JP3350290B2 - 受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は無線通信装置の受信装置
に関し、受信機内部のキャリア周波数と受信周波数の偏
差から生じる周波数オフセットに伴って発生する周波数
変換後の受信信号の変動成分を除去する回路を備えた受
信装置に関する。
に関し、受信機内部のキャリア周波数と受信周波数の偏
差から生じる周波数オフセットに伴って発生する周波数
変換後の受信信号の変動成分を除去する回路を備えた受
信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】複数キャリアの中から当該周波数帯の角
度変調信号を選択して受信する無線受信機において、通
常は複数回の周波数変換と周波数帯域制限を実施する。
ディジタル受信装置の簡略化した一例を図２に示す。受
信信号を入力端子１から入力し、局部発振器３のローカ
ル信号を用いてミクサ２において周波数変換を行う。位
相検波４した後、識別／復号５を行ってデータを再生し
て出力端子６に出力する。中心周波数ｆ１の受信信号に
対して、次式（数１）の関係が成立するローカル周波数
ｆ０の信号をミクサに入力してｆ２に変換する。
度変調信号を選択して受信する無線受信機において、通
常は複数回の周波数変換と周波数帯域制限を実施する。
ディジタル受信装置の簡略化した一例を図２に示す。受
信信号を入力端子１から入力し、局部発振器３のローカ
ル信号を用いてミクサ２において周波数変換を行う。位
相検波４した後、識別／復号５を行ってデータを再生し
て出力端子６に出力する。中心周波数ｆ１の受信信号に
対して、次式（数１）の関係が成立するローカル周波数
ｆ０の信号をミクサに入力してｆ２に変換する。
【０００３】
【数１】
【０００４】現実には、受信周波数ｆ１即ち送信側ロー
カル周波数や受信機のローカル周波数ｆ０には偏差（固
定的あるいは時間的）が発生する。これらの偏差の組合
せによって周波数変換後の受信信号はｆ２に周波数オフ
セットΔｆが加わり（数２）に示すようにｆ２’とな
る。
カル周波数や受信機のローカル周波数ｆ０には偏差（固
定的あるいは時間的）が発生する。これらの偏差の組合
せによって周波数変換後の受信信号はｆ２に周波数オフ
セットΔｆが加わり（数２）に示すようにｆ２’とな
る。
【０００５】
【数２】
【０００６】検波／識別の方式に依存するが、上記周波
数オフセットΔｆにより受信性能に影響を受け、極端な
場合は正しい識別が不能となる。そこで、周波数オフセ
ットキャンセル回路が必要になり、既に多くの方式が採
用されている。
数オフセットΔｆにより受信性能に影響を受け、極端な
場合は正しい識別が不能となる。そこで、周波数オフセ
ットキャンセル回路が必要になり、既に多くの方式が採
用されている。
【０００７】４相位相遷移変調（以下、ＱＰＳＫと称す
る）方式を用いた無線システムを例に挙げ、位相検波出
力の識別点でのコンスタレーションを図３に、それに用
いる受信機の構成例を図４に示す。図４に示した従来例
の基本方式は特開平５−１９１４６５号「バースト信号
の位相検出回路」の中で述べられている。図３に示すよ
うに本来あるべき位相検波出力θ０に対して周波数オフ
セットΔｆに相当する位相シフトΔθが加わり、（数
３）に示す位相検波出力θが得られる。
る）方式を用いた無線システムを例に挙げ、位相検波出
力の識別点でのコンスタレーションを図３に、それに用
いる受信機の構成例を図４に示す。図４に示した従来例
の基本方式は特開平５−１９１４６５号「バースト信号
の位相検出回路」の中で述べられている。図３に示すよ
うに本来あるべき位相検波出力θ０に対して周波数オフ
セットΔｆに相当する位相シフトΔθが加わり、（数
３）に示す位相検波出力θが得られる。
【０００８】
【数３】
【０００９】正しくθ０が識別できれば検波出力から識
別結果を引くことでΔθが求められる。図４におけるΔ
θキャンセル１１の動作を以下に示す。位相検波出力か
ら本来有るべき最も近い識別点との差分を求めてΔθ検
出７を行う。雑音などによる変動成分を抑圧するために
複数回Δθを求めた後、平均化とΔθ補正値決定８を行
い、決定したΔθ補正値を記憶９する。Δθ補正値を加
算１０することでΔθの補正が完了し、等価的に周波数
オフセットキャンセルが達成される。位相検波出力のΔ
θ補正後に識別／復号５を実行する。この場合は検波出
力を用いていることから比較的信号周波数が低く、周波
数変換後の受信信号をディジタル信号に変換してディジ
タル信号処理による実施が可能である。そこで、検波装
置内に組み込むことが可能となり、装置の小型化に有効
である。
別結果を引くことでΔθが求められる。図４におけるΔ
θキャンセル１１の動作を以下に示す。位相検波出力か
ら本来有るべき最も近い識別点との差分を求めてΔθ検
出７を行う。雑音などによる変動成分を抑圧するために
複数回Δθを求めた後、平均化とΔθ補正値決定８を行
い、決定したΔθ補正値を記憶９する。Δθ補正値を加
算１０することでΔθの補正が完了し、等価的に周波数
オフセットキャンセルが達成される。位相検波出力のΔ
θ補正後に識別／復号５を実行する。この場合は検波出
力を用いていることから比較的信号周波数が低く、周波
数変換後の受信信号をディジタル信号に変換してディジ
タル信号処理による実施が可能である。そこで、検波装
置内に組み込むことが可能となり、装置の小型化に有効
である。
【００１０】現実の受信機には雑音成分を含んでいる。
雑音Ｎを加えた検波出力を（数４）に示す。
雑音Ｎを加えた検波出力を（数４）に示す。
【００１１】
【数４】
【００１２】（数４）から明らかなように瞬時出力を用
いると雑音Ｎによる誤差が生じる。雑音Ｎが正規分布す
るならば平均値は０であり、複数の検波出力について平
均化を行うことでより正確な位相シフトΔθを求められ
る。
いると雑音Ｎによる誤差が生じる。雑音Ｎが正規分布す
るならば平均値は０であり、複数の検波出力について平
均化を行うことでより正確な位相シフトΔθを求められ
る。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】以上の説明では、正し
く位相検波出力θ０が識別できたと仮定しているため、
図４に示した回路で位相シフトΔθが補正できる。しか
し、Ｎ（ｔ）が大きくなると正確に識別できるとは限ら
ない。（数４）の検波出力において識別誤りすなわちθ
０を誤った場合の位相シフトΔθの補正について以下に
検討する。図３の第１象限に着目し、正規分布する雑音
Ｎが加わったときの位相シフトΔθの確率分布を図５に
示す。図５ａは周波数オフセットΔｆがない場合を表
し、Δθ＝０を中心に雑音Ｎによる広がりを持つ。図５
ｂは周波数オフセットΔｆを持つ場合を表し、周波数オ
フセットΔｆに伴う定常的な位相シフトΔθ０を中心に
雑音Ｎによる広がりを持つ。ここで、周波数オフセット
Δｆの分布や識別タイミングに偏差がないと仮定した。
また、雑音Ｎによる広がりは、検波回路で発生する雑音
の影響が小さいとすると検波前受信信号の信号対雑音比
（以下、Ｃ／Ｎと称する）によって決まる。図５ａに示
した位相シフトΔθの確率密度関数は（数５）で表され
る。
く位相検波出力θ０が識別できたと仮定しているため、
図４に示した回路で位相シフトΔθが補正できる。しか
し、Ｎ（ｔ）が大きくなると正確に識別できるとは限ら
