CN110022162B - 包括干扰抑制滤波器的信号接收机以及相关方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及包括干扰抑制滤波器的信号接收机、特别是GNSS信号接收机以及相关方法。一种信号接收机(200)，所述信号可能被干扰信号干扰，所述接收机包括干扰抑制滤波器，该干扰抑制滤波器包括分别应用于由接收机接收的信号的同相通道(I)和正交通道(Q)的乘法增益(250)，乘法增益的值由接收信号的模ρ的非线性函数K_i(ρ)确定，函数K_i(ρ)确定为使应用乘法增益和解调接收信号之后的信噪比最大。

Description

包括干扰抑制滤波器的信号接收机以及相关方法

技术领域

本发明涉及可能受到干扰信号干扰的信号接收机的领域。本发明具体地涉及卫星无线电导航信号的接收机或GNSS接收机的领域。本发明涉及一种包括干扰抑制滤波器的接收机。

背景技术

本发明的总体目的是，即使接收机受到具有恒定包络(也就是说，具有恒定幅度)的干扰信号的干扰，也能够对接收机接收的信号进行正确解调。更具体地说，本发明的目的是当接收信号叠加在具有恒定包络的干扰信号上时，提高解调后的效率(即，信噪比)。

欧洲专利申请EP 2336800中描述了一种用于解调受到具有恒定包络的干扰信号干扰的信号的可能解决方案。该解决方案基于信号在三个水平上的量化：+1、0和-1。具体地，需要在信号的极值和过零点处量化模拟信号，以在不增加噪声的功率的情况下，使相对于有用信号的灵敏度最大。这个解决方案存在的缺点是，需要非常精确地锁定自动增益控制，以便相对于模数转换器的量化阈值精确地确定接收到的模拟信号的幅度。此外，该解决方案提供了次优效率。

其他接收机使用的技术包括从基带复数字化接收信号中去除模等于接收信号的估计平均模且方向等于接收信号的方向的分量。这种技术存在的缺点是，需要一种包括级联排列的CODIC(坐标旋转数字计算机)类型算法的体系结构，这种算法实现起来很复杂。

发明内容

本发明致力于实现一种干扰抑制滤波器，该滤波器实质上包括对接收的和数字化的信号的同相通道和正交通道应用乘法增益形式的非线性函数。所提出的解决方案降低了实现复杂度，并实现了最佳效率。

本发明的主题是一种信号接收机，所述信号可能被干扰信号干扰，所述接收机包括干扰抑制滤波器，该干扰抑制滤波器包括分别应用于由接收机接收和数字化的信号的同相通道I和正交通道Q的乘法增益，乘法增益的值由接收信号的模ρ的非线性函数K_i(ρ)确定，函数K_i(ρ)确定为使应用乘法增益和解调接收信号之后的信噪比最大。

根据本发明的具体实施方案，非线性函数K_i(ρ)取决于接收信号的概率密度f(ρ)，该概率密度f(ρ)是信号的模ρ的函数。

根据本发明的具体实施方案，非线性函数K_i(ρ)取决于接收信号的概率密度根据模的导数f′(ρ)与接收信号的概率密度f(ρ)之间的比值除以接收信号的模ρ。

根据本发明的具体实施方案，所述干扰抑制滤波器包括用于计算通过接收信号的同相通道和正交通道接收的信号的模的单元，所述乘法增益由存储非线性函数K_i(ρ)的多个值的存储器实现，所述存储器具有连接到模计算单元的输出端的第一输入端。

根据本发明的具体实施方案，所述乘法增益由存储非线性函数K_i(ρ)的多个值的存储器实现，该存储器具有用于接收信号同相通道绝对值的第一输入端以及用于接收信号正交通道绝对值的第二输入端。

根据本发明的具体实施方案，非线性函数K_i(ρ)取决于干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N的先验估计值。

根据具体实施方案，根据本发明的信号接收机进一步包括干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N的估计器，非线性函数K_i(ρ)取决于所述比值J/N。

