KR101319906B1 - 코히어런트 광 시스템들에서 비-선형 손상 모니터링 및 완화를 위한 캐리어 위상 추정기 - Google Patents

Abstract

본 문서는 광 송신 시스템들에 관한 것이다. 특히, 본 문서는 캐리어 위상의 추정을 위한 그리고 광 송신 채널에서 발생된 비-선형 왜곡들의 정도의 추정을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다. 상기 방법은 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하는 단계로서, 상기 복수의 신호 샘플들은 변조 기법 및 캐리어 위상과 연관되고; 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 광 송신 채널을 통해 송신되고; 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 위상들을 포함하고; 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하고; 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관된다. 상기 방법은 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하는 단계(401)로서, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하는, 상기 소거 단계(401); 및 각각 래그 값들의 세트를 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 결정하는 단계(301)로서, 그에 의해 상기 광 송신 채널의 비-선형성을 위한 측정치를 산출하는, 상기 결정 단계(301)를 더 포함한다.

Description

코히어런트 광 시스템들에서 비-선형 손상 모니터링 및 완화를 위한 캐리어 위상 추정기{CARRIER PHASE ESTIMATOR FOR NON-LINEAR IMPAIRMENT MONITORING AND MITIGATION IN COHERENT OPTICAL SYSTEMS}

본 문서는 광 송신 시스템들에 관한 것이다. 특히, 본 문서는 캐리어 위상의 추정 및 광 송신 채널에서 발생된 비-선형 왜곡들의 정도의 추정을 위한 방법 및 장치에 관한 것이다.

코히어런트 광 수신기들의 사용은 50GHz-간격 그리드들에 기초한 광 WDM(파장 분할 다중화) 네트워크들을 통해 고 스펙트럼 밀도(100Gb/초)(및 이상) 채널들을 제공하는 차세대 광 트랜스폰더들을 위한 요건이 된다. 실제로, 코히어런트 검출은 색 분산 및 편광 모드 분산과 같은 선형적 섬유 효과들에 양호한 허용 오차를 제공한다. 그러나, WDM 광 송신 시스템들의 또 다른 주요 관심사는 달성가능한 범위 및/또는 달성가능한 송신 용량에 직접 영향을 미치는 비-선형 손상들에 대한 회복력(resilience)이다. 이러한 비-선형 섬유 효과들은 예로서, 자기-위상 변조(self-phase modulation; SPM) 및/또는 교차-위상 변조(cross-phase modulation; XPM)이다.

미국 특허 제6600794B1호는 광 디스크로부터 반사된 레이저 광을 위한 MLSE 수신기를 설명한다. 2009년 9월 5일, no. 18, vol. PP, 미국, 뉴욕, IEEE 서비스 센터, 광파 기술의 저널, 보노니 에이(Bononi A) 등의 "고속-레이트 DQPSK 상의 OOK 채널들 및 코히어런트 QPSK 채널들에 의해 도입된 교차-위상 변조(Cross-Phase Modulation Induced by OOK Channels on Higher-Rate DQPSK and Noherent QPSK Channels)", 3974-3983 페이지에, XPM에 의해 손상된 높은 데이터 레이트의 QPSK 채널들의 성능을 추정하기 위한 방법을 설명한다.

상기 비-선형 섬유 효과들은 송신된 광 신호의 진폭 및 위상을 왜곡하며 이들 왜곡들의 보상을 위한 중요 요소는 위상 참조로서 상기 광 신호의 캐리어 위상의 신뢰성 있고 정확한 결정이다. 결과적으로, 코히어런트 광 수신기는 상기 송신된 심볼들의 결정 전에 상기 캐리어 위상의 복구를 위한 캐리어 위상 추정기를 포함해야 한다. 이와 같이, 캐리어 위상의 양호한 추정치들을 획득하고 그에 의해 발생된 비-선형 손상들을 완화시키며 그에 의해 상기 광 송신 시스템의 성능을 개선하기 위해, 상기 광 송신 채널에서 상기 수신된 광 신호에 의해 발생된 상기 비-선형 효과들에 의존하는 상기 캐리어 위상 추정기의 자동 최적화 기법이 이로울 것이다. 더욱이, 광 송신 채널에 존재하는 비-선형 효과들의 정도의 측정을 제공하는 것이 이로울 것이다.

일 양상에 따르면, 광 섬유의 광 송신 채널의 비-선형성을 측정하기 위한 방법이 설명된다. 상기 방법은, 수신기에서 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 복수의 신호 샘플들은 변조 기법과 연관될 수 있으며, 이것은 다수의 가능한 데이터 위상 값들, 및 캐리어 위상을 허용한다. 특히, 상기 복수의 신호 샘플들은 대응하는 송신기에서 복수의 송신된 신호 샘플들과 연관될 수 있다. 상기 송신된 신호 샘플들은 예로서, M-PSK와 같은 변조 기법을 사용하여 인코딩될 수 있다. 후속하여, 상기 송신된 신호 샘플들은 상기 광 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조될 수 있다. 결국, 상기 송신된 신호 샘플들은 상기 송신된 신호 샘플들이 다양한 선형 및/또는 비-선형 왜곡들을 발생시킬 수 있는 상기 광 송신 채널을 통해 송신될 수 있다. 상기 비-선형 왜곡들은 SPM 및/또는 XPM에 기인할 수 있다.

상기 복수의 신호 샘플들, 즉 상기 수신된 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 위상들을 포함할 수 있다. 특히, 신호 샘플은 신호 진폭으로서 및 신호 위상으로서 극좌표들로 표현될 수 있는 동위상(in-phase) 및 직교 위상(quadrature phase) 성분을 포함할 수 있다. 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함할 수 있으며, 여기에서 상기 데이터 위상들은 상기 인코딩된 데이터와 연관된다. 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관될 수 있다. 또한, 상기 잔여 위상들은 다양한 잡음 성분들, 예로서, 자연 증폭 방출(amplified spontaneous emission; ASE) 잡음, 레이저 잡음(상기 송신 레이저 및/또는 국부 발진기(local oscillator) 레이저의 위상 잡음으로 인한) 및/또는 비-선형 잡음(예로서, 상기 광 송신 채널에서의 비-선형 효과들로 인한)과 연관될 수 있다.

상기 방법은 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하는 단계를 포함할 수 있으며; 그에 의해, 상기 복수의 잔여 위상들을 산출한다. 변조 기법이 M-PSK(위상 시프트 키잉)에 대응하는 경우에, 이러한 소거 단계는 상기 복수의 신호 위상들을 M 제곱(power)하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 변조 기법이 x-QAM(직교 진폭 변조)에 대응하는 경우에, 이러한 소거 단계는 상기 복수의 신호 위상들을 상기 x-QAM 변조 기법과 연관된 가능한 데이터 위상 값들의 수에 대응하는 거듭제곱으로 제곱하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 방법은 각각 래그 값들의 세트를 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 결정하는 단계를 포함할 수 있으며, 그에 의해 상기 광 송신 채널의 비-선형성을 위한 측정치를 산출한다. 상기 래그 값들의 세트는 시간 인스턴스들 또는 시간 슬롯들의 다양한 오프셋들을 포함할 수 있다. 예로서, 상기 래그 값들의 세트는 특정 수의 시간 슬롯들 또는 시간 인스턴스들의 오프셋들을 포함할 수 있다.

상기에 이미 언급된 바와 같이, 상기 복수의 잔여 위상들은 각각 복수의 비-선형 유도 위상 잡음 값들 및 복수의 레이저 위상 잡음 값들을 포함할 수 있다. 이러한 경우들에서, 상기 방법은 제 1 래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값을 결정하고, 그에 의해 상기 레이저 위상 잡음의 자기상관 값을 산출하는 단계를 포함할 수 있다. 통상적으로, 상기 제 1 래그 값은 비교적 큰 래그 값이 되도록 선택된다. 예로서, 상기 제 1 래그 값은 상기 래그 값들의 세트로부터 최대 및/또는 최소 값이 되도록 선택될 수 있다. 상기 방법은 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들로부터 상기 레이저 위상 잡음의 자기상관 값을 감함으로써 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들의 세트를 결정하는 단계를 더 포함할 수 있다.

