CN107078982B - 数字相干光接收器的色散估计 - Google Patents

数字相干光接收器的色散估计 Download PDF

Info

Publication number
CN107078982B
CN107078982B CN201580060536.5A CN201580060536A CN107078982B CN 107078982 B CN107078982 B CN 107078982B CN 201580060536 A CN201580060536 A CN 201580060536A CN 107078982 B CN107078982 B CN 107078982B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
optical
cost
digital
fdeq
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201580060536.5A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107078982A (zh
Inventor
马赫迪·扎马尼
张筑虹
李传东
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of CN107078982A publication Critical patent/CN107078982A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107078982B publication Critical patent/CN107078982B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6161—Compensation of chromatic dispersion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/613—Coherent receivers including phase diversity, e.g., having in-phase and quadrature branches, as in QPSK coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/614—Coherent receivers comprising one or more polarization beam splitters, e.g. polarization multiplexed [PolMux] X-PSK coherent receivers, polarization diversity heterodyne coherent receivers

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Optical Communication System (AREA)

Abstract

一种装置，包括：前端，被配置为接收光信号，并将所述光信号转换为多个数字信号；以及处理单元，耦合至所述前端，并被配置为通过优化基于多个数字信号的信号峰值的代价函数，确定光信号中的最佳匹配色散(CD)估计。

Description

数字相干光接收器的色散估计
相关申请的交叉引用
本申请要求申请日为2014年11月18日、申请号为14/546,976、题为“数字相干光接收器的色散估计”的美国专利申请的优先权的权益，所述申请的全部内容通过引用结合在本申请中。
背景技术
光通信系统被广泛用于数据通信中。光通信系统可包括：光发射器，信道(例如，光纤)，以及光接收器。光发射器可将数据编码到光信号上，信道可将光信号从光发射器携带到光接收器，而光接收器可从接收到的光信号中还原出数据。有一类光通信系统是远程光通信系统，其中数据可被光传输链路和/或光纤携带跨越较长距离。远程光通信系统可通过使用相干光传输来提高数据速率，在相干光传输中，数据可被调制到光载波信号的幅值、相位和/或偏振分量上。
在远程光通信系统中，系统性能可能受到码间串扰(ISI)的限制，这可能是光纤损害引起的，如色散(CD)、偏振模色散(PMD)、相位噪声、非线性效应等。例如，CD可引起光信号中不同的光谱成分(如波长)以不同的速度在光纤中传输，并在不同时刻到达接收器，因此会使得携带数据的光脉冲变宽，从而导致ISI。一些系统可通过使用另一条色散反号的光纤来补偿光纤中的色散，但可能要付出增加非线性效应的代价。高速模数转换器(ADC)和/或数模转换器(DAC)的近期进展以及高性能的数字信号处理器(DSP)，使得光纤损害可在DSP中得到数字补偿。