ない。（数４）の検波出力において識別誤りすなわちθ
０を誤った場合の位相シフトΔθの補正について以下に
検討する。図３の第１象限に着目し、正規分布する雑音
Ｎが加わったときの位相シフトΔθの確率分布を図５に
示す。図５ａは周波数オフセットΔｆがない場合を表
し、Δθ＝０を中心に雑音Ｎによる広がりを持つ。図５
ｂは周波数オフセットΔｆを持つ場合を表し、周波数オ
フセットΔｆに伴う定常的な位相シフトΔθ０を中心に
雑音Ｎによる広がりを持つ。ここで、周波数オフセット
Δｆの分布や識別タイミングに偏差がないと仮定した。
また、雑音Ｎによる広がりは、検波回路で発生する雑音
の影響が小さいとすると検波前受信信号の信号対雑音比
（以下、Ｃ／Ｎと称する）によって決まる。図５ａに示
した位相シフトΔθの確率密度関数は（数５）で表され
る。
【００１４】
【数５】
【００１５】ここでσは雑音ＮによるΔθの標準偏差を
表す。また、図５ｂに示したΔθの確率密度関数は（数
６）で表される。
表す。また、図５ｂに示したΔθの確率密度関数は（数
６）で表される。
【００１６】
【数６】
【００１７】ここでμはΔθの平均値を表し、周波数オ
フセットΔｆに対応する位相シフトΔθ０に相当する。
フセットΔｆに対応する位相シフトΔθ０に相当する。
【００１８】Δθをｎ回測定してその平均を取る処理を
実行する。識別誤りがなければ、（数５）、（数６）か
ら、（数７）が容易に導かれる。
実行する。識別誤りがなければ、（数５）、（数６）か
ら、（数７）が容易に導かれる。
【００１９】
【数７】
【００２０】ここでσｎはｎ回平均後の標準偏差であ
り、（数８）となる。
り、（数８）となる。
【００２１】
【数８】
【００２２】また、μｎはｎ回平均後のΔθの平均値で
あり、図５ａの場合はμｎ＝０、図５ｂの場合はμｎ＝
Δθ０である。（数７）、（数８）からサンプル数ｎを
大きくすることでより正確に平均値μｎが求められるこ
とがわかる。
あり、図５ａの場合はμｎ＝０、図５ｂの場合はμｎ＝
Δθ０である。（数７）、（数８）からサンプル数ｎを
大きくすることでより正確に平均値μｎが求められるこ
とがわかる。
【００２３】識別誤りがなければ、以上示した確率Ｐで
周波数オフセットΔｆに対応する位相シフト成分Δθ０
を求めることができる。しかし、図３において本来第１
象限にあるべきときに雑音やΔθによって他の象限に移
ってしまうと、識別時にいる象限の識別点を誤って判断
することになる。識別点を誤ると、そこを基準に位相シ
フトΔθを求めることになる。言い替えると、図５にお
いて検波出力｜θ｜がπ／４を超えると、当該象限とは
別の領域となり識別誤りを生じることに対応する。この
場合、位相シフトΔθの測定値としては−π／４〜π／
４を周期として折り返して重なることになる。隣接する
象限への識別誤りを考慮した場合の位相シフトΔθの測
定値の分布を図６ａならびに図６ｂに示す。図６ａは周
波数オフセットΔｆがない、すなわち位相シフト成分Δ
θ０＝０の場合である。Δθ＝０を中心として対称であ
り、平均値μｎ＝０となる。一方、図６ｂに示した周波
数オフセットΔｆがある場合には、Δθ＝Δθ０を中心
とした対称形にはならない。この場合の位相シフトΔθ
測定の平均値μｃは（数９）となる。
周波数オフセットΔｆに対応する位相シフト成分Δθ０
を求めることができる。しかし、図３において本来第１
象限にあるべきときに雑音やΔθによって他の象限に移
ってしまうと、識別時にいる象限の識別点を誤って判断
することになる。識別点を誤ると、そこを基準に位相シ
フトΔθを求めることになる。言い替えると、図５にお
いて検波出力｜θ｜がπ／４を超えると、当該象限とは
別の領域となり識別誤りを生じることに対応する。この
場合、位相シフトΔθの測定値としては−π／４〜π／
４を周期として折り返して重なることになる。隣接する
象限への識別誤りを考慮した場合の位相シフトΔθの測
定値の分布を図６ａならびに図６ｂに示す。図６ａは周
波数オフセットΔｆがない、すなわち位相シフト成分Δ
θ０＝０の場合である。Δθ＝０を中心として対称であ
り、平均値μｎ＝０となる。一方、図６ｂに示した周波
数オフセットΔｆがある場合には、Δθ＝Δθ０を中心
とした対称形にはならない。この場合の位相シフトΔθ
測定の平均値μｃは（数９）となる。
【００２４】
【数９】
【００２５】ここで、積分区間は−π／４〜π／４であ
り、μ０＝Δθ０である。また、Φ（ｘ）は誤差関数で
あり、（数１０）で表される。
り、μ０＝Δθ０である。また、Φ（ｘ）は誤差関数で
あり、（数１０）で表される。
【００２６】
【数１０】
【００２７】（数９）から、識別誤りがある場合にはΔ
θ０が正確に求められず、右辺第２項の誤差が常に生じ
ることになる。
θ０が正確に求められず、右辺第２項の誤差が常に生じ
ることになる。
【００２８】Δθをｎ回測定した後に平均化してΔθ補
正値を決め、図４のΔθキャンセルを実行した後のΔθ
の確率密度関数を求めると（数１１）となる。
正値を決め、図４のΔθキャンセルを実行した後のΔθ
の確率密度関数を求めると（数１１）となる。
【００２９】
【数１１】
【００３０】ここで、σｃは（数１２）で表される。雑
音を含む測定値を用いてΔθキャンセルを実行するため
に、平均化の母数ｎに依存して標準偏差が大きくなる。
音を含む測定値を用いてΔθキャンセルを実行するため
に、平均化の母数ｎに依存して標準偏差が大きくなる。
【００３１】
【数１２】
【００３２】（数１１）を用いてΔθキャンセル後の識
別誤り率（すなわちシンボルエラーレート：ＳＥＲ）を
求めると（数１３）となる。
別誤り率（すなわちシンボルエラーレート：ＳＥＲ）を
求めると（数１３）となる。
【００３３】
【数１３】
【００３４】ここで、
【００３５】
【数１４】
【００３６】であり、σｓはＣ／Ｎから定まるΔθの標
準偏差σに対してΔθをπ／４で規格化したときの標準
偏差を指す。
準偏差σに対してΔθをπ／４で規格化したときの標準
偏差を指す。
【００３７】雑音Ｎを含むＱＰＳＫ方式の変調信号を遅
延検波で復調したときのＳＥＲとビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）、雑音Ｎの関係が次式（数１５）となることが知ら
れている。
延検波で復調したときのＳＥＲとビット誤り率（ＢＥ
Ｒ）、雑音Ｎの関係が次式（数１５）となることが知ら
れている。
【００３８】
【数１５】
【００３９】ここでσＮは雑音Ｎの規格化した標準偏差
を表している。なお、ＱＰＳＫにおいて、Ｃ／ＮとＢＥ
Ｒの関係が遅延検波の場合に次式（数１６）となること
が知られている。
を表している。なお、ＱＰＳＫにおいて、Ｃ／ＮとＢＥ
Ｒの関係が遅延検波の場合に次式（数１６）となること
が知られている。
【００４０】
【数１６】
【００４１】周波数オフセットΔｆに起因して遅延検波
出力に位相シフトΔθを有する時のＢＥＲを検討する。
周波数オフセットΔｆに対して、図４のΔθキャンセル
を実施した後のＢＥＲについてΔθ測定平均回数をパラ
メータとして求めた結果の一例を図７に示す。周波数オ
フセットが無いときのＢＥＲを設定し、そのときの雑音
Ｎに対応する位相偏差を（数１５）から求めて初期状態
とした。周波数オフセットがない時にＢＥＲ＝１０Ｅ−
２、１０Ｅ−３、１０Ｅ−４となる条件を求めた。次に
周波数オフセットを与え、その時のＢＥＲを求め、図７
