KR960004318B1

KR960004318B1 - 다이버시티 수신회로

Info

Publication number: KR960004318B1
Application number: KR1019900702532A
Authority: KR
Inventors: 시게끼 사이또오; 야스시 야마오
Original assignee: 닛뽄 덴신덴와 가부시끼가이샤; 고지마 마사시; 엔티티 이토츠 신모 가부시키가이샤; 오오보시 고지
Priority date: 1989-03-28
Filing date: 1990-03-26
Publication date: 1996-03-30
Also published as: DE69015535T2; DE69015535D1; CA2029876A1; KR920700502A; US5203023A; EP0419674B1; EP0419674A4; EP0419674A1; WO1990011656A1; CA2029876C

Abstract

내용 없음.

Description

[발명의 명칭]

다이버시티 수신회로

[도면의 간단한 설명]

제1도는 종래예의 포스트 다이버시티 수신회로의 블록 구성도,

제2도는 종래예의 안테나 절환 다이버시티 수신회로의 블록 구성도,

제3도(a) 및 (b)는 동일채널 간섭시의 신호벡터의 설명도,

제4도(a)∼(c)는 수신레벨이 낮은 경우의 신호벡터의 설명도,

제5도는 본 발명의 제1실시예를 도시한 블록 구성도로서, 포스트 다이버시티 수신회로도,

제6도는 위상검출부의 1예를 도시한 블록도,

제7도(a) 및 (b)는 상대위상검출회로의 동작원리의 설명도,

제8도는 QPSK 신호의 신호공간상에 있어서의 신호위상을 도시한 설명도,

제9도는 페이딩 등의 존재하는 전송회선을 통과하였을 때의 QPSK 신호의 위상을 도시한 설명도,

제10도는 페이딩 주파수에 대한 위상변동의 빈도를 도시한 특성도,

제11도(a)∼(b)는 블랜치의 판정방법의 설명도,

제12도(a)는 위상영역에의 중복을 도시한 설명도.

제12도(b)는 위상데이타 비교회로의 1예를 도시한 블록 구성도,

제13도는 위상검출부의 다른예를 도시한 블록 구성도이고, 위상시프트회로로서 시프트레지스터를 사용한 경우의 구성도,

제14도는 위상검출부의 다른예를 도시한 블록 구성도이고, 검파된 I 신호와 Q 신호에 의하여 상대위상을 검출하는 경우의 구성도,

제15도는 위상검출부의 또 다른예를 도시한 블록도이고, 검파회로로서 지연 검파회로를 사용한 경우의 구성도,

제16도는 레일리(Rayleigh) 페이딩하의 이동통신 전송로에 있어서, QPSK 변조신호를 동기검파하는 경우의 오차율(誤差率)특성도,

제17도는 페이딩이 없는 경우의 오차율특성도,

제18도는 본 발명의 제2실시예를 도시한 블록 구성도이고, 안테나 절환 다이버시티 수신회로도,

제19도는 위상데이타 비교회로의 1예를 도시한 블록 구성도,

제20도는 브랜치 간의 열잡음의 상관을 작게 하기 위한 회로 구성도,

제21도는 본 발명의 제3실시예를 도시한 블록 구성도,

제22도는 본 발명의 제4실시예를 도시한 블록 구성도,

제23도는 본 발명의 제7실시예를 도시한 블록 구성도, 및

제24도는 본 발명의 제8실시예를 도시한 블록 구성도이다.

[발명의 상세한 설명]

[기술분야]

본 발명은 무선 전송에 있어서의 다이버시티 수신회로에 관한 것이다.

특히 각도 변조된 반송파에 의하여 디지탈 신호의 전달을 행하는 회로에 있어서, 그 전송특성을 향상시키기 위한 다이버시티 수신회로에 관한 것이다.

[배경기술]

무선통신 회선에서는 전송매체로서 전파를 사용하고 있으므로, 페이딩(fading)이나 간섭 등에 의하여 수신신호에 레벨변동이나 위상변동이 발생하고, 전송특성이 열화하는 수가 있다. 이러한 전송특성의 열화에 대해서는 다이버시티 수신방식이 유효한 것으로 알려져 있다. 가장 대표적인 다이버시티 수신방식은 서로 독립적으로 변동하는 복수의 페이딩파 중에서 수신레벨이 가장 높은 페이딩파를 순간순간 선택하여 수신하는 선택다이버시티 수신방식이다.

이 방식은 수신레벨이 높을수록 S/N(신호/잡음)이 높고 위상변동이 적어지며, 전송품질이 높아진다고 예상되는 것에 기초하고 있다.

제1도에 종래의 전형적인 2브랜치선택 다이버시티 수신회로를 도시한다. 2개의 안테나(101,102)는 서로 독립한 페이딩파를 얻을 수 있도록 적당한 거리를 두고 설치되면, 각각 수신기(103,104)에 따로따로 접속된다.

수신레벨의 검출수단으로서 중간 주파수의 증폭기로서 로그앰프(105,106)를 사용한다. 로그앰프(105,106)는 수신레벨의 데시벨 값에 비례한 직류전압을 출력하는 수단을 갖추고 있고, 2개의 로그앰프(105,106)의 출력전압 레벨비교기(107)로 비교함으로써 수신레벨의 비교를 행할 수 있다.

또한, 그 비교출력에 의하여 수신레벨이 높은 쪽의 검파기(108,109)로부터 검파출력을 다이버시티 스위치(110)로 선택한다. 이에 의하여 S/N이 높고 위상변동이 적은 검파출력을 끊임없이 출력단자(11)에 얻을 수 있다.

그러나, 이 방식에서는 복수의 수신기가 필요하게 되고, 규모가 커져버린다.

그래서 간단한 구성법으로서 복수의 안테나를 절환하여 1대의 수신기에 의하여 수신하는 안테나 절환 다이버시티 수신방식도 이용된다.