发明内容
在一个实施例中，本公开包括一种装置，包括：前端，被配置为接收光信号，并将所述光信号转换为多个数字信号；以及处理单元，耦合至所述前端，并被配置为通过对基于所述多个数字信号的信号峰值的代价函数进行优化，确定所述光信号中的最佳匹配色散(CD)估计。
在另一个实施例中，本公开包括一种用于估计耦合至光传输链路的光学设备中的色散CD的方法，所述方法包括：通过所述光传输链路接收光信号；将所述光信号转换为多个数字信号；以及通过对基于所述多个数字信号的信号峰值的代价函数进行优化，确定所述光信号所关联的最佳匹配CD估计。
在又一个实施例中，本公开包括一种相干光接收器，包括：前端，被配置为接收光信号，并将所述光信号转换为多个数字电信号；一个或多个频域均衡器(FDEQ)，耦合至所述前端的输出，并且被配置为对所述光信号中的CD进行补偿；以及CD估计(CDE)单元，耦合至所述FDEQ，并且被配置为对基于信号峰值的总和的代价函数进行优化，从而确定所述光信号所关联的最佳匹配CD估计，其中所述最佳匹配CD估计被所述FDEQ用于补偿所述光信号中的所述CD。
通过以下详细描述，并结合附图和权利要求，将可更加清楚地理解这些及其他特征。
附图说明
为更全面地理解本公开，现在将结合相关附图和详细描述进行如下简短描述，其中相似的附图标记代表相似的部件：
图1为光学传输链路的一个实施例的示意图；
图2为数字接收处理模块的一个实施例的示意图；
图3为数字接收处理模块的另一实施例的示意图；
图4为CDE模块的一个实施例的示意图；
图5为CD估计方法的一个实施例的流程图；
图6为CD估计方法的另一实施例的流程图；
图7示出了一个表格的实施例，所述表格比较了基于时钟频调(CT)能量的CDE方法、基于峰值平均功率比(PAPR)的CDE方法、以及基于信号峰值的CDE方法的DSP复杂度；
图8显示了存在CD和窄带电滤波的CD代价函数的实施例的图表；
图9显示了存在CD和波长选择开关(WSS)的CD代价函数的实施例的图表；
图10显示了存在CD和其他信道损害的CD代价函数的实施例的图表；并且
图11为收发单元的一个实施例的示意图。
具体实施方式
首先应当理解的是，虽然下文提供了一个或多个实施例的说明性实施方式，但其所公开的系统和/或方法可以通过任意数量的技术加以实施，无论此技术是否已知或现有。本公开绝不局限于下文示出的说明性实施方式、附图和技术，包括本文所示出和描述的示例性设计和实施方式等，而是能够在随附权利要求及其等同技术的范围之内进行修改。
由于FDEQ(Frequency-Domain Equalizer，频域均衡器)可以用较小的计算复杂度来补偿较大色散度和较长光纤距离下的CD(Chromatic Dispersion，色散)，因此被广泛地应用于数字相干光接收器的CD补偿中。对于给定的光信道(例如，具有固定光纤类型和光纤长度的传输链路)，CD可能是准静态的，且可影响信号在频域中的相位，其中相位可根据光信道中的CD量发生改变。因此，为了逆转CD的影响，接收器可，例如通过调整FDEQ抽头系数，将FDEQ配置为匹配CD效应或者CD脉冲响应的反函数。但是，接收器可能没有CD效应的量的先验知识。因此，接收器可，例如基于通过光信道传播后接收到的光信号，在初始获取阶段估计光信道中的CD量。估算出已接收光信号中的CD之后，接收器可根据CD估计来配置FDEQ，从而使FDEQ可以大体补偿后续接收信号中的CD。
此处公开的是用于在数字相干光接收器中高效地估计CD的机制。所公开的CDE(CDEstimation，色散估计)可以使用一种最佳搜索方法，即对被配置为在已接收光信号中针对一系列CD备选进行补偿的一系列FDEQ进行遍历，并计算基于信号峰值的代价函数，从而确定最优CD备选，大体上匹配所接收光信号中的CD效应。在每一次FDEQ遍历中，可将FDEQ配置为补偿一个CD备选，所接收光信号可由FDEQ进行滤波，并将滤波后信号的信号峰值进行累加，从而针对该CD备选计算优度度量或代价。例如，一个FDEQ可被应用于每个包括同相(I)分量和正交(Q)分量的偏振分量。优度度量或者代价可以通过将每个偏振的每个分量的最大信号峰值的幅度进行累加来计算。基于信号峰值的代价函数可以基于色散信号展宽效应来计算。例如，当CD导致信号失真时，信号可能展宽，但信号能量可能不变，因此信号峰值会增加。同理，经过CD补偿的信号可包含较小的信号峰值。因此，通过选择对应代价最小的CD备选，即可确定最优CDE。由于基于信号峰值的CD代价函数不包含复杂运算，如乘法和/或除法，故而对于硬件或软件实施，所公开的CDE机制较为高效。
