ES2932851T3 - Receptor de señales, en particular de señales GNSS, que comprende un filtro de rechazo de interferencias y un procedimiento asociado - Google Patents

Receptor de señales, en particular de señales GNSS, que comprende un filtro de rechazo de interferencias y un procedimiento asociado Download PDF

Info

Publication number
ES2932851T3
ES2932851T3 ES18212860T ES18212860T ES2932851T3 ES 2932851 T3 ES2932851 T3 ES 2932851T3 ES 18212860 T ES18212860 T ES 18212860T ES 18212860 T ES18212860 T ES 18212860T ES 2932851 T3 ES2932851 T3 ES 2932851T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
signal
ratio
channel
received signal
power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
ES18212860T
Other languages
English (en)
Inventor
Nicolas Martin
Jean-Michel Perre
Nicolas Bastien
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Application granted granted Critical
Publication of ES2932851T3 publication Critical patent/ES2932851T3/es
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B1/1036—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal with automatic suppression of narrow band noise or interference, e.g. by using tuneable notch filters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/21—Interference related issues ; Issues related to cross-correlation, spoofing or other methods of denial of service
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01S—RADIO DIRECTION-FINDING; RADIO NAVIGATION; DETERMINING DISTANCE OR VELOCITY BY USE OF RADIO WAVES; LOCATING OR PRESENCE-DETECTING BY USE OF THE REFLECTION OR RERADIATION OF RADIO WAVES; ANALOGOUS ARRANGEMENTS USING OTHER WAVES
    • G01S19/00—Satellite radio beacon positioning systems; Determining position, velocity or attitude using signals transmitted by such systems
    • G01S19/01—Satellite radio beacon positioning systems transmitting time-stamped messages, e.g. GPS [Global Positioning System], GLONASS [Global Orbiting Navigation Satellite System] or GALILEO
    • G01S19/13—Receivers
    • G01S19/35—Constructional details or hardware or software details of the signal processing chain
    • G01S19/37—Hardware or software details of the signal processing chain
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H04B2001/1063—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal using a notch filter

Abstract

Receptor (200) de señales susceptibles de ser perturbadas por una señal interferente, comprendiendo el receptor un filtro de rechazo de interferencias que comprende una ganancia multiplicativa (250) aplicada respectivamente a un canal en fase (I) y un canal en cuadratura (Q) de una señal recibido por el receptor, siendo determinado el valor de la ganancia multiplicativa por una función no lineal K(ρ) del módulo p de la señal recibida, siendo determinada la función K(ρ) para maximizar la relación señal/ruido relación después de la aplicación de la ganancia multiplicativa y la demodulación de la señal recibida. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN
Receptor de señales, en particular de señales GNSS, que comprende un filtro de rechazo de interferencias y un procedimiento asociado
La invención se refiere al campo de los receptores de señales que son susceptibles de ser perturbados por una señal interferente. La invención se refiere, en particular, al campo de los receptores de señales de radionavegación por satélite o receptores GNSS. Se refiere a un receptor que comprende un filtro de rechazo de interferencias.
Un objetivo general de la invención es permitir la correcta demodulación de las señales recibidas por un receptor incluso cuando éstas son perturbadas por una señal interferente con envolvente constante, es decir con amplitud constante. Más concretamente, un objetivo de la invención es mejorar el rendimiento, es decir, la relación señal/ruido, después de la demodulación, cuando la señal recibida se superpone a una señal interferente con envolvente constante.
Una posible solución para demodular una señal perturbada por una señal interferente con envolvente constante se describe en la solicitud de patente europea EP 2336800. Esta solución se basa en una cuantificación de la señal en tres niveles: 1, 0 y -1. Necesita cuantificar la señal analógica con precisión en los extremos y las transiciones a 0 de la señal para maximizar la sensibilidad con respecto a la señal útil sin aumentar la potencia del ruido. Esta solución presenta el inconveniente de necesitar un servocontrol muy preciso del control automático de ganancia para posicionar con precisión la amplitud de la señal analógica recibida con respecto a los umbrales de cuantificación del convertidor analógico-digital. Por otro lado, esta solución presenta un rendimiento subóptimo.
Otros receptores utilizan una técnica que consiste en eliminar de la señal recibida digitalizada compleja en banda base, un componente cuyo módulo es igual al módulo promedio estimado de la señal recibida y cuya dirección es igual a la de la señal recibida. Esta técnica presenta el inconveniente de necesitar una arquitectura que comprende algoritmos de tipo CORDIC (coordinate rotation digital computer) dispuestos en cascada, que son complejos de implementar.
