KR20010030635A

KR20010030635A - 지상 위치 탐색 시스템용의 다중 채널 디지털 수신기

Info

Publication number: KR20010030635A
Application number: KR1020007002967A
Authority: KR
Inventors: 록안드레이엘.
Original assignee: 윤종용; 삼성전자 주식회사
Priority date: 1998-07-20
Filing date: 1998-07-20
Publication date: 2001-04-16
Also published as: US6816539B1; CN1270700A; EP1061545B1; JP4011854B2; WO2000005741A1; KR100506198B1; JP2002521677A; CN1156994C; AU754361B2; EP1061545A1; EP1061545A4; AU1447599A

Abstract

본 발명은 디지털 무선 신호의 수신 장치, 특히 지상 위치 탐색 시스템(GPS: Global Positioning System)(미국) 및 지상 항법 위성 시스템(GLONASS: Global Navigational Satellite System)(러시아)에서 사용되는, 의사 잡음 시퀀스(pseudonoise sequence)에 의해 인코딩되는 무선 신호를 수신하기 위한 수신기에 관한 것이다. 상기 수신기는 프로세서의 제어하에 자동 이득 제어장치, 다중레벨 아날로그-디지털 변환기, 및 디지털 캐리어 발생기와 직교 위상 혼합기와 누산기로 구성되는 사인곡선 간섭 신호를 검출하기 위한 부가적인 상관기 채널을 사용하여 협대역 간섭의 영향을 보상할 수 있고, 상기 누산기의 출력단에서 제공되는 정보는 프로세서 장치에 의해 독출되고, 상기 프로세서 장치는 간섭의 존재 여부를 검출하고 그 진폭을 계산하며 자동 이득 제어 장치에서의 신호의 증폭후 제어 동작을 수행한다.

Description

지상 위치 탐색 시스템용의 다중 채널 디지털 수신기{MULTICHANNEL DIGITAL RECEIVER FOR GLOBAL POSITIONING SYSTEM}

상기 지상 위치 탐색 시스템 및 지상 항법 위성 시스템으로 인해, 수동 수신기를 지니고 있는 사용자는 자신의 좌표(경도, 위도,고도), 및 시간(참고,"지상 항법 위성 시스템-GLONASS. 인터페이스 제어 도큐먼트(Interface Control Document)"KNITS VKS 러시아, 1995년)에 대한 정확한 정의를 수행할 수 있다("지상 위치 탐색 시스템, 표준 위치 탐색 서비스(Standard Positioning Service), 신호 내역(Signal Specification)" (미국), 1993년 참조). 상기 지상 위치 탐색 시스템에 의해 송신되는 항법 무선 신호(navigational radio signal)는, 약 1.6 GHz의 캐리어 주파수 L1의 신호가 1023 특성(GPS) 또는 511 특성(GLONASS)의 길이를 갖는 간섭 의사잡음 2 진 시퀀스(coherent pseudonoise binary sequence) ±1(π래디언 위상 조작)에 의해 변조되는, 다중 성분 위상-조작 신호이다. 변조 시퀀스의 펄스-반복율은 상기 GPS인 경우 1.023이고, 상기 GLONASS인 경우 0.511이며, 펄스 반복 기간은 1ms이다. 유사한 광대역 디지털 신호의 디지털 수신 및 상관처리(correlation) 방법을 적용함으로써, 자연 열 잡음(natural thermal noise)의 레벨보다 훨씬 낮은 저 진폭 신호를 성공적으로 수신하고 디코딩할 수 있다. 따라서, GPS C/A 신호의 경우, 그 레벨은 -157 dB dBW 내지 -160 dBW이므로 -205.2 dBW/Hz의 열 잡음의 표준 밀도 및 2 MHz의 무선 주파수 채널의 최소 대역으로 인해, 신호대 잡음비는 -14.81dB...-17.8dB이 된다.

또한, 광대역 위상 조작 신호의 수신 및 디지털 처리 방법을 적용함으로써, 협대역 간섭의 부정적인 효과를 실질적으로 감소시켜 협대역 진폭 변조 또는 주파수 변조 신호를 수신하지 못할 수도 있다. 그럼에도 불구하고, 상기 열 잡음의 진폭보다 큰 진폭을 갖는 고 전력 의사잡음 간섭의 경우, 의사잡음 신호(PNS)의 디지털 수신기에 대한 협대역(사인곡선) 간섭에 대한 억압이 절실히 요구된다. 더욱이, GLONASS 시스템은 이 GLONASS 시스템에 근거한 수신기에 대해 신호의 주파수 분할 기능을 갖는 시스템인 반면, 결합형의 GPS/GLONASS 수신기의 경우, 무선 주파수 채널의 대역폭은 약 10 MHz로 넓어진다. 또한, "협대역 상관기(narrow correlator)" 기술을 사용함으로써, 수신기(J.Dierendonck, P.Fentor, N.Ford, "Theory and Performance of Narrow Correlator Spacing in GPS Receiver",Navigation: Journal of the Institute of Navigation의 가을호 제 39 권 No.3 참조)의 무선 주파수 대역의 폭이 넓어진다. 상기 무선 주파수 채널의 대역폭의 범위가 확대됨으로써, 고 전력 협대역 간섭을 포착할 수 있는 확률이 증가하고, 그 결과, 그 억압 수단을 제공하는 것이 필요하다.

