JP5464271B2

JP5464271B2 - フィルタ係数制御装置および方法

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Publication number: JP5464271B2
Application number: JP2012512176A
Authority: JP
Inventors: リレイ; タオゼンイング; リュウリン; 祥一朗小田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2009-05-27
Filing date: 2009-05-27
Publication date: 2014-04-09
Anticipated expiration: 2029-05-27
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Description

本発明は、光通信に係わり、特に、光コヒーレント受信器に係わる。

光通信システムの容量および柔軟性に係る性能に対する要求が高まるにつれて、コヒーレント光通信技術がより重要になってきている。非コヒーレント技術（例えば、on-off key、OOK）あるいはセルフコヒーレント技術（例えば、差動４相位相シフトキーイング、DQPSK）と比較すると、コヒーレント技術は、３dBの光信号対雑音比（OSNR）利得を持ち、より効率の高い変調技術（例えば、直交変調（QAM））を使用することにより容量を高めることができ、チャネル変動に応答するための電気等化技術を容易に使用でき、製造コストを低くする、などの利点を有する。電気コヒーレント技術の場合のように、光コヒーレント受信器は、キャリア位相の再生が必要である。現在、光コヒーレント受信器におけるキャリア位相の再生は、一般に、デジタル技術によりなされている。例えば、“Coherent detection of optical quadrature phase-shift keying signals with carrier phase estimation”, (Journal of Lightwave Technology, Vol24, No.1, January 2006, pp12-21), D. Ly-Gagon et al. は、Ｍ乗（M^th power）に基づく方法を提案し、また、“Multiplier-free Phase Recovery for Optical Coherent Receivers”, (OWT4, OFC2008), Z. Tao et al. は、データ事前決定に基づく方法を提案している。チャネル上の光雑音および受信器内の電気雑音が存在するので、デジタル位相再生技術は、雑音の影響を取り除いて正確なキャリア位相を得るために、受信信号をフィルタリングする必要がある。よって、位相再生の性能は、フィルタのパラメータの選択に強く関係する。よく知られているように、フィルタのパラメータの最適化は、雑音およびフィルタリングされた信号（ここでは、光キャリア位相）に注意を向けるべきである。しかし、光キャリア位相の変動は、実際の伝送システムでは、多くの要因（例えば、送信器／受信器内のレーザ特性、ファイバチャネルの構成、隣接チャネルの信号パワー）により決定される。これらの要因は、不変ではなく、リアルタイム検出で得ることは困難である。

図１は、デジタル位相再生装置を使用する従来技術の光コヒーレント受信器を示す。図１において、光９０°周波数ミキサ１０２、光電変換器（Ｏ／Ｅ）１０４および１０５、アナログ／デジタル変換器（ＡＤＣ）１０６および１０７、レーザ１０３は、光コヒーレント受信器のフロントエンド１１１を構成する。このセクションの機能は、受信した光入力信号１０１をベースバンド電気信号１０８に変換することである。ベースバンド電気信号１０８は、I+jQ = exp(jφ_d+jφ₀)+nで表すことができる。nは、雑音を表す。一般的な環境では、ベースバンド電気信号１０８は、データ情報φ_dを含むだけでなく、キャリアと局部発振（レーザ１０３）との間の位相オフセットφ₀も含んでいる。デジタル位相再生装置１０９の機能は、ベースバンド電気信号１０８から位相オフセットφ₀を除去することである。デジタル位相再生装置１０９の出力はデータ情報φ_dであり、データ再生デバイス１１０は、入力データ情報に基づいて送信されたデータを再生する。上述のことから分かるように、デジタル位相再生装置１０９は、光コヒーレント受信器において非常に重要な部分である。

従来技術のデジタル位相再生装置は、図２に示す構成で表わすことができる。データ除去変調器２０４は、復調信号２０６、すなわち
を得るために、入力デジタルベースバンド電気信号２０１（１０８）に対してＭ乗演算を実行して（Ｍは、デジタル位相変調の相数であり、例えば、ＱＰＳＫに対してはＭ＝４である）、データ位相変調を取り除く。ここで、
は、Ｍ乗演算の後の雑音を表す。一般的な環境では、位相オフセットの変動は雑音の変動よりもゆっくりである。このため、雑音の影響を除去するために、平均化器２０５を使用することができる。偏角計算器２１０は、平均化器２０５の出力２０７に基づいて、範囲[−π/M, π/M]における位相オフセットの値２１１を取得し、アンラップ器２１２は、範囲[−π, π]における値として値２１１をアンラップする。この値は、位相オフセットの推定値
である。そして、最後に引き算器２０８は、偏角計算器２０２により得られるシンボル位相から位相オフセットの推定値
を差し引き、これにより、位相が再生された信号２０９が得られる。