に破線で示した。次にΔθ測定回数ｎ＝８、１６、∞と
してΔθキャンセルを実施した後のＢＥＲを求め、図７
に実線で示した。
出力に位相シフトΔθを有する時のＢＥＲを検討する。
周波数オフセットΔｆに対して、図４のΔθキャンセル
を実施した後のＢＥＲについてΔθ測定平均回数をパラ
メータとして求めた結果の一例を図７に示す。周波数オ
フセットが無いときのＢＥＲを設定し、そのときの雑音
Ｎに対応する位相偏差を（数１５）から求めて初期状態
とした。周波数オフセットがない時にＢＥＲ＝１０Ｅ−
２、１０Ｅ−３、１０Ｅ−４となる条件を求めた。次に
周波数オフセットを与え、その時のＢＥＲを求め、図７
に破線で示した。次にΔθ測定回数ｎ＝８、１６、∞と
してΔθキャンセルを実施した後のＢＥＲを求め、図７
に実線で示した。
【００４２】（数１３）ならびに図７の計算例から、雑
音Ｎに起因する位相偏差のσｓが大きくなる（すなわち
Ｃ／Ｎが低くなる）と、周波数オフセットキャンセル能
力が低下することがわかる。言い替えると、ＢＥＲが高
い（すなわちσsが大きい）と、（数９）からΔθ測定
値とこれによるΔθ補正値の誤差が大きくなり、結果的
に十分な周波数オフセットキャンセルが実行できなくな
ることに対応する。さらに（数１４）ならびに図７の計
算例から、周波数オフセットキャンセルを施したことに
よる誤差の増加に伴い、Δθ測定平均回数ｎに応じて定
常的なＢＥＲの劣化が生じることも分かる。
音Ｎに起因する位相偏差のσｓが大きくなる（すなわち
Ｃ／Ｎが低くなる）と、周波数オフセットキャンセル能
力が低下することがわかる。言い替えると、ＢＥＲが高
い（すなわちσsが大きい）と、（数９）からΔθ測定
値とこれによるΔθ補正値の誤差が大きくなり、結果的
に十分な周波数オフセットキャンセルが実行できなくな
ることに対応する。さらに（数１４）ならびに図７の計
算例から、周波数オフセットキャンセルを施したことに
よる誤差の増加に伴い、Δθ測定平均回数ｎに応じて定
常的なＢＥＲの劣化が生じることも分かる。
【００４３】本発明の目的は、特にＢＥＲが高い時に顕
著になるΔθ補正値の誤差に対する改善を施し、周波数
オフセットキャンセル能力を改善する回路方式を実現す
ることである。
著になるΔθ補正値の誤差に対する改善を施し、周波数
オフセットキャンセル能力を改善する回路方式を実現す
ることである。
【００４４】
【課題を解決するための手段】上述のようにΔθ測定時
に識別誤りが生じた時に（数９）に示した測定誤りが発
生する。これにより、従って、ＢＥＲが高くなるほどΔ
θ補正値の誤差が増して充分な周波数オフセットキャン
セル特性を達成できない。上記課題の解決手段として、
図４に示したΔθキャンセルを複数段配置して段階的に
Δθ補正を実行することで、より効果的な周波数オフセ
ットキャンセル能力を達成する。
に識別誤りが生じた時に（数９）に示した測定誤りが発
生する。これにより、従って、ＢＥＲが高くなるほどΔ
θ補正値の誤差が増して充分な周波数オフセットキャン
セル特性を達成できない。上記課題の解決手段として、
図４に示したΔθキャンセルを複数段配置して段階的に
Δθ補正を実行することで、より効果的な周波数オフセ
ットキャンセル能力を達成する。
【００４５】また、複数段のΔθキャンセルにおいて前
段のΔθ補正値決定後に次段のΔθ補正を実行させる目
的で、各段の初期化あるいは起動に関するタイミング制
御機能を付加する。
段のΔθ補正値決定後に次段のΔθ補正を実行させる目
的で、各段の初期化あるいは起動に関するタイミング制
御機能を付加する。
【００４６】具体化の方法として、位相検波出力をディ
ジタル信号に変換する手段を設け、周波数オフセットキ
ャンセル回路をディジタル信号処理回路にて構成する。
ジタル信号に変換する手段を設け、周波数オフセットキ
ャンセル回路をディジタル信号処理回路にて構成する。
【００４７】また、各段のΔθキャンセルにおいて、平
均化母数に応じてΔθ補正値の有効ビット長を増し、そ
の結果としてΔθキャンセル後の位相検波信号の有効ビ
ット長を増す。
均化母数に応じてΔθ補正値の有効ビット長を増し、そ
の結果としてΔθキャンセル後の位相検波信号の有効ビ
ット長を増す。
【００４８】より具体的には、角度変調信号に対する位
相検波手段と識別並びに復号手段を備えた受信装置にお
いて、受信信号から得た位相検波出力から得られる識別
点からの位相差を検出する手段と、上記位相差を複数デ
ータに渡って求めて平均化を実行して平均値に基づく位
相補正値を決定する手段と、上記位相補正値を記憶する
手段と、該記憶手段に記憶した上記位相補正値を用いて
上記位相検波出力に位相補正を施す手段とからなる位相
補正装置を複数段設け、該複数の位相補正装置を用いて
複数回の位相補正を実行する。また、上記複数の位相補
正装置に対するタイミング制御手段を付加し、前段の位
相補正装置による位相検波出力に対する最初の位相補正
が実行された後に後段の位相補正装置が起動するよう上
記複数回の位相補正のタイミングを制御する。さらに、
各段の位相補正装置における各平均化母数を制御する手
段を備え、位相補正装置が起動された直後において２つ
の平均化母数ｎ，ｍ（ｎ＜ｍ）により上記位相差をｎ個
のデータに渡って求めて１回目の平均化を実行した後上
記ｎ個のデータも含めたｍ個のデータに渡って求めて２
の平均化を実行し、３回目以降は平均化母数ｍにより前
記位相差をｍ個のデータに渡って求めて平均化する。ま
た、受信信号から得た位相検波出力をディジタル信号に
変換する手段を備え、上記複数回の位相補正をディジタ
ル信号にて実行し、平均化母数に応じてディジタル信号
で表現した位相補正値の有効ビット長を増し、補正前の
位相検波出力に対して補正後の位相検波出力の有効ビッ
ト長を増す。
相検波手段と識別並びに復号手段を備えた受信装置にお
いて、受信信号から得た位相検波出力から得られる識別
点からの位相差を検出する手段と、上記位相差を複数デ
ータに渡って求めて平均化を実行して平均値に基づく位
相補正値を決定する手段と、上記位相補正値を記憶する
手段と、該記憶手段に記憶した上記位相補正値を用いて
上記位相検波出力に位相補正を施す手段とからなる位相
補正装置を複数段設け、該複数の位相補正装置を用いて
複数回の位相補正を実行する。また、上記複数の位相補
正装置に対するタイミング制御手段を付加し、前段の位
相補正装置による位相検波出力に対する最初の位相補正
が実行された後に後段の位相補正装置が起動するよう上
記複数回の位相補正のタイミングを制御する。さらに、
各段の位相補正装置における各平均化母数を制御する手
段を備え、位相補正装置が起動された直後において２つ
の平均化母数ｎ，ｍ（ｎ＜ｍ）により上記位相差をｎ個
のデータに渡って求めて１回目の平均化を実行した後上
記ｎ個のデータも含めたｍ個のデータに渡って求めて２
の平均化を実行し、３回目以降は平均化母数ｍにより前
記位相差をｍ個のデータに渡って求めて平均化する。ま
た、受信信号から得た位相検波出力をディジタル信号に
変換する手段を備え、上記複数回の位相補正をディジタ
ル信号にて実行し、平均化母数に応じてディジタル信号
で表現した位相補正値の有効ビット長を増し、補正前の
位相検波出力に対して補正後の位相検波出力の有効ビッ
ト長を増す。
【００４９】
【作用】従来の周波数オフセットキャンセル回路の説明
において、１回のΔθキャンセル動作によるΔθの改善