제2도에 종래의 전형적인 2브랜치의 안테나 절환 다이버시티 수신회로를 도시하였다. 2개의 안테나(121 및 122)는 서로 독립한(무관계의) 페이딩파를 얻을 수 있도록 적당한 거리를 두고 설치된다. 이들의 안테나(121,122)는 안테나 절환회로(123)에 의하여 그중의 한쪽이 수신기(124)에 접속된다. 이 절환은 레벨비교회로(126)로부터의 비교데이타에 의하여 행하여진다. 즉 수신기(124)의 수신레벨을 수신레벨 검출회로(125)에 의하여 검출하여, 이를 레벨비교회로(126)에서 기준치와 비교하여, 예컨대 수신파의 포락선 레벨이 있는 정해진 역치 이하가 되었을 때에 안테나(121,122)를 절환한다.

이 안테나 절환 다이버시티와 구별하기 위하여, 제1도에 도시한 바와같은 검파출력을 절환하는 방식에 대해서는 이하 「포스트 다이버시티」라고 한다. 그러나, 포스트 다이버시티에 있어서 수신레벨을 브랜치 판정의 정보로서 사용한 경우, 이하의 문제가 생긴다.

먼저, 첫째문제는 로그앰프(105,106)의 특성으로서 넓은 수신레벨에 걸친 레벨검출 성능이 요구되는 것이다. 이에 대하여 현실의 로그앰프는 수신레벨이 특히 높은 영역이나 특히 낮은 영역에서는 레벨검출 특성이 포화하거나, 중간의 영역에 있어서도 직선으로부터의 어굿남이 생기는 일이 많다. 레벨검출 특성이 포화한 영역이나 직선으로부터 어긋난 영역에서는 브랜치간의 수신레벨이 다름에도 불구하고, 출력전압의 차가 적어지고, 정확한 수신레벨의 비교를 할 수 없게 된다. 또, 넓은 수신레벨에 걸쳐 로그앰프의 레벨검출 특성을 브랜치간에서 일치시키는 것이 어려우므로, 불일치의 정도가 현저한 영역에서는 수신레벨의 비교결과에 잘못이 생겨, 다이버시티의 효과가 감소하는 결점이 있다.

제2의 문제는 한쪽의 브랜치의 특성이 열화한 경우에는 다이버시티 효과가 감소하는 것이다. 즉, 제1도에 있어서 일측 브랜치의 로그앰프(106) 또는 검파기(109)가 조정불량 또는 경년변화에 의한 열화 등으로 왜곡이 증가하여, 이 브랜치의 검파특성이 열화한 바와같은 경우에는 수신레벨만을 비교하여 검파기(109)의 쪽에 절환하면 도리어 S/N이 저하하거나 위상변동이 커진다.

제3의 문제는 수신레벨의 비교에 의한 다이버시티는 수신레벨의 저하 이외의 원인으로 전송특성이 열화하는 경우에 있어서는 효과가 없는 것이다.

예컨대, 동일 채널간섭에 대한 효과를 생각하면, 일반적으로는 수신레벨이 높은쪽이 간섭파의 영향이 적으므로, 다이버시티 효과를 얻을 수 있다. 그러나, 간섭파도 페이딩에 의하여 레벨이 변동하므로, 제3도(a)에 도시한 바와같이 수신레벨이 높은쪽이 수신레벨이 낮은 동도면 (b)에 비하여 C/I(희망파레벨/간섭파레벨)이 작아져, 잘못이 생기는 확률이 높아지는 경우가 존재한다. 이러한 경우, 수신레벨 비교에 의한 다이버시티를 사용하여도 그 효과를 얻을 수 없는 결점이 있다.

제4의 문제는 2개의 브랜치의 수신입력신호 레벨이 어느 것이나 낮은 경우, 수신레벨 비교는 열잡음에 의하여 동작하고, 평균 수신레벨의 정확한 비교출력을 얻을 수 없게 된다. 예컨대, 제4 (a),(b) 및 (c)에 도시한 바와같이, 희망파 레벨이 거의 같더라도 열잡음이 많은 경우, 그 잡음 벡터에 의하여 레벨이 변동한다. 그리고, 이 비교출력에 의하여 다이버시티를 행하면, 반대로 전송특성을 열화시키는 경우가 생기는 결점이 있다.

또, 안테나 절환 다이버시티의 경우에도 수신레벨을 브랜치 판정의 정보로서 사용하면, 이하의 문제가 생긴다.

먼저, 첫째로, 포스트 다이버시티 경우의 제3의 문제와 똑같이, 높은 수신레벨 상태에 비하여 반드시 항상 전송품질이 좋다고는 한하지 않는 문제가 있다. 즉, 수신레벨이 높은 상태라도 잘못이 생기거나, 낮은 상태라도 잘못이 생기지 않는 경우가 있다.

이때, 수신레벨만으로 판단하여서는 잘못이 있는 수신파를 선택하게 된다.

둘째로, 안테나 절환 다이버시티의 경우에도 수신레벨의 검출에는 로그앰프가 사용되는 것이다. 즉, 포스트 다이버시티의 경우의 첫째의 문제가 안테나 절환 다이버시티의 경우에도 문제가 된다.

셋째로, 수신레벨 검출회로의 출력으로서 평균 수신레벨을 얻고 싶은 경우의 문제가 있다. 일반적으로는 수신레벨 검출회로의 출력에 필터를 삽입하나, 이때, 레벨비교 출력에 지연이 생겨버린다. 이 지연 때문에 고속으로 안테나를 절환하는 경우에는 충분한 다이버시티 효과를 얻을 수 없는 수가 있다.

넷째로, 2개의 브랜치의 수신입력신호 레벨이 모두 낮은 경우에는 포스트 다이버시티의 경우의 제4의 문제가 안테나 절환 다이버시티의 경우에도 똑같이 생기는 문제가 있다.

본 발명의 목적은 이상의 문제를 해결하여, 수신레벨을 검출하지 않고, 다이버시티 효과를 얻을 수 있으며, 또한 페이딩 뿐만 아니라, 전송회선에 영향하는 모두 요인에 대하여 그 효과가 얻어지는 다이버시티 수신회로를 제공하는데 있다.