根据本发明的具体实施方案，干扰信号功率和热噪声功率之间的比值的估计器包括用于计算信号的模的四阶矩的单元。

根据本发明的具体实施方案，用于计算四阶矩的单元包括加法器、乘法器和平均滤波器；所述加法器用于将信号的同相通道的2次幂和信号的正交通道的2次幂相加；所述乘法器用于将加法器的输出升高到2次幂。

根据本发明的具体实施方案，干扰信号功率和热噪声功率之间的比值的估计器进一步包括用于计算信号的四阶矩与信号的二阶矩的2次幂之间的比值的部件。

根据具体实施方案，根据本发明的信号接收机包括至少一个自动增益控制装置，所述自动增益控制装置配置为根据功率设定值控制所接收信号的幅度，信号的二阶矩被认为等于自动增益控制的功率设定值。

根据本发明的具体实施方案，对于干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N的多个值，根据干扰信号的幅度值和热噪声的标准差，确定接收信号的模的概率密度f(ρ)。

根据本发明的具体实施方案，所述存储器具有连接至比值J/N的估计器的输出端的附加输入端。

根据本发明的具体实施方案，所述干扰信号具有恒定包络。

根据本发明的具体实施方案，所述接收信号是卫星无线电导航信号。

本发明的另一主题是一种用于接收可能被干扰信号干扰的信号的方法，其包括以下步骤：

·分别接收信号的同相通道I和正交通道Q，

·根据接收信号的模ρ的非线性函数K_i(ρ)计算乘法增益，非线性函数K_i(ρ)确定为使应用乘法增益和解调接收信号之后的信噪比最大。

·将乘法增益分别应用到数字化信号的同相通道I和正交通道Q。

根据具体实施方案，根据本发明的用于接收信号的方法进一步包括估计干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N的步骤，非线性函数K_i(ρ)取决于所述比值J/N。

附图说明

通过阅读以下关于附图的描述，本发明的其它特征和优点将变得更加明显，附图中示出：

图1是示出添加了高斯白噪声的具有恒定包络的干扰信号的概率密度的示意图，

图2是根据本发明的信号接收机的框图，

图3是根据本发明的信号接收机的第一变体实施方案的框图，

图4是根据本发明的信号接收机的第二变体实施方案的框图，

图5是示出具有恒定包络的干扰信号的概率密度的示意图，其中，针对干扰信号功率和噪声功率之间的不同比值，向具有恒定包络的干扰信号添加高斯白噪声，

图6是示出根据信号的模并且针对干扰信号功率和噪声功率之间不同比值的应用于接收信号的最佳增益的示意图，

图7是在更小的数值范围上局部放大的图6的示意图，

图8是示出在应用本发明和不应用本发明的情况下由于干扰信号引起的信噪比损失的示意图，

图9是描述根据本发明的用于接收信号的方法的步骤的流程图。

具体实施方式

本发明为在信号数字化之后，在信号的同相通道和正交通道上对接收机接收的信号应用抗干扰滤波器。

接收到的模拟信号首先在同相通道I和正交通道Q上被变换到基带中，然后通过模拟-数字转换器被数字化。

根据本发明的一个实施方案，接收机还包括在每个通道I、Q上的自动增益控制装置，这使得可以确保每个通道上信号的恒定平均功率。在本发明的另一个实施方案中，不存在自动增益控制。

抗干扰滤波器包括对由通道I、Q表示的复信号应用非线性函数。

首先对本发明所基于的理论进行描述。

在存在非高斯噪声的情况下，通过对解调上游的信号应用非线性函数f，可以提高解调后信号的信噪比。

在存在具有恒定包络的干扰信号的情况下，影响接收信号的噪声是非高斯的，因此可以应用该理论。

I_最佳和Q_最佳分别表示应用抗干扰滤波器后的同相(或正交)信号。当非线性函数应用于由以下关系定义的信号时，在这些信号上测量的信噪比是最佳的：

P(I，Q)是根据二维I和Q的信号的概率密度。

是P相对于I的偏导数。

是P相对于Q的偏导数。

说明书末尾的附录1展示了关系式(1)和(2)。

假设概率密度遵循平面(I，Q)中关于点(0，0)的旋转对称。这个假设是合理的，因为通道I和Q扮演着等同的、可互换的角色，在转换到基带时，与接收机时钟的未知数相关联。