상기 방법은 제로와 상이한 래그 값들을 위한 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들의 세트의 복수의 자기상관 값들을 보간함으로써, 제로의 래그 값에서 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값을 결정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 방법은 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들의 세트의 값이 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들의 세트의 최대 값의 반인 제 2 래그 값을 결정하는 단계를 포함할 수 있으며, 상기 제 2 래그 값은 상기 광 송신 채널의 비-선형성을 위한 측정치이다. 이와 같이, 또한 상관 길이라고 할 수 있는, 상기 제 2 래그 값은 송신 채널들의 할당을 위한 광 송신 네트워크의 네트워크 제어 계층에 의해 사용될 수 있다. 더욱이, 상기 제 2 래그 값은 이하에 개괄될 바와 같이, 캐리어 위상 추정기의 문맥으로 사용될 수 있다.

통상적으로, 상기 제 1 래그 값은 상기 제 2 래그 값보다 커야 한다. 일 실시예에서, 상기 제 1 래그 값은 상기 제 2 래그 값보다 상당히 더 크다. 바람직하게는, 상기 제 1 래그 값은, 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들이 상기 제 1 래그 값에서 무시해도 될 정도임을 보장하기 위해, 상기 제 2 래그 값보다 충분히 더 커야 한다. 이와 같이, 상기 제 1 래그 값은 그것이 결정될 제 2 래그 값보다 더 크거나 또는 상당히 더 크도록 선택되어야 한다고 서술될 수 있다. 유사한 방식으로, 상기 래그 값들의 세트의 제한들은 그것들의 절대 값들이 상기 결정될 제 2 래그 값보다 크거나 또는 상당히 더 크도록 선택되어야 한다.

주어진 래그 값을 위한 상기 복수의 위상 값들의 자기상관 값들의 세트를 결정하는 단계는 제 1 시간 인스턴스에서의 상기 복수의 위상 값들의 위상 값을 제 2 시간 인스턴스에서의 상기 복수의 위상 값들의 위상 값으로 곱하는 단계를 포함할 수 있으며, 여기에서 상기 래그 값은 상기 제 2 시간 인스턴스 및 상기 제 1 시간 인스턴스 간의 차이, 즉 상기 제 2 및 상기 제 1 시간 인스턴스 간의 오프셋에 대응한다.

상기 방법은 제로의 래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값을 결정하는 단계; 및 상기 제로의 래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값에 의해 상기 래그 값들의 세트를 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 정규화하는 단계를 포함할 수 있다.

추가 양상에 따르면, 광 섬유의 광 송신 채널을 통해 송신된 신호의 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 결정하기 위한 방법이 설명된다. 상기 방법은 수신기에서 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 신호의 복수의 샘플들을 수신하는 단계를 포함할 수 있다. 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 위상 값들, 및 상기 캐리어 위상을 허용하는 변조 기법과 연관될 수 있다. 대응하는 송신기에서, 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고, 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며, 상기 광 송신 채널을 통해 송신된다. 더욱이, 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함할 수 있다. 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함할 수 있다. 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관될 수 있다.

상기 방법은 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하는 단계를 포함할 수 있으며; 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출한다. 더욱이, 상기 방법은 본 문서에 개괄된 상기 방법들 및 방법 양상들 중 임의의 것에 따라 제 2 래그 값 또는 상관 길이를 결정하는 단계를 포함할 수 있다.

상기 방법은 상기 제 2 래그 값의 두 배에 상응하는 다수의 필터 탭들을 포함하는 필터로 상기 복수의 잔여 위상들을 필터링하는 단계를 포함할 수 있으며; 그에 의해 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 상기 복수의 추정치들과 연관된 복수의 필터링된 잔여 위상들을 산출한다. 상기 필터 탭들의 가중치들은 상기 제 2 래그 값에 의존하여 동일할 수 있으며, 예로서 0 또는 1이다. 특히, 상기 제 2 래그 값의 두 배에 상응하는 다수의 필터 탭 가중치들은 1로 설정될 수 있는 반면, 다른 필터 탭 가중치들은 0으로 설정된다.

제 1 시간 인스턴스의 필터링된 잔여 위상 값은 상기 제 1 시간 인스턴스 전 및 후의 시간 인스턴스들에서 상기 복수의 잔여 위상들로부터의 잔여 위상 값들로부터 결정될 수 있다. 특히, 상기 제 1 시간 인스턴스의 상기 필터링된 잔여 위상 값은 상기 제 1 시간 인스턴스 전 및 후의 시간 인스턴스들에서 잔여 위상들의 수로부터 결정될 수 있으며, 여기에서 상기 수는 상기 제 2 래그 값에 대응한다. 즉, 상기 필터 탭들은 상기 제 1 시간 인스턴스에 중점을 둘 수 있다.

상기 방법은 상기 변조 기법과 연관된 인자로 상기 복수의 필터링된 잔여 위상들을 분할하는 단계를 포함할 수 있다. M-PSK 변조의 경우에, 상기 인자는 M일 수 있다. 더욱이, 상기 방법은 상기 복수의 분할된 필터링된 잔여 위상들을 언랩핑하는 단계를 포함할 수 있으며, 그에 의해 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 산출한다.

또 다른 양상에 따르면, 광 섬유의 광 송신 채널의 비-선형성의 측정치를 제공하도록 구성된 시스템이 설명된다. 상기 시스템은 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하도록 구성된 수신 유닛을 포함할 수 있으며, 여기서 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 값들 및 캐리어 위상을 허용하는 변조 기법과 연관되고; 여기에서, 대응하는 송신기에서, 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고, 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며 상기 광 송신 채널을 통해 송신되고; 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함하며; 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하고; 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관된다. 상기 시스템은 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하며, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하도록 구성된 데이터 위상 소거 유닛; 및 각각 래그 값들의 세트를 위한 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 결정하고, 그에 의해 상기 광 송신 채널의 비-선형성을 위한 측정치를 산출하도록 구성된 캐리어 위상 통계 결정 유닛을 더 포함할 수 있다.

추가 양상에 따르면, 연속하는 시간 인스턴스들에서 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 제공하도록 구성된 캐리어 위상 추정 유닛이 설명된다. 상기 유닛은 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하도록 구성된 수신 유닛을 포함할 수 있으며; 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 위상 값들, 및 상기 캐리어 위상을 허용하는 변조 기법과 연관되며; 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고, 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며 광 송신 채널을 통해 송신되고; 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함하며; 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하고; 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관된다. 상기 캐리어 위상 추정 유닛은 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하고, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하도록 구성된 데이터 위상 소거 유닛; 본 문서에 설명된 상기 방법들 및 방법 양상들 중 임의의 것에 따라 제 2 래그 값 또는 상관 길이를 결정하도록 구성된 캐리어 위상 통계 결정 유닛; 및 상기 제 2 래그 값의 두 배에 대응하는 다수의 필터 탭들을 포함하는 필터로 상기 복수의 잔여 위상들을 필터링하고, 그에 의해 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 복수의 추정치들과 연관된 복수의 필터링된 잔여 위상들을 산출하도록 구성된 필터링 유닛을 더 포함할 수 있다.

또 다른 양상에 따르면, 광 수신기가 설명된다. 상기 수신기는 광 신호의 동위상 및 직교 성분을 수신하도록 구성된 코히어런트 수신기; 및/또는 상기 광 신호를 전기 신호로 변환하도록 구성된 광 검출 유닛; 및/또는 상기 전기 신호의 동위상 및 직교 성분을 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 포함하는 디지털 신호로 변환하도록 구성된 복수의 아날로그-디지털 변환기들을 포함할 수 있으며; 상기 복수의 신호 샘플들은 캐리어 위상과 연관된다.

상기 광 수신기는 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 제공하도록 구성된 캐리어 위상 추정 유닛을 포함할 수 있다. 상기 캐리어 위상 추정 유닛은 본 문서에서 개괄된 상기 양상들 중 임의의 것을 포함할 수 있다. 상기 광 수신기는 상기 캐리어 위상의 복수의 추정치들에 기초하여 상기 복수의 신호 샘플들을 변경하도록 구성된 캐리어 위상 보상 유닛을 더 포함할 수 있다. 특히, 상기 캐리어 위상 보상 유닛은 예로서, 부가 또는 감산에 의해, 각각 상기 캐리어 위상의 복수의 추정치들만큼 상기 복수의 신호 위상들을 오프셋할 수 있다.