협대역 간섭이 디지털 PNS 수신기의 동작에 미치는 영향을 줄일 수 있는 적응 아날로그-디지털 변환기를 사용하는 방법은 종래 기술분야에 공지되어 있다(Frank Amoros, Jacob L. Bricker, "Performance of the Adaptive ADC in Combined CW and Gaussian Interference, IEEE Transaction and Communication, vol COM-J4, No.3,1986년 3월 참조)［1］. 가변 양자화 임계값 Δ를 갖는 디지타이저(digitizer)로서 2 비트 적응 ADC를 사용하면, 상기 협대역 간섭이 디지털 상관기에 미치는 영향을 상당히 줄일 수 있다.

또한 수 많은 의사 잡음 신호들로 구성되는 복합 신호를 디코딩하기 위한 수신기가 공지되어 있는데, 상기 수신기는 기준 발생기(reference generator), 복합 PNS를 위한 입력단과 증폭 인자를 제어하는 신호를 위한 입력단을 구비한 자동 이득 제어(AGC:automatic gain control) 장치, AGC 출력단에 연결되는 출력단과 상기 기준 발생기의 출력단에 연결되는 클록 입력단을 구비하고 출력단에서 상기 복합 신호의 정합 위상 I 및 직교 Q 성분을 발생시키기 위한 다중 레벨 적응 아날로그-디지털 변환기를 포함한다. 또한, 상기 수신기는 각 카운터가 예비 설정된 양자화 구간내에 있는 진폭을 갖는 채널들 중 한 채널의 디지털화된 신호의 양을 계산하는 일련의 카운터와, 상기 카운터의 출력값을 판독함은 물론, 얻어진 데이터의 분석에 기초하여 이득 제어 신호를 발생시키는 제어 장치를 구비한다(Patric Fenton, Kkwok Ki K, Ng,.Thomas J.Ford, "Multichannel Digital Receiver for Global Positioning System", 미국 특허 제 5,101,416 호).

본 발명의 주요 기술적 사상은, 다중 레벨 아날로그-디지털 변환기를 구비하고 두 개의 인접한 양자화 임계값들간에 나타나는 디지털화된 신호들의 비율을 계산함으로써, 가우스 분포에 해당하는 디지털 복합 신호의 분포 함수를 평가할 수 있다. 따라서, 본 발명의 일 실시예에서, 6-레벨 복합 양자화기가 제공되고, 상기 복합 양자화기의 출력단에서 직교 성분들이 ±1, ±2, ±3 값을 취할 수 있다. 양자화 임계값들간의 Δ간격의 값을 설정함으로써, 하나 또는 또 다른 양자화 구간에서 나타나는 필요한 디지털 신호의 양의 비를 달성할 수 있다. 본 실시예에서, 양자화 구간 Δ=0.66σ(여기서, σ는 가우스 분포의 분산으로 부터 얻은 제곱근임)에 해당하는 구간들 ±1, ±2, ±3으로부터 발생된 신호에 대한 비율 49%,32%,19%를 사용할 수 있다. 주어진 분산 지점들로부터 협대역 간섭이 존재한다는 사실이 유도되고, 상기 협대역 간섭은 AGC 회로의 이득값 및 양자화기의 출력값을 변화시킴으로써 보상될 수 있다. 본 실시예에서, 모든 양자화 값들이 6 개의 양자화 구간 중 4 개의 구간에만 존재하는 경우, 즉 ±1, ±2, ±3의 구간들로부터 발생된 신호들에 대한 분포율이 이 49%, 51%, 0%인 경우, 상기 협대역 간섭이 존재하는 사실이 기록된다. 이 경우에, 언급된 협대역 간섭 및 양자화 임계값이 변경됨으로써, ±1에 해당하는 구간의 디지털 값의 양은 85%, ±2-15%, ±3-0%가 된다. 이렇게 함에 있어, 양자화 값의 수치값들은 변경된다. 즉, ±1은 0으로 대체된다. 다시말해, 상기 양자화 임계값 ± Δ이하인 신호의 85%는 무시되고, ±2는 ±1로 대체되고 ±3은 0으로 대체된다. 따라서, 추가 계산과정을 수행하는 동안, Δ〈ㅣ신호 진폭 ㅣ〈 2Δ범위내에서 발생하는 디지털 신호의 단지 약 15%만이상관기 채널에서 고려된다.