とその影響を示した。次に、従来と同様のΔθキャンセ
ル回路を複数段接続した場合を述べる。１段目は、（数
６）に示したΔθに関する初期条件に対して、（数９）
に示したμｃの補正を位相検波出力に対して行い、Δθ
キャンセルを施した後の位相検波出力のΔθの値（Δθ
１）は（数１７）となる。
において、１回のΔθキャンセル動作によるΔθの改善
とその影響を示した。次に、従来と同様のΔθキャンセ
ル回路を複数段接続した場合を述べる。１段目は、（数
６）に示したΔθに関する初期条件に対して、（数９）
に示したμｃの補正を位相検波出力に対して行い、Δθ
キャンセルを施した後の位相検波出力のΔθの値（Δθ
１）は（数１７）となる。
【００５０】
【数１７】
【００５１】また、補正後の位相検波出力に残留するΔ
θの確率密度関数は（数１１）に示した通りであり、
（数１３）ならびに（数１４）から補正後のＢＥＲ特性
が求められる。２段目のΔθキャンセル回路の基本動作
は１段目と同一であるが、Δθに関する初期条件が（数
１１）になる点が異なる。（数９）におけるＰ（Δθ）
に（数１１）のＰｃ（Δθ）を代入することで、２段目
のΔθキャンセルを施した後の位相検波出力のΔθの値
（Δθ２）を求めることができ、（数１８）となる。
θの確率密度関数は（数１１）に示した通りであり、
（数１３）ならびに（数１４）から補正後のＢＥＲ特性
が求められる。２段目のΔθキャンセル回路の基本動作
は１段目と同一であるが、Δθに関する初期条件が（数
１１）になる点が異なる。（数９）におけるＰ（Δθ）
に（数１１）のＰｃ（Δθ）を代入することで、２段目
のΔθキャンセルを施した後の位相検波出力のΔθの値
（Δθ２）を求めることができ、（数１８）となる。
【００５２】
【数１８】
【００５３】ここで、μｃ１は２段目のΔθキャンセル
回路で求めたΔθ測定値すなわち２段目の補正値であ
る。Δθキャンセル回路を２段接続することにより、補
正後の位相検波出力に残留するΔθを低減することが可
能となる。さらに段数を増すことにより、より正確なΔ
θキャンセルが可能となる。本発明による周波数オフセ
ットキャンセル能力ならびにＢＥＲ特性に関しては、事
項の実施例を用いて説明する。
回路で求めたΔθ測定値すなわち２段目の補正値であ
る。Δθキャンセル回路を２段接続することにより、補
正後の位相検波出力に残留するΔθを低減することが可
能となる。さらに段数を増すことにより、より正確なΔ
θキャンセルが可能となる。本発明による周波数オフセ
ットキャンセル能力ならびにＢＥＲ特性に関しては、事
項の実施例を用いて説明する。
【００５４】複数段のΔθキャンセル回路を用いてΔθ
補正を順次行うことは、前段のΔθキャンセル回路によ
る補正後の位相検波出力に対して次段のΔθ補正を実行
することを意味している。即ち、各段のΔθキャンセル
回路の初期化あるいは起動を行う際、タイミングをシフ
トする必要がある。そこで、前段のΔθ補正値決定後に
次段のΔθ補正値を順次行わせる機能をタイミング制御
部に付加する。
補正を順次行うことは、前段のΔθキャンセル回路によ
る補正後の位相検波出力に対して次段のΔθ補正を実行
することを意味している。即ち、各段のΔθキャンセル
回路の初期化あるいは起動を行う際、タイミングをシフ
トする必要がある。そこで、前段のΔθ補正値決定後に
次段のΔθ補正値を順次行わせる機能をタイミング制御
部に付加する。
【００５５】位相検波出力をディジタル信号に変換して
一連の周波数オフセットキャンセル動作をディジタル信
号処理にて実行する。
一連の周波数オフセットキャンセル動作をディジタル信
号処理にて実行する。
【００５６】ディジタル信号処理を実施すると、信号デ
ータのビット長に応じて量子化誤差が伴う。即ち、位相
検波出力をディジタル信号に変換することにより、（数
１９）で表される位相誤差Δθｄが新たに生じる。
ータのビット長に応じて量子化誤差が伴う。即ち、位相
検波出力をディジタル信号に変換することにより、（数
１９）で表される位相誤差Δθｄが新たに生じる。
【００５７】
【数１９】
【００５８】ここで、ｌは位相検波出力を表現するビッ
ト長を、＊＊はべき乗演算を表す。周波数オフセット量
に応じて位相誤差Δθｄが決まる。雑音成分を無視すれ
ば、周波数オフセットから生じる決まるΔθの値がｌビ
ットで表現できるときに０となる。上述のΔθ補正値の
決定に際して平均化後に補正前の位相検波出力と同一精
度に平均化すると、平均化後のΔθ補正値においても位
相誤差Δθｄが含まれることも（数１９）は同時に表し
ている。ｎ個の位相検波出力を平均化してΔθ補正値を
決定し、その後の位相検波出力に対してΔθ補正を行う
ため、Δθ補正後の位相検波出力には位相誤差Δθｄの
蓄積が生じる。条件によっては位相誤差Δθｄの蓄積に
伴いΔθ補正が充分に行えないことになる。特にΔθキ
ャンセル回路を多段構成にすると、各段での位相誤差Δ
θｄの蓄積が加算される。さらに多段構成の場合には、
各段でのΔθ補正値の決定タイミングと、求めたΔθ補
正値を用いてΔθ補正を実施する対象信号に時間差があ
るため、条件しだいでこれによる能力低下が生じる。
ト長を、＊＊はべき乗演算を表す。周波数オフセット量
に応じて位相誤差Δθｄが決まる。雑音成分を無視すれ
ば、周波数オフセットから生じる決まるΔθの値がｌビ
ットで表現できるときに０となる。上述のΔθ補正値の
決定に際して平均化後に補正前の位相検波出力と同一精
度に平均化すると、平均化後のΔθ補正値においても位
相誤差Δθｄが含まれることも（数１９）は同時に表し
ている。ｎ個の位相検波出力を平均化してΔθ補正値を
決定し、その後の位相検波出力に対してΔθ補正を行う
ため、Δθ補正後の位相検波出力には位相誤差Δθｄの
蓄積が生じる。条件によっては位相誤差Δθｄの蓄積に
伴いΔθ補正が充分に行えないことになる。特にΔθキ
ャンセル回路を多段構成にすると、各段での位相誤差Δ
θｄの蓄積が加算される。さらに多段構成の場合には、
各段でのΔθ補正値の決定タイミングと、求めたΔθ補
正値を用いてΔθ補正を実施する対象信号に時間差があ
るため、条件しだいでこれによる能力低下が生じる。
【００５９】以上の問題点はディジタル信号のビット長
を増すことで対応可能となる。しかし位相検波出力をデ
ィジタル信号に変換する際に必要なアナログ／ディジタ
ル変換器や後続のディジタル信号処理部の回路規模や消
費電力を考慮すると、極力ビット長を短くしたい。ここ
で、平均化によって位相検波出力に含んでいるランダム
雑音成分を低減できることを先に示したが、同時に平均
化後の位相検波出力の精度を増すことができる。母数ｎ
で平均化後の位相検波出力をディジタル信号で表す場合
の位相誤差Δθｄは（数２０）となる。
を増すことで対応可能となる。しかし位相検波出力をデ
ィジタル信号に変換する際に必要なアナログ／ディジタ
ル変換器や後続のディジタル信号処理部の回路規模や消
費電力を考慮すると、極力ビット長を短くしたい。ここ
で、平均化によって位相検波出力に含んでいるランダム
雑音成分を低減できることを先に示したが、同時に平均
化後の位相検波出力の精度を増すことができる。母数ｎ
で平均化後の位相検波出力をディジタル信号で表す場合
の位相誤差Δθｄは（数２０）となる。
【００６０】
【数２０】
【００６１】ここで係数ｋは平均化によって増すビット
数であり、
数であり、
【００６２】
【数２１】