假设P(I，Q)＝f(ρ)，ρ为复信号的模，该复信号的实部对应于同相通道I，虚部对应于正交通道Q。

此外，适用以下等式：

在极坐标表示法中，适用以下等式：I+jQ＝ρexp(jθ)

已知

以及

则关系式(1)变成：

同样，关系式(2)变成：

因此，要应用于信号的非线性函数是：

K(ρ)＝-1/ρ·f’(ρ)/f(ρ)   (3)

要计算K(ρ)，首先需要确定概率密度f(ρ)。由具有恒定幅度A的干扰信号和方差为σ2的高斯噪声组成的信号的概率密度由以下公式给出：

对于I＝ρ(4)

图1在I-Q图上示意性地示出了具有恒定幅度A和可变相位θ的干扰信号100的表现，其中向干扰信号100添加了高斯噪声101。所得信号的概率密度P由在I轴上的投影(曲线120)和在Q轴上的投影(曲线110)表示。

因此，概率密度f(ρ)仅取决于干扰信号的功率和高斯噪声的功率之间的比值J/N＝A²/σ²。

根据上述原理，本发明提出了一种包括干扰抑制滤波器的接收机200，该干扰抑制滤波器在于将取决于信号的模和比值J/N的增益K(ρ)应用于数字信号的通道I和通道Q中的每一个。

因此，接收机200包括两个通道，用于接收基带模拟信号(图2中未示出)的变换产生的同相I和正交Q的信号。

具体地，接收机200在每个通道I、Q上包括放大器201、202，模数转换器210、220和自动增益控制装置211、221，自动增益控制装置211、221用于确保信号数字化之前每个通道上的信号功率恒定。

接收机200还包括抗干扰滤波器，抗干扰滤波器包括乘法增益K_i(ρ)250，该乘法增益K_i(ρ)250一方面接收由计算单元240计算的信号的模ρ作为输入，另一方面接收由估计器230确定的比值J/N的估计值i作为输入。

根据本发明具体实施方案，比值J/N可以通过计算信号的四阶矩和二阶矩的2次幂之间的比值来估计。

为此，估计器230包括加法器231和乘法器232，加法器231用于将在通道I和Q的各自的自动增益控制装置211、221的输出端的信号的2次幂相加，乘法器232用于将加法器231的输出升高到2次幂。

估计器230还包括滤波器233，滤波器233用于产生乘法器232的输出(I²+Q²)²的平均值，以便计算四阶矩。滤波器233还配置为产生加法器231的输出I²+Q²的平均值，然后将平均值升高到2次幂，以便计算二阶矩的2次幂。然后，通过建立信号的四阶矩和二阶矩的2次幂之间的比值来获得比值J/N的估计值。

在没有自动增益控制装置211、221的情况下，或者更一般地，当接收信号的功率不能被认为是恒定时，二阶矩的计算是特别必要的。

或者，当使用自动增益控制装置211、221时，如图2所示，可以认为接收信号的功率是恒定的。在这种情况下，二阶矩可以直接视为等于自动增益控制装置211、221用来校正接收信号幅度的功率设定值。

在这种情况下，不需要计算信号的二阶矩。

计算单元240基本上包括用于计算信号的模ρ的单元243，根据接收机复杂度限制，该单元243可以例如通过对I²+Q²的平方根的值进行编码的表来实现，或者通过直接计算来实现。

可选地，为了限制比特数，从而限制用于实现模ρ的计算的表的容量，计算单元240包括用于截断加法器231的输出以限制单元243的输入端的比特数的部件244。

在接收机不包括自动增益控制装置211、221的情况下，或者更一般地，不能假设信号的功率是恒定的情况下，用于计算信号模ρ的单元243包括计算信号的平均功率以及通过计算的平均功率的平方根对模ρ进行归一化。