所公开的实施例对于任意光收发器、信令方案、调制方案、检测和/或均衡方案、和/或复用结构均是适用的。例如，信令方案可包括升余弦(RC)、平方根升余弦(RRC)、不归零(NRZ)、67％占空比的归零(RZ67)；调制方案可包括：二元相移键控(BPSK)、正交相移键控(QPSK)、8元正交幅度调制(8-QAM)、16元正交幅度调制(16-QAM)、和/或更高阶的正交幅度调制；检测和/或均衡方案可包括：发送预补偿、PMD补偿、和放大自发发射(ASE)噪声补偿；以及复用结构，包括：频分多路复用(FDM)和/或波分多路复用(WDM)。附加的，当存在窄带电滤波、网络中波长选择交换(WSS)较多、本机振荡器频率偏移(LOFO)较大、本机振荡器(LO)兆比率(英文：parts-per-million，缩写：PPM)较高、信道损害较高、ASE(放大自发发射)较大等情况时，所公开的实施例提供了鲁棒的CDE。
图1为一个光传输链路100的实施例的示意图。光传输链路100可包括：发射器110，其通过光传播信道120与相干接收器130进行通信。发射器110可位于链路100的发射侧，并可被配置为通过信道120向位于光链路100接收侧的接收器130发射光信号。信道120可表示光通信网络中的传输链路，可以在中心局(CO)和用户端设备(CPE)之间携带上行和/或下行传输信号。例如，对于下行传输，发射器110可位于CO，接收器130可位于CPE；而对于上行传输，发射器110可位于CPE、接收器130可位于CO。CPE和/或CO的光收发器可同时包含发射器110和接收器130，以便于双向数据通信。
发射器110可包含电-光(E/O)组件(未显示)，如电气驱动器、E/O转换器和/或激光。E/O组件可将电信号调制到激光所提供的光载波上。例如，发射器110可发射光信号，光信号包含两个正交线性偏振分量，即X偏振分量和Y偏振分量。每个偏振分量均包含2个正交的相位分量，即I分量和Q分量，两分量均包括相同的光载频。这种载频可能是激光所供应的光波长，含有相位噪声。
信道120可包含光纤121、光滤波器122、光放大器123、和/或其他组件。光信道120可包含各种信道损害，例如，CD、非线性相位噪声、PMD、偏振相关损耗(PDL)、偏振相关增益、偏振态(SOP)旋转以及光学高斯白噪声。除了信道损害之外，发射器110和/或接收器130中组件的瑕疵，和/或发射器110和/或接收器130之间的失配，如LOFO、LO的不准确性、同相和正交相(IQ)失衡等，均可能增加接收器130接收到的噪声。
接收器130包含集成相干接收器前端131、一个或多个ADC 132、以及DSP单元133。接收器130可被配置为接收由发射器110发射且通过信道120传播的光信号。集成相干接收器131可被配置为将接收到的光信号转换为一个或多个电信号。例如，集成相干接收器131可包含LO(未显示)和/或混频器(未显示)。在集成相干接收器131中，具有频率与发射器110发射的激光高度匹配的LO，可与传播而来的光信号混合，以将其拆分为四个电信号(例如，每个X向偏振和Y向偏振的I、Q分量)，每个拆分信号都是发送信号的混合。ADC 132可耦合到集成相干接收器131，并被配置为将电信号转换为数字信号。应当注意的是，集成相干接收器前端131和ADC 132均可称作前端。
DSP单元133可耦合到ADC 132，并可包含一个或多个处理器，处理器可包括通用处理器、单核处理器、多核处理器、专用集成电路(ASIC)、和/或DSP。DSP单元133可被配置为处理数字信号，以还原出发射器110发射的数据。DSP单元133可补偿由信道120引起的信道损害，和/或由发射器110与接收器130之间的硬件组件非理想性和/或不匹配所引起的硬件损害。在一些实施例中，接收器130可使用通用处理单元来代替DSP单元133，例如，当通用处理器提供了足够的处理速度且满足接收器130的功耗要求时。通用处理单元可包含一个或多个通用处理器、单核处理器、多核处理器、和/或ASIC。
在一个实施例中，光传输链路100可以是远程传输链路。为了在单个均衡器中补偿所有信道损害，DSP单元133可使用带有大量抽头的多输入多输出无限冲激响应(MIMO-IIR)自适应均衡器。但是，此种均衡器计算复杂度可能较高，且在硬件和/或软件中实现比较昂贵。一个更简单的方法是使用多个不同的均衡器，每个都具体地设计为针对特定损害，基于该损害的属性和/或效果进行补偿。