【００６３】となる。Int{・}は整数成分を指し、例えば
Int{３.５}＝３である。なお上式の等号はｎが２のべき
乗の時に成立する。以上のように、平均化の母数ｎに応
じて位相誤差Δθｄを低下させることは、Δθ補正値の
有効ビット長を平均化の母数ｎに応じて増すことに対応
する。多段構成の場合はΔθ補正後の位相検波出力の有
効ビット長を各段ごとに増すことで、Δθ補正値の有効
ビット長に対応する精度で位相誤差Δθｄの蓄積を低減
できる。言い替えると、後段ほど補正精度を高めること
になる。この結果、影響の大きい後段での位相誤差Δθ
ｄの蓄積を緩和でき周波数オフセットに対して平坦なΔ
θキャンセル特性（周波数オフセットキャンセル特性）
を得ることができる。
Int{３.５}＝３である。なお上式の等号はｎが２のべき
乗の時に成立する。以上のように、平均化の母数ｎに応
じて位相誤差Δθｄを低下させることは、Δθ補正値の
有効ビット長を平均化の母数ｎに応じて増すことに対応
する。多段構成の場合はΔθ補正後の位相検波出力の有
効ビット長を各段ごとに増すことで、Δθ補正値の有効
ビット長に対応する精度で位相誤差Δθｄの蓄積を低減
できる。言い替えると、後段ほど補正精度を高めること
になる。この結果、影響の大きい後段での位相誤差Δθ
ｄの蓄積を緩和でき周波数オフセットに対して平坦なΔ
θキャンセル特性（周波数オフセットキャンセル特性）
を得ることができる。
【００６４】
【実施例】本発明の一実施例の機能ブロック図を図１に
示す。入力端子１に入力した受信信号を局部発振器３の
ローカル信号を用いてミクサ２にて周波数変換する。周
波数変換後の受信信号を検波４する。初段のΔθキャン
セル回路１１Ａにおいて、以下の手順で位相検波出力θ
の補正を実行する。検波出力から本来有るべき最も近い
識別点との差分を求めてΔθ検出７Ａを行う。雑音など
による変動成分を抑圧するために複数回Δθを求めた
後、平均化とΔθ補正値決定８Ａを行い、決定したΔθ
補正値を記憶９Ａする。Δθ補正値を加算１０Ａするこ
とで１段目のΔθキャンセルが完了する。２段目のΔθ
キャンセル回路１１Ｂも１段目と同様の手順で、Δθ検
出７Ｂ、平均化とΔθ補正値決定８Ｂ、Δθ補正値の記
憶９Ｂを行う。Δθ補正値を加算１０Ｂすることで２段
目のΔθキャンセルが完了する。補正後の位相検波出力
に対して識別／復号５してデータを再生して出力端子６
に出力する。各段でのΔθキャンセル動作後のＢＥＲ特
性解析例を図８に示す。図８においてｍはΔθキャンセ
ル回路の段を指し、ｎは各段でのΔθ測定平均化回数を
指す。ここでは１段目と２段目のｎの値を等しくした。
すなわち、本発明においてｎをパラメータとし、１段目
（ｍ＝１）と２段目（ｍ＝２）の各々についてΔθキャ
ンセル後のＢＥＲを求めた。周波数オフセット＝０で、
Δθキャンセル回路を付加しない時のＢＥＲを基準と
し、周波数オフセットに伴う位相シフトΔθを与えたと
きのＢＥＲを上記の（数５）〜（数１５）を用いて求め
た。２段のΔθキャンセルによってＢＥＲの平坦領域が
広がることが図から確認できる。但し、２段構成にする
ことによりエラー伝搬が発生する。従ってΔθ平均化回
数ｎが等しい場合には、Δθキャンセルに伴うＢＥＲ劣
化は本発明の２段構成の方が大きくなる。この点につい
てはΔθ平均回数ｎを増すことで対処できる。
示す。入力端子１に入力した受信信号を局部発振器３の
ローカル信号を用いてミクサ２にて周波数変換する。周
波数変換後の受信信号を検波４する。初段のΔθキャン
セル回路１１Ａにおいて、以下の手順で位相検波出力θ
の補正を実行する。検波出力から本来有るべき最も近い
識別点との差分を求めてΔθ検出７Ａを行う。雑音など
による変動成分を抑圧するために複数回Δθを求めた
後、平均化とΔθ補正値決定８Ａを行い、決定したΔθ
補正値を記憶９Ａする。Δθ補正値を加算１０Ａするこ
とで１段目のΔθキャンセルが完了する。２段目のΔθ
キャンセル回路１１Ｂも１段目と同様の手順で、Δθ検
出７Ｂ、平均化とΔθ補正値決定８Ｂ、Δθ補正値の記
憶９Ｂを行う。Δθ補正値を加算１０Ｂすることで２段
目のΔθキャンセルが完了する。補正後の位相検波出力
に対して識別／復号５してデータを再生して出力端子６
に出力する。各段でのΔθキャンセル動作後のＢＥＲ特
性解析例を図８に示す。図８においてｍはΔθキャンセ
ル回路の段を指し、ｎは各段でのΔθ測定平均化回数を
指す。ここでは１段目と２段目のｎの値を等しくした。
すなわち、本発明においてｎをパラメータとし、１段目
（ｍ＝１）と２段目（ｍ＝２）の各々についてΔθキャ
ンセル後のＢＥＲを求めた。周波数オフセット＝０で、
Δθキャンセル回路を付加しない時のＢＥＲを基準と
し、周波数オフセットに伴う位相シフトΔθを与えたと
きのＢＥＲを上記の（数５）〜（数１５）を用いて求め
た。２段のΔθキャンセルによってＢＥＲの平坦領域が
広がることが図から確認できる。但し、２段構成にする
ことによりエラー伝搬が発生する。従ってΔθ平均化回
数ｎが等しい場合には、Δθキャンセルに伴うＢＥＲ劣
化は本発明の２段構成の方が大きくなる。この点につい
てはΔθ平均回数ｎを増すことで対処できる。
【００６５】次に本発明の他の実施例として接続段数を
２段よりも多くした場合の特性例を図９に示す。ＢＥＲ
＝１ｅ−２を基準としてΔθを与え、前述の実施例と同
様の条件で段数を１〜４段まで変化させたときのΔθキ
ャンセル後のＢＥＲを求めた。前述と同様に接続段数ｍ
の増加に応じてＢＥＲの平坦領域が広がることがわか
る。すなわち接続段数ｍを増すことでΔθキャンセル能
力が向上する。また、接続段数に応じてＢＥＲの固定的
な劣化が増加する。図８ならびに図９で説明した実施例
では各段のΔθ平均化回数ｎを等しくして示したが、各
段の各々に異なるｎを設定することも可能である。シス
テムで許容するΔθの値、回路規模、処理時間に応じて
接続段数ｍと各段の平均化回数ｎを決定することにな
る。
２段よりも多くした場合の特性例を図９に示す。ＢＥＲ
＝１ｅ−２を基準としてΔθを与え、前述の実施例と同
様の条件で段数を１〜４段まで変化させたときのΔθキ
ャンセル後のＢＥＲを求めた。前述と同様に接続段数ｍ
の増加に応じてＢＥＲの平坦領域が広がることがわか
る。すなわち接続段数ｍを増すことでΔθキャンセル能
力が向上する。また、接続段数に応じてＢＥＲの固定的
な劣化が増加する。図８ならびに図９で説明した実施例
では各段のΔθ平均化回数ｎを等しくして示したが、各
段の各々に異なるｎを設定することも可能である。シス
テムで許容するΔθの値、回路規模、処理時間に応じて
接続段数ｍと各段の平均化回数ｎを決定することにな
る。
【００６６】なお、以上の本発明の説明では変調方式と
してＱＰＳＫを例として挙げたが、ＢＰＳＫや８ＰＳＫ
など各種の位相変調方式に適用できることは明らかであ
る。また、その他の変調方式の受信機において、位相遷
移量に変換して復調する回路構成を採用する場合にも本
発明を適用できることは明らかである。
してＱＰＳＫを例として挙げたが、ＢＰＳＫや８ＰＳＫ
など各種の位相変調方式に適用できることは明らかであ
る。また、その他の変調方式の受信機において、位相遷
移量に変換して復調する回路構成を採用する場合にも本
発明を適用できることは明らかである。
【００６７】以上、図１の実施例を用いて本発明の基本
部分を示した。本発明を適用して多段のΔθキャンセル
回路を構成する場合、前段で補正された位相検波出力に