乘法增益250K_i(ρ)可以以表格的形式实现，该表格存储非线性函数K(ρ)根据模ρ和比值J/N的可能值的不同值。

接收机200最后在数字化信号的每个通道I、Q上包括两个乘法器251、252，用于将信号乘以表250提供的增益。

在不脱离本发明的上下文的情况下，通过根据关系式(3)计算的校正增益，能够为信号的通道I和Q产生相同的校正函数的抗干扰滤波器的任何其他实现都是可以的。

图3示意性地示出根据本发明的接收机的变体实施方案300。

在该变体中，计算单元240包括用于计算信号的同相通道I的绝对值的第一单元241以及用于计算信号的正交通道Q的绝对值的第二单元242，第一单元241和第二单元242馈送给表243以用于计算信号的模ρ，信号的模ρ的值根据|I|和|Q|的值直接预先计算。

图4示意性地示出根据本发明的接收机的另一个变体实施方案400。

在该变体中，用于计算增益K_i(ρ)的表250包括三个输入，而不是两个。增益K_i(ρ)的值根据比值J/N以及由计算单元241、242提供的I和Q的绝对值直接预先计算。

在图中未示出的本发明的具体实施方案中，去除了比值J/N的估计器230，并且为比值J/N设置了先验值，例如对应于最差情况的最大值。这个先验值用于计算非线性函数K(ρ)。在该具体实施方案中，存储乘法增益值的表250仅包括连接到用于计算模ρ的单元243的输出端的单个输入端。该具体实施方案适用于图2、图3和图4中描述的架构，其中，为了实现该实施方案，去除了估计器230，并且表250分别包括单个输入端(图2和图3)或两个输入端(图4)。

图5在示意图上示出了根据通道I上信号值(该值被归一化)的例如通过关系式(4)针对比值J/N的十六个不同的值估计的概率密度f(ρ)。对于通道Q获得相同的曲线。

从图5的曲线中，根据比值J/N和归一化信号的模的不同值，推导出增益K_i(ρ)的值，由图6的曲线表示。

图7示出在更小的数值范围上局部放大的图6。

因此，表250包含利用图6或图7的曲线的增益K_i(ρ)的不同的预先计算的值。

图8表示，根据比值J/N(以dB表示)，分别在没有应用本发明(曲线801)和应用本发明之后(曲线802)由于干扰信号的存在而导致的信噪比损失(以dB表示)。

当应用本发明时，从大于0dB的J/N比值可以看到性能水平的提高。还可以看出，对于大于0dB的干扰信号的功率与有用信号的功率之间的比值，本发明可以大大提高接收机的效率。通过应用本发明，无论干扰信号的电平如何，信噪比损失都被限制在3dB。

本发明适用于任何类型的信号接收机，特别是卫星无线电导航信号的接收机。

根据本发明的接收机可以通过软件或硬件装置或者通过软件和硬件技术的组合来实现。

例如，根据本发明的接收机或其组成的每个元件可以通过处理器来实现，该处理器可以是通用处理器、专用处理器、专用集成电路(也称为缩写ASIC)或现场可编程门阵列(也称为缩写FPGA)。本发明可以使用一个或更多个专用电子电路或通用电路。本发明的技术可以实施于运行包括指令序列的程序的可重复编程的计算机器(例如，处理器或微控制器)，或者可以实施于专用计算机器(例如，诸如FPGA或ASIC的逻辑门集合，或任何其它硬件模块)。

图9示出描述根据本发明的用于接收信号的方法的步骤的流程图。

根据该方法的实施方案，在步骤901，例如在将接收信号变换到基带之后，在同相通道I和正交通道Q上分别接收信号。在步骤902，如前所述，估计干扰信号的功率和热噪声的功率之间的比值J/N。在步骤903，以上述方式计算乘法增益K_i(ρ)，然后在步骤904，将乘法增益分别应用于信号的同相通道I和正交通道Q。

在本发明的具体实施方案中，省略了估计比值J/N的步骤902，并且比值J/N的预定值是先验设置的，以用于根据信号的模ρ计算乘法增益K(ρ)的单一曲线。

附录1

本附录旨在论证由关系式(1)和(2)给出的原理，从而当非线性函数应用于信号I、Q时，在信号I_最佳和Q_最佳上测量的信噪比是最佳的，如以下关系式所定义，其中P(I,Q)是信号在二维中的概率密度：

为了证明这个原理，认为X是平均值m的非中心随机变量，m对应于实信号，也就是说，对应于单个通道I或Q。寻找独立于m的奇数(或反对称)非线性函数f，该函数f使变量Y＝f(X)的信噪比最大。