También se conoce la solución descrita en la patente estadounidense US 6816539, y las soluciones del documento "GPS interferencia mitigation; Overview and experimental results" de TRINKLE ET AL (1 de enero de 2001), y el documento "GPS Anti-Jam Enhancement Techniques" de PRZY JEMSKI JOSEPH ET AL (23 de junio de 1993).
La invención propone implementar un filtro de rechazo de interferencias que comprende esencialmente la aplicación de una función no lineal en forma de una ganancia multiplicativa, en los canales en fase y en cuadratura de la señal recibida y digitalizada. La solución propuesta presenta una complejidad de implementación reducida y un rendimiento óptimo.
La invención tiene por objetivo un receptor de señales susceptibles de ser perturbadas por una señal interferente, como se define en las reivindicaciones 1 a 12.
La invención también tiene por objetivo un procedimiento de recepción de señales susceptibles de ser perturbadas por una señal interferente, como se define en las reivindicaciones 13 y 14.
Otras características y ventajas de la presente invención aparecerán mejor al leer la descripción que sigue en relación con los dibujos adjuntos que representan:
- La figura 1, un diagrama que ilustra la densidad de probabilidad de una señal interferente con envolvente constante a la que se le añade un ruido blanco gaussiano,
- La figura 2, un diagrama de bloques de un receptor de señales según la invención,
- La figura 3, un diagrama de bloques de una primera variante de implementación de un receptor de señales según la invención,
- La figura 4, un diagrama de bloques de una segunda variante de implementación de un receptor de señales según la invención,
- La figura 5, un diagrama que representa la densidad de probabilidad de una señal interferente con envolvente constante a la que se le añade un ruido blanco gaussiano para diferentes relaciones entre la potencia de la señal interferente y la potencia del ruido,
- La figura 6, un diagrama que representa la ganancia óptima a aplicar a la señal recibida en función del módulo de la señal y para diferentes relaciones entre la potencia de la señal interferente y la potencia del ruido,
- La figura 7, un zoom del diagrama de la figura 6 en un intervalo de valores más reducido,
- La figura 8, un diagrama que representa las pérdidas de la relación señal/ruido debidas a la señal interferente con y sin aplicación de la invención,
- La figura 9, un diagrama de flujo que describe las etapas de un procedimiento de recepción de una señal según la invención.
La invención consiste en aplicar un filtro antiinterferencias a la señal recibida por un receptor, en el canal en fase y el canal en cuadratura de la señal, después de la digitalización de la señal.
La señal analógica recibida se transpone primero a banda base en un canal en fase y un canal en cuadratura Q y luego se digitaliza por medio de un convertidor analógico-digital.
Según un modo de realización de la invención, el receptor comprende además un dispositivo de control automático de ganancia, en cada canal I,Q, que permite garantizar una potencia media constante de la señal en cada canal. En otro modo de realización de la invención, el control automático de ganancia no está presente.
El filtro antiinterferencias consiste en la aplicación de una función no lineal a la señal compleja representada por los canales I,Q.
En primer lugar se describe la teoría en que se basa la invención.
En presencia de ruido no gaussiano, es posible mejorar la relación señal/ruido de la señal después de la demodulación aplicando una función no lineal f a la señal aguas arriba de la demodulación.
En presencia de una señal interferente con envolvente constante, el ruido que impacta en la señal recibida es no gaussiano, por lo tanto, se puede aplicar esta teoría.
Se expresan como Ióptima y Qóptima, las señales en fase (respectivamente en cuadratura) después de la aplicación del filtro antiinterferencias. La relación señal/ruido medida en estas señales es óptima cuando se aplica una función no lineal a la señal tal como se define por las siguientes relaciones:
Ióptima (l,Q) = -dP/dI / P(I,Q) (1)
Qóptima(l,Q) = -5P/5Q / P(I,Q) (2)
P(I,Q) es la densidad de probabilidad de la señal según las dos dimensiones I y Q.
dP/dI es la derivada parcial de P con respecto a I.
dP/dQ es la derivada parcial de P con respecto a Q.
Las relaciones (1) y (2) se demuestran en el anexo 1 al final de la descripción.
Se supone que la densidad de probabilidad sigue una simetría de revolución en el plano (I,Q) con respecto al punto (0,0). Esta hipótesis es legítima en la medida en que los canales I y Q juegan un papel equivalente, intercambiable, relacionado con los imprevistos del reloj del receptor en el momento del paso a banda base.
Se expresa como P(I,Q) = f(p), con p el módulo de la señal compleja cuya parte real corresponde al canal en fase I y la parte imaginaria corresponde al canal en cuadratura Q.
Por otro lado, se aplica dp/dI = dp/dp. dp/dI 5P/59. 59/5I.