상기 언급된 양상들은 다양한 방식들로 서로 결합되거나 또는 서로로부터 추출될 수 있다. 특히, 모든 가능한 청구항 및 특징 결합들이 본 문서에 의해 개시되는 것으로 고려된다. 더욱이, 시스템과 관련되어 개괄된 양상들 및 특징들은 대응하는 방법과 관련하여 동일하게 적용가능하다.

본 발명의 목적들 및 특징들은 예들에 대한 다음 설명으로부터 명백해질 것이다. 본 발명은 첨부한 도면들에서 개략적으로 도시된 예시적인 실시예들을 참조함으로써 다음에 설명된다.

도 1은 예시적인 코히어런트 광 수신기를 도시한 도면.
도 2는 광 수신기에서 처리하는 예시적인 신호를 도시한 도면.
도 3은 캐리어 위상 통계 결정 유닛을 포함한 예시적인 광 수신기를 도시한 도면.
도 4는 예시적인 캐리어 위상 추정기를 도시한 도면.
도 5는 상기 캐리어 위상 추정기의 예시적인 필터 유형들을 도시한 도면.
도 6은 상기 비-선형(NL) 위상 잡음의 예시적인 자기상관 기능들을 도시한 도면.
도 7은 캐리어 위상 추정을 위한 설명된 방법을 사용하여 송신 품질의 예시적인 실험 결과들을 도시한 도면.

광 섬유 통신들에서, 파장-분할 다중화(WDM)는 상이한 신호들을 나르기 위해 레이저 광의 상이한 파장들(색상들)을 사용함으로써 단일 광 섬유 상에 다수의 광 캐리어 신호들을 다중화하는 기술이다. 이것은 한 가닥의 섬유를 통해 양방향 통신들을 가능하게 하는 것 외에, 용량의 증대를 허용한다.

광 송신기에서, 특정 파장의 광 캐리어는 대응하는 광 수신기에 데이터를 송신하기 위해, 특정 변조 기법으로 변조된다. 데이터의 한 비트를 하나의 심볼에 맵핑시키는 B-PSK(이진 위상-시프트 키잉), 데이터의 2 비트들을 하나의 심볼에 맵핑시키는 Q-PSK(직교 위상-시프트 키잉), 데이터의 log₂(M) 비트들을 하나의 심볼에 맵핑시키는 M-PSK과 같은 상이한 변조 기법들이 이를 위해 사용될 수 있다. 더욱이, x-QAM(직교 진폭 변조) 기법들이 사용될 수 있으며, 여기에서 x는 상기 QAM 그리드 상에서 콘스텔레이션 포인트들의 수를 나타낸다. QAM의 통상적인 형태들은 16-QAM, 64-QAM, 128-QAM 및 256-QAM이다. 상기 QAM 기법들은 또한 상기 NL 위상 통계들이 추출될 수 있는 캐리어 위상 추정에 의존한다. 결과적으로, 본 문서에 개괄된 상기 NL 위상 통계 결정 기법들이 사용될 수 있다.

다음에서, M-PSK 변조가 추정된다. 시간 슬롯(n)에서 상기 송신된 심볼(x_T[n])은 다음과 같이 표현될 수 있다:

,

여기서

는 M-PSK 변조가 상수(a_T)인 진폭이며,

은 상기 송신된 데이터 심볼(m)의 위상이며,

및 m=0,...,M-1을 갖고,

는 상기 광 캐리어의 위상이다.

변조에 후속하여, 상기 변조된 광 캐리어 신호는 광 송신 네트워크 또는 광 송신 채널을 통해 대응하는 수신기로 송신된다. 통상적으로, 상기 광 수신기는 PSK 변조된 신호들의 코히어런트 검출을 위한 코히어런트 믹서(110)를 포함하는 코히어런트 광 수신기이다. 예시적인 코히어런트 수신기(100)가 도 1에 개략적으로 도시된다. 특정 광 캐리어 주파수에서 수신된 신호(101) 및 특정 국부 발진기 주파수에서 국부 발진기(LO)의 광 신호(102)가 상기 코히어런트 믹서(110)에서 결합되며, 이것은 4개의 출력 포트들(111, 112, 113, 114)을 위해 4개의 광 간섭 신호들을 생성한다. 상기 믹서(110)는 통상적으로 하나의 포트로부터 다음의 포트로, 상기 수신된 광 신호(101) 및 상기 LO 신호(102) 사이의 상대적 위상이 90°만큼 회전되도록 설계된다. 포트들(111 및 113, 112 및 114)은 두 세트들의 균형잡힌 포토다이오드들(121, 122)에 공급된다. 상기 코히어런트 믹서(110)는 상기 포토다이오드들을 두드린 후 동위상(I) 및 직교(Q) 성분들을 생성할 광 신호들을 생성하기 위해 사용된다. 즉, 상기 코히어런트 믹서(110) 및 상기 포토다이오드들의 결합은 I 및 Q 성분들을 생성한다. 본 발명은 다른 유형들의 코히어런트 수신기들 및 위상 변조를 수반한 다른 변조 포맷들에 또한 적용될 수 있다는 것이 표시되어야 한다. 특히, 본 발명은 임의의 종류의 I 및 Q 성분 생성 기법들에 적용가능하다.

상기 광 신호의 아날로그 전기 동위상 및 직교 성분은 아날로그-디지털 변환기들(ADC들)(123, 124)을 갖고 샘플링된다. 상기 샘플링된 디지털 신호들은 그 후 상기 디지털 신호들을 전-처리하고 결국 상기 송신된 데이터를 복조하기 위해 디지털 신호 프로세서(125)에 의해 상기 디지털 도메인에서 처리된다.

상기 디지털 수신된 신호들 상에서 수행될 수 있는 상기 처리 단계들은 도 2에 보다 상세히 개괄된다. 도 2는 편광 다중화된 광 신호들, 즉 두 개의 직교하여 편광된 광 신호 성분들(206, 207)을 포함한 광 신호들을 위한 광 수신기(200)의 예시적인 시나리오를 도시한다. 각각의 편광된 광 신호 성분은 상기 개괄된 바와 같이 동위상(206-1, 207-1) 및 직교(206-2, 207-2) 신호 성분을 포함한다. 예시를 용이하게 하기 위해, 상기 편광된 광 신호 성분들(206) 중 하나만이 다음에 고려된다.

상기 언급된 바와 같이, 상기 아날로그 수신된 신호들은 ADC들(201)을 사용하여 디지털 신호들을 변환되며, 그에 의해 동위상 및 직교 성분을 포함한 디지털 수신된 신호들을 산출한다. 시간 슬롯(n)에서 상기 두 개의 디지털 신호 성분들의 샘플들은 변환 유닛(202)에서 데카르트 좌표들(cartesian coordinates)에서 극좌표들로 변환될 수 있다. 이와 같이, 진폭(a_R[n])에 의해 및 위상(φ_R[n])에 의해 설명될 수 있는 시간 슬롯(n)에서의 상기 수신된 신호의 샘플들 또는 심볼들이 획득될 수 있다. 복수의 시간 슬롯들을 위해 수신된 신호의 샘플들 또는 심볼들은 다이어그램(210)에 나타내어진다.

상기 디지털 신호 프로세싱의 일부로서, 선형-왜곡 효과들, 예로서 색 분산(CD) 및/또는 편광 모드 분산(PMD)의 보상이 수행될 수 있다. 이것은 CD 이퀄라이제이션 유닛(203)에서 수행될 수 있다. 상기 이퀄라이징된 심볼들의 결과가 다이어그램(211)에 도시된다.

직교하여 편광된 광 신호들이 수신된다면, 상기 광 수신기(200)는 적응형 균이퀄라이저를 사용하여 두 개의 직교하여 다중화된 신호 성분들 또는 편광 종속들을 역-다중화를 목적으로 하는 편광 역다중화기(204)를 포함할 수 있다. 상기 이퀄라이저는 예로서, 일정 모듈 알고리즘(constant modulo algorithm; CMA) 또는 결정 지향 알고리즘들을 사용할 수 있다. 결과로서, 역다중화된 심볼들이 다이어그램(212)에 도시된 바와 같이 획득된다.