[발명의 개시]

본 발명의 다이버시티 수신회로는 상대 변조위상오차를 기준으로 하여 브랜치(수신지(枝))를 선택하는 것을 특징으로 한다.

즉, 본 발명의 제1의 관점에 의하면 동일 디지탈 신호에 각도 변조되어진 복수의 입력신호로부터 변동이 작은 신호를 선택하는 선택수단을 구비하는 다이버시티 회로에 있어서, 상기 선택수단은, 복수의 입력신호의 각각의 검파데이타를 출력하면서 각각의 입력신호에 의해 기대되어지는 위상을 나타내는 기준위상신호를 발하는 복수의 검파수단과 ; 상기 기준위상신호와 각각의 입력신호와의 순시 위상차를 나타내는 상대위상데이타를 출력하는 복수의 상대위상검출수단과 ; 복수의 상기 상대위상데이타를 비교하여 비교데이타를 출력하는 상대데이타 비교수단과 ; 상기 상대 데이타 비교수단으로부터의 데이타에 기하여, 복수의 상기 검파 데이타들로부터 하나를 선택하거나, 또는 상기 검파데이타에 가중치를 부여하여 합성하는 선택·합성수단과 ; 상기 선택·합성수단을 제어하는 제어수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로가 제공된다.

본 발명의 제2의 관점에 의하면, 동일 디지탈 신호에 의한 각도 변조되어진 복수의 입력신호로부터 변동이 작은 신호를 선택하는 선택수단을 구비하는 다이버시티 회로에 있어서, 상기 선택수단은, 입력신호의 검파데이타를 출력하면서 입력신호에 있어서 기대되어지는 위상을 나타내는 기준위상신호를 발하는 하나의 검파수단과 ; 상기 기준위상신호와 입력신호의 순시 위상차를 나타내는 상대위상데이타를 출력하는 하나의 상대위상검출수단과 ; 상기 상대위상검출수단의 시각 t₁에 있어서 상대위상데이타와 시각 t₁으로부터 k·τ(K=1,2,…,n-1) 시간전의 상대위상데이타를 비교하여 비교데이타를 출력하는 위상데이타 비교수단과 ; 상기 검파수단의 시간 t₁에 있어서 검파데이타와 시각 t₁으로부터 k·τ 시간전의 검파데이타들로부터 하나를 선택하거나 또는 각 검파데이타를 가중치를 부과하여 합성하는 선택·합성수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로가 제공된다.

어느 관점의 경우에도, 상대위상검출수단은 감시할 각도 변조신호에 위상 동기된 기준위상신호를 꺼내는 수단과, 이 기준위상신호를 단계적으로 지연시킨 복수의 신호를 생성하는 위상시피트회로와 이 복수의 신호에 의하여 상기 각도 변조신호를 각각 샘플하여 상대위상데이타를 생성하는 샘플회로를 포함하는 것이 바람직하다.

본 발명의 첫째 관점에서는 페이딩 등에 의하여 독립적으로 레벨 및 위상이 변동하는 복수의 각도 변조파로부터 위상정보를 검출하여, 그 위상정보를 비교하여 복수의 검파데이타로부터 단일 데이타를 선택하거나 또는 각 검파데이타에 겹쳐 합성하여 출력한다. 또, 본 발명의 둘째 관점에서는, 수신각도 변조파로부터 위상정보를 검출하고, 그 위상정보를 기준시호위상 또는 과거의 검출위상과 비교하여 회선상황이 나쁘다고 판단되는 경우에는 현재 사용주의 안테나를 다른 안테나로 절환하여 수신기에 접속한다. 이것은 위상정보가 전송특성과 일정한 관계가 있다는 것의 발견에 기초하고 있다(예컨대, 제11도 참조), 이와같이, 본 발명의 첫째의 관점의 경우에는, 각도 변조파로부터 위상정보를 다이버시티의 선택·합성정보로서 사용하므로, 수신레벨 검출이 불필요하게 된다. 도, 위상정보는 전송특성과 직접관계가 있으므로, 페이딩 뿐만 아니라 간섭이나 열잡음과 같은 전송특성이 독립적으로 열화하는 것에 대해서도 다이버시티의 효과를 얻는 것이 가능하게 된다.

본 발명의 제2의 관점의 경우에도, 똑같이, 각도 변조파로부터의 위상정보를 다이버시티의 절환정보로 하고 있으므로, 수신레벨의 검출은 불필요하다.

또, 위상정보는 전송특성과 밀접한 관계가 있으므로, 이상적인 다이버시티에 가까워짐과 동시에, 페이딩뿐만 아니라, 열잡음과 같이 전송특성이 독립으로 열화하는 것에 대하여도 다이버시티의 효과를 얻는 것이 가능해진다.

[발명을 실시하기 위한 최량의 형태]

이하, 본 발명의 실시예에 대하여 도면을 참조하여 설명한다.

제5도는 본 발명의 제1실시예를 도시한 블록 구성도이고, 다이버시티 브랜치수 n=2의 경우를 도시한 것이다.

이 실시예는 동일 송신원으로부터의 각도 변조파를 각각 수신 및 검파하는 복수의 수신지(枝)로 하여, 변조신호 입력단자(1) 및 검파회로(7)로 된 제1의 수신지와 변조신호 입력단자(2) 및 검파회로(7a)로 된 제2의 수신지를 갖추고, 이 2개의 수신지에서 각각 얻어진 2개의 검파데이타에 대하여 그 한쪽을 선택하거나 또는 2개를 겹쳐 합성하는 선택·합성회로(5)를 갖춘다. 변조신호 입력단자(1,2)에는 별개의 수신기로부터 수신각도 변조파가 입력된다. 선택·합성회로(5)의 출력은 출력단자(6)에 접속된다.

