JP4011854B2

JP4011854B2 - グローバル測位システムのためのマルチチャンネルディジタル受信機

Info

Publication number: JP4011854B2
Application number: JP2000561639A
Authority: JP
Inventors: ログ、アンドレイ・レオニドビッチ
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1998-07-20
Filing date: 1998-07-20
Publication date: 2007-11-21
Anticipated expiration: 2018-07-20
Also published as: JP2002521677A; KR100506198B1; CN1156994C; AU1447599A; WO2000005741A1; EP1061545A1; EP1061545A4; EP1061545B1; KR20010030635A; CN1270700A; US6816539B1; AU754361B2

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線信号の受信システムに関し、より具体的には、グローバル測位システムＧＰＳ（米国）とグローバルナビゲーション衛星システムＧＬＯＮＡＳＳ（ロシア）において使用される疑似雑音シーケンスにより符号化された無線信号の受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
グローバル測位システムＧＰＳ（米国）とグローバルナビゲーション衛星システムＧＬＯＮＡＳＳで、ディジタル信号の受動的な受信機を有するユーザーは、自分の座標（経度、緯度、高度）と時間を正確に定義することができる（「グローバルナビゲーション衛星システムＧＬＯＳＳＮＡＳＳ、インタフェース制御文書」、ＫＮＩＴＶＫＳ、ロシア、１９９５年参照）。また「グローバル測位システム、標準測位サービス、信号仕様」、米国、１９９３年参照）。グローバル測位システム衛星により送信されるナビゲーション無線信号は、多重成分が位相制御された信号であり、約１．６ＧＨｚの搬送波周波数Ｌ１の信号が１０２３文字（ＣＰＳ）あるいは５１１文字（ＧＬＯＳＳＮＡＳ）の長さを有するコヒーレント疑似雑音バイナリーシーケンス±１（πラジアンだけ位相制御）により変調されてなる。変調シーケンスのパルス繰返し周期は、ＧＰＳに対しては１．０２３ＭＨｚであり、ＧＬＯＮＡＳＳに対しては０．５１１ＭＨｚであり、パルス繰返し時間は、１ミリ秒である。ディジタル受信と同様の広域帯ディジタル信号の相関を応用することにより、自然の熱雑音のレベルよりかなり低い所にある非常に低振幅の信号の受信とを間違いなく実行することができる。従って、ＧＰＳＣ／Ａ信号の場合、そのレベルは、−１５７ｄＢｄＢＷから−１６０ｄＢＷであるので、−２０５．２ｄＢＷ／Ｈｚの熱雑音の標準密度と、２ＭＨｚの無線周波数チャンネルの最小域で、−１４．８１ｄＢ．．．−１７．８ｄＢの信号対雑音比を実現する。
【０００３】
更に、広域帯位相制御信号の受信とディジタル処理を応用することにより、しばしば狭域帯振幅変調あるいは周波数変調信号の受信の失敗の結果生ずる狭域帯干渉の悪影響を、実質的に減らすことができる。にもかかわらず、疑似雑音信号（以下ＰＮＳ）のディジタル受信機に対する狭域帯（正弦波）干渉の抑制は、特にその振幅が熱雑音の電力を超える高電力の疑似干渉の場合は、緊急を要する問題である。更に、ＧＬＯＳＳＮＡＳシステムは、ＧＬＯＳＳＮＡＳシステムに基づく受信機に対する信号の周波数分割を有するシステムである一方で、ＧＰＳ／ＧＬＯＳＳＮＡＳが組み合わされた受信機に対しては、無線周波数チャンネルの帯域は、約１０ＭＨｚまで広げられる。