En notación polar, se aplica jQ = p exp( j9 )
Sabiendo que 5P/59 = 0, dP/dp = f'(p) y dp/dI = I / p, la relación (1) se convierte en:
Ióptima (l,Q) = - 5P/5I / P(I,Q) = - dp/dI . f(p) / f(p) = - 1 /p . f(p) / f(p) = I . K(p).
Asimismo, la relación (2) se convierte en:
Qóptima(l,Q) = - dP/dQ / P(I,Q) = - dp/dQ. f(p) / f(p) = - Q/p . f'(p) / f(p) = Q . K(p)
Así, la función no lineal a aplicar a la señal es:
K(p)= -1 /p . f'(p) / f(p) (3)
Para calcular K(p), primero es necesario determinar la densidad de probabilidad f(p). La densidad de probabilidad de una señal compuesta por una señal interferente con amplitud constante A y por un ruido gaussiano de varianza a2 viene dada por la siguiente fórmula:
Figure imgf000003_0001
para l = p (4)
La figura 1 esquematiza, en un diagrama I,Q, el aspecto de una señal interferente 100 con amplitud constante A y fase variable 9, a la que se le añade un ruido gaussiano 101. La densidad de probabilidad P de la señal resultante está representada en proyección sobre el eje I por la curva 120 y en proyección sobre el eje Q por la curva 110.
Por lo tanto, la densidad de probabilidad f(p) depende únicamente de la relación J/N= A2/a2 entre la potencia de la señal interferente y la potencia del ruido gaussiano.
A partir de los principios descritos anteriormente, la invención propone un receptor 200 que comprende un filtro de rechazo de interferencias que consiste en aplicar, en cada uno de los canales I y Q de la señal digital, una ganancia K(p) que depende del módulo de la señal y de la relación J/N.
El receptor 200 comprende así dos canales de recepción de la señal en fase I y en cuadratura Q resultante de la transposición de la señal analógica a banda base (no representada en la figura 2).
El receptor 200 comprende en concreto, en cada uno de los canales I,Q, un amplificador 201, 202, un convertidor analógico-digital 210,220 y un dispositivo de control automático de ganancia 211, 221 para garantizar una potencia de la señal constante en cada canal antes de la digitalización de la señal.
El receptor 200 también consta de un filtro anti-interferencias que comprende una ganancia multiplicativa Ki(p) 250 que recibe como entrada por un lado el módulo p de la señal calculado por una unidad de cálculo 240 y por otro lado una estimación i de la relación J/N determinada por un estimador 230.
Según un modo de realización particular de la invención, la relación J/N se puede estimar calculando la razón entre el momento de orden 4 de la señal y el momento de orden 2 elevado al cuadrado.
Para tal efecto, el estimador 230 comprende un sumador 231 para sumar las señales elevadas al cuadrado a la salida de los respectivos dispositivos de control automático de ganancia 211, 221 de los canales I y Q y un multiplicador 232 para elevar la salida del sumador 231 al cuadrado.
El estimador 230 también comprende un filtro 233 para promediar la salida (I2+Q2)2 del multiplicador 232 para calcular el momento de orden 4. El filtro 233 también está configurado para promediar la salida I2+Q2 del sumador 231, a continuación elevar al cuadrado la media para calcular el momento de orden 2 elevado al cuadrado. La estimación de la relación J/N se obtiene a continuación calculando la razón entre el momento de orden 4 de la señal y el momento de orden 2 elevado al cuadrado.
El cálculo del momento de orden 2 es necesario en concreto en ausencia de un dispositivo de control automático de ganancia 211,221 o más generalmente cuando la potencia de la señal recibida no puede considerarse constante. Como alternativa, cuando se utiliza un dispositivo de control automático de ganancia 211,221, como se ilustra en la figura 2, puede considerarse que la potencia de la señal recibida es constante. En este caso, el momento de orden 2 puede tomarse directamente igual a la consigna de potencia utilizada por los dispositivos de control automático de ganancia 211,221 utilizados para corregir la amplitud de las señales recibidas.
En este caso, no es necesario el cálculo del momento de orden dos de la señal.
La unidad de cálculo 240 comprende esencialmente una unidad 243 de cálculo del módulo p de la señal que se puede implementar, por ejemplo, por medio de una tabla que codifica los valores de la raíz cuadrada de I2+Q2, o por un cálculo directo, según las restricciones de complejidad del receptor. Opcionalmente, para limitar el número de bits y, por lo tanto, la capacidad de la tabla utilizada para implementar el cálculo del módulo p, la unidad de cálculo 240 comprende un órgano de truncamiento 244 de la salida del sumador 231 para limitar el número de bits en la entrada de la unidad 243.