상기 제공된 장치의 단점은, 첫째, 기술적으로 복잡한 다중 레벨 다중 비트 아날로그-디지털 변환기(A/D)의 적용을 필요로 하고, 둘째, 분포 함수의 일부 지점에서 상기 협대역 간섭의 진폭을 단지 개산(槪算:어림셈)할 수 있을 뿐이므로, 결과적으로 양자화 임계값을 변경하기 위해 개략적인 이득 제어만 가능하다는 점이다. 상기 예에서 알 수 있는 바와 같이, 사실상 이산 조정(discrete adjustment)값을 갖는다. 즉, 49%,51%,0%는 85%,15%,0%로 대체된다. 실제로, 각 비율 Vsi/σ(여기서, Vsi는 사인곡선 간섭 진폭이고, σ는 가우스 잡음 분산임)로, 유용한 신호에 미치는 상기 협대역 간섭의 최소 영향의 관점에서 최상의 양자화 임계값을 선택할 수 있다.

본 발명은 디지털 무선 신호를 수신하기 위한 시스템에 관한 것으로서, 보다 구체적으로는, 지상 위치 탐색 시스템(GPS: Global Positioning System)(미국) 및 지상 항법 위성 시스템(GLONASS: Global Navigational Satellite System)(러시아)에서 사용되는, 의사 잡음 시퀀스(pseudonoise sequence)에 의해 인코딩되는 무선 신호를 수신하기 위한 수신기에 관한 것이다.

도 1은 협대역 간섭이 PNS 수신 및 양자화 임계치 Δ의 선택에 미치는 영향에 대해 나타낸 파형도.

도 2는 PNS 디지털 수신기의 구성을 도시한 블록도.

도 3은 협대역 간섭을 검출하기 위한 채널을 구비하는 디지털 상관기를 도시한 블록도.

도 4는 디지털 상관기의 추적 채널의 구성을 도시한 블록도.

도 5는 협대역 간섭을 검출하기 위한 디지털 상관기의 채널의 구성을 도시한 블록도.

도 6은 2-비트 4-레벨 양자화기(quantizer)의 ADC 출력값을 도시한 그래프.

도 7은 2-비트 3-레벨 양자화기(quantizer)의 ADC 출력값을 도시한 그래프.

본 발명의 목적은 협대역 간섭이 미치는 영향을 보상하고 협대역 간섭의 직접적인 검출, 그 진폭의 평가 및 측정된 비율 Vsi/σ에 대한 최적의 양자화 임계값의 설치로 인해 전술한 단점들을 제거할 수 있도록 개발된 디지털 PNS 수신기를 제공하는데 있다.

또한, 주어진 해결 방법을 통해 ADC는 최대한으로 단순화되는데, 그 이유는 3 개 레벨 양자화기(0,±1)로 인해 양자화 임계값의 정확한 선택에 의해 간섭 신호를 효과적으로 억압할 수 있기 때문이다.

이러한 결과는, 의사 잡음의 정확한 모방 기능(exact copy)을 갖는 상관기 및 상기 의사 잡음의 초기-마이너스-후기 모방 기능(early-minus-late copies)을 갖는 상관기에 의해 표시되는 PNS 채널의 종래의 상관기능에 못지않게, 협대역 사인 곡선 간섭을 검출하기 위한 부가적인 상관기를 구비하는 다중 채널 상관기가 설치된 수신기에 의해 달성된다. 상기 주어진 채널은 직교 위상 카운트값을 발생시키는 디지털 제어 캐리어 발생기(digital controlled carrier generator)를 포함한다. 또한, 상기 채널은 디지털 상관기(digital correlator) 및 직교 성분들을 저장하기 위한 누적기(accumulators)을 포함한다. 상기 상관기는 소정의 시간동안 각각의 양자화 구간에서 카운트값의 수 카운트하기 위한 디지털 카운터를 포함한다. 3 레벨 양자화인 경우, 이러한 카운트값은 예컨대, 10⁴보다 큰 N 카운트값과 같은 통계적인 보장을 제공하는 구간에서 계산된 -1,0,+1이다. 부가적인 채널의 누산기로부터 누산값들을 판독하고 이들 판독된 값들을 검출 임계값과 비교함으로써, 프로세서는 협대역 간섭의 존재여부를 판단하고, 그 진폭값을 구한다. 계산된 Vsi/σ 비율에 따라, 상기 프로세서는 각각의 양자화 구간에 대해 카운트값의 양간에 최적의 관계를 결정하고, 상기 양자화 임계값 Δ 및 증폭 인자 AGC를 조절한다. 따라서, 상기 양자화 임계값 Δ는 예비설정된 양자화 구간내에서 양자화된 값의 카운트 양에 의해 검사될 수 있다.