여기서 본 실시예의 특징으로 하는 바는 복수의 수신지의 각각에 있어서 수신각도 변조파의 순시위상과 기준위상과의 상대위상을 검출하는 2개의 상대위상검출회로(8,8a)를 갖추고, 이 2개의 상대위상검출회로(8,8a)의 출력을 비교하여 선택·합성회로(5)를 제어하는 제어수단으로서 위상데이타 비교회로(4)를 갖춘 것에 있다. 검파회로(7) 및 상대위상검출회로(8)는 위상검출부(3)를 구성하고, 검파회로(7a) 및 상대위상검출회로(8a)는 위상검출부(3a)를 구성한다.

다음에 각 회로의 구체적 구성과 그 동작에 대하여 설명한다.

제6도는 위상검출부(3,3a)의 1예를 도시한 블록 구성도이고, 여기서는 위상검출부(3) 쪽의 참조번호를 사용하여 표시하였다.

검파회로(7)는 각도 변조파로서 QPSK 신호를 예를 들어 구성한 경우의 동기 검파회로이고, 곱셈기(7-1,7-2.7-3)과 로우패스필터(7-4,7-5,7-6)과, π/2 위상시프트회로(7-7)과, 전압제어 발진기(7-8)와, 식별회로(7-9)를 포함하여, 재생한 반송파로 각도 변조파의 검파를 행하고 있다.

상대위상검출회로(8)는 n개의 지연선(D) 9-1∼9-n을 포함한 위상시프트회로(9)와 [n+1]개의 플립플롭(10-1∼10-(n+1))을 포함한 샘플회로(10)를 포함하고 있다.

위상시프트회로(9)에서는 재생반송파를 기준위상신호로서 그 반주기를 n분할하도록 지연선(9-1∼9-n)을 사용하여 시프트신호(Co∼Cn)를 출력한다. 다음에 샘플회로(10)에 있어서, 그들의 위상시프트한 신호(Co∼Cn) 로 각도 변조파를 플립플롭(10-1∼10-(n+1) )으로 샘플하여, 그 샘플출력을 상대위상데이타{Qo…Qn}로서 출력한다. 그 상대위상데이타에 의하여 각도 변조파의 위상이 기준위상신호의 위상에 대하여 어디에 위치하고 있는가를 결정할 수 있다.

제7도(a) 및 (b)에 상대위상검출회로(3)의 동작원리를 도시하였다.

예컨대, 반송파의 주파수가 455KHz(1주기=2197.8nsec)의 경우, 각 지연선(9-1∼9-n)의 지연량을 109.9nsec에 설정하면, 반송파의 반주기를 18도씩 시프트한 재생반송파가 얻어진다. 이들의 위상시프트한 신호(Co∼Cn)에 의하여 제7도(a)에 도시한 바와같이, 반송파의 1주기가 20의 위상영역에 분할된다. 여기서 제7도(b)에 도시한 바와같이, 각도 변조파의 신호의 상승엣지가 도면중에 도시한 위상영역에 위치하고있는 경우에는, 샘플회로(10)로서 플립플롭(10-1∼10+(n+1))을 사용하면, 그 상대위상데이타{Qo…Qn}는 0000111111 된다. 이 상대위상데이타{Qo…Qn}는 각도 변조파의 위상의 위치에 의하여 모두 다르므로, 반대로 이 상대위상데이타{Qo…Qn}로부터 각도 변조파와 재생반송파의 위상관계를 구할 수 있다.

위상데이타 비교회로(4)에서는 위상검출부(3)와 위상검출부(3a)의 각각의 상대위상데이타를 비교하여, 선택·합성회로(5)에 의하여 어느 한쪽의 검파데이타를 선택한다. 비교방법으로서는 그 시점에 있어서 미리 취할 수 있는 위상의 영역이 이미 알려져 있는 경우, 그 위상값으로부터의 편차가 가장 적은 브랜치를 선택하도록 한다.

예컨대, QPSK 신호의 경우, 신호공간상에 있어서의 신호위상은 제8도에 도시한 바와같이 4개의 위상점만으로 표시된다. 그리고, QPSK 신호를 로울오프 필터(roll-off filter)로 대역 제한한 경우라도 최적식별타이밍에 있어서만 주목하면, 역시 4개의 위상점만으로 표시된다. 복조측에서 1축 또는 Q축에 상당하는 반송파가 재생될 수 있으면 이 4개의 위상 영역은 이미 알려진 것이 된다. 이 QPSK 신호가 페이딩 등이 존재하는 전송회선을 통과하면, 제9도에 도시한 바와같이 위상이 4개의 위상점으로부터 랜덤으로 변동한다.

따라서, 위상의 편차가 클수록, 페이딩에 의한 영향도 크다고 생각된다.

사선으로 표시한 위상영역에 어긋나는 회수를 페이딩 주파수에 대하여 측정하면, 제10도에 도시한 바와같이 된다. 페이딩 주파수가 클수록, 위상이 변동하는 빈도가 증가하고, 위상편차의 크기에 따라 페이딩에 의한 영향이 예측될 수 있는 것을 알 수 있다.

이상은 페이딩에 의하여 위상이 변동하는 경우를 예시하였으나, 이 방법은 페이딩 뿐만 아니라, 열잡음이나 간섭과 같은 다른 요인으로 위상이 변동하는 경우에 있어서도, 그 변동이 2개의 브랜치로 독립적이라면 다이버시티 효과가 기대될 수 있다.

브랜치의 판정방법으로서는, 다음과 같은 방법이 생각될 수 있다.