「狭相関」法を使用することにより、受信機の無線周波数帯域を広げることができる（Ｊ．Ｄｉｅｒｅｎｄｏｎｃｋ，Ｐ．Ｆｅｎｔｏｒ，Ｎ．Ｆｏｒｄ共著、ＧＰＳ受信機に於ける狭相関器配置の理論と実行、ナビゲーション、ナビゲーション協会誌、第３９巻、第３号、１９９２年秋刊行参照）。無線周波数チャンネルの幅を拡張することで、高電力の狭域帯干渉を受ける確率を高めることになり、その結果、抑制装置を設ける必要がある。
【０００４】
公知の技術の中で、適応アナログ／ディジタル変換器（以下ＡＤＣ）を使用して、ディジタルＰＮＳ受信機動作における狭域帯干渉の影響を減らすことができる方法がある（ＦｒａｎｋＡｍｏｒｏｓｏ，ＪａｃｏｂＬ．Ｂｒｉｃｋｅｒ共著、「組み合わされたＣＷとガウス干渉に於ける適応ＡＤＣの性能」、ＩＥＥＥトランザクションと通信、ＣＯＭ−Ｊ４第３巻、１９８６年３月刊行参照）文献［１］。２ビットの適応ＡＤＣを可変量子化しきい値Δを有するディジタイザとして使用することで、ディジタル相関器の動作における狭域帯干渉を著しく減らすことができる。
【０００５】
また、公知の技術において、多数の疑似雑音信号から成る多成分信号を復号する受信機は、基準値発生器と、多成分ＰＮＳについての入力と増幅係数を制御する信号についての入力を有する自動利得制御器（ＡＧＣ）と、入力がＡＧＣの出力に接続されており、クロック入力が基準値発生器の出力に接続されている多値適応アナログ／ディジタル変換器から成り、該変換器が、その出力から、多成分信号の同相成分Ｉと直交成分Ｑを生成する。受信機は、また、一組のディジタルカウンタと制御装置とを有する。各カウンタは、振幅が予め設定された量子化間隔の範囲内であるチャンネルの中の一つにおいてディジタル化された信号の総量を計算し、制御装置はカウンタの出力値を読み出し、得られたデータの解析結果に基づいて利得制御信号を生成する（ＰａｔｒｉｃＦｅｎｔｏｎ，Ｋｋｗｏｋ−Ｋｉ，Ｋ．Ｎｇ，ＴｈｏｍａｓＪ．Ｆｏｒｄ共著「グローバル測位システムのためのマルチチャンネルディジタル受信機」、米国特許第５，１０１，４１６号参照）。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の要点は、多値のアナログ／ディジタル変換器を有し、２つの隣接する量子化しきい値の間に現れるディジタル化された信号のパーセンテージを計算することによって、ディジタル化された多成分信号のガウス分布関数に対応する分布関数を評価することができる点にある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明の一つの実施形態においては、６レベルの多成分量子化器が設けられており、その出力において、直交成分は、値±１、±２、±３を取ることができる。距離Δの値を量子化しきい値の間で設定することにより、１つのあるいは別の量子化間隔の中で現れるディジタル化された信号の量の必要な比率を達成することができる。本実施形態の中で、σをガウス分布の分散の平方根であるとした場合、量子化間隔Δ＝０．６６σに対応する間隔±１、±２、±３からの信号に対して４９％、３２％、１９％の比を用いることが提示されている。狭域帯干渉の存在に対する所定の分布点からのずれは、ＡＧＣ回路の利得と量子化器出力値を変化させることにより補償することができる。本実施形態の中で、狭域帯干渉の存在は、全ての量子化された値が、６個の量子化された間隔の内の４個においてのみの場合、即ち分布が、±１、±２、±３の間隔からの信号に対して４９％、５１％、０％である場合に記録される。