광 수신기(200)는 또한 캐리어 위상 복구 및 보상 유닛(220)을 포함한다. 상기 캐리어 위상 복구 및 보상 유닛(220)으로의 입력은 가능하게는 진폭(a[n]) 및 위상(

)을 포함하는 전처리된 심볼들이다. 상기 개괄된 바와 같이, 상기 송신기에서 상기 심볼들의 위상은 상기 광 캐리어의 위상(

)을 포함한다. 이러한 캐리어 위상(

)은 상기 광 송신 채널 내에서 다양한 왜곡 효과들에 제공된다. 결과적으로, 상기 광 수신기(200)에서, 이러한 캐리어 위상(

)은 알려져 있지 않으며 계속해서 변화한다. 이와 같이, 상기 캐리어 위상 복구 및 보상 유닛(220)은 상기 캐리어 위상을 계속해서 추정하는 캐리어 위상 추정 유닛(221)을 포함한다. 상기 추정된 캐리어 위상은 그에 따라 상기 국부 발진기(LO)의 위상을 동기화하고 그에 의해 광 도메인에서 상기 코히어런트 광 수신기(100)에서 직접 상기 캐리어 위상 변동들을 보상하기 위해 사용될 수 있다. 대안적으로, 또는 부가적으로, 상기 캐리어 위상 변동들은 상기 보상 유닛(222)에서의 상기 디지털 도메인에서 보상될 수 있다. 결과로서 보상된 캐리어 위상을 가진 심볼들이 다이어그램(213)에 도시된 바와 같이 획득된다.

다이어그램(213)에 도시된 상기 수신되고 디지털 처리된 심볼들은 Q-PSK 변조의 콘스텔레이션 포인트들에 대응하는 4개의 클러스터들로 그룹화된다는 것이 보여질 수 있다. 즉, 상기 심볼 상태들의 콘스텔레이션은 상기 캐리어 위상 변동들의 보상의 결과로서 고정되어 왔다.

결국, 상기 디지털 처리된 심볼들은 기본적인 변조 기법의 콘스텔레이션 포인트들로의 상기 디지털 처리된 심볼들의 맵핑을 수행하는 상기 심볼 식별 유닛(205)에 제출된다.

광섬유 통신들에서의 비-선형 효과들이 위상 시프트 키잉(PSK) 변조 포맷들을 사용하여 코히어런트 시스템들의 캐리어 위상에 영향을 미치는 것이 보여질 수 있다. 이와 같이, 상기 캐리어 위상 추정기(CPE)(221)는 이러한 비-선형 왜곡 효과들을 고려해야 한다. 비-선형 손상들의 완화를 위한 가능한 조치는 캐리어 위상 추정기(221)에서 사용된 필터의 길이를 변화시키는 것이다. 일 실시예에서, 동일한 탭-가중 필터가 상기 캐리어 위상 추정을 위해 사용되며 동일한 탭-가중 필터의 길이, 즉 상기 필터의 탭들의 수가 변경된다. 동일한 탭-가중 필터들의 길이를 변화시키는 양상은 비터비 및 비터비 알고리즘이라고 할 수 있다. 이러한 동일 탭-가중치 필터(502)가 도 5에 도시된다. 상기 동일 탭-가중치들은 예로서 0 및 1의 값들을 채용할 수 있다. 예시를 위해, 도 5가 또한 조정가능한 탭-가중치들을 가진 필터(501)를 도시한다. 수정가능한 길이들을 가진 동일 탭-가중치 필터들을 사용하여 상기 캐리어 위상을 추정할 때의 기술적 문제는 상기 광 송신 채널에서 상기 광 신호에 의해 경험된 상기 비-선형 손상들에 의존하여 상기 캐리어 위상 추정기(221)에서 사용된 필터의 길이의 적응적 조정을 허용하는 모니터링 방법을 특정하는 것이다. 이것은 특히 상기 캐리어 위상의 빠른 왜곡들을 이끄는 비-선형 손상들의 문맥에서 적절하다. 이러한 기술적 문제에 대해 제안된 해결책은 상기 캐리어 위상의 상관 길이를 모니터링하는 것이다. 상기 캐리어 위상의 상관 길이는 저속 DSP(디지털 신호 프로세싱)에서 획득될 수 있으며 낮은 계산 노력들을 요구한다. 상기 캐리어 위상 통계들이 저속 디지털 신호 프로세싱에서 평가될 수 있다는 사실에 대한 이유는 송신된 신호에 의해 경험된 상기 비-선형 효과들로부터 발생하는 저하들의 통계들이 상기 광 송신 네트워크에서 재구성이 발생하지 않는 한 일정한 것으로 고려될 수 있다는 것이다.

상기 광 네트워크의 가능한 재구성들은 상이한 광 송신 채널들에서의 전력 변경 및/또는 광 송신 채널들의 스위칭에 기인할 수 있다.

캐리어 위상 추정기(221)를 포함한 제안된 광 수신기(300)의 예시적인 구조가 도 3에 도시된다. 도 3은 부가적인 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)을 가진 광 수신기(200)를 도시한다. 상기 광 수신기(200)에서의 처리가 상기 데이터 레이트들, 예로서 100 Gbit/초의 고속 처리를 수반하며, 상기 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)에서의 처리는 감소된 속도로 수행될 수 있다. 예로서, 상기 캐리어 위상 통계는 신호 샘플들의 초기 블록을 위해 결정될 수 있으며 그 후 미리 결정된 시간 기간을 위해 사용될 수 있다. 이것은 상기 수신된 캐리어 위상이 계속해서 변동할지라도, 상기 캐리어 위상의 통계, 즉 상기 캐리어 위상 변동들을 야기하는 상기 비-선형 효과들의 통계가 안정된 네트워크 환경 내에서 일정한 것으로 고려될 수 있다는 사실에 기인한다.

도 4는 상기 캐리어 위상 추정 유닛(221) 및 상기 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)을 포함한 도 3의 세부사항을 도시한다. 상기 캐리어 위상 추정 유닛(221)은 상기 수신된 신호들의 M 제곱, 즉 기본적인 M-PSK 변조 기법에 대응하는 거듭제곱으로 제곱함으로써 상기 신호 위상을 소거하는 데이터 위상 소거 유닛(401)을 포함한다.

더욱이, 상기 캐리어 위상 추정 유닛(221)은 상기 수신된 심볼들에 기초하여 상기 캐리어 위상의 추정치를 제공하는 필터링 유닛(402)을 포함한다. 일 실시예에서, 상기 필터링 유닛(402)은 가변 길이 동일-가중치 탭 필터(502)를 포함한다. 또한, 상기 캐리어 위상 추정 유닛(221)은 상기 기본적인 M-PSK 변조 기법에 대응하는 값(M)에 의해 상기 결정된 캐리어 위상 추정치를 나누는 분할 유닛(403)을 포함한다. 이러한 "분할" 연산은 상기 신호 위상의 인자(M)에 의한 곱셈을 초래하는 " M 제곱"-연산의 결과이다. 결과적으로, 상기 추정된 위상은 상기 캐리어 위상의 추정치를 산출하기 위해, 상기 인자(M)에 의해 분할되어야 한다. 유사한 방식으로, 상기 분할 연산은 x-QAM의 문맥에서 수행된 "거듭제곱" 연산을 보상해야 한다. 결국, 상기 캐리어 위상 추정 유닛(221)은 상기 캐리어 위상 추정치를 언랩핑하는, 즉 상기 위상 신호의 연속성을 재구성하는 언랩핑 유닛(404)을 포함한다.

상기 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)은 상기 신호 위상(

)의 샘플들에 기초하여 자기상관 통계들을 결정하도록 구성되는 자기상관 결정 유닛(405)을 포함한다. 또한, 상기 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)은 상관 길이 추정 유닛 또는 상관 길이 추정기(406)를 포함할 수 있으며, 이것은 비-선형 효과 유도 위상 잡음의 상관의 길이를 결정하도록 구성된다. 이러한 길이 값은 상기 필터링 유닛(402) 내에 포함된 상기 필터의 길이의 결정을 위한 근거일 수 있다.