(1) 비트스트림으로부터 판단하는 방법

① 어느 일정기간의 연속된 비트(비트스트림)의 사이, 본래 취할 수 없는 위상영역으로 변동하는 비트의 수를 계측하고, 그 계수값이 적은 쪽의 브랜치를 보다 품질이 높은 검파가 행하여져 있다고 판정하고, 그 비트스트림의 데이타를 선택한다. 다만, 비트스트림의 설정의 방법은 제11도(a) 및 (b)에 도시한 바와같이,시간을 t₁∼t₁₁, 및 데이타를 D₁∼D₁₁로 하였을때, 제11도(c)에 도시한 바와같이 1비트씩 시프트하면서 설정하고, 설정된 비트스트림의 중심에 있어서의 데이타를 선택하는 방법과, 제11도(d)에 도시한 바와같이 비트스트마다 설정하여, 그 비트스트림 전체의 데이타를 선택하는 방법이 생각될 수 있다. 또 본 방법과 반대의 논리가 되는「어느 일정기간의 연속된 비트의 사이, 본래 취할 수 있는 위상영역에 머무르는 비트의 수를 계측하여, 그 계수치가 많은 쪽을 선택하는 방법」도 생각될 수 있다.

② 위상의 천이에 어떤 일정한 규칙이 있는 각도 변조파의 경우, 어느 일전기간의 연속된 비트의 위상데이타로부터, 다음의 비트에 있어서 천이할 수 있는 또는 천이할 수 없는 위상영역이 추정된다. 따라서, 다음의 비트에서 그 위상영역으로부터의 편차가 가장 작거나 또는 가장 큰 브랜치를 보다 품질이 높은 검파가 행하여지고 있다고 판정한다. 그리고, 그때의 판정된 브랜치의 데이타를 선택한다.

(2) 1비트마다 순간적으로 판단하는 방법

1비트 또는 수비트마다 본래 취할 수 있는 위상영역에 가까운 위상영역에 있는 브랜치를 보다 품질이 높은 검파가 행하여지고 있다고 판정하고, 그 브랜치에 있어서 판정에 사용한 비트에 의한 출력데이타를 선택한다. 또, 각각의 위상영역에 중복되게 하는 것도 생각할 수 있다.

제12도(a) 및 (b)는 상기 (2)의 방법을 구체적으로 도시한 것이다.

제12도(a)에 도시한 바와같이, 신호공간상에 있어서의 위상영역에 중복번호 붙이고, 각 위상검출 수단으로부터의 상대위상데이타에 대한 중복번호를 구한다. 이것은 제12도(b)에 도시한 바와같이, 조합논리회로(4-1,4-2)로 용이하게 구성할 수 있다. 다음에 감산회로(4-3)에 의하여 각 브랜치의 중복번호의 감산을 행하여 부호 비트로부터 중복번호의 대소를 비교한다. 그래서, 중복번호의 작은쪽이 취할 수 있는 위상영역에 가깝다고 판단하여, 그 쪽의 브랜치로부터의 검파데이타를 선택한다.

중복번호가 같은 경우에는 어느 한쪽에 설정하거나, 전번의 검파데이타에 설정하거나 하면 된다.

제13도 내지 제15도는 위상검출부(3)의 다른예를 도시한 것이다.

제13도에 도시한 위상검출부(3)는 위상시프트회로(9)로서 복수의 지연선을 접속하여 구성하는 것이 아니라, 시프트 레지스터를 사용한 것이다.

시프트레지스터를 사용하는 경우, 먼저, 검파회로(7)내의 전압제어 발진기(7-8)가 반송파 주파수(fc)의 m배의 주파수를 출력할 수 있도록 하고, 또한 분주기(7-10)에 의하여 m분주하여 재생반송파를 구하도록 구성하다.

전압제어 발진기(7-8)의 출력신호를 위상시프트회로(9)의 시프트레지스터의 콜록으로서 사용하면, 재생반송파를 전압제어 발지기(7-8)의 출력신호의 1주기마다 시프트시킬 수 있다. 또, 샘플회로(10)는 플립플롭외에 EX-OR회로와 로우패스 필터를 사용하여도 구성할 수 있다.

제14도에 도시한 위상검출부(3)는 상대위상검출회로(8)로서, 검출회로(7)에서 검파하여 구한 I신호 및 Q신호를 이용하는 것이다. I신호 및 Q신호의 전압은 다단의 콤퍼레이터(8-21∼8-2n 및 8-31∼8-3n)또는 A/D 변화기를 통하여 디지탈데이타로 변환된다. 그 데이타로부터 계산회로(8-1)에 의하여 상대위상데이타를 계산 등으로 구할 수 있다.

제15도에 도시한 위상검출부(3)는 검파회로(7)로서, 동기검파회로는 아니고 지연검파회로를 사용한 것이다. 이 지연검파회로는 π/2 위상시피트회로(7-11)와, 곱셈기(7-12,7-13)와, 식별회로(7-14)와, 1비트 지연회로(7-15)를 포함하고 있다. 그리고, 입력하는 각도 변조파와 그것을 1비트 지연회로(7-15)에 의하여 데이타신호의 1비트분 만큼 지연시킨 신호를 곱셈함으로써 데이타신호의 위상차 성분에 관한 검파출력이 얻어진다. 이 경우, 위상시프트회로(9)에 입력하는 기준위상신호로서는 각도 변조파를 데이타신호의 1비트분만큼 지연시킨 신호를 사용한다.

이상 도시한 바와같이, 본 제1실시예는 수신레벨을 필요로 하지 않으므로, 로그앰프가 불필요하게 되어, 회로의 간단화와 무조정화가 실현될 수 있음과 동시에, 다이버시티가 동작하는 수신레벨의 범위가 로그앰프에 의하여 제한되는 일이 없어져, 넓은 수신레벨로 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

또, 본 제1실시예에서는, 검파특성과 직점 관계가 있는 위상정보에 의하여 브랜치의 판정을 행하고 있으므로, 정확한 판정을 할 수 있음과 동시에 항상 특성이 좋은 쪽의 브랜치를 선택할 수 있다. 예컨대, 수신기가 열화된 경우, 수신레벨의 비교로는 열화된 쪽의 브랜치를 잘못 선택하는 경우도 있으나, 본 제1실시예를 사용하면 수신레벨과는 무관하게 항상 양호한 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

또한, 페이딩 뿐만 아니라 간섭이나 열잡음 등의 전송 특성을 열화시키는 기타의 요인에 대하여도 복수의 브랜치 사이의 상관이 작은 경우에는 다이버시트 효과를 기대할 수 있다. 예컨대, 제1도에서 설명한 바와같이, 수신레벨의 비교에서는 C/I가 작은 브랜치를 선택하는 경우가 생기나, 본 제1실시예와 같이 직접 위상을 비교하면 항상 확실히 C/I가 큰 브랜치를 선택할 수 있다.