上述のことから分かるように、位相再生装置の動作性能は、主に平均化器の設計に依存する。平均化器２０５は、区間ごとに算術平均化を実行でき、また、移動平均化を実行することもできる。現在、位相再生の性能を最適化するために、平均化で使用される長さを適応的に調整する幾つかの方法として、例えば、“Adaptive optimization for digital carrier phase estimation in optical coherent receivers”, pages 121-122, 2008 Digest of the IEEE/LEOS Summer Topical Meetingsがある。

しかし、本発明に係る調査において、本出願発明者は、そのような最適化は、平均化で使用される長さの調整のみに注意が向けられており、その長さの中の各シンボルの位相オフセットの関係を含んでいないことを見出した。したがって、そのような最適化によっては、最適な性能を得ることはできない。

このため、現在、光コヒーレント受信器のデジタル位相再生装置が最高の状態で動作するように、デジタル位相再生におけるフィルタ係数を適応的に最適化する技術が必要とされている。

"Coherent detection of optical quadrature phase-shift keying signals with carrier phase estimation", (Journal of Lightwave Technology, Vol24, No.1, January 2006, pp12-21), D. Ly-Gagon et al. "Multiplier-free Phase Recovery for Optical Coherent Receivers", (OWT4, OFC2008), Z. Tao et al. "Adaptive optimization for digital carrier phase estimation in optical coherent receivers", pages 121-122, 2008 Digest of the IEEE/LEOS Summer Topical Meetings

上述の従来技術の問題点および制限を考慮し、本発明の実施形態は、従来技術の１つ以上の欠点を解決し、少なくとも利益のある選択を提供する。

上述の目的を達成するために、本発明の実施形態は、以下の態様を提供する。
態様１：位相再生装置のフィルタの係数を制御するフィルタ係数制御装置は、キャリアと局部発振との間の位相オフセットを取得する位相オフセット取得手段と、前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を計算する自己相関計算手段と、前記自己相関および関連する統計量に基づいて前記フィルタの係数を決定するフィルタ係数決定手段、を有する。

態様２：態様１に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記位相オフセット取得手段は、前記位相再生装置へ入力されるトレーニング系列の各シンボルの偏角値から前記トレーニング系列の各シンボルのデータ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得する引き算器である。

態様３：態様１に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記位相オフセット取得手段は、引き算器およびデータ変調位相取得部を含み、前記データ変調位相取得部は、前記位相再生装置の出力信号の各シンボルのデータ変調位相を取得するか、或いは前記出力信号を復号することにより得られる復号信号から各シンボルのデータ変調位相を取得し、前記引き算器は、前記位相再生装置へ入力される信号の各シンボルの偏角値から前記データ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得する。

態様４：態様３に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記データ変調位相取得部は、前記位相再生装置の出力信号の各シンボルのデータ変調位相を取得するものであり、前記出力信号に対して2π/M丸め込みを実行する2π/M丸め込み器と、前記2π/M丸め込み器により得られる整数値に2π/Mを乗算する乗算器と、前記乗算器により得られる積にπ/Mを加算する加算器、を備える。

態様５：態様３に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記データ変調位相取得部は、入力信号を復号することにより得られる復号信号から各シンボルのデータ変調位相を取得するものであり、前記復号信号に2π/Mを乗算する乗算器と、前記乗算器により得られる積にπ/Mを加算する加算器、を備える。

態様６：態様１に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記自己相関計算手段は、前記位相オフセットに対して異なる遅延処理を行うことにより遅延系列を取得する遅延系列取得部と、前記遅延系列に基づいて前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を決定する自己相関系列取得部、を含む。

態様７：態様１に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記自己相関計算手段は、前記位相オフセットに対して異なる遅延処理を行うことにより遅延系列を取得する遅延系列取得部と、前記遅延系列の雑音を抑制する雑音抑制部と、雑音が除去された前記遅延系列に基づいて前記フィルタ係数の前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を決定する自己相関系列取得部、を含む。