본 발명의 기술적 핵심 사상은 사인곡선 잡음 신호가 상기 PNS 잡음상에 중첩되는 경우, 양자화 과정이후의 신호대 잡음비가 근본적으로 사인곡선 간섭 및 양자화 임계값에 따라 변한다는데 있다. 이러한 신호대 잡음비의 종속 관계가 도 1에 도시된다. 도 1의 그래프 1(a)에는, 순수 의사 잡음 신호(pure pseudonoise signal)가 도시되고, 도 1의 그래프 1(b)에는, 동일신호이면서 사인곡선 간섭을 갖는 혼합 신호가 도시된다. 그래프 1(b)에서 명백히 알 수 있는 바와 같이, 간섭 백그라운드에서 구별될 수 있는 PNS 칩의 수는 임계값 V2 ＞ V1의 선택시 증가한다. 이외에도, ADC의 출력단에서의 신호 A=0가 ＜V2신호중 모든 V에 대응하도록 하는 방식으로 수치값을 설정함으로써, PNS 리솔루션(resolution)의 불명확성(ambiguity)에 의해 야기된 잡음이 고 전력 사인곡선 간섭의 백그라운드에 미치는 영향을 제거할 수 있다.

사실상, 잡음 백그라운드상에서 유용한 PNS를 선택하는 문제는 훨씬 더 어려운데, 그 이유는 유용한 신호는 열 가우스 잡음과 사인곡선 간섭의 혼합 신호의 백그라운드상에서 수신되기 때문이다. 따라서, 사인곡선 간섭 VOsin(ωt)의 경우, 신호값의 확률 밀도의 분포는 다음과 같은 함수에 의해 설명된다.

ρ(v)=,｜v｜≤v₀

ρ(v)= 0,｜v｜＞v₀,

［1］에서 언급된 방법을 사용하고, 가우스 열 간섭, 사인곡선 간섭 및 디지털 신호는 통계적으로 독립된 값들이라는 사실을 고려하면, 효과적인 증폭 인자를 통해 신호의 수치화의 효율성을 결정할 수 있다:

G =,

여기서, Vi,σｉ,Va,σa는 ADC 전후 신호의 진폭 및 분산이고, σｉ²=N+I, 여기서, N은 가우스 잡음 전력이고, I는 사인곡선 간섭 전력이다.

상기 3 레벨 아날로그-디지털 변환기의 Va,σa는 다음과 같은 계산식을 통해 계산될 수 있다.

P(Va=+1)=,

P(Va=-1)=,

P(Va= 0)=

여기서, (V=+1), (V=-1), (V=0)는 입력 신호 V_i및 양자화 임계값 Δ의 존재시 상기 ADC 의 출력단에서 값 +1,-1,0이 발생할 확률임. 입력 신호 진폭(y)의 분산 밀도는 가우스 및 사인곡선 간섭의 진폭의 공통 확률 분포로부터 결정된다:

H(y)=

ρ(v)=,｜v｜≤v₀

ρ(v)= 0, ｜v｜＞v₀,는 사인파 신호 분포.

G(v)=

는 전적으로 분산 σ에 특징이 있는 가우스 열 접음 분산이다. 수치 계산을 위해, 무한 적분인 H(y) 및 P(Va)의 값은 가우스 분포 함수가 0으로 고려되는 값으로 대체된다. 일반적으로, 값 3σ로 충분하다. 따라서, 계산식은 다음과 같은 형태를 취할 것이다.

P(Va= 1)=

P(Va=-1)=

여기서, Vo는 사인곡선 간섭의 진폭이다.

값 Va는 확률 값으로부터 계산된다:

E(Va)≡V=(-1)*P(V_a=-1)+(+1)*P(V_a+1)∼(=

V_a값이 작으면, σa≡E(V² _a)=P(V_a=-1)+P(V_a=+1).

따라서, 검출된 신호의 진폭, 사인곡선 간섭 신호와 가우스 잡음 분산간의 비율을 알고 있는 효과적인 이득 G를 계산할 수 있다.

Δ 및 Vi에 대한 최적값 G의 종속관계 분석을 통해, Vi≪ Vo, Vo≪ σ이면, G는 Vi에 대한 종속성이 매우 낮다는 사실이 확인되었다. 사인곡선 간섭 진폭대 잡음 분산의 비율 Vo/σ에 따라, 다음과 같은 단순화된 임계값 Δ의 설치 선택을 제공할 수 있다:

Vo≤0.5σ에서, 0 번째 카운트값의 양= 50%, +1의 양= 50%;

0.5σ〈 Vo〈 2σ에서, 0 번째 카운트값의 양= 0%, +1의 양= 30%;

Vo= 2σ에서, 0 번째 카운트값의 양= 85%, +1의 양= 15%.

상기한 분석은 3 레벨 양자화인 경우에 수행되었다. 그러나, 어떤 레벨의 양으로 ADC를 위해 상기 분석이 쉽게 연장될 수 있다.