対してΔθの検出と補正を実行する必要がある。図１の
実施例において、初段のΔθキャンセル回路１１Ａによ
るΔθキャンセル実行後に、後段のΔθキャンセル回路
１１Ｂを起動しなければならない。本発明の第２の実施
例の一実施の機能ブロック図を図１０に示す。図１に示
した実施例とは、タイミング制御部１２を明記した点が
異なる。また、図１１に各段でのΔθ平均化回数ｎ＝８
を想定した場合のタイミング図の概要を示す。タイミン
グ信号Ｔ１で初段のΔθキャンセル回路１１Ａを起動
し、初段のΔθ補正値が決定されてΔθキャンセルが実
行された後に、タイミング信号Ｔ２で後段のΔθキャン
セル回路１１Ｂを起動する。これにより、後段のΔθキ
ャンセル回路１１ＢではΔθキャンセル後の位相検波信
号を扱うことが可能となる。
部分を示した。本発明を適用して多段のΔθキャンセル
回路を構成する場合、前段で補正された位相検波出力に
対してΔθの検出と補正を実行する必要がある。図１の
実施例において、初段のΔθキャンセル回路１１Ａによ
るΔθキャンセル実行後に、後段のΔθキャンセル回路
１１Ｂを起動しなければならない。本発明の第２の実施
例の一実施の機能ブロック図を図１０に示す。図１に示
した実施例とは、タイミング制御部１２を明記した点が
異なる。また、図１１に各段でのΔθ平均化回数ｎ＝８
を想定した場合のタイミング図の概要を示す。タイミン
グ信号Ｔ１で初段のΔθキャンセル回路１１Ａを起動
し、初段のΔθ補正値が決定されてΔθキャンセルが実
行された後に、タイミング信号Ｔ２で後段のΔθキャン
セル回路１１Ｂを起動する。これにより、後段のΔθキ
ャンセル回路１１ＢではΔθキャンセル後の位相検波信
号を扱うことが可能となる。
【００６８】平均化母数ｎを多くすることによってΔθ
キャンセル能力、即ち周波数オフセットキャンセル能力
が増すことを、図９の例を用いて説明した。ところが平
均化母数ｎを多くすると最初のΔθキャンセルが実施さ
れるまでの遅延時間が増すことが、図１１のタイミング
図を見ても明らかである。本発明の多段構成を実施する
とさらに最後のΔθキャンセルが完了するまでの遅延時
間が増すことになる。そこで図１２に示した回路構成と
し、図１３に示すように平均化母数ｎを時間的に切替る
ことで、最後のΔθキャンセルが完了するまでの過渡状
態での状況を改善する。図１３に示した実施例ではｎ＝
１６とした。ここでサンプル数が８に達した時点で平均
化してΔθ補正値を求め、過渡状態でのΔθキャンセル
を実行する。これにより、初段のΔθキャンセル回路に
て図７のｎ＝８に相当する特性が得られる。次に初段で
Δθの平均化を継続するとともに、後段のΔθキャンセ
ル回路を起動する。初段のサンプル数が１６に達した時
点で初段のΔθキャンセル回路が正規の状態に達する。
この結果、初段のΔθキャンセル回路では図７のｎ＝１
６に相当する特性に改善される。このとき後段のΔθキ
ャンセル回路ではサンプル数が８となり、初段と同様に
後段も過渡状態でのΔθキャンセルを実行する。初段の
Δθキャンセル回路はその後１６サンプル毎に補正値を
更新する。後段ではサンプル数が１６に達した時点で正
規の状態に達し、初段のと同様に１６サンプル毎の補正
値更新を実行する。この結果、過渡状態でのΔθキャン
セルを実行を可能となる。さらに、ｎ１＝ｎ２＝１６と
した場合に３２サンプル後に後段のΔθキャンセル回路
が正規状態に達するのに対し、本実施例では２４サンプ
ル後に正規状態に達し、より高速な引き込みが可能とな
る。なお、ｎ＝８として起動して次にｎ＝１６に切替る
方法も当然考えられるが、この場合には過渡状態でのΔ
θキャンセルが可能ではあるが正規状態に達するまでに
３２サンプルを必要とする。本実施例は中間結果を用い
ることで引込み時間を短縮した点で特徴がある。
キャンセル能力、即ち周波数オフセットキャンセル能力
が増すことを、図９の例を用いて説明した。ところが平
均化母数ｎを多くすると最初のΔθキャンセルが実施さ
れるまでの遅延時間が増すことが、図１１のタイミング
図を見ても明らかである。本発明の多段構成を実施する
とさらに最後のΔθキャンセルが完了するまでの遅延時
間が増すことになる。そこで図１２に示した回路構成と
し、図１３に示すように平均化母数ｎを時間的に切替る
ことで、最後のΔθキャンセルが完了するまでの過渡状
態での状況を改善する。図１３に示した実施例ではｎ＝
１６とした。ここでサンプル数が８に達した時点で平均
化してΔθ補正値を求め、過渡状態でのΔθキャンセル
を実行する。これにより、初段のΔθキャンセル回路に
て図７のｎ＝８に相当する特性が得られる。次に初段で
Δθの平均化を継続するとともに、後段のΔθキャンセ
ル回路を起動する。初段のサンプル数が１６に達した時
点で初段のΔθキャンセル回路が正規の状態に達する。
この結果、初段のΔθキャンセル回路では図７のｎ＝１
６に相当する特性に改善される。このとき後段のΔθキ
ャンセル回路ではサンプル数が８となり、初段と同様に
後段も過渡状態でのΔθキャンセルを実行する。初段の
Δθキャンセル回路はその後１６サンプル毎に補正値を
更新する。後段ではサンプル数が１６に達した時点で正
規の状態に達し、初段のと同様に１６サンプル毎の補正
値更新を実行する。この結果、過渡状態でのΔθキャン
セルを実行を可能となる。さらに、ｎ１＝ｎ２＝１６と
した場合に３２サンプル後に後段のΔθキャンセル回路
が正規状態に達するのに対し、本実施例では２４サンプ
ル後に正規状態に達し、より高速な引き込みが可能とな
る。なお、ｎ＝８として起動して次にｎ＝１６に切替る
方法も当然考えられるが、この場合には過渡状態でのΔ
θキャンセルが可能ではあるが正規状態に達するまでに
３２サンプルを必要とする。本実施例は中間結果を用い
ることで引込み時間を短縮した点で特徴がある。
【００６９】次に時分割システムに応用したときの実施
例を図１４ならびに図１５を用いて説明する。予め定め
た時間周期あるいは不定期にどうささせる場合、図１４
のタイミング図に示すように各動作毎に初期化を実行す
る方法がまず考えられる。周波数の変動に対して時分割
動作の周期が短い場合には、休止している間の変動が比
較的少ないと考えることができる。そこで図１５に示す
ように、休止直前のΔθ補正値を休止期間中も記憶、保
持して次の動作時の初期値として利用する。これにより
各動作初期にもΔθキャンセルが実行される。
例を図１４ならびに図１５を用いて説明する。予め定め
た時間周期あるいは不定期にどうささせる場合、図１４
のタイミング図に示すように各動作毎に初期化を実行す
る方法がまず考えられる。周波数の変動に対して時分割
動作の周期が短い場合には、休止している間の変動が比
較的少ないと考えることができる。そこで図１５に示す
ように、休止直前のΔθ補正値を休止期間中も記憶、保
持して次の動作時の初期値として利用する。これにより
各動作初期にもΔθキャンセルが実行される。
【００７０】以上の周波数オフセットキャンセル回路の
実施例では、扱う信号がアナロクであるかディジタルで
あるか特定をしていないが、一連の処理にディジタル信
号処理技術を適用可能である。図１６に本発明をディジ
タル回路で構成した場合の他の実施例を示す。図１６の
実施例ではディジタル信号処理による位相検波４を行
い、以後の一連のΔθキャンセル動作を実行する。基本
的動作は前述の通りであり説明を省略する。ディジタル