En el caso de que el receptor no comprenda un dispositivo de control automático de ganancia 211,221 o más generalmente, no se pueda suponer que la intensidad de la señal sea constante, la unidad 243 de cálculo del módulo p de la señal comprende un cálculo de la potencia media de la señal y una normalización del módulo p por la raíz cuadrada de la potencia media calculada.
La ganancia multiplicativa 250 Ki(p) se puede implementar en forma de una tabla que almacena diferentes valores de la función no lineal K(p) en función de los posibles valores del módulo p y de la relación J/N.
El receptor 200 consta finalmente de dos multiplicadores 251, 252 en cada uno de los canales I,Q de la señal digitalizada, para multiplicar la señal por la ganancia proporcionada por la tabla 250.
Sin salir del ámbito de la invención, cualquier otra implementación del filtro antiinterferencias que permita realizar la misma función de corrección de los canales I y Q de la señal mediante una ganancia correctiva calculada a partir de la relación (3), es posible.
La figura 3 esquematiza una variante de realización 300 del receptor según la invención.
En esta variante, la unidad de cálculo 240 consta de una primera unidad 241 de cálculo del valor absoluto del canal en fase I de la señal y una segunda unidad 242 de cálculo del valor absoluto del canal en cuadratura Q de la señal que alimentan la tabla 243 de cálculo del módulo p de la señal cuyos valores se precalculan directamente en función de los valores de |I| y |Q|.
La figura 4 esquematiza otra variante de realización 400 del receptor según la invención.
En esta variante, la tabla 250 de cálculo de la ganancia Ki(p) consta de tres entradas en lugar de dos. Los valores de la ganancia Ki(p) se precalculan directamente en función de la relación J/N y de los valores absolutos de I y Q proporcionados por las unidades de cálculo 241,242.
En un modo de realización particular de la invención no representado en las figuras, el estimador 230 de la razón J/N se suprime y se fija un valor a priori de la razón J/N, por ejemplo, un valor máximo correspondiente al peor de los casos. Este valor a priori se utiliza para calcular la función no lineal K(p). En este modo de realización particular, la tabla 250 de almacenamiento de los valores de la ganancia multiplicativa únicamente consta de una sola entrada conectada a la salida de la unidad 243 de cálculo del módulo p. Este modo particular es aplicable a las arquitecturas descritas en las figuras 2, 3 y 4 en las que, para implementar este modo, el estimador 230 se suprime y la tabla 250 consta respectivamente de una sola entrada (figura 2 y figura 3) o dos entradas (figura 4).
La figura 5 representa, en un diagrama, la densidad de probabilidad f(p), por ejemplo estimada por medio de la relación (4) para dieciséis valores diferentes de la razón J/N, en función del valor de la señal en el canal I, estando este valor normalizado. Las mismas curvas se obtienen para el canal Q.
A partir de las curvas de la figura 5, se deducen los valores de la ganancia Ki(p) en función de los diferentes valores de la razón J/N y del módulo de la señal normalizado, que se representan mediante las curvas de la figura 6.
La figura 7 representa un zoom de la figura 6 en un intervalo de valores reducido.
La tabla 250 contiene así diferentes valores precalculados de la ganancia Ki(p) con ayuda de las curvas de las figuras 6 o 7.
La figura 8 representa las pérdidas (expresadas en dB) de la relación señal/ruido debidas a la presencia de la señal interferente respectivamente sin (curva 801) y después de (curva 802) la aplicación de la invención, en función de la razón J/N (expresada en dB).
Se destaca una ganancia de rendimiento utilizando la invención a partir de una razón de J/N superior a 0 dB. Puede verse así que la invención permite mejorar mucho el rendimiento del receptor para razones entre la potencia de la señal interferente y la potencia de la señal útil superiores a 0 dB. Al usar la invención, las pérdidas de la relación señal/ruido están limitadas a 3 dB independientemente del nivel de la señal interferente.
La invención se aplica para cualquier tipo de receptor de señal, en particular para receptores de señales de radionavegación por satélite.
El receptor según la invención puede implementarse mediante medios de software o hardware o mediante una combinación de técnicas de software y hardware.
Por ejemplo, el receptor según la invención o cada uno de los elementos que lo componen, puede implementarse por medio de un procesador que puede ser un procesador genérico, un procesador específico, un circuito integrado específico para una aplicación (también conocido bajo el nombre inglés de ASIC para "Application-Specific Integrated Circuit") o una red de puertas programables in situ (también conocida bajo el nombre inglés de FPGA para "Field-Programmable Gate Array"). La invención puede utilizar uno o más circuitos electrónicos dedicados o un circuito de uso general. La técnica de la invención puede llevarse a cabo en una máquina de cálculo reprogramable (un procesador o un microcontrolador por ejemplo) que ejecuta un programa que comprende una secuencia de instrucciones, o en una máquina de cálculo dedicada (por ejemplo un conjunto de puertas lógicas como una FPGA o un ASIC, o cualquier otro módulo de hardware).