由于CD是具有长延迟的准确定性损耗(例如，传输链路给定时，其改变缓慢或基本恒定)，故而静态频域迫零均衡器或者均方误差均衡器，例如FDEQ，可适合于补偿CD。DSP单元133可在FDEQ之后使用其他均衡器和/或电路，如在时域中，来补偿其他损害，比如PMD、PDL、SOP等。
图2是一个数字接收处理模块200的实施例的示意图，其可执行与DSP单元133基本相似的功能。数字接收处理模块200可在硬件中实现和/或作为DSP软件组件来实现。数字接收处理模块200可被配置为对光传输链路，如链路100，中的损害进行补偿。数字接收处理模块200可包含FDEQ 211和212、MIMO无限冲激响应(FIR)单元220、载波相位恢复和修正单元230、以及前向纠错(FEC)单元240。
FDEQ 211和212可被配置为匹配滤波器，以逆转光传播信道，如信道120，引起的CD效应。FDEQ 211和212可在频域中进行CD补偿。例如，FDEQ 211和212可通过将X偏振分量和Y偏振分量中的I分量和Q分量与组成信道CD响应的反传递函数的频域滤波器相乘，补偿所接收光信号中的CD，此处滤波器可以是具有与信道中CD量(例如以皮秒每纳米(ps/nm)为单位)相匹配的抛物线型相位的全通滤波器。
可对每个偏振极分别实施CD补偿。例如，FDEQ 211可通过处理相关的I分量和Q分量，分别记为XI和XQ，来补偿X偏振分量中的CD，而FDEQ 212可通过处理相关的I分量和Q分量，分别记为YI和YQ，来补偿Y偏振分量中的CD。附加的，每个FDEQ 211和212均可包含快速傅里叶变换(FFT)单元，将相关偏振极中的I分量和Q分量转换为频域信号，然后再与频域滤波器相乘，以及包含将滤波信号转换到时域的逆傅里叶变换(IFFT)单元。故此，为了匹配反信道CD响应，数字接收处理模块200可根据CD量调整滤波抽头系数，从而配置滤波器。
MIMO FIR单元220可耦合到FDEQ 211和212，并可被配置为在经过CD补偿的X和Y偏振信号，分别记为h(t)和v(t)，均包含实部和虚部，上实施PMD和/或S0P均衡。载波相位恢复和修正单元230可耦合到MIMO FIR单元220，并被配置为补偿激光线宽、低频激光相位噪声，和/或低频光纤非线性相位噪声。FEC单元240可耦合到载波相位恢复和修正单元230，并被配置为根据预定纠错码进行纠错。
如上所述，FDEQ 211和212中的频域滤波器可被配置为与信道中的CD量相匹配。但是，由于FDEQ 211和212可能是数字接收处理模块200中的第一个数字处理阶段，因此数字接收处理模块200中可能不会有CD影响量的先验知识。故此，数字接收处理模块200可在存在其他损害的情况下估计CD的影响。CD估计的准确性可显著影响数字接收处理模块200的性能，这是因为较大的CD误差可能不会被FDEQ 211和212之后的其他任何均衡器去除，故而可能引起数字接收处理模块200的数据解码失败。
许多CDE方法可使用暴力或最佳搜索机制，通过遍历一系列CD备选值、针对每个CD备选值计算代价函数的值、以及优化该代价函数，在数字域中对所接收的光信号进行CD盲估计。例如，代价函数可基于CT能量，如R.Soriano等提出的“Chromatic DispersionEstimation in Digital Coherent Receivers(数字相干接收器中的色散估计)”(期刊名：Journal of Lightwave Technology，第29卷第11期，1627-1637页，2011年6月1日出版，通过引用并入本申请)，以及F.N.Hauske等提出的“Frequency Domain ChromaticDispersion Estimation(频域色散估计)”(期刊名：Optieal Society of America，2010年出版，通过引用并入本申请)。另选地，代价函数可基于PAPR，如C.Xie提出的“ChromaticDispersion Estimation for Single-Carrier Coherent Optical Communications(单载波相干光通信的色散估计)”(期刊名：Institute of Electrical and ElectronicsEngineers(IEEE)Photonic Technology Letters，第25卷第10期，2013年5月15日出版，通过引用并入本申请)。
通过基于CT能量的代价函数，可以求得RC脉冲成形信号谱中在
Figure GDA0001287849670000071