態様８：態様１に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記フィルタ係数決定手段は、前記フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関を決定する入力／出力相互相関決定部と、前記フィルタの入力の自己相関を決定する入力自己相関部と、前記相互相関および前記自己相関に基づいて前記フィルタ係数を決定する係数算出部、を含む。

態様９：態様８に記載のフィルタ係数制御装置であって、前記自己相関および前記関連する統計量は、チャネル白色雑音に起因する位相変動の分散
、前記位相オフセットの変化の分散
、および前記位相オフセットの正規化された自己相関ρ(k)であり、前記入力／出力相互相関決定部は、下式に従って前記フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関R(k)を決定し（Ｍは、送信されたデータの位相変調の相数であり、例えば、送信されたデータがＱＰＳＫ変調であるときは、Ｍ＝４）、

前記入力自己相関部は、下式に従って最適なフィルタの入力の自己相関R’(k)を決定する
δ(k)は、インパルス関数、kが０のときはδ(k)の値は１、kが０でないときはδ(k)の値は０、kは−M<k<Mの範囲内の整数である。

態様１０：位相再生装置のフィルタの係数を制御するフィルタ係数制御方法は、キャリアと局部発振との間の位相オフセットを取得し、前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を計算し、前記自己相関および関連する統計量に基づいて前記フィルタの係数を決定する。

態様１１：態様１０に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記取得は、前記位相再生装置へ入力されるトレーニング系列の各シンボルの偏角値から前記トレーニング系列の各シンボルのデータ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得する。

態様１２：態様１０に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記取得は、前記位相再生装置の出力信号の各シンボルのデータ変調位相を取得すること、或いは前記出力信号を復号することにより得られる復号信号から各シンボルのデータ変調位相を取得こと、および前記位相再生装置へ入力される信号の各シンボルの偏角値から前記データ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得すること、を含む。

態様１３：態様１２に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記取得は、前記出力信号または前記復号信号に対して2π/M丸め込みを実行すること、前記2π/M丸め込みにより得られる整数値に2π/Mを乗算すること、前記乗算により得られる積にπ/Mを加算すること、を含む。

態様１４：態様１０に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記計算は、前記位相オフセットに対して異なる遅延処理を行うことにより遅延系列を取得すること、前記遅延系列に基づいて前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を決定すること、を含む。

態様１５：態様１０に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記計算は、前記位相オフセットに対して異なる遅延処理を行うことにより遅延系列を取得すること、前記遅延系列の雑音を除去すること、雑音が除去された前記遅延系列に基づいて前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を決定すること、を含む。

態様１６：態様１０に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記決定は、前記フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関を決定すること、前記フィルタの入力の自己相関を決定すること、前記フィルタ係数を決定すること、を含む。

態様１７：態様１６に記載のフィルタ係数制御方法であって、前記自己相関および前記関連する統計量は、チャネル白色雑音に起因する位相変動の分散
、前記位相オフセットの変化の分散
、および前記位相オフセットの正規化された自己相関ρ(k)であり、前記フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関R(k)は下式に従って決定され、

最適なフィルタの入力の自己相関R’(k)は下式に従って決定され
δ(k)は、インパルス関数、kが０のときはδ(k)の値は１、kが０でないときはδ(k)の値は０、kは−M<k<Mの範囲内の整数である。

態様１８：位相再生装置は、態様１〜９のいずれか１つの記載のフィルタ係数制御装置を含む。

態様１９：態様１８に記載の位相再生装置は、互いに直列に接続されたデータ除去変調器、正規化器、調整可能フィルタを含み、前記フィルタ係数制御装置は、前記調整可能フィルタのフィルタ係数を制御する。

態様２０：デジタル受信器は、態様１８に記載の位相再生装置を含む。
本発明の実施形態による方法は、例えばチャネルおよび／またはレーザの特性などの演繹的な知識を必要とせず、最高の受信性能を得るために、チャネル特性の変動に対して適応的な最適化を成し遂げることができる。

以下の記載および添付の図面の参照により、本発明のこれらの及び他の態様および特徴は明らかになるであろう。本発明の特定の実施形態は、以下の記載および添付の図面において詳細に開示され、また、本発明の原理に適用可能なモードは、明確に記載される。本発明はそれによる範囲に制限されるものではなく、本発明は、添付のクレームの精神および条件の範囲内の多くの変更、変形、類推を含む、と理解されるべきである。