La figura 9 representa un diagrama de flujo que describe las etapas de un procedimiento de recepción de señales según la invención.
Según la implementación de este procedimiento, en una etapa 901, se recibe una señal respectivamente en un canal en fase I y un canal en cuadratura Q, por ejemplo tras la transposición de una señal recibida en banda base. En una etapa 902, se estima una razón J/N entre la potencia de una señal interferente y la potencia de un ruido térmico de la manera descrita anteriormente. En una etapa 903, se calcula la ganancia multiplicativa Ki(p) como se describió anteriormente, y posteriormente, en una etapa 904 se aplica la ganancia multiplicativa respectivamente al canal en fase I y al canal en cuadratura Q de la señal.
En un modo de realización particular de la invención, la etapa 902 de estimación de la razón J/N se omite y se fija a priori un valor predeterminado de la razón J/N, para calcular una sola curva de la ganancia multiplicativa K(p) en función del módulo p de la señal.
Anexo 1
Este anexo pretende demostrar el principio dado por las relaciones (1) y (2) según el cual la relación señal/ruido medida en las señales Ióptima y Qóptima es óptima cuando se aplica una función no lineal a la señal I, Q tal como se define mediante las siguientes relaciones, donde P(I,Q) es la densidad de probabilidad de la señal en dos dimensiones:
Ióptima (l,Q) = -dP/dl / P(I,Q) (1)
Qóptima(l,Q) = -5P/5Q / P(I,Q) (2)
Para demostrar este principio, se considera X una variable aleatoria no centrada, de media m que corresponde a una señal real, es decir, a un solo canal I o Q. Se busca la función f impar (o antisimétrica) no lineal independiente de m y que maximiza la relación señal/ruido de la variable Y = f(X).
Se expresa como Px,m(x) la densidad de probabilidad de la variable X en función de x y como Py,m(y) la densidad de probabilidad de Y en función de y.
También se formulan las siguientes hipótesis:
Px,m(x) = Px,o(x-m), ya que la densidad de probabilidad es invariante por traslación de la media m.
! [.- +-] Px,o(X) dx =1 ya que Px,o es una densidad de probabilidad.
! [.- +-] x Px,o(x) dx = 0 lo que refleja el hecho de que la media de Px,o es cero.
! [.- +-] x2 Px,o(x) dx = a2 con a2 la varianza de x y a la desviación estándar.
Se pueden formular las siguientes propiedades:
Px,m(x) = f'(x) . PY,m(y) = dy/dx . Py,m(y)
Px,m(x) . dx = PY,m(y) . dy
La media de la variable x respeta las siguientes propiedades:
Mx (m) = ! [ . -+ - ] x . Px,m(x) dx Mx (m) = I [.~+~] x . Px,o(x-m) dx
Mx (m) = I [-~+~] (x-m) . Px,o(x-m) dx m . I [.~+~] Px,o(x-m) dx
Mx (m) = J[- -+ - ] u . Px,o(u) du m . J[ . -+ - ] Px,o(u) du
(cambio de variable: u = x - m)
Mx (m) = m
La varianza de la variable x respeta las siguientes propiedades:
Vx (m) = ! [-- +-] (x - m )2 . Px,m(x) dx
Vx (m) = ! [.- +-] ( x - m )2 . Px,o(x-m) dx
Vx (m) = ! [ . -+ - ] u2. Px,o(u) du
(cambio de variable: u = x - m)
Vx (m) = a2
La media m caracteriza la parte de señal útil en la variable x. La varianza a2 caracteriza la parte de ruido en la variable x.
La media de la variable Y respeta las siguientes propiedades:
My( it i) = ! [ . -+ - ] y . PY,m(x) dy
My(IT|) = [ [ . -+ - ] f(x) . Px,m(x) dx
(cambio de variable de integración)
La varianza de la variable Y respeta las siguientes propiedades:
Vy(t i) = ! [-- +-] y2 . Py,t (x) dy
VY(m) = ! [-- +-] f(x)2 . Px,m(x) dx
(cambio de variable de integración)
A partir de estas propiedades, se puede calcular la relación señal/ruido de las variables X e Y.