P_X,m(X)表示根据x的变量X的概率密度，P_Y,m(y)表示根据y的变量Y的概率密度。

还设定了以下假设：

P_X,m(x)＝P_X,0(x-m)，因为通过平均值m的平移，概率密度是不变的。

∫_[-∞,+∞]P_X,0(x)dx＝1，因为P_X,0是概率密度。

∫_[-∞,+∞]x P_X,0(x)dx＝0，反映了P_X,0的平均值为零的事实。

∫_[-∞,+∞]x² P_X,0(x)dx＝σ²，σ²是X的方差，σ是X的标准差。

可以用公式表示以下属性：

P_X,m(x)＝f’(x)·P_Y,m(y)＝dy/dx·P_Y,m(y)

P_X,m(x)·dx＝P_Y,m(y)·dy

变量X的平均值遵循以下特性：

M_X(m)＝∫_[-∞,+∞]x·P_X,m(x)dx

M_X(m)＝∫_[-∞,+∞]x·P_X,0(x-m)dx

M_X(m)＝∫_[-∞,+∞](x-m)·P_X,0(x-m)dx+m·∫_[-∞,+∞]P_X,0(x-m)dx

M_X(m)＝∫_[-∞,+∞]u·P_X,0(u)du+m·∫_[-∞,+∞]P_X,0(u)du(变量的变化：u＝x–m)

M_X(m)＝m

变量X的方差遵循以下特性：

V_X(m)＝∫_[-∞,+∞](x–m)²·P_X,m(x)dx

V_X(m)＝∫_[-∞,+∞](x–m)²·P_X,0(x-m)dx

V_X(m)＝∫_[-∞,+∞]u²·P_X,0(u)du(变量的变化：u＝x–m)

V_X(m)＝σ²

平均值m表征了变量X中有用信号的份额。

方差σ²表征了变量X中噪声的份额。

变量Y的平均值遵循以下特性：

M_Y(m)＝∫_[-∞,+∞]y·P_Y,m(x)dy

M_Y(m)＝∫_[-∞,+∞]f(x)·P_X,m(x)dx(积分变量的变化)

变量Y的方差遵循以下特性：

V_Y(m)＝∫_[-∞,+∞]y²·P_Y,m(x)dy

V_Y(m)＝∫_[-∞,+∞]f(x)²·P_X,m(x)dx(积分变量的变化)

根据这些特性，可以计算变量X和Y的信噪比。

变量X的信噪比为：S/N_X,m＝(M_X,m)²/V_X,m＝m²/σ²

变量Y的信噪比为：S/N_Y,m＝(M_Y,m)²/V_Y,m

变量Y的平均值为：

对于m<<1且M_Y(0)＝0(因为函数f是奇函数)

还有：

因为P_X,m(x)＝P_X,0(x-m)

变量Y的方差为：

V_Y(m)＝∫_[-∞,+∞]f(x)²·P_X,0(x)dx对于m<<1

对于m<<1，变量Y和变量X之间的信噪比增益R由以下关系式给出：R＝(S/N_Y,m)/(S/N_X,m)＝[∫_[-∞,+∞]f(x)·P_X,0 ^’(x)dx]²/[∫_[-∞,+∞]f(x)²·P_X,0(x)dx]·σ²为了优化信噪比R，给定规律P_X,0(x)，寻找使效率R最大的函数f。如果认为R＝C²/ψ·σ²。

R的优化相当于确定使二次准则最小的最优函数f：

ψ＝∫_[-∞,+∞]f(x)²·P_X,0(x)dx受线性约束：C＝∫_[-∞,+∞]f(x)·P_X,0 ^’(x)dx＝1这个优化问题的解决方案是：f_最佳(x)＝λ·P_X,0 ^’(x)/P_X,0(x)

并且，最大信噪比是：

R_max(P_X,0)＝C²/ψ·σ²＝∫_[-∞,+∞]P_X,0 ^’(x)²/P_X,0(x)dx·σ²。

Claims (14)