１つの実施形態について記載されたおよび／または示された特徴は、１つ以上の他の実施形態と同じまたは類似のモードに適用可能であり、他の実施形態の特徴と組み合わせ可能であり、或いは、他の実施形態の特徴と置き換え可能である。

強調されるべきことは、「含む／備える」という語は、この文書で使用されるときは、特徴、完全体、ステップ、部品の存在を意味するものであって、１つ以上の他の特徴、完全体、ステップ、部品の存在または追加を除外するものではない。

デジタル位相再生装置を使用する従来技術の光コヒーレント受信器を示す図である。従来技術のデジタル位相再生装置を示す図である。本発明の実施形態の位相再生装置を示す機能ブロック図である。本発明の実施形態の自己相関計算器の構成を示す図である。本発明の実施形態のフィルタ係数決定部の構成を示す図である。本発明の実施形態のフィルタ係数決定部の処理フローを示す図である。受信器がシンボルのデータ変調位相を知っている場合における本発明の実施形態の位相再生装置の動作フローチャートである。受信器がシンボルのデータ変調位相を知らない場合における本発明の実施形態の位相再生装置の動作フローチャートである。本発明の実施形態のデータ変調位相取得部を示す構成ブロック図である。本発明のフィルタ係数制御装置３２０の処理フローチャートである。本発明の実施形態の位相再生装置の正規化器を示すブロック図である。本発明の位相再生装置の調整可能フィルタを示すブロック図である。本発明の位相再生装置を使用する単一偏波光コヒーレント受信器を示すブロック図である。本発明の位相再生装置を使用する２重偏波光コヒーレント受信器を示すブロック図である。

本発明の実施形態のデジタル位相再生装置について、添付の図面を参照しながら以下に詳細に記載する。
本発明の実施形態の基本的な作用原理は、受信信号から位相オフセットの統計的な特徴を取得すること、および最適な受信性能を確保するために位相オフセットの統計的な特徴に基づいてデジタル位相再生装置を適応的に調整することである。

図３は、本発明の実施形態の位相再生装置を示す機能ブロック図である。図３に示すように、装置は２つのセクションに分割される。第１のセクションは、制御されるセクション（位相再生セクション）であり、このセクションは、図２に示す従来のデジタル位相再生装置と同じ機能を実行し、データ除去変調器３０１は図２に示すデータ除去変調器２０４に対応し、偏角計算器３０７は図２に示す偏角計算器２０２に対応し、引き算器３０６は図２に示す引き算器２０８に対応し、偏角計算器３０４は図２に示す偏角計算器２１０に対応し、アンラップ器３０５は図２に示すアンラップ器２１２に対応する。信号３０８、３１０、３１１は、それぞれ図２の信号２０６、２０３、２０７に対応する。図２と比較すると、図３に示す本発明の実施形態の位相再生セクションは、データ除去変調器３０１の後に正規化器３０２が追加され、また、平均化器２０５は調整可能フィルタ３０３として実現されている。調整可能フィルタ３０３は、制御ポートを介して、本発明の実施形態の位相再生装置の第２のセクション（すなわち、フィルタ係数制御装置３２０）に接続されている。

図３に示すように、フィルタ係数制御装置３２０は、引き算器３２１、自己相関計算器３２２、およびフィルタ係数決定部３２３を備える。また、いくつかの実施形態においては、データ変調位相取得部３２７をさらに含むようにしてもよい。

引き算器３２１は、本発明の実施形態の位相オフセット取得手段の例であり、キャリアと局部発振との間の位相オフセットを取得する。引き算器３２１への１つの入力は、受信シンボルの位相、すなわち位相再生セクションの偏角計算器３０７の出力３１０である。引き算器３２１への他の入力３２５は、受信シンボルのデータ変調位相である。以下の２つの状況において、受信器がそのシンボルのデータ変調位相を知っているか否かに基づいて、データ変調位相取得部３２７が受信シンボルのデータ変調位相を取得する。受信器がシンボルのデータ変調位相を知っている状況、例えば、システムのタイミング系列が存在する場合には、受信器は、事前の特定または取決めに従ってそのタイミング系列の中の各シンボルのデータ変調位相を確実に知っている。この場合、専用のデータ変調位相取得部は必要ではない。受信器がシンボルのデータ変調位相を知らない第２の状況では、受信シンボルを識別することで入力３２５を取得することが可能である。例えば、位相再生装置３００の出力２０９についてデータ識別を行うことで、データ変調位相を得ることができる。或いは、入力３２５は、最後の受信器から出力される復号されたデータに基づいて得ることができる。識別処理および復号処理は受信器において常に行われているので、このようにして引き算器３２９の入力３２５を取得しても、受信器の処理負荷が増えることはない。