La relación señal/ruido para la variable X es: S/Nx,m = ( Mx,m )2 / Vx,m = m2/ a2
La relación señal/ruido para la variable Y es: S/Ny,t = (My,t )2 / Vy,t
La media de la variable Y es:
My(t i) = d My/ti (m) . m = d My/ 3m (0) . m
para m << 1 y
My(0) = 0 (ya que la función f es impar)
También se aplica:
d My/ 3m (m) = [ [_* +*] f(x) . d Px,m / 3m (x) dx
d My/ dm (m) = -[ [_- +-] f(x) . Px,o'(x-m) dx
d Px,m / dm (x) = - Px,o'(x-m) ya que Px,m(x) = Px,o(x-m)
d My/ dm (0) = -[ [.. +.] f(x) . Px,o'(x) dx
La varianza de la variable Y es:
Vy( it ) = ! [ . -+ - ] f(x)2 . Px,o(x) dx
para m << 1
Para m << 1, la ganancia R de la relación señal/ruido entre la variable Y y la variable x viene dada por la siguiente relación:
R = ( S/Ny,t ) / ( S/Nx,m ) = [[[- ,+-] f(x) . Px,o'(x) dx ]2 / [ [ [.- +-] f(x)2 . Px,o(x) dx] . a2.
Para optimizar la relación señal/ruido R, dada la ley Px,o(x), se busca la función f que maximiza el rendimiento R. Si se expresa R = C2 / y . a2.
La optimización de R equivale a determinar la función f óptima que minimiza el criterio cuadrático: y = [ [_* +*] f(x)2 . Px.o(x) dx bajo la restricción lineal: C = J[_* +*]f(x) . Px,o'(x) dx = 1
La solución a este problema de optimización es: fórm a te) = A . Px o '(x) / Px o (x)
Y, la relación señal/ruido máxima es:
Rmáx(Px,o) = C2 / y . a2 = J[.~+~] Px,o'(x)2 / Px,o(x) dx . a2.

Claims (14)

REIVINDICACIONES
1. Receptor (200, 300, 400) de señales susceptibles de ser perturbadas por una señal interferente (100), comprendiendo el receptor un filtro de rechazo de interferencias, que comprende una ganancia multiplicativa (250), aplicada respectivamente a un canal en fase (I), y un canal en cuadratura (Q) de una señal recibida y digitalizada por el receptor, estando determinado el valor de la ganancia multiplicativa por una función no lineal Ki(p) del módulo p de la señal recibida, estando determinada la función Ki(p) para maximizar la relación señal/ruido después de la aplicación de la ganancia multiplicativa y de la demodulación de la señal recibida, comprendiendo además el receptor un estimador (230) de una razón J/N entre la potencia de una señal interferente y la potencia de un ruido térmico, dependiendo la función no lineal Ki(p) de dicha razón J/N, calculándose el valor de la ganancia multiplicativa a partir de dicha razón J/N y de dicho módulo p de la señal recibida, dependiendo la función no lineal Ki(p) de la densidad de probabilidad f(p) de la señal recibida, una función del módulo p de la señal.
2. Receptor de señales según la reivindicación 1, en el que la función no lineal Ki(p) depende de la razón entre la derivada f(p) de la densidad de probabilidad de la señal recibida en función del módulo y de la densidad de probabilidad f(p) de la señal recibida, dividida por el módulo p de la señal recibida.
3. Receptor de señales según una de las reivindicaciones 1 o 2, en el que el filtro de rechazo de interferencias comprende una unidad de cálculo (240) del módulo de la señal recibida a partir del canal en fase y del canal en cuadratura de la señal recibida, siendo implementada la ganancia multiplicativa (250) por una memoria, en la que son guardados una pluralidad de valores de la función no lineal Ki(p), teniendo la memoria una primera entrada conectada a la salida de la unidad de cálculo del módulo (240).
4. Receptor de señales según una de las reivindicaciones 1 o 2, en el que la ganancia multiplicativa (250) es implementada por una memoria, en la que son guardados una pluralidad de valores de la función no lineal Ki(p), teniendo la memoria una primera entrada destinada a recibir el valor absoluto del canal en fase de la señal y una segunda entrada destinada a recibir el valor absoluto del canal en cuadratura de la señal.
5. Receptor de señales según una de las reivindicaciones anteriores, en el que el estimador (230) de una razón entre la potencia de una señal interferente y la potencia de un ruido térmico comprende una unidad de cálculo del momento de orden cuatro del módulo de la señal.
6. Receptor de señales según la reivindicación 5, en el que la unidad de cálculo del momento de orden cuatro comprende un sumador (231) para sumar el canal en fase de la señal, elevado al cuadrado, y el canal de cuadratura de la señal, elevado al cuadrado, un multiplicador (232) para elevar al cuadrado la salida del sumador (231) y un filtro promediador (233).