또, 제4도에 도시한 바와같이, 2개의 수신레벨이 모두 낮은 경우, 수신레벨 비교는 열잡음에 의하여 잘못동작하는 경우가 있었다. 그러나, 본 제1실시예에서는 열잡음이 많은 경우라도 항상 열잡음의 벡터의 영향이 적은 브랜치를 선택하므로, 종래 다이버시티 효과가 없었던 저레벨에서의 영역에 있어서도 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

그리고, 이상의 설명에 있어서, 선택·합성회로(5)가 선택회로로서 동작하는 경우에 대하여 설명하였으나, 검파데이타 대신에 식별회로를 통하기 전의 검파출력을 합성하는 경우에 대해서도 똑같이 구성할 수 있다.

합성의 방법으로서는 위상데이타 비교회로(4)에 있어서 구한 위상편차의 크기 또는 위상변동의 빈도가 적은 순으로 가중치를 부여함으로써 합성한다.

이 가중치가 부여된 데이타는 각 샘플회로(10)의 출력데이타로부터 조합논리회로를 사용하여 용이하게 산출할 수 있다. 이것을 D/A 변화기에 의하여 아니로그 값으로 할 수도 있다. 합성회로로서는 아나로그 곱셈기나 디지탈 곱셈기를 데이타의 형태에 맞추어 사용할 수 있다.

또, 본 제1실시예는 다이버시티 브랜치수 n=2였으나, n=3 이상의 경우에 대해서도 본 발명을 똑같이 실시할 수 있다.

제16도 및 제17도는 위상오차에 의하여 포스트 다이버시티를 행한 경우의 특성을 도시한 것이다.

제16도는 레일리 페이딩하의 이동 통신전송로에 있어서 QPSK 변조신호를 동기 검파하는 경우의 오차 특성의 1예를 도시한 것이다. 이 도면에는 다이버시티를 행하지 않고 검파회로(7, 7a)에서 각각 검파한 경우의 특성과, 종래의 레벨기교에 의한 다이버시티를 행한 경우의 특성을 병기하였다. 횡축을 평균 E_b/N_o이고, 수신레벨이 높을수록 그 값은 크다.

본 실시예는 저수신레벨에서는 종래의 레벨비교와 동등한 다이버시티 효과밖에 얻어지지 않는다. 그러나, 수신레벨(평균 E_b/N_o)이 높아지면, 종래예에서는 경감불능한 오차율이 약 3∼4×10^-3인데 대하여, 본 실시예에서는 약 1×10^-3이 되어, 오차가 약 3분의 1로 감소하였다.

제17도는 페이딩이 없는 경우의 오차율 특성의 1예를 도시한 것이다.

종래의 레벨비교 다이버시티에서는 오차율이 큰 검파회로(7a)의 특성에 가까워지고 있는데 대하여, 본 실시예에서는 오차율이 작은 검파회로(7)의 특성보다도 더 1. 5dB 만큼 소요수신입력레벨이 절감되어, 다이버시티 효과가 얻어지고 있다.

제18도는 본 발명 제2실시예의 다이버시티 수신회로를 도시한 블록 구성도이고, 안테나 절환 다이버시티를 행하는 회로를 도시한다. 이 예는 다이버시티 블랜치수 n=2의 경우를 도시한다.

본 실시예는 동일 송신원으로부터의 각도 변조파를 각각 수신하는 복수의 안테나(21,22)와, 이 복수의 안테나(21,22)로부터 하나를 선택하여 수신기(24)에 전송하는 안테나 절환회로(23)를 갖춘다. 수신기(24)의 출력은 검파회로(7)에 의하여 검파되어 검파데이타가 된다.

여기서 본 실시예의 특징으로 하는바는, 안테나 절환회로(23)에 의하여 선택된 안테나에 의하여 수신한 각도 변조파의 순시위상과 기준신호와의 상대위상을 검출하는 상대위상검출회로(8)와, 이 상대위상검출회로(8)에 의하여 검출된 상대위상의 데이타와 기준위상 또는 과거에 검출된 상대위상의 데이타를 비교하여, 그 비교결과에 의하여 안테나 절환회로(23)를 제어하는 위상데이타 비교회로(25)를 갖춘데 있다.

검파회로(7) 및 상대위상검출회로(8)는 위상검출부(3)를 구성하며, 그 구성 및 동작은 제1실시예에 위상검출부(3)와 동등하다.

이에 대하여 위상데이타 비교회로(25)의 구성 및 동작은 입력이 1계통이고, 제1실시예의 위상데이타 비교회로(4)와는 약간 다르다. 제8도에 위상데이타 비교회로(25)의 1예인 구성도를 도시한다.

이 경우에도 제13도(a)에 도시한 바와같이, 신호공간 상에 있어서의 위상영역에 중복번호를 붙이고, 위상검출부(3)로부터의 상대위상데이타에 대한 중복번호를 구한다. 이것은 제19도에 도시한 바와같이, 조합논리회로(4-1)에서 용이하게 구성할 수 있다. 다음에 감산회로(4-3)에 의하여 기준위상영역의 중복번호의 최대치(이 경우에는 2)로부터 상대위상데이타에 대한 중복번호의 감산을 행하여, 부호비트로부터 중복번호의 대소를 비교한다. 상대위상데이타의 무게번호가 기준위상영역의 중복번호보다 클 때에는, 안테나를 절환한다(제13도(a)의 예에서는 중복번호 4의 경우에 절환한다).