频率附近的CT的能量，其中fB为信号波特率。当正确估计了CD并基本补偿了CD效应时，CT可包含最大量的能量。但是，在存在其他损害时，如LOFO(例如CT频率平移)、PMD(如约0.5单位间隔(UI)差分群时延(DGD))、和/或SOP旋转，则基于CT能量的代价函数未必能够提供准确的CD估计。为了克服诸如此类的损害，可将基于CT能量的代价函数修改为包含多个频调的度量，以克服LOFO和/或各种信号组合，例如，通过定义两个信号x(t)＝h(t)+v(t-1)和y(t)＝h(t)+v(t+1)或者四个信号x(t)、y(t)、x(t)+y(t)和x(t)-y(t)作为度量来分别克服PMD或者SOP，其中h(t)和v(t)分别为FDEQ 211和212的输出。但是，随着系统数据速率增长(如波特率更高)，基于CT能量或者修改过的代价函数可能受限于电和/或光的带宽。
基于PAPR的代价函数可能具有较小的噪声限制，但可包括较高的计算复杂度。基于PAPR的代价函数JCD_PAPR，其计算式如下：
Figure GDA0001287849670000081
其中real(h)和imag(h)可表示FDEQ 211的输出h(t)的实部和虚部，且real(v)和imag(v)分别表示FDEQ 212的输出v(t)的实部和虚部。从式(1)可见，基于PAPR的代价函数可包含乘法和除法。
其他一些CDE方法可基于信号功率的自动相关，如F.C.Pereira等提出的“Experimental Analysis of the Power Auto-Correlation-Based Chrom aticDispersion Estimation Method(基于功率自动相关的色散估计方法的实验分析)”(期刊名：IEEE Photonics Journal，第5卷第4期，2013年8月出版)以及Q.Sui等提出的“Fast andRobust Blind Chromatic Dispersion Estimation Using Auto-Correlation of SignalPower Waveform for D igital Coherent Systems(数字相干系统中利用信号功率波形的自动相关快速鲁棒盲估计色散)”(期刊名：Journal of Lightwave Technology，第31卷第2期，306-312页，2013年1月15日，通过引用并入本申请)，或者也可使用恒模算法(CMA)和/或最大似然(ML)估计器，如H.Wymeersch等提出的“Maximum Likelihood-Based BlindDispersion Estimation for Coherent Optical Communication(相干光通信中基于最大似然的色散盲估计)”(期刊名：Journal of Lightwave Technology，第30卷第18期，2976-2982页，2012年，通过引用并入本申请)。但是，这些方法可能存在问题：收敛较慢，例如，要处理很多样本区组之后才收敛；计算复杂；和/或对高CD进行补偿的性能不佳。
图3是数字接收处理模块300的另一个实施例的示意图。数字接收处理模块300与数字接收处理模块200大体相似，但可包含CDE模块350。CDE模块350可被配置为估计已接收光信号中的CD效应，以及计算FDEQ 311和312的最优抽头系数，FDEQ 311和312分别与FDEQ211和212大体相似。CDE模块350可包含CD遍历单元351、CD代价评估器352、CD代价优化器353、以及FDEQ选择器354。
所述CD遍历单元351可被配置为扫描多个CD备选值，例如，从CD_comp(i)到CD_comp(N-1)的一系列N个CD备选值，其中N可为任意正整数。对于每个CD_comp(i)，CD遍历单元351可根据CD_comp(i)计算FDEQ 311和312的抽头系数，从而使FDEQ 311和312可分别补偿已接收信号的X偏振(如图示XI和XQ)和Y偏振(如图示YI和YQ)中CD_comp(i)的CD效应。例如，每个FDEQ 311和/或312可包含与CD_comp(i)引起的逆脉冲响应相匹配的滤波响应和/或传递函数。计算抽头系数后，CD遍历单元351可对FDEQ 311和312处理过的所接收光信号进行滤波。例如，CD备选值的范围可基于应用而定，例如，从-40,000ps/nm到250,000ps/nm，步长约100ps/nm。但是，CD备选值范围和/或步长可被另选地配置，由本领域普通技术人员确定，仍可达到相同功能。