この場合、狭域帯干渉の存在が表明され、量子化しきい値が、±１に対応する間隔の中のディジタル化された値が８５％に、±２に対応する間隔の中のディジタル化された値が−１５％に、±３に対応する間隔の中のディジタル化された値が−０％と等しくなるように変更される。こうすることで、量子化された値の数値は変更され、±１は０に置き換えられる、即ち、しきい値±Δ以下の信号の８５％は無視されて、±２は±１に置き換えられ、±３は０に置き換えられる。従って、さらなる計算の間、Δ＜｜信号振幅｜＜２Δの範囲内で起こるディジタル化された信号の約１５％のみが、相関器のチャンネルの中で、考慮に入れられる。
【０００８】
提供された装置の欠点は、第１に、技術的に複雑な多値の多重ビットのアナログ／ディジタル変換器（Ａ／Ｄ）を必要とするということ、第２に、分布関数のあるいくつかの点で、狭域帯干渉の振幅の大まかな推定のみを行い、そして量子化しきい値を変更するための大まかな利得制御を行うことである。前述の例の中で、我々は、事実、離散している調整値として、４９％、５１％、０％を８５％、１５％、０％に置き換えた。実際、比率Ｖｓｉ／σの各々で、Ａｓｉを正弦波干渉の振幅とし、σをガウス雑音分布とし、有用な信号上の狭域帯干渉の影響を最小とする見地から、量子化しきい値の最良の値を選ぶことができる。
【０００９】
本発明の基本的な目的は、狭域帯干渉の影響を補償して、前述した狭域帯干渉の直接の検出、その振幅の推定、計測された比Ｖｓｉ／σに対する最適の量子化しきい値の設定による欠点を取り除きとができるディジタルＰＮＳ受信機の開発である。３レベルの量子化器（０，±１）でも、量子化しきい値の正しい選択によって、干渉信号を効果的に抑制することができるので、ＡＤＣを最大限度まで簡素化することができる。
【００１０】
この結果は、受信機が、疑似雑音信号の正確なコピーを有する相関器により通常表わされるＰＮＳチャンネルの従来の相関と並行するマルチチャンネル相関器と、疑似雑音信号の（初期−後期:early-minus-late）をコピーする相関器と、狭域帯正弦波干渉を検出するための追加の相関器を具備するという事実により達成される。所定のチャンネルは、直交位相カウントを生成するディジタル制御搬送波発生器を含む。該チャンネルは、また複数のディジタル相関器と直交成分を格納する複数のアキュムレータを備える。相関器は、また所定の期間、各々の量子化間隔中でカウント数をカウントするディジタルカウンタを備える。３レベルの量子化の場合、カウント数は、例えば、Ｎが＞１０^４のような統計的確実性を提供する間隔で計算された−１、０、＋１に等しい。追加チャンネルのアキュムレータから値を読み取り、これらの値をしきい値と比較することで、プロセッサは、狭域帯干渉の存在を判定して、その振幅を評価する。評価されたＶｓｉ／σ比に基づいて、該プロセッサは、各量子化間隔のカウント量の間の最適な関係を判定して、量子化しきい値Δと振幅係数ＡＧＣを調整する。このようにして、しきい値Δの値は、予め設定された量子化間隔の範囲内で量子化された値のカウント量でチェックされる。
【００１１】
上述された本発明の主要部は、正弦波雑音信号が、ＰＮＳ雑音の上に重なったときに、量子化後の信号対雑音比が、基本的に正弦波干渉と量子化しきい値に左右されることから成る。この依存性は、図１により示されており、ここでグラフ（ａ）には純粋の疑似雑音信号が示されており、グラフ（ｂ）には、正弦波干渉と混合されれいる疑似雑音信号が示されている。グラフ（ｂ）の中で、明らかにわかるように、干渉バックグラウンドから区別できるのＰＮＳチップの数は、しきい値をＶ２＞Ｖ１と選択することにより増加する。更に、ＡＤＣＡ＝０の出力の信号がＶ２以下である全てのＶに対応するようにディジタル化数値を設定することで、高電力の正弦波干渉のバックグラウンド上のＰＮＳ分解能の不明確さによる雑音の影響を取り除く。