7. Receptor de señales según una de las reivindicaciones 5 o 6, en el que el estimador (230) de una razón entre la potencia de una señal interferente y la potencia de un ruido térmico comprende además un órgano de cálculo de la razón entre el momento de orden cuatro de la señal y el momento de orden dos de la señal elevado al cuadrado.
8. Receptor de señales según la reivindicación 7, que comprende al menos un dispositivo de control automático de ganancia (211, 221), configurado para controlar la amplitud de la señal recibida de acuerdo con una consigna de potencia, tomándose el momento de orden dos de la señal igual a la consigna de potencia del control automático de ganancia.
9. Receptor de señales según una de las reivindicaciones anteriores, en el que la densidad de probabilidad f(p) del módulo de la señal recibida se determina, para una pluralidad de valores de la razón J/N, entre la potencia de una señal interferente y la potencia de un ruido térmico a partir del valor de la amplitud de la señal interferente y de la desviación estándar del ruido térmico.
10. Receptor de señales según la reivindicación 1 en combinación con la reivindicación 3 o con la reivindicación 4, en el que la memoria tiene una entrada suplementaria conectada a la salida del estimador de la razón J/N.
11. Receptor de señales según una de las reivindicaciones anteriores, en el que la señal interferente (100) presenta una envolvente constante.
12. Receptor de señales según una de las reivindicaciones anteriores, en el que las señales recibidas son señales de radionavegación por satélite.
13. Procedimiento de recepción de señales susceptibles de ser perturbadas por una señal interferente, que comprende las etapas de: •
• Recibir (901) respectivamente un canal en fase (I) y un canal en cuadratura (Q) de una señal,
• Calcular (903) una ganancia multiplicativa a partir de una función no lineal Ki(p) del módulo p de la señal recibida, estando determinada la función no lineal Ki(p) de tal forma que maximice la relación señal/ruido después de la aplicación de la ganancia multiplicativa y de la demodulación de la señal recibida,
• Aplicar (904) la ganancia multiplicativa respectivamente al canal en fase (I) y al canal en cuadratura (Q) de la señal digitalizada,
• comprendiendo el procedimiento además una etapa (902) de estimación de una razón J/N entre la potencia de una señal interferente y la potencia de un ruido térmico, dependiendo la función no lineal Ki(p) de dicha razón J/N, calculándose el valor de la ganancia multiplicativa a partir de dicha razón J/N y de dicho módulo p de la señal recibida, dependiendo la función no lineal Ki(p) de la densidad de probabilidad f(p) de la señal recibida, una función del módulo p de la señal.
14. Procedimiento de recepción de señales según la reivindicación 13, en el que la función no lineal Ki(p) depende de la razón entre la derivada f'(p) de la densidad de probabilidad de la señal recibida y la densidad de probabilidad f(p) de la señal recibida, dividida por el módulo p de la señal recibida.
ES18212860T 2017-12-21 2018-12-17 Receptor de señales, en particular de señales GNSS, que comprende un filtro de rechazo de interferencias y un procedimiento asociado Active ES2932851T3 (es)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1701348A FR3075975B1 (fr) 2017-12-21 2017-12-21 Recepteur de signaux, en particulier de signaux gnss, comprenant un filtre de rejection d'interferences, et procede associe

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ES2932851T3 true ES2932851T3 (es) 2023-01-27

Family

ID=62528463

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES18212860T Active ES2932851T3 (es) 2017-12-21 2018-12-17 Receptor de señales, en particular de señales GNSS, que comprende un filtro de rechazo de interferencias y un procedimiento asociado

Country Status (6)

Country Link
US (1) US10484029B2 (es)
EP (1) EP3502746B1 (es)
CN (1) CN110022162B (es)
CA (1) CA3028062A1 (es)
ES (1) ES2932851T3 (es)
FR (1) FR3075975B1 (es)

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5291525A (en) * 1992-04-06 1994-03-01 Motorola, Inc. Symmetrically balanced phase and amplitude base band processor for a quadrature receiver