협대역 간섭 검출기는 단속 코드 발생기(disconnected code generator)를 구비한 트래킹 채널 상관기(tracking channel correlator)의 형태로 제조될 수도 있다는 사실에 유념해야 한다. 즉, 코드 발생기는 의사 잡음 시퀀스대신 1을 간단히 발생시켜야 한다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 다층 인쇄 회로 카드를 포함하는 전자 유닛으로서, 계면 연결부의 금속화 구멍에 의해 인쇄 도체들의 계면 연결 동작이 수행되고 그 외부 전층들은 도체, 접촉 영역 및 전자 소자들을 구비하고 그 내부 도전층들은 도체, 금속화된 접지 및 전원면(metallized ground and power supply planes)을 구비하는 동시에 상기 금속화 접지 및 전원면과 전기적으로 연결되지 않는 윈도우가 상기 계면 연결부의 금속화 구멍들 주위에 배치되는 전자 유닛이 제공되고, 상기 전자 유닛은, 상기 다층 인쇄 회로 카드의 상기 인쇄 도체 및 상기 전자 소자들은 함께 순차적으로 연속된 구역에 배치 분류되고, 그 중 제 1 구역은 위성 무선 항법 시스템으로 수신된 신호들에 대해 아날로그 변환과정을 수행하는 전자 소자들을 배치 할당하기 위한 구역에 해당하고, 그 중 제 2 구역은 상기 수신된 신호들에 대해 아날로그-디지털 변환과정을 수행하는 전자 소자들을 배치 할당하기 위한 구역에 해당하며, 그 중 제 3 구역은 상기 수신된 신호들에 대해 디지털 변환과정을 수행하는 전자 소자들을 배치 할당하기 위한 구역에 해당하고, 상기 전자 소자들은 6 개의 도전층을 구비한 인쇄 회로 카드의 표면상에 장착되고, 상기 6 개의 도전층중 내부 제 2 도전층은 상기 각 구역에 접지면을 갖고, 제 3 도전층은 상기 제 1 구역 및 제 2 구역의 전원 도체 및 상기 제 3 구역의 부가적인 도체들을 가지며, 제 4 도전층은 상기 제 1 구역 및 제 2 구역의 부가적인 도체 및 상기 제 3 구역의 금속화된 전원면을 갖고, 제 5 도전층은 상기 제 1 구역의 접지면 및 상기 제 2 구역 및 제 3 구역의 부가적인 도체들을 가지며, 상기한 경우에, 상기 다층 인쇄 회로 카드의 상기 제 2 도전층에 형성되는 접지면들은 상기 다층 인쇄 회로 카드의 상기 외부 제 1 도전층 및 제 6 도전층의 상기 구역들간에 전기적 연결동작을 수행하는 연결 신호 도체의 레이아웃에 따라 배치된 직접 접지 연결 도체들에 의해 상호 연결되고, 상기 제 1 구역은 그 주변부를 따라 상기 다층 인쇄 회로 카드의 상기 제 1 도전층 및 제 6 도전층에서 상호 대향하여 배치되는 스크리닝 와이어들에 의해 에워싸이고, 상기 스크리닝 와이어들은 상기 다층 인쇄 회로 카드의 내부에 형성된 상기 금속화 구멍에 의해 상기 다층 인쇄 회로 카드의 상기 제 2 도전층 및 제 5 도전층의 주어진 구역의 상기 접지면에 상호 연결 및 연결되어 폐쇄 전기 회로를 형성하며 상기 각각의 연결 신호 도체들을 통과하기 위한 단절부를 구비하고, 이 경우, 상기 제 1 도전층 및 제 6 도전층의 상기 스크리닝 와이어의 단절부는 상기 다층 인쇄 회로 카드의 상기 제 2 도전층 및 제 5 도전층의 상기 접지면들의 연속적인 금속화된 부분에 해당하는 것을 특징으로 한다.

이하, 본 발명의 첨부한 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예를 상세히 설명하기로 한다.

도 1은 사인곡선 간섭이 존재하는 경우, 양자화 임계값의 선택의 중요성을 설명한 도면으로서, 도 1(a)는 구하려고 하는 신호 PNS를 나타낸 것이고, 도 1(b)는 상기 PNS와 협대역 간섭이 결합된 신호의 상태를 나타낸다. 양자화 임계값의 증가(V2 〉V1)시, 사인파 잡음 백그라운드에서 명확하게 구별될 수 있는 PNS 칩의 수는 증가한다.