【００１２】
事実、雑音の多いバックグラウンド上での有効なＰＮＳの選択の問題は、該有効な信号が、熱ガウス雑音と正弦波干渉が混合されたバックグラウンド上で受信されるので、より困難である。従って、正弦波干渉Ｖｏｓｉｎ（ωｔ）の場合の、信号値の確率密度の分布は、下記の関数で説明される：
【数１】

【００１３】
文献［１］の中で述べられている方法を使用し、またガウス熱干渉、正弦波干渉とディジタル信号が、統計的に独立している数値であることを考慮して、下記の有効な増幅係数によって、信号のディジタル化の効率を決定できる。
【数２】

【００１４】
ここでＶｉ、σｉ、Ｖａ、σが、ＡＤＣの前と後での信号の振幅と分散であり、σｉ^２＝Ｎ＋Ｉにおいて、Ｎは、ガウス雑音電力であり、Ｉは、正弦波干渉電力である。
【００１５】
３レベルのアナログ／ディジタル変換器に対するＶａ、σａは次のように求めることができる。
【数３】

【００１６】
ここで、（Ｖａ＝＋１）、（Ｖａ＝−１）、（Ｖａ＝０）が、入力信号Ｖｉと量子化しきい値Δが存在するＡＤＣの出力の数値＋１、−１、０の発生の確率である。入力信号の振幅Ｈ（ｙ）はガウス振幅と正弦波干渉の共通確率分布から決定される。
【００１７】
ρ（ｖ）は正弦波信号分布、Ｇ（ｖ）は分布σにより完全に特徴付けられたガウス熱雑音分布である。数値計算に対して、無限小の積分としての値Ｈ（ｙ）とＰ（Ｖａ）は、ガウス分布関数をゼロに等しいとみなされる値に置き換えられる。通常は値３σで充分である。このようにして、次式の計算式が成立する。
【数５】

【００１８】
ここでＶ０が、正弦波干渉の振幅である。値Ｖａは次のように確率値Ｐから計算される。
【００１９】
Ｅ（Ｖａ）≡Ｖａ＝（−１）×Ｐ（Ｖａ＝−１）＋（＋１）×Ｐ（Ｖａ＝＋１）
Ｖａの小ささに対する許容誤差は
σａ≡Ｅ（Ｖａ ^２）＝Ｐ（Ｖａ＝−１）＋Ｐ（Ｖａ＝＋１）
従って、検出された信号の振幅、正弦波干渉信号およびガウス雑音分布の間の比率を知ることで、有効利得Ｇを計算することができる。
【００２０】
ΔとＶｉ上の最適値Ｇの依存性の解析は、Ｖｉ＜＜Ｖｏ、Ｖｏ＜＜σの場合、ＧがほとんどＶｉに左右されないことを示した。正弦波干渉振幅の雑音分散Ｖｏ／σに対する比率次第で、我々は、次の簡素化されたしきい値Δの設定の選択を提供できる。
【００２１】
Ｖｏ≦０．５σの場合、０回目カウント量＝５０％、＋１の量＝５０％
０．５σ＜Ｖｏ＜２σの場合、０回目カウント量＝０％、±１の量＝３０％
Ｖｏ＝２σの場合、０回目カウント量＝８５％、±１の量＝１５％
前述した分析は、３レベル量子化の場合のために行われたが、いかなる量のレベルでもＡＤＣに対して簡単に拡張できる。
【００２２】
また、狭域帯干渉検出器は追跡チャンネルからコード発生器を取り外した形態として構成することができることに留意すべきである。すなわち、狭域帯干渉検出器は疑似雑音シーケンスの代わりに単に１を生成するコード発生器を有する。
【００２３】
【発明の実施の形態】
図１は、正弦波干渉が存在するときの量子化しきい値の選択の重要性を例示する材料を示している。
【００２４】