JP4011854B2 (ja) * 1998-07-20 2007-11-21 サムスン エレクトロニクス カンパニー リミテッド グローバル測位システムのためのマルチチャンネルディジタル受信機
US6448909B1 (en) * 2000-01-28 2002-09-10 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Analog continuous wavelet transform circuit
US6321073B1 (en) * 2000-01-31 2001-11-20 Motorola, Inc. Radiotelephone receiver and method with improved dynamic range and DC offset correction
EP1632023A4 (en) * 2003-02-11 2008-05-07 Bhc Consulting Pty Ltd LOW DISTORTION CATEGORY D AMPLIFIER USING CARRIER REFERENCE SIGNAL SYMMETRY MODULATION
KR101124863B1 (ko) * 2005-07-20 2012-03-27 에스티마이크로일렉트로닉스 에스.알.엘. 다중 소스로부터의 통신신호를 처리하는 장치 및 방법
US20070140391A1 (en) * 2005-12-20 2007-06-21 Jianping Pan Rf complex bandpass-notch filter for rf receiver and tv tuner
EP1985013A4 (en) * 2006-01-24 2009-02-25 D2Audio Corp SYSTEM AND METHOD FOR IMPROVING EFFICIENCY IN A DIGITAL AMPLIFIER BY ADDING AN ULTRASONIC SIGNAL TO AN INPUT AUDIO SIGNAL
US7652448B2 (en) * 2007-04-12 2010-01-26 International Truck Intellectual Property Company, Llc Vehicle battery state of charge indicator
FR2916589A1 (fr) * 2007-05-25 2008-11-28 Thales Sa Controle automatique de gain asservi sur la densite de probabilite de puissance recue
FR2954030B1 (fr) 2009-12-15 2012-05-11 Sagem Defense Securite Procede et recepteur de reduction d'un signal de brouillage
US8509361B2 (en) * 2010-02-04 2013-08-13 Issc Technologies Corp. Simplified acquisition apparatus and method for a Bluetooth receiver
EP2381595B1 (en) * 2010-04-21 2012-06-20 Alcatel Lucent Phase skew compensation at a coherent optical receiver
EP2381593B1 (en) * 2010-04-21 2014-06-25 Alcatel Lucent Power adjustment of in-phase and quadrature components at a coherent optical receiver
FR2969869B1 (fr) * 2010-12-23 2012-12-28 Thales Sa Dispositif de controle automatique de gain pour recepteur de positionnement par satellites
US9025705B2 (en) * 2012-10-09 2015-05-05 Texas Instruments Incorporated Current reduction in digital circuits
CN107302409B (zh) * 2017-05-11 2020-09-18 航天长征火箭技术有限公司 一种基于过采样信号信噪比估计的自动增益控制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CA3028062A1 (en) 2019-06-21
EP3502746A1 (fr) 2019-06-26
CN110022162A (zh) 2019-07-16
FR3075975B1 (fr) 2020-05-22
EP3502746B1 (fr) 2022-11-23
US10484029B2 (en) 2019-11-19
US20190199385A1 (en) 2019-06-27
CN110022162B (zh) 2023-04-07
FR3075975A1 (fr) 2019-06-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10649095B2 (en) Method and apparatus for joint data-pilot tracking of navigation signal
EP2374022B1 (fr) Dispositif d&#39;hybridation en boucle fermee integre par construction
TWI409492B (zh) 衛星導航接收器及在衛星導航接收器中執行數位訊號處理之方法
CN107787456B (zh) 一种用于方位计算的装置及其操作方法
JP2022169622A (ja) 飛行時間検出のシステム及び方法
US20150124856A1 (en) Method and apparatus for frame synchronization in a positioning system
EP2755330B1 (fr) Méthode de détermination du temps d&#39;arrivée d&#39;une impulsion UWB au moyen d&#39;un récepteur à double quadrature
Wang et al. A scheme for weak GPS signal acquisition aided by SINS information
US20150015437A1 (en) Code minus carrier multipath observation for satellite exclusion
US8804878B2 (en) Fast acquisition of frame timing and frequency
US9793928B2 (en) Method and device for measuring the current signal-to-noise ratio when decoding LDPC codes
KR102628084B1 (ko) Gnss 수신기의 다중 경로를 개선하기 위한 코드 수정을 제공하는 시스템 및 방법
ES2932851T3 (es) Receptor de señales, en particular de señales GNSS, que comprende un filtro de rechazo de interferencias y un procedimiento asociado
CN108027442B (zh) 具有定点西格玛罗滤波器的卫星导航接收机
US10768311B2 (en) System and method for combining signals for improved performance in challenging environment
Geiger et al. Influence of Doppler bin width on GPS acquisition probabilities
Tu et al. Two new sliding DTFT algorithms for phase difference measurement based on a new kind of windows
US20130336369A1 (en) Global Navigation Satellite System Signal Decomposition and Parameterization Algorithm
WO2003054572A1 (fr) Procede et recepteur gps bi-frequence
WO2016062033A1 (zh) 频率补偿处理方法及装置
EP3492943A1 (fr) Procédé et système d&#39;estimation de position par recalage collaboratif sur amers de positions imprecises
CN109581438B (zh) 一种估计载噪比的方法、载噪比估计装置、终端以及计算机可读介质
ES2225193T3 (es) Dispositivo de desmodulacion qam.
TW201642249A (zh) 語音信號處理裝置及語音信號處理方法
ES2614611T3 (es) Filtro digital paralelo