CD代价评估器352可耦合至CD遍历单元351，并被配置为计算和存储根据代价函数得到的每个滤波信号的度量或代价。由于CD可以引起信号展宽而未必改变信号的能量，因此信号峰值可随着CD量的增加而增大。故此，CD补偿的有效性可通过监测信号峰值来衡量。当FDEQ 311和312被配置为最优CD值时，FDEQ 311和312可产生具有最小信号峰值的信号。
基于信号峰值的代价函数，其定义如下：
JCD(i)＝max(|real(h)|)+max(|imag(h)|)+max(|real(v)|)+max(|imag(v)|)，(2)
其中，JCD(i)表示CD_comp(i)对应的FDEQ 311和312的CD代价，real(h)和imag(h)分别表示FDEQ 311输出中X偏振分量的实部和虚部，real(v)和imag(v)分别表示FDEQ 312输出中Y偏振分量的实部和虚部。
CD代价优化器353可耦合至CD代价评估器352，并被配置为搜索最佳匹配CD估计CD_best，以产生具有最小代价或最小JCD值的滤波信号。FDEQ选择器354可耦合至CD代价优化器353，并被配置为根据最佳匹配CD估计值CD_best来选择和/或计算所述FDEQ 311和312的抽头系数。应当注意的是，所公开的实施例或许是在双偏振的上下文中描述CDE模块350的。但是，所公开的CDE机制对于任意包含一个或多个偏振极的数字相干光接收器而言，都是可适用的。CDE模块350可能会、也可能不会与FDEQ 311和/或312实现在同一个DSP单元和/或处理器上，且数字接收处理模块300中的组件可被另选地配置，由本领域普通技术人员确定，以实现相同功能。
图4为一个CDE模块400的实施例的示意图。CDE模块400与CDE模块350基本相似，但提供了更多的细节视图。CDE模块400包含FDEQ 411和412、CD遍历单元451、CD代价评估器单元452、CD代价优化器单元453，它们分别与FDEQ 311和312、CD遍历单元351、CD代价评估器352、以及CD代价优化器353基本相似。
CD代价评估器452包括多个信号峰值探测器461、462、463和464，以及累加器471、472和473。根据式(2)，CD代价评估器452可通过处理FDEQ 411的输出信号real(h)、imag(h)和FDEQ 412的输出信号real(v)、imag(v)来计算每个CD备选值的代价，其中每个FDEQ 411和412中的滤波器可被配置为匹配相应CD备选值的相反数(inverse)。每个信号峰值探测器461、462、463和464都包含一个求最大的运算器，记为max(|.|)，在输出信号中找到具有最大幅度的信号峰值。例如，信号峰值探测器461和462可耦合至FDEQ 411输出端，并被配置为在X偏振分量的每个信号real(h)和imag(h)中分别搜索具有最大幅度的信号峰值。类似地，信号峰值探测器463和464可耦合至FDEQ 412输出端，并被配置为在Y偏振分量的每个信号real(v)和imag(v)中分别搜索具有最大幅度的信号峰值。累加器471可将来自信号探测器461和462的信号峰值进行累加，得出X偏振分量的信号峰值和。累加器472可将来自信号探测器463和464的信号峰值进行累加，得出Y偏振分量的信号峰值和。累加器473可将X偏振分量信号峰值和以及Y偏振分量信号峰值进行累加，得到相应CD备选值的代价或者度量。
CD优化器453可耦合至CD代价评估器452，尤其是累加器473，并可包含求最小代价运算器，记为Min(JCD)。CD优化器453可被配置为在所有CD备选值的代价中找出最小代价值，其中产生最小代价值的CD备选值即对应着最佳匹配CD估计，并可被用来配置FDEQS 411和412，用于后续的接收器处理。
图5是色散估计方法500的一个实施例的流程图。方法500可在DSP单元中实现，比如DSP单元133，和/或数字接收处理模块200和/或300。方法500的进行可与CDE模块350和/或400中所描述的CDE机制大体相似。方法500可在数据处理之前的初始获取阶段中进行。方法500可对通过信道，如信道120，传播的已接收光信号中的CD量进行估计。例如，方法500可从基于网络配置，例如具有较长光纤的远程传输系统，而选择的一系列CD备选值开始。CD备选值可以按步长CD_step，由最小CD备选值CD_min变化到最大CD备选值CD_max。
在步骤510，方法500可将CD补偿值CD_comp初始化至CD_min。在步骤520，方法500可根据CD_comp计算FDEQ的滤波器抽头系数，从而使FDEQ可补偿已接收光信号中的CD_comp。
在步骤530，方法500可用FDEQ对所接收光信号进行滤波，以补偿所接收光信号中的CD_comp。对于所接收光信号中的每个偏振分量，方法500均可使用一个FDEQ。如上所述，FDEQ可将已接收信号转换至频域，再对频域信号应用FDEQ滤波，然后将滤波信号转换至时域。