自己相関計算器３２２への入力は、引き算器３２１からの出力であり、各シンボルについてのチャネル付加白色雑音が付された位相オフセットである。本発明の実施形態の自己相関計算器３２２は、例えば、“A Linear Model for Nonlinear Phase Noise Induced by Cross-phase Modulation”, (paper OTuD5, OFC2009)に記載されているＸＰＭモニタにより実現することができる。そこからの出力信号３２４は、チャネル白色雑音により引き起こされる位相変動の分散
、位相オフセットの変化（位相オフセットの変化は、レーザの位相雑音およびチャネル間の相互位相変調などの要因によって引き起こされる）の分散
、および位相オフセットの正規化された自己相関値ρ(k)である。ρ(k)は、１×２Ｍのベクトルであり、kは、整数である。

図４は、本発明の実施形態の自己相関計算器３２２の構成を示す。本発明の実施形態の自己相関計算器３２２については、例えば、国際特許出願PCT/CN2008/073245「位相雑音統計的特徴モニタ装置および方法、およびコヒーレント光通信受信器」（２００８年１１月２８日出願）を参照することができる。この国際特許出願のすべての内容は、それらが完全にここに記載されているのと同様に、参照によりここに組み込まれる。

具体的には、図４に示すように、本発明の実施形態の自己相関計算器３２２は、遅延系列取得部４０１、雑音抑制部４０２、自己相関系列取得部４０３を含むことができる。遅延系列取得部４０１への入力は、データ変調位相が除去された各シンボルの位相オフセット、すなわち引き算器３２１（図３参照）の出力３２６であり、自己相関系列取得部４０３は、雑音抑制部４０２からの出力を使用して自己相関値および位相オフセットに係わる統計量、すなわち自己相関計算器３２２（図３参照）の出力信号３２４を決定する。

同じ信号３２６が、遅延系列取得部４０１において異なるシンボル数ずつ遅延させられ、これにより対応する遅延系列が得られる。雑音抑制部４０２は、遅延系列に対して雑音抑制処理を実行する。注意すべきことは、実際の適用上の要求に応じたいくつかの状況によっては、雑音抑制部４０２を省略することができる。また、雑音抑制部４０２は、レーザ線幅の影響を抑制するレーザ線幅影響抑制部および増幅器の自然放出光雑音の影響を抑制する自然放出光雑音影響抑制部を含むようにしてもよい。

図３に戻り、フィルタ係数決定部３２３は、自己相関計算器３２２の出力信号３２４に基づいて、位相再生装置の制御を成し遂げるための最適なフィルタ係数を計算する。
図５Ａは、本発明の実施形態のフィルタ係数決定部３２３の構成を示す。図５Ｂは、本発明の実施形態のフィルタ係数決定部の処理フローを示す。フィルタ係数決定部の作用原理は、位相オフセットの追跡と雑音の抑制との間で最適な妥協点を得るように、位相オフセットおよびチャネル雑音の統計的特徴に基づいてフィルタ係数を設計することである。入力がexp[jM(φ₀+φ_n)]であり、出力が
であるフィルタに関しては（φ₀は位相オフセット、φ_nはチャネル付加白色雑音に起因する位相変動、φ₀の自己相関値をρ(k)としたときに、分散は
、φ_nの分散は
、フィルタ係数決定部により決定されるフィルタ係数は、
が位相オフセットφ₀の最小平均二乗誤差の推定値であることを保証できる。

図５Ａに示すように、本発明の実施形態のフィルタ係数決定部は、フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関を決定する入力／出力相互相関決定部５０１、異なるタイミングにおけるフィルタ入力どうしの自己相関を決定する入力自己相関部５０２、フィルタ係数を決定する係数算出部５０３を含む。

図５Ｂは、フィルタ係数決定部の処理フローを詳しく示す。図５Ｂに示すように、最初にステップＳ５０１において、入力／出力相互相関決定部５０１は、自己相関計算器３２２の出力３２４、すなわち
など、に基づいて最適なフィルタの入力と出力の相互相関R(k)を計算する。R(k)は、例えば、下式に従って計算することができる。