（ａ）は、求められている信号ＰＮＳを示しており、（ｂ）は、狭域帯干渉と共にＰＮＳを示している。量子化しきい値Ｖ２＞Ｖ１の増加の際、正弦波雑音のバックラウンドの増加上で明確に判別できる可能性があるＰＮＳチップの数が、増加するということは、容易に理解できる。図２は、ＰＮＳ受信機のブロック図を示している。該受信機を、条件付きで、無線周波数部分とディジタル部分に分けることができる。標準的な無線周波数部分は、直列に接続されている第１高周波数バンドパスフィルタ１、低雑音増幅器２、入力信号の初期の増幅とフィルタリングを実行する第２高周波数バンドパスフィルタ３からなる入力無線周波数ブロックから成る。増幅された信号はミキサ４において中間周波数信号に変換され、ミキサの出力は高調波を抑制するＩＦバンドパスフィルタ５に供給される。ミキサ４の第２入力には、電圧制御発生器（ＶＣＧ）１４の信号が供給され、発生器１４は、基準値発生器１１、分周器１３、位相検出器１２および低周波バンドパスフィルタ１６により形成されているＡＦＣループにより制御される。分周器１５と共に電圧制御発生器１４は、ＡＤＣ７とプロセッサ１０の動作に対する基準周波数源でもある。ＩＦフィルタ５の出力からの信号はＡＧＣ６の入力に供給され、その増幅係数はディジタルアナログ変換器（ＤＡＣ）８の中で制御電圧に変換されたディジタル信号に基づいてプロセッサにより制御される。分周器１３、１５の除数係数の選択次第で、このような無線周波数チャンネルの回路を、ＧＰＳとＧＬＯＮＡＳＳ信号の双方に対して実現できる。ＡＧＣ回路の中で増幅されたアナログ信号は、多値アナログ／ディジタル変換器７の中でディジタル化される。ＡＤＣ７は、量子化しきい値を制御するための制御入力を有しており、これは、ＤＡＣ８を経由してプロセッサ１０の出力に接続されている。ディジタル化の後で、信号は、特定のＰＮＳの追跡と復号を実行して、狭域帯干渉を検出するマルチチャンネル相関器９の入力に供給される。プロセッサ１０は、相関器９の直交出力を格納しているアキュムレータから情報を読み出し、ＧＰＳのコードシーケンスとＧＬＯＮＡＳＳに割り当てられた周波数との組合せを判定することによってチャンネル追跡の操作を制御し、周波数とコードの追跡のサイクルを閉じることでマスター発生器の周波数と相関器チャンネル用のコード発生器の周波数を設定し、ＡＧＣ６の利得を制御、およびダブルＤＡＣ８中のアナログ信号に変換されるＡＤＣ７の量子化しきい値を設定するためのディジタル制御信号を生成する。一定の量子化しきい値でのＡＧＣ中の増幅の変更が、一定の増幅レベルの所でのＡＤＣしきい値の変更と等しいので、ＡＧＣ、あるいはＡＤＣのしきい値のみを制御するためのバージョンもまた可能である。しかし、柔軟な制御を提供することが可能であるので、前者のバージョンのほうがより好ましい。例えば、ＡＤＣしきい値を制御することで、アナログ回路の中のゼロドリフトを補償することが可能である。ＡＤＣ７を、直交量子化あるは実(real)量子化器として実現できる。この例において、実ＡＤＣが考慮されている。
【００２５】
図３は、ディジタル相関器のブロック図である。この相関器は、各々のチャンネルが自分自身のＰＮＳを追跡する一組の同一追跡チャンネル１７、狭域帯干渉を検出するためのチャンネル１８および統計ブロック１９から成る。統計ブロック１９は、例えば、３レベルＡＤＣの出力での０、＋１、−１カウント量のような、特定の間隔時間に対する各量子化間隔に当てはまるＡＤＣ出力のカウントの数を計算する。統計ブロックのカウンタは、プロセッサにより読み取られる。狭域帯干渉を検出するためのチャンネル１８は、プロセッサ２０の入力に対する相関器の直交出力のアキュムレータのカウントを形成する。図４は、追跡チャンネルのブロック図である。チャンネルの入力には、２個の無線周波数チャンネル、即ちＣＰＳとＧＬＯＳＳＮＡの出力から取り出すことができるディジタル信号が供給される。必要なチャンネルが、入力信号切り替え回路２１において選択され、直交ミキサ２３、２４の中の搬送波発生器２２からのディジタル信号と混合される。そして、搬送波を取り除いた信号の直交成分は、コードシーケンス（Ｐ）の正確なコピー、及び乗算器２７、２８の中の信号（Ｅ−Ｌ）の差分（初期−後期）のコピーと乗算される。