレーム生成信号１−ｄとしてマッピング回路１−６に供給する。

次に、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇがレベル１になったとき、切替スイッチ部１−４は、図３(C)に示すように、スタッフィングデータ生成部１−２から出力されているスタッフィングデータ１−ｂを出力端子に取り出し、フレーム生成信号１−ｄとしてマッピング回路１−６に供給する。
また、送信データタイミング信号１−ｅがレベル１になったとき、切替スイッチ部１−４は、図２３(D)に示すように、メモリ部１−３から読出されてくる送信データ１−ｃを出力端子に取り出し、フレーム生成信号１−ｄとしてマッピング回路１−６に供給する。

この結果、マッピング部１−６には、図２３(A)に示すように、送信データ１−ｃの間にスタッフィングデータ１−ｂとトレーニングデータ１−ａが順次挿入されたフレーム生成信号１−ｄが供給されることになり、従って、トレーニングデータ領域と送信データ領域の間に、更にスタッフィングデータ領域が備えられたフレームとして構成されたフレーム生成信号１−ｄがデジタル変調されて送信信号ｅ２となり、これが図２５と図２７で説明したように、移動局から地上局に伝送されることになる。

次に、切替タイミングパルスｂ２について説明する。
この切替タイミングパルスｂ２は、上記の通り、タイミングパルス切替部１−１７から出力され、デジタル変調部１から図２５に示すアンテナ切替制御部３に供給される。
そこで、いま、タイミングパルス切替部１−１７が、図２２に示すように切替えられ、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇを選択していたとする。
そうすると、このときは、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇが切替タイミングパルスｂ２としてアンテナ切替制御部３に供給されていることになる。

このスタッフィングデータタイミング信号１−ｇは、図２３(A)に示すフレーム生成信号１−ｄのスタッフィングデータ領域に対応して出力されるパルス信号で、図２３(C)に示すように、送信信号ｅに含まれるスタッフィングデータの先頭のタイミングでパルスの立ち上りがくるようにした信号であり、従って１フレーム毎に毎回出力される。
一方、アンテナ切替指令信号ｃは、上記したように、２基のアンテナ７、８(図２５)をヘリコプターの機首方向に応じて切替えるため、図示してないアンテナ切替指令発生手段から指令される信号で、この場合は、図２３(F)に示すように、時点ｔ_a でアンテナ切替指令信号ｃ２が立ち上っており、従って、この時点ｔ_a のタイミングでアンテナの切替え指令が有効化されることになる。

このときアンテナ切替信号ｄ２は、図２３(G)に示すように、アンテナ切替指令信号ｃ２が立ち上った時点ｔ_a の後、最初に切替タイミングパルスｂ２が発生された時点ｔ_b において立ち上がる信号であり、このため、アンテナ切替制御部３は、１フレーム毎に入力される切替タイミングパルスｂ２の立ち上り時点ｔ_b のタイミングでアンテナ切替指令信号ｃ２をラッチし、それをアンテナ切替信号ｄ２としてアンテナ切替スイッチ４に供給する。
従って、このアンテナ切替信号ｄ２の立上りには、アンテナ切替指令信号ｃ２によりアンテナ切替が指令された時点ｔ_a からΔｔ_a-b の時間差(時間遅れ)が生じ、この結果、２基のアンテナ７、８は、必ずスタッフィングデータ領域の先頭のタイミングで切替えられるようになる。

このとき、上記した従来技術の場合、図２６から明らかなように、トレーニングデータタイミング信号１−ｆをアンテナ切替パルスｂ２に用いていた。
一方、この実施形態においては、タイミングパルス切替部１−１７が設けてあり、その操作により、図２３に示すように、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇをアンテナ切替パルスｂ２として用いることができ、この場合、アンテナの切替えがスタッフィングデータ領域の先頭のタイミングで行われるようにできることになり、これがこの実施形態の特徴である。

そして、この結果、この実施形態によれば、アンテナの切替に時間的な余裕が得られるので、経路ゲイン差によるデータ誤りの発生が、ほとんど調整作業を要することなく抑えることができるものであり、そこで、以下、この点について詳しく説明する。
まず、この場合、スタッフィングデータの先頭のタイミングでアンテナ切替えが開始されるが、このときスタッフィングデータは、上記したように、ダミーデータであることから、このスタッフィングデータ領域での信号の切替は、送信データに影響を与える虞は一切無い。