다음으로, 상기 캐리어 위상 통계 유닛(301)에서 결정될 수 있는 파라미터들이 도출된다. CPE 단계(221)의 입력에서, 제 n 시간 슬롯에서의 상기 수신된 M-PSK 변조된 신호는 다음과 같이 표현될 수 있다:

여기서 x[n]은 시간 슬롯(n)에서 수신된 신호의 샘플이고, φ_d[n]은 상기 송신된 데이터 심볼의 위상을 표현하고, φ_c[n]은 복구될 캐리어 위상을 표현하며 φ_n[n]은 자연 증폭 방출(ASE) 잡음-유도 위상 변동들을 표현한다. 상기 ASE 잡음-유도 위상 변동들(φ_n[n])은 통상적으로 부가적인 백색 가우시안 잡음에 의해 모델링될 수 있다. 상기 용어(a[n])는 상기 수신된 신호의 심볼의 진폭을 표현한다.

상기 CPE 프로세스의 목적은 상기 입력 신호로부터 그것을 소거하고 그에 의해 상기 송신된 데이터 심볼(φ_d[n])의 위상을 분리하기 위해 가능한 한 정확하게 상기 캐리어 위상(φ_c[n])을 추정하는 것이다. 상기 캐리어 위상 항(φ_c[n])은 통상적으로 다음과 같이 분해될 수 있다:

,

여기서 φ_NL[n]은 상기 비-선형(NL) 효과 유도 위상 잡음, 즉 SPM 및/또는 XPM과 같은 비-선형 효과들에 의해 유도된 위상 잡음을 나타낸다. φ_LW[n]은 국부 발진기로서 사용된 상기 레이저의 위상 잡음을 나타낸다.

NL 유도 위상 잡음이 없을 때, 예로서 비-선형 광 효과들이 무시될 수 있다면, 상기 캐리어 위상 항은 레이저 위상 잡음 변동들로 감소된다. 레이저 위상 잡음은 대략 몇 MHz(100 Gb/초의 데이터 레이트와 달리)에 따라 변화하기 때문에, 이들 위상 변동들은 통상적으로 매우 큰 범위의 연속 샘플들에 걸쳐 일정한 것으로 고려될 수 있다. 이러한 경우들에서, 상기 캐리어 위상은 크고 동일한 탭-가중치 필터들을 사용하여 추정된다. 즉, 비-선형 유도 위상 잡음이 무시될 수 있다면, 상기 필터 길이의 증가는 통상적으로 상기 캐리어 위상 추정기의 성능을 증가시킨다.

그러나, NL 유도 위상 잡음이 우세해질 때, 예로서 상기 광 섬유로의 상기 광 입력 전력이 증가할 때, 캐리어 위상 변동들은 훨씬 더 빨라지며 큰 범위의 샘플들에 걸쳐 더 이상 상관되지 않는다. 이러한 경우들에서, 상기 캐리어 위상의 추정을 위해 사용된 필터의 길이의 증가는 상기 결정된 캐리어 위상 추정의 품질을 증가시키지 않는다. 사실상, 상기 필터 길이의 증가는 실제로 상기 캐리어 위상 추정치의 품질을 감소시킨다는 것이 보여질 수 있다.

그러므로, 광 송신 채널에서의 광 신호에 의해 발생된 비-선형 왜곡들의 정도에 기초하여 캐리어 위상 추정을 위해 사용된 상기 필터의 길이를 선택하도록 제안된다. 이를 위해, 광 송신 채널의 비-선형 왜곡의 정도를 위한 측정 또는 기준이 다음에서 도출된다. 이러한 기준은 상기 NL 유도 위상 잡음의 상관 길이일 수 있다.

상기 NL 유도 위상 잡음(φ_NL[n])의 자기상관 함수(

)(여기서, k는 자기상관 래그이다)는 상기 수신된 신호의 위상(

)의 자기상관 함수로부터 결정될 수 있다. 상기 개괄된 바와 같이, 상기 수신된 신호의 상기 위상 샘플들(

)은 "M 제곱"-연산을 사용하여 데이터 위상 소거 유닛(401)에서 처리될 수 있으며, 그에 의해 상기 데이터 심볼들의 위상을 더 이상 포함하지 않는 위상 샘플들(φ[n])을 산출한다. 그러므로 상기 데이터 위상 소거 유닛(401)의 출력들에서의 위상 샘플들(φ[n])은 φ[n]=φ_c[n]+φ_n[n]에 의해 제공된다.

통상적으로, 상기 NL 유도 위상 잡음(φ_NL[n]), 상기 레이저 위상 잡음(φ_LW[n]) 및 상기 ASE 잡음(φ_n[n])은 독립적임이 가정될 수 있다. 결과로서, 상기 데이터 위상 소거 유닛(401)의 출력에서 상기 위상 샘플들(φ[n])의 자기상관 함수(R[k])는 다음과 같이 표현될 수 있다.

여기서 R_NL[k]는 상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관이고, R_LW[k]는 상기 레이저 위상 잡음의 자기상관이며 R_n[k]는 상기 ASE 위상 잡음의 자기상관이다.

ASE 위상 잡음은 통상적으로 E[φ[n]]=0을 갖는 고정 백색 잡음으로 고려된다는 사실을 고려하여, k≠0에 대한 자기상관 함수(R_n[k])는 제로이다. 더욱이, 상기 ASE 위상 잡음이 가우시안 잡음으로 고려된다면, k=0에 대한 자기상관 함수는 상기 ASE 잡음의 분산, 즉 R_n[0]=Var(φ_n)에 대응한다.

결과적으로, 상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관 함수는 다음과 같이 표현될 수 있다:

.

상기 언급된 바와 같이, 하나는 통상적으로 상기 레이저 위상 잡음(φ_LW[n])이 MHz의 범위에서 변화한다고 가정할 수 있다. 그러므로, 비교적 큰 지연 범위들, 즉 비교적 큰 범위의 래그 값들(k)에 대해, 상기 레이저 위상 잡음(φ_LW[n])은 일정하다고 가정될 수 있다. 동시에, 큰 래그 값들(k)을 위한, 즉 큰 지연들을 위한 상기 NL 유도 위상 잡음(φ_NL[n])의 자기상관은 제로를 향하는 경향이 있다. 결과적으로, 큰 래그 값들(

,

)에 대해, 즉 큰 래그 값들에 대해, 상기 레이저 위상 잡음의 자기상관은 측정된 위상의 자기상관에 의해 제공된다고 가정될 수 있다. 더욱이, 상기 큰 래그 값(

)은 상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관 함수의 폭보다 상당히 더 크도록 선택될 수 있다. 특히, 상기 큰 래그 값(

)은 이하에 설명된 상관 길이(L_c)보다 상당히 더 크도록 선택될 수 있다, 즉

이다.

상기 ASE 위상 잡음의 분산(Var(φ_n))을 결정하는 것이 어려울 수 있기 때문에, 상기 NL 유도 위상 잡음(R_NL[k])을 위한 상기 자기상관 함수는 제로와 동일하지 않은 래그 값들(k)에 대해 결정될 수 있다. k≠0에 대해 획득된 R_NL[k]를 위한 값들에 기초하여, k=0에서의 상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관을 위한 값은 보간될 수 있다. 특히, 상기 자기상관(R_NL[0])은 상기 래그 값들(k=-k₀ 및 k=+k₀)에서 상기 자기상관(R_NL[k])으로부터 결정될 수 있다.

결과적으로, 상기 NL 유도 위상 잡음(φ_LW[n])의 자기상관 함수는 다음 식들을 사용하여 상기 데이터 위상 소거 유닛(401)의 출력에서 상기 측정된 위상 값들(φ[n])의 자기상관 함수로부터 결정될 수 있다:

여기서, 상기 측정된 위상 값들(φ[n])의 자기상관 함수는 다음과 같이 측정된 위상 값들(φ[n])의 N개의 샘플들의 블록으로부터 결정될 수 있다:

,

즉, 래그(k)를 가진 상기 위상의 자기상관 함수는 시간 슬롯(n+k)에서 상기 위상 값에 의해 곱해진 시간 슬롯(n)에서의 상기 위상 값의 샘플들의 블록을 가로지르는 평균 값으로서 결정될 수 있다. 상기 자기상관 함수는 통상적으로 양수(k)에 대한 자기상관 값들만이 R[k]=R[-k]로서 결정되도록 대칭이라는 것이 주의되어야 한다.