続いて、入力自己相関部５０２は、最適なフィルタの入力の自己相関R’(k)を計算する（ステップＳ５０２）。R’(k)を計算する方法は、例えば、下式で表わすことができる。

ここで、δ(k)はインパルス関数であり、kが０のときはδ(k)の値は１であり、kが０でないときはδ(k)の値は０である。kは、整数である。最後に、ステップＳ５０３において、係数算出部５０３は、R(k)およびR’(k)に基づいて、最適なフィルタの係数を計算する。計算方法は、例えば、下記で表わされる。

ここで、Ｌは整数であり、フィルタ長は2L+1である。

本発明の実施形態の位相再生装置の処理フローチャートについて下記に記載する。
図６Ａは、受信器がシンボルのデータ変調位相を知っている場合における本発明の実施形態の位相再生装置の動作フローチャートを示す。図６Ａに示すように、システムが動作を開始したときまたはチャネル切替えに際して（ステップ６０１）、本発明の実施形態の位相再生装置の位相再生セクションは、デフォルトのフィルタを使って動作を開始し（ステップ６０２）、動作中に受信したトレーニング系列のシンボル位相を記録する（ステップ６０３）。トレーニング系列のデータ変調位相は受信器によって知られているので、フィルタ係数制御装置３２０は、記録された位相および既知のデータ変調位相に基づいて位相オフセットを直接的に得ることができ、その位相オフセットに基づいて最適なフィルタ係数を決定できる（ステップ６０４）。その後、位相再生装置は、決定した最適なフィルタ係数を使用して動作する（ステップ６０５）。

図６Ｂは、受信器がシンボルのデータ変調位相を知らない場合における本発明の実施形態の位相再生装置の動作フローチャートを示す。図６Ｂに示すように、システムが動作を開始したときまたはチャネル切替えに際して（ステップ６０６）、本発明の実施形態の位相再生装置の位相再生セクションは、デフォルトのフィルタを使って動作を開始し（ステップ６０７）、入力信号の位相３１０および、信号２０９に対してデータ識別を実行することで得られるデータ変調位相または最後の受信器から出力される復号されたデータから得られるデータ変調位相、を取得する（ステップ６０８）。

図７は、本発明の実施形態のデータ変調位相取得部３２７を示す構成ブロック図である。この実施形態では、例としてＱＰＳＫ信号を取り上げて、識別によりデータ変調位相を取得する方法について説明する。図７に示すように、この実施形態では、位相再生装置の出力２０９は、π/2丸め込み器７０１を通過し、データ変調位相が位置する象限が得られる。例えば、データが第１象限で変調されたときはπ/2丸め込み器７０１の出力はゼロ、第２象限のときはπ/2丸め込み器７０１の出力は１、第３象限のときはπ/2丸め込み器７０１の出力は２、第４象限のときはπ/2丸め込み器７０１の出力は３である。続いて、π/2丸め込み器７０１の出力７０２は、乗算器７０３において、π/2が掛け合わされる。その後、加算器７０５において乗算器７０３の出力７０４にπ/4が加算され、これによりデータ変調位相π/4、3π/4、5π/4、または7π/4（すなわち、信号３２５）が得られる。復号されたデータに関しては、それ自身がπ/2丸め込み器７０１の出力７０２に対応し、同様の方法で、復号されたデータから各シンボルのデータ変調位相を取得することができる。

注意すべきことは、図７の記載では例としてＱＰＳＫを取り上げているが、位相変調の相数がＭである他の変調方式が使用されるときは、それに応じてπ/2丸め込み器７０１は2π/M丸め込み器に変更される。2π/M丸め込み器の出力は、乗算器７０３において2π/Mが乗算され、加算器７０５において乗算器７０３の出力にπ/Mが加算される。

図６Ｂに戻り、ステップ６０９において最適なフィルタ係数が決定される。その後、位相再生装置は、決定した最適なフィルタを使用して動作する（ステップ６１０）。さらに、図６Ａに示す状況とは異なり、位相再生装置の動作性能に係わるデータ判定誤りの影響を取り除く必要がある。したがって、本発明のこの実施形態では、最初に最適なフィルタ係数が決定された後（すなわち、ステップ６０８〜６１０の後）、本発明の実施形態の位相再生装置の動作性能に係わる、デフォルトのフィルタの最初の使用に起因する潜在的な多数の判定誤りによる影響を取り除くために、最適なフィルタ係数を決定する処理（すなわち、ステップ６０８〜６１０）がもう一回繰り返される。