도 2를 참조하면, 상기 PNS 수신기의 구성 블록도가 도시된다. 상기 수신기는 조건적으로 무선 주파수 구성부와 디지털 구성부로 분할될 수도 있다. 상기 표준 무선 주파수 구성부는 제 1 고주파 대역 필터(1), 저잡음 증폭기(2) 및 직렬 연결되고 입력 신호에 대해 예비 증폭 및 필터링 동작을 수행하는 제 2 고주파 대역 필터를 포함하는 입력 무선 주파수 블록으로 구성된다. 상기 저잡음 증폭기에서 증폭된 신호는 혼합기(4)에서 증간 주파수로 변환되고, 상기 혼합기(4)의 출력단은 고조파 성분의 통과를 저지하기 위한 IF 대역 필터(5)에 연결된다. 상기 혼합기(4)의 제 2 입력단에는 전압 제어 발생기(VCG: voltage controlled generator)(14)의 신호가 인가되며, 상기 전압 제어 발생기는 기준 발생기(11), 분주기(13), 위상 검출기(12) 및 저주파 대역 필터(16)에 의해 형성되는 AFC 루프에 의해 제어된다. 상기 전압 제어 발생기(14)는 분주기(15)와 함께 ADC(7) 및 프로세서(10)를 동작시키기 위한 기준 주파수의 소스가 된다. 상기 IF 대역 필터(5)의 출력단에서 발생된 신호는 상기 AGC(6)의 입력단에 인가되고, 상기 AGC(6)의 증폭 인자는 상기 디지털-아날로그 변환기(DAC)(8)의 제어 전압으로 변환되는 디지털 신호의 도움으로 프로세서에 의해 제어된다. 상기한 무선 주파수 채널 회로는 상기 분주기(13,15)의 분주 인자의 선택에 따라 달라지는 GPS 및 GLONASS 신호용으로 실현될 수 있다. 상기 AGC 회로에서 증폭된 아날로그 신호는 다중 레벨 아날로그-디지털 변환기(7)에서 디지털 신호로 변환된다. 상기 ADC(7)는 DAC(8)를 통해 상기프로세서(10)의 출력단에 인가되는 양자화 임계값를 제어하기 위한 제어 입력단을 갖는다. 상기 아나로그 신호의 디지털 변환이후, 그 디지털 신호는 특정 PNS 의 트래킹(tracking) 및 디코딩 동작을 수행하고 상기 협대역 간섭을 검출하는 다중채널 상관기(9)의 입력단에 인가된다. 상기 프로세서(10)는 상기 상관기(9)의 직교 출력 신호들을 저장하는 누산기로부터 정보를 판독하고, 상기 GPS 의 코드 시퀀스와 상기 GLONASS의 할당된 주파수의 조합을 결정하여 트래킹 채널의 동작을 제어하고, 상기 주파수 및 코드의 트래킹 사이클을 종표하여 상관기 채널을 위한 코드 발생기의 주파수 및 마스터 발생기의 주파수를 설정하고, 상기 AGC(6)의 이득을 제어함은 물론 상기 AGC(7)의 양자화 임계값을 설정하기 위한 디지털 제어 신호들을 발생시킨다. 또한, 상기 AGC에서의 일정한 양자화 임계값의 증폭 변화는 상기 ADC 임계값의 일정한 증폭 레벨 변화에 해당하기 때문에, 상기 AGC 및 상기 ADC의 임계값만을 제어하는 것이 가능하다. 그러나, 그러한 증폭 변화로 인해 융통성있는 제어가 제공될 수 있기 때문에 이전의 증폭 변화가 더 바람직하다. 예컨대, 상기 ADC 임계값을 제어함으로써, 아날로그 회로에서의 제로 드리프트(zero drift)를 보상할 수 있다. 상기 ADC(7)는 직교 위상기 또는 실질적인 양자화기로서 실현될 수 있다. 주어진 예에서, 실질적인 ADC가 고려된다.

도 3은 디지털 상관기를 도시한 도면이다.

상기 디지털 상관기는 각각의 채널이 그 자체의 PNS를 추적하는 일련의 동일 트래킹 채널들(17), 협대역 간섭을 검출하기 위한 채널(18), 및 통계 블록(19)을 포함한다. 상기 통계 블록(19)은 특정 시간 구간동안 각각의 양자화 구간에서 하강하는 ADC 출력단에서의 카운트 수, 예컨대, 3 레벨 ADC의 출력단에서의 0,+1,-1의 카운트값을 계산한다. 상기 통계 블록의 카운트값들은 상기 프로세서에 의해 독출된다. 상기 협대역 간섭 검출 채널(18)은 상기 프로세서(20)의 입력단을 위해 상기 상관기의 직교 출력 누산기들의 카운트값들을 형성한다.

도 4는 도 3의 상기 트래킹 채널의 내부 구성을 도시한 블록도이다.