이와 같이, 상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관 함수는 상기 데이터 위상 소거 유닛(40)의 출력에서 상기 측정된 위상(φ[n])의 샘플들로부터 결정될 수 있다. 도 6은 광 송신 채널에서 사용된 광 입력 전력의 레벨들을 증가시키기 위한 상기 NL 유도 위상 잡음의 여러 개의 자기상관 함수들(601, 602, 603, 604, 605, 606)을 도시한다. 상기 자기상관은 -20으로부터 +20까지의 범위에 있는 래그 값들(k)을 위해 계산된다. 대략 50.000개의 위상 샘플들의 블록이 적절한 분해능을 얻기 위해 자기상관 함수의 결정을 위해 고려된다. 이러한 수의 위상 샘플들은 상기 캐리어 위상 통계의 결정을 위한 느린 DSP의 타겟에 따른다. 도 6은 상기 자기상관 함수의 스케일링된 또는 정규화된 버전, 예로서

을 도시한다는 것이 주의되어야 한다.

비-선형 왜곡 효과들은 통상적으로 증가하는 광 입력 전력에 따라 증가한다. 도 6으로부터, 상기 NL 유도 위상 잡음(R_NL[k])의 자기상관 함수가 증가하는 광 입력 전력으로 그것의 형상을 변화시킨다는 것을 알 수 있다. 결과적으로, 상기 NL 유도 위상 잡음(R_NL[k])의 자기상관 함수의 형상은 광 송신 채널에서 발생된 비-선형 왜곡의 양을 위한 양호한 표시자 또는 측정이다. 특히, 상기 자기상관 함수(R_NL[k])의 폭은 비-선형 왜곡 효과들을 위한 양호한 측정치임이 이해될 수 있다.

도 6은 상기 자기상관 함수들(601, 602, 603, 604, 605, 606)에 대응하는 가능한 폭 값들(611, 612, 613, 614, 615, 616)을 나타낸다. 상기 폭 값들(L_c)은 상기 자기상관 함수의 최대 값의 반으로 상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관 함수의 반치폭으로서 정의될 수 있다. 정규화된 자기상관 함수의 경우에, 상기 폭 값(L_c)은 상기 정규화된 자기상관 함수의 0.5의 값에서 상기 NL 유도 위상 잡음의 정규화된 자기상관 함수의 반치 폭으로서 정의될 수 있다. 또한 상기 NL 유도 위상 잡음의 상관 길이라고 할 수 있는 상기 폭 값들(L_c)은 비-선형 왜곡의 증가 정도에 따라 감소한다는 것이 이해될 수 있다. 이와 같이, 상기 상관 길이(L_c)는 광 송신 채널에서 발생된 상기 비-선형 왜곡을 위한 측정치로서 사용될 수 있다. 즉, 상기 상관 길이(L_c)는 광 송신 채널의 품질을 위한 측정치로서 사용될 수 있다.

특히, 상기 상관 길이(L_c)는 상기 캐리어 위상 추정기(221)의 필터링 유닛(402)에서 사용된 필터의 길이를 결정하기 위해 사용될 수 있다. 상기 상관 길이(L_c)를 양의 및 음의 래그 값들(k)에 대해 적용한다는 사실을 고려할 때, 상기 캐리어 위상 추정기(221)의 필터의 필터 길이(N)는 상기 상관 길이(L_c)의 길이의 두 배, 즉 N=2*L_c로 설정될 수 있다. 통상적으로, 상기 값(2*L_c)의 가장 가까운 정수는 필터 길이로서 선택된다.

상기 NL 유도 위상 잡음의 자기상관 함수에 기초한 상기 캐리어 위상 추정기(221)의 필터의 길이를 선택하기 위해 제안된 기술의 이득은 두 개의 편광 상태들에 걸쳐 QPSK, 즉 편광 분할 다중화-QPSK(PDM-QPSK)로 변조된 100 Gb/초 채널로 획득된 실험적 결과들을 사용하여 다음에서 입증된다. 80개의 채널들을 수반한 송신 실험은 재-순환 루프 내의 두 개의 왕복-트립들에 대응하는 800km의 거리에 걸쳐 실행된다. 상기 루프는 분산 보상 섬유 스풀들(spools)을 포함한 이중 스테이지 증폭기들에 의해 분리된 100km의 비-제로 분산 시프트 섬유들(NZDSF)의 네 개의 스팬들로 구성된다. 모든 증폭기들의 출력 전력은 모든 채널들의 채널 전력을 변화시키기 위해 12로부터 18dBm까지 1dB의 스텝들만큼 변환된다. 상기에 이미 언급된 바와 같이, 상기 증가하는 채널 전력은 통상적으로 보다 높은 비-선형 손상들의 정도를 초래한다. 그러므로, 상기 송신 실험은 상기 비-선형 손상들의 크기를 변화시키는 동안 상기 제안된 기술의 성능의 평가를 허용한다.

상기 실험 결과들은 도 7에 도시된다. x-축(722)은 12로부터 18dBm(즉, -7 내지 -1)로 가는 채널 전력에 대응한다. y-축(721)은 송신 채널의 표준 품질 측정치이고 비트 에러 레이트에 반지례하는 Q²-인자를 나타낸다. 이와 같이, 상기 y-축(721)은 광 송신 채널의 품질을 나타낸다.

제 1 실험에서, 상기 캐리어 위상은 고정된 길이를 가진 동일한 탭-가중치 필터들을 사용하여 추정된다. 도 7은 길이 N=15의 필터(참조 부호 711), 길이 N=11의 필터(참조 부호 712), 길이 N=7의 필터(참조 부호 713) 및 길이 N=3의 필터(참조 부호 714)를 사용한 상기 송신 채널의 품질을 도시한다. 상이한 그래프들(711, 712, 713, 714)이 섬유 비-선형성들의 증가를 초래하는 상기 채널 전력의 증가가 송신 채널의 성능을 최적화하기 위해 상기 필터 길이의 점진적인 감소를 요구한다는 것을 도시한다. 섬유 비-선형성들의 증가 정도에 따라, 상기 필터의 길이는 감소되어야 한다. 즉, 상기 필터의 길이는 선형 왜곡들과 비-선형 왜곡들 간의 비에 의존하여 선택되고, 여기서 필터 길이는 비-선형 왜곡들의 증가하는 단편에 따라 감소되고 상기 필터 길이는 비-선형 왜곡들의 감소하는 단편에 따라 증가된다.

다음 실험에서, 상기 캐리어 위상 추정기에서 사용된 상기 필터의 길이는 상술된 캐리어 위상 통계 결정 기술을 사용하여 결정된다. 상이한 정도들의 비-선형성들, 즉 상이한 레벨들의 채널 전력에 대해, 상기 상관 길이(L_c) 및 대응하는 필터 길이(N)가 결정된다. 상기 상이한 정도들의 비-선형성에 대한 자기상관 함수들이 도 6에, 즉 자기상관 함수들(601, 602, 603, 604, 605, 606)로 도시된다. 각각의 채널 전력에 대해, 상기 대응하는 상관 길이들(L_c)이 또한 참조 부호들(611, 612, 613, 614, 615, 616)로서 도 6으로부터 결정될 수 있다. 상기 상관 길이(L_c)의 두 배이고, 그에 따라 채널 전력 및 상기 채널의 비-선형성의 정도에 의존하는 필터 길이를 사용할 때, 상기 송신 채널의 품질 값들(701, 702, 703, 704, 705, 706)이 획득된다. 이러한 결과는 획득된 성능이 필터 길이를 정적으로 변화시킬 때 획득된 최적의 성능에 대응하기 때문에 상기 제안된 기술의 효율성을 입증한다. 결과적으로, 상기 설명된 상관 모니터링은 캐리어 위상 추정기의 동일한 탭-가중 필터의 최적화된 길이의 양호한 추정기를 제공하며, 그에 의해 코히어런트 광 송신 시스템들을 위한 비-선형 손상들을 완화시키기 위한 효율적이고 자동의 최적화 기술을 허용한다는 것이 이해될 수 있다. 그것은 또한 상기 비-선형 손상들의 정도에 따라 상기 필터 길이의 변경으로 인해 획득된 성능 증가가 매우 상당하다(약 2dB)는 것이 이해될 수 있다. 이것은 변화하는 채널 조건들로의 상기 필터 길이의 시기적절한 적응화의 중요성을 분명히 보여준다.