疑似乱数符号化シーケンスのコピーは、以下の操作の結果として形成される。即ち、コード周波数発生器２９が、疑似乱数シーケンス（ＰＳＳ）の独特のコードに基づいて入力列を変調するＰＳＳ発生器３０の入力に供給される一連のクロックパルスを形成する。結果として生じたパルス列は、追跡モードの中で、正確な差動ＰＳＳを出力する整形遅延ＰＳＳ３１の入力に供給される。検索モードにおいて、整形遅延ＰＳＳ３１は、ＰＳＳ信号の初期と後期のコピーを形成する。チャンネルの作動モードは、その入力が双方向バスを経由してプロセッサに接続されており、またその出力がチャンネル動作を判定する装置２１、２２、２９、３０、３１に接続されているチャンネル制御レジスタ３２を用いて制御される。データバス３７を経由してプロセッサにより読み込まれた、乗算器２５、２６、２７、２８の出力からの相関関係の結果は、アキュムレータ３３、３４、３５、３６の中に格納される。検索と追跡をチェックするために、プロセッサは、装置２１、２２、２９、３０、３１から記録と読み出しを実施する。作動の間、プロセッサは、追跡チャンネルの各装置への情報の記録、あるいは該装置から情報の読み出しを実行する。チャンネルを制御するレジスタ３２は、システム（ＧＰＳ／ＧＬＯＮＡＳＳ）上の情報とチャンネルの作動モード（検索／故障診断）に関する情報を内蔵しており、これらの情報はプロセッサにより読み込まれ、他方でプロセッサは、チャンネル操作をチェックすることで、これ等のレジスタのパラメータを変更できる。搬送波発生器２２は、計測の時のプロセッサ出力のための搬送波周波数の全位相を生成する。該プロセッサは、他方で、搬送波発生器の中で、周波数追跡プロセスを制御する新しい周波数値を記録する。コード−周波数発生器２９は、コードの全位相をプロセッサに供給するために疑似範囲を定義するための計測の時、コードの全位相を計算する。他方で、プロセッサは、コード追跡プロセスを行う周波数コードの新しい数値を発生器の中に記録する。ＰＳＳ発生器３０は、プロセッサにより読み出されて変更でき、システムが明確なＰＮＳを追跡するためのチャンネルを割り当てることができる、バイナリ疑似シーケンスを形成するレジスタを備える。
【００２６】
図５は、狭域帯干渉検出チャンネルのブロック図である。所定のチャンネルが、追跡チャンネルの簡素化された回路であることが分かる。入力信号切り替え回路３８の出力からのディジタル信号は、直交ミキサ４０、４１の入力に供給され、ここで、この信号は、ディジタル搬送波発生器３９の直交出力により乗算される。結果として生じた相関関係は、アキュムレータ４２、４３の中に格納され、この関係は、バス４４を経由してプロセッサにより読み出すことができる。
【００２７】
図５と図６は、２ビットのアナログ／ディジタル変換器の操作の特徴を示している。図５は、重み係数±Ｒによる４ビットＡＤＣの操作を図示している。０＜Ｕ＜Δ、−Δ＜Ｕ＜０の信号は、出力＋１に対応する。信号Δ＜Ｕ、Ｕ＜Δは、出力±１に対応する。信号Δ＜Ｕ、Ｕ＜Δは出力±Ｒに対応し、重み係数Ｒは一般に変化し得る。図６は、３レベルのＡＤＣの操作を図示しており、このＡＤＣの中で、入力Ｕ＜−Δ、−Δ＜Ｕ＜Δ、Δ＜Δが、出力−１、０、＋１に対応する。
【００２８】
【発明の効果】
従って、上記で考慮した事項から、本発明によるグローバル測位システムのためのディジタル受信機は技術的に実現可能であり、産業用に適し、市販可能で、狭域帯干渉の影響下で、ＧＰＳとＧＬＯＮＡＳＳシステムの疑似雑音信号の有効な受信の技術的タスクを決定する
【図面の簡単な説明】
【図１】ＰＮＳを受信したとき、および量子化しきい値Δを選択したときの狭域帯干渉の効果を示す図。
【図２】ＰＮＳでディジタル受信機のブロック図。
【図３】狭域帯干渉を検出するためのチャンネルを含むディジタル相関器のブロック図。