ここで、上記した「ＡＲＩＢ ＳＴＢ−Ｂ１１」規定によれば、６４ＱＡＭ変調時の伝送ビットレート５９．６４８Ｍbit／ｓモード時においては、スタッフィングデータ量は１７９２(＝１１２×１６)シンボル分とされており、これは２５６シンボル分とされているトレーニングデータ期間の７倍にもなる長さで、時間にすれば約１３４μｓにもなっている。
従って、このスタッフィングデータ期間をアンテナ切替に用いた場合、つまり本発明の実施形態の場合、前述のヘリコプター内での経路レベル差を考慮すると、特に大きな効用がもたらされることになる。
何故なら、この場合、アンテナ切替えにより生じる急激なレベル変動を補償するための処理が、従来のトレーニングデータ期間の７倍もある永いスタッフィングデータ期間の中で行えるので、時間的余裕をもった処理が可能になるからである。

この時間的余裕は、受信装置において、ＡＧＣ制御によるレベル変動の安定化に必要な時間に対して充分すぎるほどであり、従って、この実施形態によれば、経路ゲイン差によるレベル変動がかなり大きくても、トレーニングデータ期間になるまでに抑えることができ、この結果、上記した自動等化器での波形等化処理において、トレーニングデータ期間とその後に続く送信データ期間との伝送路特性の不一致によるデータ誤りの発生が充分に抑えられることになる。
そして、この結果、上記実施形態によれば、経路ゲインを厳密に合わせなくても済むことになる。

ところで、この実施形態の場合、切替タイミングパルス生成部１−５にタイミングパルス切替部１−１７が設けてあり、これにより切替タイミングパルスｂ２として、トレーニングデータタイミング信号１−ｆとタイミング信号１−ｇの何れか一方がオペレータにより任意に選択できるようになっている。
上記したように、スタッフィングデータを挿入するか否かは、中継に用いる変調方式に応じて決められるが、このときの変調方式については、中継を行うオペレータの選択による。
従って、オペレータは、変調方式を選択したとき、当該変調方式に応じてタイミングパルス切替部１−１７の切り替えを行うことになる。

そして、これまでの説明では、切替タイミングパルスｂ２として、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇを選択した場合の動作について説明したが、ここで、次に、切替タイミングパルスｂ２として、トレーニングデータタイミング信号１−ｆが選択された場合の動作について説明する。
上記した動作の場合、送信信号ｅが、図２３(A)に示したように、スタッフィングデータ期間を含んでいる場合を前提としており、従って、何らかの理由により、送信信号ｅ２がスタッフィングデータ期間を含まない場合にはアンテナ切替が得られなくなってしまう。
そこで、この実施形態では、タイミングパルス切替部１−１７を設け、必要に応じて切替タイミングパルスｂ２にトレーニングデータタイミング信号１−ｆが選択できるようにしたものである。

タイミングパルス切替部１−１７がトレーニングデータタイミング信号１−ｆを選択した場合、図２の送信データタイミング生成部１−１４からは、トレーニングデータタイミング信号１−ｆが切替タイミングパルスｂ２として出力される。
また、このとき、図示してないが、スタッフィングデータタイミング生成部１−１６はスタッフィングデータタイミング信号１−ｇをレベル０に固定し、無効にする。
そこで、この場合、スタッフィングデータタイミング信号１−ｇは、図２４(C)に示すようにレベル０を保ち、この結果、切替スイッチ部１−４から出力されるフレーム生成信号１−ｄは、図２４(A)に示すように、送信データ領域とトレーニングデータ領域だけで構成され、送信信号ｅも同じく送信データ領域とトレーニングデータ領域だけで構成されることになる。

そこで、この場合は、アンテナ切替動作のタイミングとしては、図２６で説明した従来技術の場合と全く同じになり、このとき本発明の実施形態の場合の図２４(E)、(F)、(G)が、それぞれ図２６(B)、(C)、(D)に対応する。
従って、この実施形態によれば、中継に使用される変調方式がスタッフィングデータを含まない変調方式の場合にもアンテナ切替が可能になり、このとき経路ゲイン差があまり大きくなければ、データ誤りの発生も少なく抑えられるので、中継対象に制限を受けることが少なくて済む。