상기에 이미 언급된 바와 같이, 상기 자기상관 통계들 및 특히 상기 상관 길이(L_c)는 캐리어 위상 복구 최적화보다 추가의 목적들을 제공할 수 있다. 상기 수신된 신호의 자기상관 특성들은 주어진 네트워크 경로를 따라 상기 광 신호에 의해 지속된 상기 비-선형 손상들의 양적인 측정으로서 작용할 수 있다. 이것은 많은 상상할 수 있는 애플리케이션들에서 검출된 신호의 비트 에러 레이트를 측정하는 것에 대한 대안일 수 있다. 이러한 정보는 파장 할당 프로세스에서 작용하기 위해 광 네트워크의 제어 평면, 예로서 노드 제어기 또는 네트워크 관리 장치로 전달될 수 있다. 예로서, 상기 자기상관 통계는 새로운 광 접속을 위한 이용가능한 채널들의 세트 가운데 가장 적합한 광 채널을 선택하기 위해 사용될 수 있다. 이것은 특히 자동 스위칭된 광 네트워크들(automatically switched optical networks; ASON)와 같은 스위칭 광 네트워크들에 유용할 수 있다.

본 문서에서, 광 송신 네트워크에서 광 신호에 의해 발생된 비-선형 왜곡의 정도를 결정하기 위한 시스템 및 방법이 설명된다. 수신된 데이터에 기초하여, 자기상관 통계들은 낮은 계산 복잡도로 결정될 수 있다. 상기 자기상관 통계는 캐리어 위상 추정을 위해 사용된 필터의 적절한 길이를 선택하기 위해 사용될 수 있다. 결과로서, 송신 채널의 품질이 개선될 수 있다. 상기 자기상관 통계는 광 송신 채널의 품질 측정치로서 사용될 수 있으며, 그에 의해 스위칭된 광 네트워크에서 광 송신 채널들의 적절한 할당을 허용한다.

상기 설명 및 도면들은 단지 제안된 방법들 및 시스템들의 원리들을 도시하는 것임이 주의되어야 한다. 따라서, 이 기술분야의 숙련자들은 여기에 명시적으로 설명되고 도시되지 않았지만, 본 발명의 원리들을 구체화하는 다양한 장치들을 고안할 수 있을 것임이 이해될 것이다. 더욱이, 여기에 인용된 모든 예들은 원칙적으로 명확하게는 단지 판독자들이 상기 제안된 방법들 및 시스템들의 원리들과 이 기술을 발전시키기 위해 본 발명자들에 의해 기여된 개념들을 이해하는데 도움을 주기 위해 교육적인 목적들을 위하고, 이러한 구체적으로 열거된 예들 및 조건들에 대한 제한이 없는 것으로 해석되도록 의도된다. 게다가, 본 발명의 원리들, 양상들, 및 실시예들을 열거한 모든 서술들, 뿐만 아니라 그 특정 예들이 그것의 동등물들을 포함하는 것으로 의도된다.

더욱이, 다양한 상술된 방법들의 단계들 및 설명된 시스템들의 구성요소들은 프로그램된 컴퓨터들에 의해 수행될 수 있다는 것이 주의되어야 한다. 여기에서, 몇몇 실시예들은 기계 또는 컴퓨터 판독가능하고 지시들의 기계-실행가능하거나 또는 컴퓨터-실행가능한 프로그램들을 인코딩하는 프로그램 저장 디바이스들, 예로서 디지털 데이터 저장 매체를 커버하도록 의도되며, 여기에서 상기 지시들은 상술된 방법들의 단계들의 일부 또는 모두를 수행한다. 상기 프로그램 저장 디바이스들은 예로서 디지털 메모리들, 자기 디스크들 및 자기 테이프들과 같은 자기 저장 매체, 하드 드라이브들, 또는 광학적으로 판독가능한 디지털 데이터 저장 매체일 수 있다. 상기 실시예들은 또한 상술된 방법들의 상기 단계들을 수행하도록 프로그램된 컴퓨터들을 커버하도록 의도된다.

또한, 본 특허 문서에 설명된 다양한 요소들의 기능들은 적절한 소프트웨어에 관련하여 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어뿐만 아니라 전용 하드웨어의 사용을 통해 제공될 수 있다는 것이 주의되어야 한다. 프로세서에 의해 제공될 때, 상기 기능들은 단일 전용 프로세서에 의해, 단일 공유 프로세서에 의해, 또는 그 일부가 공유될 수 있는 복수의 개별 프로세서에 의해 제공될 수 있다. 게다가, 상기 용어 "프로세서" 또는 "제어기"의 명시적인 사용은 전적으로 소프트웨어를 실행할 수 있는 하드웨어를 배타적으로 나타내는 것으로 해석되어서는 안되며, 제한 없이 암시적으로 디지털 신호 프로세서(DSP) 하드웨어, 네트워크 프로세서, 애플리케이션 특정 집적 회로(ASIC), 필드 프로그램가능한 게이트 어레이(FPGA), 소프트웨어를 저장하기 위한 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 및 비 휘발성 저장장치를 포함할 수 있다. 종래의 및/또는 관습적인 다른 하드웨어가 또한 포함될 수 있다.

마지막으로, 여기에서의 임의의 블록 다이어그램들은 본 발명의 원리들을 구체화하는 예시적인 회로의 개념도들을 나타낸다는 것이 주의되어야 한다. 유사하게는, 임의의 플로우 차트들, 플로우 다이어그램들, 상태 전이도들, 의사 코드 등이 실제로 컴퓨터 판독가능한 매체에 표현될 수 있고 따라서 컴퓨터 또는 프로세서가 명시적으로 도시되는지 여부에 상관없이, 컴퓨터 또는 프로세서에 의해 실행될 수 있는 다양한 프로세스들을 나타낸다는 것이 이해될 것이다.

100 : 코히어런트 수신기 101 : 광 신호
102 : LO 신호 110 : 코히어런트 믹서
111, 112, 113, 114 : 출력 포트 121, 122 : 포토다이오드
123, 124 : ADC 125 : 디지털 신호 프로세서
200 : 광 수신기 201 : ADC
202 : 변환 유닛 203 : CD 이퀄라이제이션 유닛
204 : 편광 역다중화기 205 : 심볼 식별 유닛
206, 207 : 편광된 광 신호 성분 210 : 다이어그램
221 : 캐리어 위상 추정 유닛 300 : 광 수신기
301 : 캐리어 위상 통계 유닛 401 : 데이터 위상 소거 유닛
402 : 필터링 유닛 403 : 분할 유닛
404 : 언랩핑 유닛 405 : 자기상관 결정 유닛
406 : 상관 길이 추정기 501, 502 : 탭-가중치 필터
601, 602, 603, 604, 605, 606 : 자기 상관 함수
701, 702, 703, 704, 705, 706 : 송신 채널의 품질 값들

Claims (15)