1.一种信号接收机(200，300，400)，其用于接收可能被干扰信号(100)干扰的信号，所述接收机包括干扰抑制滤波器，该干扰抑制滤波器包括分别应用于由所述接收机接收和数字化的信号的同相通道(I)和正交通道(Q)的乘法增益(250)，乘法增益的值由接收信号的模ρ的非线性函数K_i(ρ)确定，函数K_i(ρ)确定为使应用乘法增益和解调接收信号之后的信噪比最大，所述接收机包括干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N的估计器(230)，所述非线性函数K_i(ρ)取决于所述比值J/N，所述乘法增益的值是根据所述比值J/N和所述接收信号的模ρ计算的，所述非线性函数K_i(ρ)还取决于所述接收信号的概率密度f(ρ)，该概率密度f(ρ)是信号的模ρ的函数。

2.根据权利要求1所述的信号接收机，其中，非线性函数K_i(ρ)取决于接收信号的概率密度根据模的导数f′(ρ)与接收信号的概率密度f(ρ)之间的比值除以接收信号的模ρ。

3.根据权利要求1或2所述的信号接收机，其中，所述干扰抑制滤波器包括用于计算通过接收信号的同相通道和正交通道接收的信号的模的单元(240)，所述乘法增益(250)由存储非线性函数K_i(ρ)的多个值的存储器实现，所述存储器具有连接到模计算单元(240)的输出端的第一输入端。

4.根据权利要求1或2所述的信号接收机，其中，所述乘法增益(250)由存储非线性函数K_i(ρ)的多个值的存储器实现，所述存储器具有用于接收信号同相通道绝对值的第一输入端以及用于接收信号正交通道绝对值的第二输入端。

5.根据权利要求1所述的信号接收机，其中，干扰信号功率和热噪声功率之间的比值的估计器(230)包括用于计算信号的模的四阶矩的单元。

6.根据权利要求5所述的信号接收机，其中，用于计算四阶矩的单元包括加法器(231)、乘法器(232)和平均滤波器(233)，所述加法器(231)用于将信号的同相通道的2次幂和信号的正交通道的2次幂相加，所述乘法器(232)用于将加法器(231)的输出升高到2次幂。

7.根据权利要求5或6所述的信号接收机，其中，干扰信号功率和热噪声功率之间的比值的估计器(230)进一步包括用于计算信号的四阶矩与信号的二阶矩的2次幂之间的比值的部件。

8.根据权利要求7所述的信号接收机，其包括至少一个自动增益控制装置(211，221)，所述自动增益控制装置配置为根据功率设定值控制接收信号的幅度，信号的二阶矩被认为等于自动增益控制的功率设定值。

9.根据权利要求1或2所述的信号接收机，其中，对于干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N的多个值，根据干扰信号的幅度值和热噪声的标准差，确定接收信号的模的概率密度f(ρ)。

10.根据权利要求3所述的信号接收机，其中，所述存储器具有连接至比值J/N的估计器的输出端的附加输入端。

11.根据权利要求1或2所述的信号接收机，其中，干扰信号(100)具有恒定包络。

12.根据权利要求1或2所述的信号接收机，其中，接收信号是卫星无线电导航信号。

13.一种用于接收可能被干扰信号干扰的信号的方法，其包括以下步骤：

分别接收信号的同相通道(I)和正交通道(Q)，

估计干扰信号功率和热噪声功率之间的比值J/N，

根据接收信号的模ρ的非线性函数K_i(ρ)计算乘法增益，非线性函数K_i(ρ)确定为使应用乘法增益和解调接收信号之后的信噪比最大，

将乘法增益分别应用到数字化信号的同相通道(I)和正交通道(Q)，

其中，所述非线性函数K_i(ρ)取决于所述比值J/N，

所述乘法增益的值是根据所述比值J/N和所述接收信号的模ρ计算的，所述非线性函数K_i(ρ)还取决于所述接收信号的概率密度f(ρ)，该概率密度f(ρ)是信号的模ρ的函数。

14.根据权利要求13所述的方法，其中，非线性函数K_i(ρ)取决于接收信号的概率密度的导数f′(ρ)与接收信号的概率密度f(ρ)之间的比值除以接收信号的模ρ。

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