【図４】ディジタル相関器の追跡チャンネルのブロック図。
【図５】狭域帯干渉を検出するためのディジタル相関器のチャンネルのブロック図。
【図６】２ビット４レベル量子化器に対するＡＤＣ出力の数値を示すグラフ。
【図７】２ビット３レベル量子化器に対するＡＤＣ出力の数値を示すグラフ。
【符号の説明】
１…高周波バンドパスフィルタ
２…低雑音増幅器
４…ミキサ
５…ＩＦバンドパスフィルタ
６…ＡＧＣ
７…多値アナログディジタル変換器
８…ＤＡＣ
９…多チャンネル相関器
１０…プロセッサ
１１…基準値発生器
１２…位相検波器
１３、１５…分周器
１４…電圧制御発生器
１６…低周波数
１７…追跡チャンネル
１８…狭帯域干渉
１９…統計ブロック
２０…プロセッサ
２１、３８…入力信号切り替え回路
２２…搬送波発生器
２３、２４、４０、４１…直交ミキサ
２７、２８…乗算器
２９…コード−周波数発生器
３０…ＰＳＳ発生器
３１…遅延ＰＳＳ整形器
３２…チャンネル制御レジスタ
３７…双方向バス
４２、４３…アキュムレータ

Claims

疑似雑音シーケンスにより変調された複数の無線信号から成る多成分無線信号の受信と復号のための装置であって、
受信アンテナに入力が接続されており、高周波数入力信号を中間周波数信号に変換する無線周波数ブロックと、
前記無線周波数ブロックに入力が接続されており、前記中間周波数信号を増幅し、増幅率の調整のための制御入力を有する自動利得制御ブロックと、
３レベル以上の量子化レベルを含み、前記自動利得制御ブロックの出力に接続される入力を有するアナログ／ディジタル変換器と、
前記アナログ／ディジタル変換器のディジタル出力に接続される入力を有し、各々が送信された疑似雑音信号のセットの一つの追跡と復号を行う同一の追跡チャンネルのセットを有する多チャンネルディジタル相関器と、
前記アナログ／ディジタル変換器の出力が接続される入力を有し、特定の時間、各量子化間隔の中で現れる前記アナログ／ディジタル変換器の出力をカウントするディジタルカウンタと、
双方向データバスを介して前記ディジタル相関器とディジタルカウンタに接続され、前記自動利得制御ブロックの制御入力に接続される制御出力を有し、前記多チャンネルディジタル相関器のチャンネルから情報を読出し、擬似雑音信号の周波数、位相、符号の追跡サイクルを閉じることにより、相関チャンネルと前記自動利得制御ブロックの動作を制御するプロセッサ装置とを具備し、
前記多チャンネルディジタル相関器が、ディジタル搬送波発生器、直交ミキサ、アキュムレータからなり正弦波干渉を検出するための追加チャンネルを具備し、前記アキュムレータの出力からの情報が前記プロセッサ装置で読出され、干渉の存在の有無が検出され、振幅が評価され、従って前記プロセッサ装置が前記自動利得制御ブロックの中の信号の振幅を制御し、
前記多チャンネルディジタル相関器は、各々が送信された疑似雑音信号のセットの一つの追跡と復号を行う同一の追跡チャンネルのセットと、ディジタルカウンタとを具備し、
前記追跡チャンネルは遅延信号の応答を発生する発生器、直交ミキサ、アキュムレータから成り、前記遅延信号の応答を発生する発生器はディジタル制御搬送波発生器と、ディジタル制御コード発生器とから成り、前記ディジタル制御コード発生器は、前記ディジタル制御搬送波発生器の出力が変調されず、追跡チャンネルが正弦波干渉を検出するための検出チャンネルに変形されるように外部のコマンドに従って取り外されることを特徴とする装置。
前記アナログ／ディジタル変換器は入力アナログ信号と関連してより正確に量子化しきい値を設定できるように、前記プロセッサ装置の制御出力に接続される制御入力を具備することを特徴とする請求項１に記載の装置。