信号処理を実行したことによる差異を以下に述べる。有
限のビット長でディジタル信号を表現するため、量子化
誤差が発生する。図７〜９までの特性図では補正前後の
位相検波出力やΔθ補正値の精度を議論していない。デ
ィジタル信号に変換して量子化誤差が発生すると、（数
１９）に示したように、量子化誤差に伴う位相誤差ｄΔ
θが各信号に加わる。位相誤差ｄΔθによる影響と対策
を施した実施例を説明する。図１６に示したように、各
段のΔθ補正値加算後すなわち補正後の位相検波信号の
ビット長を平均化母数ｎに応じて増す。この結果、（数
２０）ならびに（数２１）に示した関係で補正後の位相
検波信号のビット精度を増すことで位相誤差ｄΔθの蓄
積を低減する。なお図１６にはｎ＝８として示したた
め、各段ごとに３ビットずつ補正後の位相検波信号のビ
ット長が増している。
実施例では、扱う信号がアナロクであるかディジタルで
あるか特定をしていないが、一連の処理にディジタル信
号処理技術を適用可能である。図１６に本発明をディジ
タル回路で構成した場合の他の実施例を示す。図１６の
実施例ではディジタル信号処理による位相検波４を行
い、以後の一連のΔθキャンセル動作を実行する。基本
的動作は前述の通りであり説明を省略する。ディジタル
信号処理を実行したことによる差異を以下に述べる。有
限のビット長でディジタル信号を表現するため、量子化
誤差が発生する。図７〜９までの特性図では補正前後の
位相検波出力やΔθ補正値の精度を議論していない。デ
ィジタル信号に変換して量子化誤差が発生すると、（数
１９）に示したように、量子化誤差に伴う位相誤差ｄΔ
θが各信号に加わる。位相誤差ｄΔθによる影響と対策
を施した実施例を説明する。図１６に示したように、各
段のΔθ補正値加算後すなわち補正後の位相検波信号の
ビット長を平均化母数ｎに応じて増す。この結果、（数
２０）ならびに（数２１）に示した関係で補正後の位相
検波信号のビット精度を増すことで位相誤差ｄΔθの蓄
積を低減する。なお図１６にはｎ＝８として示したた
め、各段ごとに３ビットずつ補正後の位相検波信号のビ
ット長が増している。
【００７１】次に本発明を実施した変復調器の一例を図
１７に示す。送信データ１９を入力して変調信号１８を
出力する変調部１７と、受信信号１５を入力として受信
データ１６を出力とする復調部１４からなる変復調ＬＳ
Ｉ２０を構成する。ＬＳＩ技術を利用することで同一基
板上に構成可能となる。復調部１４は検波４と識別／復
調５に、本発明を用いた周波数オフセットキャンセル回
路１３を搭載する。受信専用の機器に向けて本発明の周
波数オフセットキャンセル回路を搭載した復調部１４の
みのＬＳＩ化もありうる。また、本発明を実施すること
で周波数オフセットへの許容度の高い受信装置を構成で
きる。すなわち、周波数かかわる仕様に関して、受信装
置の性能向上あるいは局部発振器の周波数安定度など要
求特性を緩和可能となる。
１７に示す。送信データ１９を入力して変調信号１８を
出力する変調部１７と、受信信号１５を入力として受信
データ１６を出力とする復調部１４からなる変復調ＬＳ
Ｉ２０を構成する。ＬＳＩ技術を利用することで同一基
板上に構成可能となる。復調部１４は検波４と識別／復
調５に、本発明を用いた周波数オフセットキャンセル回
路１３を搭載する。受信専用の機器に向けて本発明の周
波数オフセットキャンセル回路を搭載した復調部１４の
みのＬＳＩ化もありうる。また、本発明を実施すること
で周波数オフセットへの許容度の高い受信装置を構成で
きる。すなわち、周波数かかわる仕様に関して、受信装
置の性能向上あるいは局部発振器の周波数安定度など要
求特性を緩和可能となる。
【００７２】なお、本発明において、複数段のΔθキャ
ンセル回路での複数のΔθの平均化処理としては、単純
平均，重み付け平均等種々の方法が適用できる。
ンセル回路での複数のΔθの平均化処理としては、単純
平均，重み付け平均等種々の方法が適用できる。
【００７３】
【発明の効果】本発明によれば、位相検波出力に対する
位相シフト量の補正で等価的に周波数オフセットキャン
セルを行う。複数段に分割して位相補正を行うことで、
周波数オフセットキャンセル能力を高める効果がある。
位相シフト量の補正で等価的に周波数オフセットキャン
セルを行う。複数段に分割して位相補正を行うことで、
周波数オフセットキャンセル能力を高める効果がある。
【００７４】対象とする位相検波出力の信号周波数が無
線周波数帯とは異なり比較的低周波であることから、デ
ィジタル化による集積化に適し、復調部のみならず変調
部を統合する等によるモジュールならびに装置の小型化
への効果がある。
線周波数帯とは異なり比較的低周波であることから、デ
ィジタル化による集積化に適し、復調部のみならず変調
部を統合する等によるモジュールならびに装置の小型化
への効果がある。
【００７５】また、各段での補正後の位相検波出力のビ
ット精度を標本化母数に応じて増すことで、ディジタル
化による影響を低減する効果がある。
ット精度を標本化母数に応じて増すことで、ディジタル
化による影響を低減する効果がある。
【００７６】一方、周波数オフセットに対する耐力が増
すことから、装置の高性能化への効果あるいは周波数精
度に係わる各部仕様を緩和する効果がある。
すことから、装置の高性能化への効果あるいは周波数精
度に係わる各部仕様を緩和する効果がある。
【図１】本発明の一実施例の機能ブロック図。
【図２】従来のディジタル受信装置の一例の機能ブロッ
ク図。
ク図。
【図３】ＱＰＳＫ位相検波出力コンスタレーションを示
す図。
す図。
【図４】周波数オフセットキャンセル回路の一従来例の
機能ブロック図。
機能ブロック図。
【図５】Δθの確率密度分布図。
【図６】識別誤り発生時のΔθ測定値の確率密度分布
図。
図。
【図７】従来例による周波数オフセット対ＢＥＲ特性
図。
図。
【図８】本発明の２段構成による周波数オフセット対Ｂ
ＥＲ特性図。
ＥＲ特性図。
【図９】本発明の多段構成による周波数オフセット対Ｂ
ＥＲ特性図。
ＥＲ特性図。
【図１０】本発明の第２の実施例の機能ブロック図。
【図１１】本発明の第２の実施例のタイミング図。
【図１２】本発明の第３の実施例の機能ブロック図。
【図１３】本発明の第３の実施例のタイミング図。
【図１４】時分割動作時における本発明の実施例のタイ
ミング図。
ミング図。
【図１５】時分割動作時における本発明の別の実施例の
タイミング図。
タイミング図。
【図１６】ディジタル回路で構成した本発明の一実施例
の機能ブロック図。
の機能ブロック図。
【図１７】本発明の実施例を用いた変復調ＬＳＩの一例
の機能ブロック図。
の機能ブロック図。
１……入力端子、２……ミクサ、３……局部発振器、４
……位相検波、５……識別／復号、６……出力端子、
７，７Ａ，７Ｂ……Δθ(位相シフト量)検出、８，８
Ａ，８Ｂ……平均化／Δθ補正値決定、９，９Ａ，９Ｂ
……Δθ補正値記憶、１０，１０Ａ，１０Ｂ……加算
(Δθ補正)、１１，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ……Δθキ
ャンセル回路、１２……制御部、１３……周波数オフセ
ットキャンセル回路、１４……復調部、１５……受信信
号、１６……受信データ、１７……変調部、１８……変
調信号、１６……送信データ、２０……変復調ＬＳＩ。
……位相検波、５……識別／復号、６……出力端子、