本発明による自動追尾装置の第１の実施形態を示すブロック構成図である。 図１における各部の動作を示すタイミング図である。 本発明による自動追尾装置の第２の実施形態を示すブロック構成図である。 図３における各部の動作を示すタイミング図である。 図３における第２の実施形態での受信アンテナに対する送信電波の到来方向の例を示す図である。 図５に示す送信電波に到来方向に対する図３に示す第２の実施形態の動作を示す図である。 図５に示す送信電波の他の到来方向に対する図３に示す第２の実施形態の動作例を示す図である。 本発明による自動追尾装置の第３の実施形態を示すブロック構成図である。 図８における各部の動作の一具体例を示すタイミング図である。 図８における各部の動作の他の具体例を示すタイミング図である。 図８における等化復調部による本線信号の処理の一具体例を示す図である。 図８における切替スイッチの受電器指示信号Ｉｒで指定される受電器に応じた受電器の選択順序の一具体例を示す図である。 本発明による自動追尾装置の第４の実施形態を示すブロック構成図である。 図１，図８，図１３に示す実施形態での同期補足動作の一具体例を示す図である。 位相差による自動追尾の原理を説明する図である。 図１５に示す原理を用いた本発明による自動追尾装置の第５の実施形態を示すブロック構成図である。 図１６に示す第５の実施形態での位相差の検出方法の一具体例を示すである。 自動追尾装置の一従来例を示すブロック構成図である。 図１８における受信アンテナの構成を示す図である。 図１８における各部の動作を示すタイミング図である。 本発明による自動追尾装置の他の一実施形態を示すブロック図である。 本発明の他の一実施形態における切替えタイミングパルス生成部の一例を示すブロック図である。 本発明の他の一実施形態による切替動作の一例を示すタイミング図である。 本発明の他の一実施形態による切替動作の他の一例を示すタイミング図である。 アンテナ切替方式の一例を示すブロック図である。 従来技術によるアンテナ切替方式による切替動作のタイミング図である。 地上局における受信装置の一例を示すブロック図である。

符号の説明

１：受信アンテナ
２：受電器
２Ｌ：左受電器
２Ｒ：右受電器
２Ｕ：上受電器
２Ｄ：下受電器
３：切替スイッチ
７Ｌ，７Ｒ，７Ｕ，７Ｄ，７Ｆ₁〜７Ｆ₄ ：レベル検出器
８Ｈ，８Ｖ：レベ比較器
１０：駆動コントローラ
１１：駆動部
１２：パラボラ反射体
１３：電動架台
１４：高周波部
１５：等化復調部
１６：タイミングコントローラ
１７ＬＲ，１７ＵＤ：位相シフタ
１８ＬＲ，１８ＵＤ：合成回路
１９ＬＲ，１９７ＵＤ：スイッチ回路
２０：合成回路
２１：最大レベル判定部
２２：ＡＤ変換器
２３ＬＲ，２３ＵＤ：位相差検出部
３１：デジタル変調部
３２：高周波部
３３：アンテナ切替制御部
３４：切替スイッチ
３５：電力増幅部
３６：電力増幅部
３７：アンテナ
３８：アンテナ
３９：アンテナ
４０：受信高周波部
４１：デジタル復調部
１−１：トレーニングデータ生成部
１−２：スタッフィングデータ生成部
１−３：メモリ部
１−４：切替スイッチ部
１−５：切替タイミングパルス生成部
１−６：マッピング部
１−７：ロールオフフィルタ部
１−８：ロールオフフィルタ部
１−９：直交変調部
１−１０：Ｄ／Ａ変換部
１−１１：ＩＦ信号変換部
１−１２：バンドパスフィルタ部
１−１３：フレームカウンタ部
１−１４：送信データタイミング生成部
１−１５：トレーニングデータタイミング生成部
１−１６：スタッフィングデータタイミング生成部
１−１７：タイミングパルス切替部
ａ：送信データ
ｂ：切替タイミングパルス
ｃ：切替指令信号
ｄ：アンテナ切替タイミング
ｅ：ＩＦ信号
ｆ：マイクロ波キャリア変調信号
ｇ：切替出力
ｈ：切替出力
ｉ：電力増幅された信号
ｊ：電力増幅された信号
ｋ：受信された信号
ｌ：受信ＩＦ信号
ｍ：受信データ
１−ａ：トレーニングデータ信号
１−ｂ：スタッフィングデータ信号
１−ｃ：送信データ
１−ｄ：フレーム生成信号
１−ｅ：送信データタイミング信号
１−ｆ：トレーニングデータタイミング信号
１−ｇ：スタッフィングデータタイミング信号
１−ｈ：同相成分信号
１−ｉ：直交成分信号
１−ｊ：ロールオフ信号
１−ｋ：ロールオフ信号
１−ｌ：デジタル直交信号
１−ｍ：アナログ信号
１−ｎ：中間周波数信号
１−ｏ：シンボルカウンタ

Claims (6)

1. パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、
   ５構成単位期間を処理単位期間とし、該処理単位期間での第２，第３の構成単位期間夫々の所定期間で該第１の受電器の受信信号の位相に対する該第２の受電器の受信信号の位相関係を変化させて、該位相関係を該第２，第３の構成単位期間で互いに逆方向に変化させ、第１，第４，第５の構成単位期間で該第１，第２の受電器の受信信号の位相関係を受信時の位相関係に保持する第１の位相シフト手段と、
   該処理単位期間での第４，第５の構成単位期間夫々の所定期間で該第３の受電器の受信
   信号の位相に対する該第４の受電器の受信信号の位相関係を変化させ、該位相関係を該第４，第５の構成単位期間で互いに逆方向に変化させ、第１，第２，第３の構成単位期間で該第３，第４の受電器の受信信号の位相関係を受信時の位相関係に保持する第２の位相シフト手段と、
   該第１の位相シフト手段で位相関係が設定された該第１，第２の受電器の受信信号を合成する第１の合成手段と、
   該第２の位相シフト手段で位相関係が設定された該第３，第４の受電器の受信信号を合成する第２の合成手段と、
   該第１の合成手段の出力受信信号から、該処理単位期間の該第４，第５の構成単位期間での該第３，第４の受電器の受信信号の位相関係が変化された該所定期間に相当する期間の信号を除く第１のスイッチ手段と、
   該第２の合成手段の出力受信信号から、該処理単位期間の該第２，第３の構成単位期間での該第１，第２の受電器の受信信号の位相関係が変化された該所定期間に相当する期間の信号を除く第２のスイッチ手段と、
   該第１のスイッチ手段の出力信号と該第２のスイッチ手段の出力信号とを合成する第３の合成手段と、
   該第３の合成手段の出力信号における該処理単位期間の該第２，第３の構成単位期間での該所定期間のレベルを比較する第１のレベル比較手段と、
   該第３の合成手段の出力信号における該処理単位期間の該第４，第５の構成単位期間での該所定期間のレベルを比較する第２のレベル比較手段と、
   該第１のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、
   該第３の合成手段の出力信号を、該処理単位期間毎に、該第１の構成単位期間での所定期間の信号をもとに等化復調する等化復調部と
   を備えたことを特徴とする自動追尾装置。
2. パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、
   該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号を順に、かつサイクリックに選択する切替スイッチと、
   該切替スイッチで選択された該第１，第２の受電器の受信信号のレベルを比較する第１のレベル比較手段と、
   該切替スイッチで選択された該第３，第４の受電器の受信信号のレベルを比較する第２のレベル比較手段と、
   該第１のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、
   該切替スイッチで順に選択される該第１，第２，第３，第４の受信信号を等化復調する等化復調部と
   を備えたことを特徴とする自動追尾装置。
3. パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、
   該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号が供給され、１構成単位期間毎に該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号の所定期間の信号を順にかつサイクリックに選択するとともに、１構成単位期間毎に該第１，第２，第３，第４の受電器のいずれか１つの該所定期間以外の信号を選択する切替スイッチと、
   該切替スイッチで選択された該第１，第２の受電器の受信信号の該所定期間のレベルを比較する第１のレベル比較手段と、
   該切替スイッチで選択された該第３，第４の受電器の受信信号の該所定期間のレベルを比較する第２のレベル比較手段と、
   該第１のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２のレベル比較手段の比較結果に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、
   該切替スイッチで順に選択された該所定期間以外の信号を等化復調する等化復調部と、
   該第１，第２，第３，第４の受電器のうちの、該切替スイッチで選択された該所定期間のレベルが最大となる受電器を判定する最大判定手段と、
   該最大判定部で該所定期間のレベルが最大と判定された該受電器の受信信号での該所定期間以外の信号を選択するように、該切替スイッチを制御する制御手段と
   を備えたことを特徴とする自動追尾装置。
4. パラボラ反射体に対向して、左右方向に配置された第１，第２の受電器と上下方向に配置された第３，第４の受電器とを有し、構成単位期間毎に区分された送信電波を受信する受信アンテナと、
   該第１，第２，第３，第４の受電器の受信信号を順に、かつサイクリックに選択する切替スイッチと、
   該切替スイッチで選択された該第１，第２の受電器の受信信号の所定期間の位相差を検出する第１の位相差検出手段と、
   該切替スイッチで選択された該第３，第４の受電器の受信信号の所定期間の位相差を検出する第２の位相差検出手段と、
   該第１の位相差検出手段で検出された位相差に基づいて該受信アンテナの向きを左右方向に制御し、該第２の位相差検出手段で検出された位相差に基づいて該受信アンテナの向きを上下方向に制御する制御手段と、
   該切替スイッチで順に選択される該第１，第２，第３，第４の受信信号を等化復調する等化復調部と
   を備えたことを特徴とする自動追尾装置。
5. 請求項１、３、４のいずれか１つにおいて、
   前記第１〜第４の受電器の受信信号の各構成単位期間はデータ期間と付加期間とからなり、
   前記所定期間は該付加期間であって、該付加期間のレベルで前記受信アンテナの向きを確認することを特徴とする自動追尾装置。
6. 請求項１において、
   前記構成単位期間の任意期間のレベルで前記受信アンテナの向きを確認することを特徴とする自動追尾装置。

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