이상 예시한 바와같이, 본 실시예는 수신레벨을 필요로 하지 않으므로, 로그앰프가 불필요하게 되고, 회로의 간단화와 무조정화를 실현할 수 있음과 동시에, 다이버시티가 동작하는 수신레벨의 범위가 로그앰프에 의하여 제한되는 일이 없어져서, 넓은 수신레벨로 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

또, 페이딩 뿐만 아니라 열잡음 기타의 전송특성을 열화시키는 요인에 대해서도 복수의 브랜치간의 상관이 작은 경우에는 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

제20도는 브랜치간의 열잡음의 상관을 작게 하기 위한 회로구성을 도시한 것이다. 각 안테나(1,2)와 안테나 절환회로(3)와의 사이에, 각각 고이득 수신앰프(25,26)를 접속함으로써, 각 브랜치 사이의 열잡음의 상관을 작게 할 수 있다.

이와같이 하여, 종래에는 제4도에 도시한 바와같이, 2개의 수신레벨이 모두 작은 경우에 수신레벨을 비교하여도 열잡음에 의하여 오차가 생기는 일이 있었는데 대하여, 본 실시예에서는 열잠음이 많은 경우라도 항상 열잡음의 벡터의 영향이 적은 브랜치를 선택하므로, 종래 다이버시티 효과가 없었던 저레벨에서의 영역에 있어서도 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

이상의 실시예에서는, 브랜치의 선택과 위상정보만을 사용하는 예를 예시하였으나, 위상정보의 수신레벨을 조합하여 브랜치를 선택할 수 있다. 이런한 실시예를 이하에 설명한다.

제21도는 본 발명 제3실시예 다이버시티 수신회로의 블록 구성도를 도시한 것이다.

이 실시예는 제1실시예에 있어서의 상대위상검출회로(8,8a)의 출력에 대하여 수신레벨에 의하여 가중치를 부여하는 것이다. 즉, 본 실시예는 제1실시예의 구성에 더하여, 2개의 수신과 입력의 수신레벨을 각각 검출하는 레벨검출기(32,32a)와, 이 레벨검출기(32,32a)의 출력을 상대위상검출회로(8,8a)의 출력에 곱셈하는 곱셈기(33,33a)를 갖추고, 수신기(31,31a)의 출력이 각각 검파회로(7,7a)에 입력됨과 동시에, 레벨검출(32,32a)에 공급된다.

본 실시예에서는 상대위상검출회로(8,8a)에 의하여 구해진 각 수신파의 상대위상데이타에 대하여 곱셈기(33,33a)에 의하여 수신레벨의 데이타로 가중치를 부여한다. 이것은 상대위상데이타의 값이 수신레벨이 높을수록 정확하다고 생각되기 때문이다. 상대위상데이타는 그들 자체에 의해 수신신호의 유사도를 표현하는 것이 아니고, 그들에 가중치를 부여함으로써, 보다 확실한 유사도를 구하는 것이 가능하다.

제22도는 본 발명의 제4실시예의 다이버시디 회로의 블럭구성도이다.

본 실시예는, 제1실시예에 더하여, 2개의 수신파 입력의 수신레벨을 검출하는 레벨검출기(32,32a)와, 이레벨검출기(32,32a)의 검출레벨을 비교하는 레벨비교기(41)와, 위상데이타 비교회로(4)의 출력을 레벨비교기(41)의 출력과 비교하는 비교기(42)를 구비한다.

즉, 상대위상검출회로(8,8a)의 출력에 레벨검출기(32,32a)의 출력을 곱하여 유사도를 비교하는 것이 아니고, 유사도(상대위상데이타)를 비교한 결과와 수신레벨을 비교한 결과를 다시 비료하는 것이 제3실시예와 상이하다.

본 실시예에서는 예컨대 상대위상검출회로(8,8a)에 의하여 구해진 상대위상데이타가 대략 일치한 경우(3이상의 수신지가 있는 경우에는 상대위상데이타로 표시되는 유사도가 최대로 되는 수신파가 복수 존재한 경우)에는 수신레벨의 비교결과에 의하여 수신파를 선택하다. 또, 반대로 수신레벨을 비교정보로 하여, 수신레벨이 동일하고, 선택이 불확실하게 되는 경우에는, 상대위상데이타의 비교결과를 이용한다.

이와같이, 본 실시예는 상대위상데이타에 의하여 표시되는 유사도 또는 레벨비교에 의한 선택이 불확정한 경우에, 또 한쪽의 비교정보를 사용할 수 있다. 따라서, 불확정시에 잘못하여 선택하는 확률을 적게 할 수가 있다.

제23도는 본 발명의 제5실시예의 다이버시티 수신회로의 블록 구성도이다.

본 실시예는 제2실시예에 더하여 안테나 절환회로(23)에 의하여 선택된 안테나(21 또는 22)에 의하여 수신한 신호의 수신레벨을 검출하는 레벨검출회로(51)를 갖추고, 검출된 수신레벨에 의하여 그때의 신호로부터 검출된 상대위상으로 가중치를 부여하게 하는 곱셈회로(52)가 위상데이타 비교회로(25)의 입력으로 설치된다. 곱셈회로(52)는 상대위상검출회로(8)로부터의 출력인 상대위상데이타에 대하여, 레벨검출회로(51)로부터의 출력에 의하여 가중치를 부여하게 한다. 위상데이타 비교회로(25)는 이 가중치가 부여된 상대위상데이타를 기준으로 안테나(21 또는 22)를 선택한다.

제24도는 본 발명의 제6실시예의 다이버시티 수신회로의 블록 구성도이다.

본 실시예는 제2실시예에 더하여 안테나 절환회로(23)에 의하여 선택된 안테나(21,22)에 의하여 수신한 신호의 수신레벨을 검출하는 레벨검출회로(51)와, 과거게 선택된 안테나(21 또는 22)에 의하여 수신한 복수의 신호의 수신레벨을 비교하는 레벨비교회로(61)와, 위상데이타 비교회로(25)의 출력인 상대위상의 비교결과의 레벨비교회로(61)의 비교출력을 비교하는 또다른 비교회로(62)를 갖는다.