７，７Ａ，７Ｂ……Δθ(位相シフト量)検出、８，８
Ａ，８Ｂ……平均化／Δθ補正値決定、９，９Ａ，９Ｂ
……Δθ補正値記憶、１０，１０Ａ，１０Ｂ……加算
(Δθ補正)、１１，１１Ａ，１１Ｂ，１１Ｃ……Δθキ
ャンセル回路、１２……制御部、１３……周波数オフセ
ットキャンセル回路、１４……復調部、１５……受信信
号、１６……受信データ、１７……変調部、１８……変
調信号、１６……送信データ、２０……変復調ＬＳＩ。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 信田 仁 東京都羽村市神明台二丁目１番１号 国 際電気株式会社羽村工場内 (56)参考文献 特開 平８−242260（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−128550（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−261088（ＪＰ，Ａ) 特開 平７−183925（ＪＰ，Ａ) 特開 平８−139780（ＪＰ，Ａ) 特開 平６−205062（ＪＰ，Ａ) 島方幸広，ＰＳＫベースバンド遅延検 波復調器の構成と特性，1999年電子情報 通信学会春季全国大会講演論文集［分冊 ２］，日本，1991年３月18日，Ｐａｇｅ ２−360 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H04L 27/00 - 27/38
Claims (5)
- 【請求項１】角度変調信号に対する位相検波手段と識別
並びに復号手段を備えた受信装置において、受信信号か
ら得た位相検波出力から得られる識別点からの位相差を
検出する手段と、上記位相差を複数データに渡って求め
て平均化処理を実行し位相補正値を決定する手段と、上
記位相補正値を記憶する手段と、該記憶手段に記憶した
上記位相補正値を用いて上記位相検波出力に位相補正を
施す手段とからなる位相補正装置を複数段設け、該複数
の位相補正装置を用いて複数回の位相補正を実行するこ
とを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】角度変調信号に対する位相検波手段と識別
並びに復号手段を備えた受信装置において、受信信号か
ら得た位相検波出力から得られる識別点からの位相差を
検出する手段と、上記位相差を複数データに渡って求め
て平均化処理を実行し位相補正値を決定する手段と、上
記位相補正値を記憶する手段と、該記憶手段に記憶した
上記位相補正値を用いて上記位相検波出力に位相補正を
施す手段とからなる位相補正装置を複数段設けるととも
に、該複数の位相補正装置に対するタイミング制御手段
を付加して複数回の位相補正を実行することを特徴とす
る受信装置。 - 【請求項３】請求項２記載の受信装置において、前記タ
イミング制御手段が、前段の位相補正装置による位相検
波出力に対する最初の位相補正が実行された後に後段の
位相補正装置が起動するよう前記複数の位相補正装置を
タイミング制御することを特徴とする受信装置。 - 【請求項４】請求項３記載の受信装置において、前記各
段の位相補正装置における各平均化母数を制御する手段
を備え、位相補正装置が起動された直後において２つの
平均化母数ｎ，ｍ（ｎ＜ｍ）により前記位相差をｎ個の
データに渡って求めて１回目の平均化処理を実行した後
上記ｎ個のデータも含めたｍ個のデータに渡って求めて
２の平均化処理を実行し、３回目以降は平均化母数ｍに
より前記位相差をｍ個のデータに渡って求めて平均化処
理することを特徴とする受信装置。 - 【請求項５】請求項１乃至４の何れかに記載の受信装置
において、前記各段の位相補正装置が、受信信号から得
た位相検波出力をディジタル信号に変換する手段を備
え、前記複数回の位相補正をディジタル信号にて実行
し、平均化母数に応じてディジタル信号で表現した位相
補正値の有効ビット長を増し、補正前の位相検波出力に
対して補正後の位相検波出力の有効ビット長を増すこと
を特徴とする周波数オフセットキャンセル回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14854195A JP3350290B2 (ja) | 1995-06-15 | 1995-06-15 | 受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14854195A JP3350290B2 (ja) | 1995-06-15 | 1995-06-15 | 受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH098856A JPH098856A (ja) | 1997-01-10 |
| JP3350290B2 true JP3350290B2 (ja) | 2002-11-25 |
Family
ID=15455089
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14854195A Expired - Fee Related JP3350290B2 (ja) | 1995-06-15 | 1995-06-15 | 受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3350290B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH11177644A (ja) | 1997-12-15 | 1999-07-02 | Nec Corp | ビットタイミング再生回路 |
| WO2006027916A1 (ja) * | 2004-09-09 | 2006-03-16 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | 位相誤差補正回路 |
| CN101453269B (zh) * | 2007-11-30 | 2012-01-04 | 富士通株式会社 | 频差补偿装置和方法、光相干接收机 |
| CN101621335B (zh) * | 2008-07-01 | 2012-05-30 | 富士通株式会社 | 平均长度自适应优化方法和装置 |
| JP5464271B2 (ja) * | 2009-05-27 | 2014-04-09 | 富士通株式会社 | フィルタ係数制御装置および方法 |
| JP5254391B2 (ja) * | 2011-03-25 | 2013-08-07 | 株式会社東芝 | 周波数オフセット補償装置 |
-
1995
- 1995-06-15 JP JP14854195A patent/JP3350290B2/ja not_active Expired - Fee Related
Non-Patent Citations (1)
| Title |
|---|
| 島方幸広，ＰＳＫベースバンド遅延検波復調器の構成と特性，１９９９年電子情報通信学会春季全国大会講演論文集［分冊２］，日本，１９９１年３月１８日，Ｐａｇｅ ２−３６０ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH098856A (ja) | 1997-01-10 |
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