図８は、図６Ａのステップ６０４および図６Ｂのステップ６０９の具体的な実現方法、すなわち本発明のフィルタ係数制御装置３２０の処理フローチャートを示す。
図８に示すように、最初にステップ８０１において、キャリア位相のオフセットが決定される。この処理は、引き算器を使用して実現される。続いてステップ８０２では、自己相関決定装置は、位相オフセットの自己相関、および雑音によって引き起こされる位相変動の分散を決定する。その後ステップ８０３において、フィルタ係数決定部は、自己相関決定装置によって決定された自己相関値および分散に基づいて、最適なフィルタ係数を決定する。

図９は、本発明の実施形態の位相再生装置の正規化器を示すブロック図である。図３に示すように、正規化器３０２への入力は、Ｍ乗で計算された受信信号の複素値３０８であり、絶対値計算器９０１は複素値３０８の絶対値を得る。複素値３０８は、割り算器９０２により複素値３０８の絶対値で割り算され、各入力複素値３０８と同じ偏角を有するが絶対値が常に１である出力３０９が得られる。ここで指摘しておきたいことは、正規化器３０２は本発明の実施形態の位相再生装置の動作性能を高めることができるが、欠くことのできないものというわけではない。ハードウェアの制限のような要因に基づき、本発明の実施形態の効果に影響を及ぼすことなく、本発明の実施形態から正規化器を省略することができる。

図１０は、本発明の実施形態の位相再生装置の調整可能フィルタ３０３を示すブロック図である。図３に示すように、調整可能フィルタへの入力は、正規化器の出力３０９である（上述したように、その入力は、データ除去変調器からの出力３０８であってもよい）。図１０に示すように、調整可能フィルタ３０３は、１シンボル期間の時間遅延を有するＮ個のデジタルレジスタ１００１、Ｎ個の乗算器１００２（Ｎは、フィルタのタップ数であり、１以上の整数である）、および総和演算器１００３を含む。各デジタルレジスタに記録された後、調整可能フィルタへの入力は、乗算器によりフィルタの係数３２８（係数３２８は、１×Ｎのベクトル）が乗算され、総和演算器１００３により乗算結果の総和が計算されて出力３１１が得られる。

図１１は、本発明の位相再生装置を使用する単一偏波光コヒーレント受信器を示すブロック図である。図１に示す従来の光コヒーレント受信器と比較すると、本発明の実施形態の適応的位相再生装置３００が図１の位相再生装置１０９の代わりに設けられているが、他の部分はそのまま維持されている。

図１２は、本発明の実施形態の位相再生装置を使用する偏波多重光コヒーレント受信器を示すブロック図である。図１１と比較すると、図１２においては、本発明の実施形態の位相再生装置１２１３および１２１４が、２つの偏波ブランチ上でそれぞれ使用されている。偏波多重光コヒーレント受信器の他のセクション（等化偏波分離器１２１２などを含む）は、公知技術で実現可能である。

当業者であれば、この明細書で開示されている実施形態で記載のいくつかの例のユニットおよびステップが、電子的なハードウェア、コンピュータソフトウェア、またはそれらの組合せにより実現可能であることを知っている。ハードウェアとソフトウェアとの互換性について明確に説明するために、いくつかの例の構成およびステップが、それらの機能に応じて明細書の中で一般的に記載されている。これらの機能がハードウェアを使用して実行されるのかソフトウェアを使用して実行されるのかは、技術的なソリューションの特定のアプリケーションおよび設計上の制約条件に依存する。当業者は、上述の機能を実現するために、その実現が本発明の範囲を超えないように、各特定のアプリケーションについて他の方法を使用するかも知れない。

この明細書で開示されている実施形態との組み合わせで記載されている方法またはアルゴリズムのステップは、ハードウェア、プロセッサにより実行されるソフトウェアモジュール、またはそれらの組合せにより実現することができる。ソフトウェアモジュールは、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、内部メモリ、読出し専用メモリ（ＲＯＭ）、電気的プログラマブルＲＯＭ、電気的消去可能プログラマブルＲＯＭ、レジスタ、ハードディスク、持ち運び可能な磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ、或いは公知技術の他の任意の記憶媒体に格納することができる。