1. 광 섬유의 광 송신 채널의 비-선형성을 측정하기 위한 방법에 있어서,
   - 수신기에서, 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하는 단계로서,
   - 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 위상 값들을 허용하는 변조 기법, 및 캐리어 위상과 연관되고;
   - 대응하는 송신기에서, 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며 상기 광 송신 채널을 통해 송신되고;
   - 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함하고;
   - 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하며;
   - 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관되는, 상기 복수의 신호 샘플들을 제공하는 단계;
   - 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거(401)하는 단계로서, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하는, 상기 소거 단계(401); 및
   - 각각 래그 값들의 세트를 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 결정하는 단계(301)로서, 그에 의해 상기 광 송신 채널의 상기 비-선형성을 위한 측정치를 산출하는, 상기 결정 단계(301)를 포함하는, 비-선형성 측정 방법.
2. 제 1 항에 있어서,
   상기 복수의 잔여 위상들은 각각 복수의 비-선형 유도 위상 잡음 값들 및 복수의 레이저 위상 잡음 값들을 포함하며, 상기 방법은,
   - 제 1 래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값을 결정하고, 그에 의해 상기 레이저 위상 잡음의 자기상관 값을 산출하는 단계; 및
   - 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트로부터 상기 레이저 위상 잡음의 상기 자기상관 값을 감함으로써 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들(601)의 세트를 결정하는 단계를 더 포함하는, 비-선형성 측정 방법.
3. 제 2 항에 있어서,
   - 제로와 상이한 래그 값들을 위한 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들의 세트의 복수의 자기상관 값들을 보간함으로써, 제로의 래그 값에서 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값을 결정하는 단계를 더 포함하는, 비-선형성 측정 방법.
4. 제 2 항 또는 제 3 항에 있어서,
   - 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들(611)의 세트의 값이 상기 비-선형 유도 위상 잡음의 자기상관 값들의 세트의 최대 값의 반인 제 2 래그 값(611)을 결정하는 단계를 더 포함하며, 상기 제 2 래그 값은 상기 광 송신 채널의 비-선형성을 위한 측정치인, 비-선형성 측정 방법.
5. 제 4 항에 있어서,
   상기 제 1 래그 값은 제 2 래그 값보다 더 큰, 비-선형성 측정 방법.
6. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 상기 변조 기법은 M-PSK에 대응하며, 상기 소거 단계(401)는 상기 복수의 신호 위상들을 M 제곱하는 단계를 포함하고; 또는
   - 상기 변조 기법은 x-QAM에 대응하며 상기 소거 단계(401)는 상기 복수의 신호 위상들을 상기 변조 기법의 가능한 데이터 위상 값들의 수와 연관되는 거듭제곱으로 제곱하는 단계를 포함하는, 비-선형성 측정 방법.
7. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 결정하는 단계는:
   - 제 2 시간 인스턴스에서 상기 복수의 잔여 위상들의 잔여 위상으로 제 1 시간 인스턴스에서의 상기 복수의 잔여 위상들의 잔여 위상을 곱하는 단계를 포함하며; 상기 래그 값은 상기 제 2 시간 인스턴스와 상기 제 1 시간 인스턴스 간의 차이에 대응하는, 비-선형성 측정 방법.
8. 제 1 항 내지 제 3 항 중 어느 한 항에 있어서,
   - 제로의 래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값을 결정하는 단계; 및
   - 상기 제로의 래그 값을 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 상기 자기상관 값에 의해 상기 래그 값들의 세트를 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 정규화하는 단계를 더 포함하는, 비-선형성 측정 방법.
9. 광 섬유의 광 송신 채널을 통해 송신된 신호의 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 결정하기 위한 방법에 있어서,
   - 수신기에서 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 신호의 복수의 샘플들을 수신하는 단계로서,
   - 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 위상 값들을 허용하는 변조 기법, 및 캐리어 위상과 연관되고;
   - 대응하는 송신기에서, 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고, 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며 상기 광 송신 채널을 통해 송신되고;
   - 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함하고;
   - 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하며;
   - 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관되는, 상기 수신 단계;
   - 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하는 단계(401)로서, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하는, 상기 소거 단계(401);
   - 제 4 항의 방법에 따라 제 2 래그 값(611)을 결정하는 단계(301); 및
   - 상기 제 2 래그 값(611)의 두 배에 대응하는 다수의 필터 탭들을 포함하는 필터로 상기 복수의 잔여 위상들을 필터링하는 단계(402)로서, 그에 의해 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 상기 복수의 추정치들과 연관된 복수의 필터링된 잔여 위상들을 산출하는, 상기 필터링 단계(402)를 포함하는, 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 결정하기 위한 방법.
10. 제 9 항에 있어서,
    상기 필터 탭들의 가중치들은 동일한, 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 결정하기 위한 방법.
11. 제 9 항에 있어서,
    제 1 시간 인스턴스의 필터링된 잔여 위상 값은 상기 제 1 시간 인스턴스 전 및 후의 시간 인스턴스들에서 상기 복수의 잔여 위상들로부터의 잔여 위상 값들로부터 결정되는, 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 결정하기 위한 방법.
12. 제 9 항에 있어서,
    - 상기 변조 기법과 연관된 인자에 의해 상기 복수의 필터링된 잔여 위상들을 분할하는 단계; 및
    - 상기 복수의 분할된 필터링된 잔여 위상들을 언랩핑하는 단계로서, 그에 의해 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 상기 복수의 추정치들을 산출하는, 상기 언랩핑 단계를 더 포함하는, 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 결정하기 위한 방법.
13. 광 섬유의 광 송신 채널의 비-선형성의 측정치를 제공하도록 구성된 시스템에 있어서,
    - 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하도록 구성된 수신 유닛으로서,
    - 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 위상 값들을 허용하는 변조 기법, 및 캐리어 위상과 연관되고;
    - 대응하는 송신기에서, 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고, 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며 상기 광 송신 채널을 통해 송신되고;
    - 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함하며;
    - 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하며;
    - 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관되는, 상기 수신 유닛;
    - 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상들을 소거하도록 구성된 데이터 위상 소거 유닛(401)으로서, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하는, 상기 데이터 위상 소거 유닛(401); 및
    - 각각 래그 값들의 세트를 위한 상기 복수의 잔여 위상들의 자기상관 값들의 세트를 결정하도록 구성된 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)으로서, 그에 의해 상기 광 송신 채널의 비-선형성을 위한 측정치를 산출하는, 상기 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301)을 포함하는, 비-선형성의 측정치를 제공하도록 구성된 시스템.
14. 연속하는 시간 인스턴스들에서 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 제공하도록 구성된 캐리어 위상 추정 유닛(221)에 있어서,
    - 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 복수의 신호 샘플들을 제공하도록 구성된 수신 유닛으로서,
    - 상기 복수의 신호 샘플들은 다수의 가능한 데이터 위상 값들을 허용하는 변조 기법, 및 상기 캐리어 위상과 연관되고;
    - 상기 복수의 신호 샘플들은 상기 변조 기법을 사용하여 인코딩되고, 상기 캐리어 위상을 가진 광 캐리어 신호로 변조되며 광 송신 채널을 통해 송신되고;
    - 상기 복수의 신호 샘플들은 각각 복수의 신호 진폭들 및 신호 위상들을 포함하고;
    - 상기 복수의 신호 위상들은 각각 복수의 데이터 위상들 및 복수의 잔여 위상들을 포함하며;
    - 상기 복수의 잔여 위상들은 상기 캐리어 위상과 연관되는, 상기 수신 유닛;
    - 상기 변조 기법을 고려함으로써 상기 복수의 신호 위상들로부터 상기 복수의 데이터 위상을 소거하도록 구성된 데이터 위상 소거 유닛(401)으로서, 그에 의해 상기 복수의 잔여 위상들을 산출하는, 상기 데이터 위상 소거 유닛(401);
    - 제 4 항의 방법에 따라 제 2 래그 값(611)을 결정하도록 구성된 캐리어 위상 통계 결정 유닛(301); 및
    - 상기 제 2 래그 값(611)의 두 배에 상응하는 다수의 필터 탭들을 포함하는 필터로 상기 복수의 잔여 위상들을 필터링하도록 구성된 필터링 유닛(402)으로서; 그에 의해 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 상기 복수의 추정치들과 연관된 복수의 필터링된 잔여 위상들을 산출하는, 상기 필터링 유닛(402)을 포함하는, 캐리어 위상 추정 유닛.
15. 광 수신기(300)에 있어서,
    - 광 신호의 동위상 및 직교 성분을 수신하도록 구성된 코히어런트 수신기(100);
    - 상기 광 신호를 전기 신호로 변환하도록 구성된 광 검출 유닛(121, 122);
    - 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 전기 신호의 상기 동위상 및 상기 직교 성분을 복수의 신호 샘플들을 포함한 디지털 신호로 변환하도록 구성된 복수의 아날로그-디지털 변환기들(123, 124)로서, 상기 복수의 신호 샘플들은 캐리어 위상과 연관되는, 상기 복수의 아날로그-디지털 변환기들(123, 124);
    - 상기 연속하는 시간 인스턴스들에서 상기 캐리어 위상의 복수의 추정치들을 제공하도록 구성된 제 14 항에 따른 캐리어 위상 추정 유닛(221); 및
    - 상기 캐리어 위상의 상기 복수의 추정치들에 기초하여 상기 복수의 신호 샘플들을 변경하도록 구성된 캐리어 위상 보상 유닛(221)을 포함하는, 광 수신기.

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