본 실시예에서는 제22도에 도시한 제4실시예와 동등의 처리를 시계열적으로 행한다. 이에 의하여 최적의 브랜치를 선택할 수 있다.

[산업상의 이용 가능성]

이상 설명한 바와같이, 본 발명은 브랜치를 선택하는 방법으로서 각도 변조파의 위상정보를 사용하고 있으므로, 수신레벨 검출비교회로가 불필요하게 된다. 그 결과, 수신레벨 검출회로의 조정이나 넓은 다이나믹 범위를 가진 로그앰프가 불필요하게 되어, 수신회로가 간단화됨과 동시에, 수신레벨 검출회로의 조정의 불완전 때문에, 다이버시티 효과가 감소한다는 문제가 생길 염려가 없다. 또한, 위상검출은 모두 디지탈회로에서실현할 수 있으므로, 무조정화를 실현할 수 있고, 더욱이 신뢰성이 매우 높다는 것 등의 효과가 있다.

또, 페이딩 뿐만 아니라, 간섭방해 및 열잡음 등에도 다이버시티 효과가 있으므로, 전송특성의 고품화질을 기대할 수 있다.

또한, 위상정보에 수신레벨을 조합하여 브랜치를 선택하는 경우에는 뎌 우수한 다이버시티 효과를 얻을 수 있다.

이상에서, 본 발명은 무선통신 일반에 적용가능하고, 그 효과는 매우 실용적이다. 열잡음에 대해서도 다이버시티 효과를 얻을 수 있는 것은, 무선기의 수신감도가 높아지는 것을 의미하고, 약간의 감도의 증가도 중요하다고 하는 위성통신에서는 특히 그 효과가 크다.

Claims

동일 디지탈 신호에 의해 각도 변조되어진 복수의 입력신호로부터 변동이 작은 신호를 선택하는 선택수단을 구비하는 다이버시티 회로에 있어서, 상기 선택수단은, 복수의 입력신호의 각각의 검파데이타를 출력하면서 각각의 입력신호에 의해 기대되어지는 위상을 나타내는 기준위상신호를 발하는 복수의 검파수단과; 상기 기중위상신호와 각각의 입력신호의 순시 위상차를 나타내는 상대위상데이타를 출력하는 복수의 상대위상검출수단과; 복수의 상기 상대위상데이타를 비교하여 비교데이타를 출력하는 상대데이타 비교수단과; 상기 상대데이타 비교수단으로부터의 데이타에 기하여, 복수의 상기 검파데이타들로부터 하나를 선택하거나, 또는 상기 검파데이타에 가중치를 부여하여 합성하는 선택·합성수단과; 상기 선택·합성수단을 제어하는 제어수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
제1항에 있어서, 상기 상대위상검출수단은, 상기 기준위상신호를 단계적으로 지연시킨 복수의 신호를 생성하는 위상시프트회로와, 상기 복수의 신호에 의하여 입력신호를 각각 샘플하여 상대위상데이타를 생성하는 샘플회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
제1항에 있어서, 상기 수신회로는, 각각의 수신지에 있어서의 수신레벨을 검출하는 레벨검출수단을 갖추고, 상기 제어수단은 각각의 수신지에 있어서의 수신레벨에 의하여 그 수신지에서 검출된 상대위상에 가중치를 부과하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
제1항에 있어서, 상기 수신회로는, 각각의 수신지에 있어서의 수신레벨을 검출하는 레벨검출수단과, 상기 레벨검출수단의 출력을 비교하는 레벨비교수단을 갖추고, 상기 제어수단은 상대위상의 비교결과와 상기 레벨비교수단의 비교출력을 비교하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
동일 디지탈 신호에 의한 각도 변조되어진 복수의 입력신호로부터 변동이 작은 신호를 선택하는 선택수단을 구비하는 다이버시티 회로에 있어서, 상기 선택수단은, 입력신호의 검파데이타를 출력하면서 입력신호에 있어서 기대되어지는 위상을 나타내는 기준위상신호를 발하는 하나의 검파수단과; 상기 기준위상신호와 입력신호의 순시 위상차를 나타내는 상대위상데이타를 출력하는 하나의 상대위상검출수단; 상기 상대위상검출수단의 시각 t₁에 있어서 상대위상데이타와 시각 t₁으로부터 k·τ(K=1,2,…,n-1) 시간전의 상대위상데이타를 비교하여 비교데이타를 출력하는 위상데이타 비교수단과; 상기 검파수단의 시간 t₁에 있어서 검파데이타와 시각 t₁으로부터 k·τ 시간전의 검파데이타들로부터 하나를 선택하거나 또는 각 검파데이타에 가중치를 부과하여 합성하는 선택·합성수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
제5항에 있어서, 상기 상대위상검출수단은, 상기 기준위상신호를 단계적으로 지연시킨 복수의 신호를 생성하는 위상시프트회로와, 상기 복수의 신호에 의하여 상기 입력신호를 각각 샘플하여 상대위상데이타를 생성하는 샘플회로를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
제5항에 있어서, 상기 선택수단에 의하여 선택된 안테나에 의하여 수신한 신호의 수신레벨을 검출하는 레벨검출수단을 갖추고, 상기 위상데이타 비교수단은 검출된 수신레벨에 의하여 그 때의 신호로부터 검출된 상대위상에 가중치를 부여하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.
제5항에 있어서, 상기 선택수단에 의하여 선택된 안테나에 의하여 수신한 신호의 수신레벨을 검출하는 레벨검출수단과, 과거에 선택된 안테나에 의하여 수신한 복수의 신호의 수신레벨을 비교하는 레벨비교수단을 갖추고, 상기 위상데이타 비교수단은 상대위상의 비교결과의 상기 레벨비교수단의 비교출력을 비교하는 수단을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 다이버시티 수신회로.