상기 트래킹 채널의 입력단에는 두 개의 무선 주파수 채널, 즉 GPS 및 GLONASS의 출력단으로부터 발생될 수 있는 디지털 신호가 인가된다. 요구되는 채널은 직교 위상 혼합기들(23,24)사이에 배치되는 캐리어 발생기(22)에서 발생된 디지털 신호와 혼합되는 입력 신호 스위칭 회로(21)에서 선택된다. 이때, 제거된 캐리어를 갖는 신호의 직교 성분들은, 코드 시퀀스(P)의 정확한 모방 시퀀스는 물론, 승산기(27,28)의 신호(-L)의 차등 모방 시퀀스 신호(difference(early-minus-late) copy)로 곱해진다. 상기 의사난 코딩 시퀀스신호(pseudorandom coding seqeunce: PCS)의 모방 시퀀스 신호는 다음과 같은 동작의 결과로서 형성된다. 즉, 코드 주파수 발생기(29)는 의사난 시퀀스(PCS)의 유일한 코드의 도움으로 입력 신호의 열(input train)을 변조하는 의사난 코딩 시퀀스 (PCS) 발생기(30)의 입력단에 인가되는 클록 펄스 열(a train of clock pulses)을 형성한다. 최종 펄스 열은 지연 PCS 샤퍼(delayed PCS sharper)(31)의 입력단에 공급되고, 상기 지연 PCS 샤퍼(31)는 트래킹 모드에서 그 출력부에서 정확하고 차등적인 PCS(punctual and differential PCS)를 형성한다. 탐색모드에서, 상기 지연 PCS 샤퍼(31)는 상기 PCS 신호의 초기 및 후기의 모방 시퀀스 신호들(early and late copies)을 형성한다. 상기 채널의 동작모드들은, 양방향 버스(bi-directional bus)(37)를 통해 상기 프로세서에 연결되는 입력단과, 유닛들(21,22,29,30, 및 31)에 연결되는 다수의 출력단을 갖춘 채널 제어 레지스터(channel control register)(32)에 의해 제어되어, 상기 채널의 동작을 결정하게 된다. 상기 승산기(25,26,27, 및 28)의 출력단에서 발생된 상관 결과는 상기 누산기(33,34,35, 및 36)에 저장되어, 상기 데이터 버스(37)를 통해 상기 프로세서에 의해 독출된다. 탐색(search) 및 추적(tracking)동작을 검사하기 위해, 상기 프로세서는 상기 유닛들(22,29,30,32)의 기록 및 판독 동작을 수행한다. 상기 동작 중에, 상기 프로세서는 상기 트래킹 채널의 각각의 유닛에/으로부터 정보를 기록/판독하는 동작을 수행한다. 상기 채널 제어 레지스터(32)는 상기 시스템(GPS/GLONASS)에 관한 정보 및 상기 채널(탐색/진단)의 동작 모드에 관한 정보를 저장하고 있고, 이러한 정보들은 프로세서에 의해 독출되어, 상기 채널 동작을 검사함으로써 상기 레지스터의 상기 파라미터들을 변경시킬 수 있다. 상기 캐리어 발생기(22)는 측정 순간에 상기 프로세서의 출력을 위한 캐리어 주파수의 전체 위상을 발생시킨다. 그리고, 상기 프로세서는 상기 캐리어 발생기에 주파수 추적 과정(frequency-tracking process)을 제어하는 새로운 주파수 값을 발생시킨다. 상기 코드 주파수 발생기(29)는 상키 코드를 상기 플세서에 공급하고 의사 범위(pseudo range)를 정하기 위한 측정 순간에 상기 코드의 전체 위상을 계산한다. 이어서, 상기 프로세서는 코드 추적 과정을 수행하는 상기 코드 주파수 발생기(29)에 새로운 주파수 코드값을 기록한다. 상기 PCS 발생기(30)는 2 진 의사 잡음 시퀀스 신호를 형성하는 레지스터를 포함하고, 상기 의사 잡음 시퀀스 신호는 상기 프로세서에 의해 독출되고 수정됨으로써, 상기 시스템은 구체적인 PNS를 추적하기 위한 채널을 할당할 수 있다.

도 5는 협대역 간섭을 검출하기 위한 상기 디지털 상관기의 채널의 내부 구성을 도시한 블록도이다. 상기 주어진 채널은 단순화된 상기 트래킹 채널 회로라는 것을 알수 있다. 입력 신호 스위칭 회로(38)의 출력단에서 발생된 디지털 신호는 직교 위상 혼합기(40,41)의 입력단에 인가되어, 상기 디지털 캐리어 발생기(39)의 직교 출력 신호과 승산처리된다. 상기 상관 결과들은 누산기(42,43)에 저장되어, 상기 버스(44)를 통해 상기 프로세서에 의해 독출될 수 있다.

도 6 및 도 7은 2 비트 아날로그-디지털 변환기의 동작의 특징을 그래프 형태로 도시한 것으로서, 도 6은 중량 계수 ±R을 갖는 4 비트 ADC의 동작을 설명한 그래프이다. 이때, 0〈U〈Δ, -Δ〈U〈0을 갖는 신호들은 출력 +1에 해당하고, Δ〈U, U〈-Δ인 신호들은 출력 ±1이며, Δ〈U, U〈Δ인 신호들은 출력 ±R이고, 여기서, 중량 계수 R은 일반적으로 변할 수 있다. 또한, 도 7은 입력 U〈-Δ,-Δ〈U〈Δ,Δ〈U가 출력 -1,0,+1에 해당하는, 3 레벨 ADC의 동작을 설명한 그래프이다.