上述の実施形態は、全くの例示的なものであり、本発明を限定するものではなく、当業者は、本発明の原理に基づいて様々な変更および変形を思いつくことが可能であり、それらのすべての変更および変形も本発明の範囲内でカバーされるものである。

Claims

ベースバンド信号から位相オフセットを除去するための位相再生装置内に設けられ、複数の受信シンボルについての位相情報を平均化して前記位相オフセットを推定するフィルタの係数を制御するフィルタ係数制御装置であって、
キャリアと局部発振との間の位相オフセットを取得する位相オフセット取得手段と、
前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を計算する自己相関計算手段と、
前記自己相関および関連する統計量に基づいて前記フィルタの係数を決定するフィルタ係数決定手段、
を有するフィルタ係数制御装置。
前記位相オフセット取得手段は、前記位相再生装置へ入力されるトレーニング系列の各シンボルの偏角値から前記トレーニング系列の各シンボルのデータ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得する引き算器である
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ係数制御装置。
前記位相オフセット取得手段は、引き算器およびデータ変調位相取得部を含み、
前記データ変調位相取得部は、前記位相再生装置の出力信号の各シンボルのデータ変調位相を取得するか、或いは前記出力信号を復号することにより得られる復号信号から各シンボルのデータ変調位相を取得し、
前記引き算器は、前記位相再生装置へ入力される信号の各シンボルの偏角値から前記データ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得する
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ係数制御装置。
前記データ変調位相取得部は、前記位相再生装置の出力信号の各シンボルのデータ変調位相を取得するものであり、
Ｍがシンボルの位相変調の相数であるときに、前記出力信号に対して2π/M丸め込みを実行する2π/M丸め込み器と、
前記2π/M丸め込み器により得られる整数値に2π/Mを乗算する乗算器と、
前記乗算器により得られる積にπ/Mを加算する加算器、を備える
ことを特徴とする請求項３に記載のフィルタ係数制御装置。
前記自己相関計算手段は、
前記位相オフセットに対して異なる遅延処理を行うことにより遅延系列を取得する遅延系列取得部と、
前記遅延系列に基づいて前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を決定する自己相関系列取得部、を含む
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ係数制御装置。
前記自己相関計算手段は、
前記位相オフセットに対して異なる遅延処理を行うことにより遅延系列を取得する遅延系列取得部と、
前記遅延系列の雑音を抑制する雑音抑制部と、
雑音が抑制された前記遅延系列に基づいて前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を決定する自己相関系列取得部、を含む
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ係数制御装置。
前記フィルタ係数決定手段は、
前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量に基づいて前記フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関を決定する入力／出力相互相関決定部と、
前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量に基づいて前記フィルタの入力の自己相関を決定する入力自己相関部と、
前記相互相関および前記自己相関に基づいて前記フィルタ係数を決定する係数算出部、を含む
ことを特徴とする請求項１に記載のフィルタ係数制御装置。
前記自己相関および前記関連する統計量は、チャネル白色雑音に起因する位相変動の分散
、前記位相オフセットの変化の分散
、および前記位相オフセットの正規化された自己相関ρ(k)であり、
前記入力／出力相互相関決定部は、下式に従って前記フィルタの入力と理想的な出力との間の相互相関R(k)を決定し、
Ｍは、前記位相再生装置へ入力されるデータのシンボルの位相変調の相数であり、
前記入力自己相関部は、下式に従って最適なフィルタの入力の自己相関R’(k)を決定する
δ(k)は、インパルス関数、kが０のときはδ(k)の値は１、kが０でないときはδ(k)の値は０、kは整数である、
ことを特徴とする請求項７に記載のフィルタ係数制御装置。
ベースバンド信号から位相オフセットを除去するための位相再生装置内に設けられ、複数の受信シンボルについての位相情報を平均化して前記位相オフセットを推定するフィルタの係数を制御するフィルタ係数制御方法であって、
キャリアと局部発振との間の位相オフセットを取得し、
前記位相オフセットの自己相関および関連する統計量を計算し、
前記自己相関および関連する統計量に基づいて前記フィルタの係数を決定する、
フィルタ係数制御方法。
前記取得は、前記位相再生装置へ入力されるトレーニング系列の各シンボルの偏角値から前記トレーニング系列の各シンボルのデータ変調位相を引き算して前記位相オフセットを取得する
ことを特徴とする請求項９に記載のフィルタ係数制御方法。