따라서, 전술한 바와 같이, 본 발명에 따른 지상 위치 탐색 시스템용의 디지털 수신기는 기술적으로 실현 가능하고, 산업적인 이용 가능성이 있으며, 협대역 간섭의 영향하에서 GSP 및 GLONASS 시스템의 의사 잡음 신호의 효과적인 수신 동작을 결정할 수 있다는 사실이 명백해짐을 알 수 있다.

지금까지, 본 발명을 특정 실시예와 관련하여 도시하고 설명하였지만, 상기 본 발명에 대한 개시는 단지 본 발명의 적용예에 불과한 것이고, 본 발명을 수행하기 위한 최상 모드로서 본 명세서에 개시된 특정 실시예에 국한되는 것은 아니다.

또한, 이하의 특허청구의 범위에 의해 마련되는 본 발명의 정신이나 범위를 이탈하지 않는 한도내에서 본 발명이 다양하게 수정 및 변경될 수 있다는 것을 당업계에서 통상의 지식을 가진자라면 용이하게 이해할 수 있을 것이다.

따라서, 본 발명에 따른 지상 위치 탐색 시스템용의 디지털 수신기는, 전술한 바와 같이 협대역 간섭이 미치는 영향을 보상하고 협대역 간섭의 직접적인 검출, 그 진폭의 평가 및 측정된 비율 Vsi/σ에 대한 최적의 양자화 임계값의 설치로 인해 전술한 단점들을 제거할 수 있는 효과가 있다.

Claims

수신 안테나에 연결되는 입력단을 구비하고, 중간 주파수 신호를 강화하고, 증폭 인자의 조절을 위한 입력의 관리하는 무선 주파수 블록(1)을 포함하는 의사 잡음 시퀀스에 의해 변조되는, 다수의 무선 신호들로 구성되는 복합 무선 신호를 수신하고 디코딩하기 위한 장치로서, 상기 장치는, 적어도 3개의 양자화 레벨을 포함하는 자동 이득 제어 장치(6)의 출력단에 연결되는 입력단을 갖는 아날로그-디지털 변환기(7)와, 상기 아날로그-디지털 변환기(ADC)(7)의 디지털 출력단에 연결되는 입력단을 갖고 각각의 채널이 송신된 의사 잡음 신호로부터 한 신호의 트래킹 및 디코딩 동작을 수행하는 일련의 동일 트래킹 채널들을 구비한 다중 채널 디지털 상관기(9)와, 상기 아날로그-디지털 변환기(ADC)(7)의 출력에 연결되는 입력단을 갖는 디지털 카운터를 포함하고, 특정 기간동안 각각의 양자화 구간에서 프로세서 장치(10)가, 양방향 데이터 버스를 통해 상기 디지털 상관기 및 디지털 카운터와 결합되고, 상기 자동 이득 제어 장치(6)의 입력단에 연결되는 출력단을 갖고, 상기 상관기의 채널들에서 출력되는 정보를 독출하고 의사 잡음 신호의 위상 및 코드를 추적하는 주파수의 사이클의 종료 동작을 수행하며, 상기 상관기 채널 및 상기 자동 이득 제어 장치(6)에 의해 동작(제어)하는, 복합 무선 신호의 수신 및 디코딩 장치에 있어서,

상기 다중 채널 디지털 상관기(9)는 디지털 캐리어 발생기(22), 직교 위상 혼합기(23,24) 및 누산기(33,34,35,36)로 구성되는, 사인곡선 간섭을 검출하기 위한 부가적인 채널을 포함하고, 상기 누산기들의 출력단에서 제공되는 정보는 간섭의 존재 여부를 검출하고 그 진폭을 계산하는 프로세서에 의해 독출됨으로써, 상기 프로세서는 자동 이득 제어 장치(6)에서의 신호의 증폭후 제어 동작을 수행하는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서, 상기 아날로그-변환기(7)는 상기 프로세서(10)의 출력을 관리하는 입력을 구비하고, 입력된 아날로그 신호와 관련한 양자화 임계값을 정확히 정할 수 있는 것을 특징으로 하는 장치.
제1항에 있어서, 상기 다중 채널 디지털 상관기(9)는, 각 트래킹 채널이 일련의 송신된 의사 잡음 신호로부터 한 신호를 트래킹 및 디코딩하는 일련의 동일 트래킹 채널들 및 디지털 카운터를 구비하고,상기 다중 채널 디지털 상관기의 트래킹 채널은 지연 신호의 응답 신호 발생기, 직교 위상 혼합기(11) 및 누산기(12)를 포함하고, 상기 지연 신호의 응답 신호 발생기는 디지털 제어 캐리어 발생기(13), 및 디지털 제어 코드 발생기(14)를 포함하고, 상기 디지털 제어 캐리어 발생기(13)의 출력 신호가 변조되지 않음으로 인해 외부 명령이 단절되어, 상기 트래킹 채널은 협대역 간섭 검출용 채널로 전환되는 것을 특징으로 하는 장치.