在步骤540，对已接收信号进行滤波后，方法500通过评价滤波信号中的如上式(2)所述的基于信号峰值的代价函数来计算CD_comp的CD代价。例如，方法500可将每个偏振分量的每个实部与虚部的最大信号峰值幅度累加。在步骤550，方法500可将CD代价和其相应的CD_comp存储在例如数组CD_array中。
在步骤560，方法500可确定CD_comp是否已达CD_max。如果CD_comp不等于CD_max，则方法500可进行至步骤565。在步骤565，方法500可将CD_comp步进CD_step，再返回步骤520。
在步骤560，如果CD_comp等于CD_max，方法500可进行至步骤570。在步骤570，方法500可在已存储的CD代价中搜索最小CD代价，例如，在存储了每个CD_comp及其对应的CD代价值的CD_array中搜索。产生最小CD代价的CD备选值CD_comp即为已接收光信号中的最佳匹配CD估计值CD_best。在步骤580，方法500可以选择和/或计算对应于最佳匹配CD估计的最优FDEQ，从而使最优FDEQ可以大体去除已接收光信号中的CD影响。
图6为根据CD估计方法600的一个实施例的流程图。方法600可与方法500类似，并可在DSP单元，如DSP单元133，和/或数字接收处理模块200和/或300中实施。在步骤610，方法600可先通过光网络中的光传输链路，如链路100，接收光信号。在步骤620，方法600可将光信号转换为多个数字信号。例如，数字信号可包含一个或多个偏振分量，每个都包含I分量和Q分量。
在步骤630，方法600可生成多个数字滤波器，每个都被配置为补偿多个CD备选值中的一个。例如，CD备选值的范围可从与光网络配置相关的最小CD备选值到最大CD备选值。
在步骤640，方法600可将数字滤波器应用于数字信号，产生滤波信号。例如，方法600可将每个数字滤波应用至每个偏振分量的I分量和Q分量，产生包含实部和虚部的滤波信号。
在步骤650，方法600可根据式(2)所述的基于信号峰值的代价函数，计算滤波信号中CD备选值的代价。在步骤660，方法600可以通过在计算所得的代价中搜索最小代价值，以优化代价函数。
在步骤670，方法600可将最佳匹配CD估计设置为产生最小代价值的CD备选值，从而确定光信号的最佳匹配CD估计。
图7示出了表700的一个实施例，表中比较了基于时钟频调(CT)能量的CDE方法、基于PAPR的CDE方法、以及基于信号峰值的CDE方法的DSP复杂度。表700以乘法、除法、和/或平方的运算次数对比了DSP的复杂度。在表700中，列710显示了基于CT能量的CDE方法的运算次数，列720显示了基于PAPR的CDE方法的运算次数，并且列730显示了基于信号峰值的CDE方法的运算次数。基于CT能量的CDE方法可以处理约48个样本点的64个样本区组以获取收敛的CD估计。基于PAPR的CDE方法可以处理约512个样本点的16个样本区组以获取收敛的CD估计。但是，基于信号峰值的CDE方法可不用乘法、除法、和/或平方运算符来计算上式(2)所示的代价函数。如此，所公开的基于信号峰值的CDE方法能够实现高效的DSP和/或不那么昂贵的硬件。
图8是图表800，显示了存在CD和窄带电子滤波时CD代价函数的一个实施例，其中CD量可为约30,000ps/nm，且电子滤波可包含约12.2GHz的带宽。在图表800中，x轴表示CD量，单位ps/nm，且y轴表示根据上式(2)所述的基于信号峰值的代价函数计算的基于信号峰值的CD代价JCD。曲线810可表示波特率61Gb ps的QPSK信号通过各种CD补偿量的FDEQ进行滤波后的基于信号峰值的CD代价。使用与CDE模块350和/或400和/或方法500和/或600大体相似的机制，即可生成曲线810。可以看出的是，最小CD代价发生在30,000ps/nm附近(在图表800中标记为820)，CDE误差约为320ps/nm。如此，基于信号峰值的代价函数可在存在窄带电子滤波时提供一个相当准确的CD估计值。
图9为图表900，显示了存在CD和WSS时CD代价函数的一个实施例，其中CD量可为约-75,000ps/nm，且WSS的数量约为8。在图表900中，x轴表示CD量，单位ps/nm，且y轴表示根据上式(2)所述的基于信号峰值的代价函数计算的基于信号峰值的CD代价JCD。曲线910可表示波特率45.75Gbps的8-QAM信号通过各种CD补偿量的FDEQ进行滤波后的基于信号峰值的CD代价值。使用与CDE模块350和/或400和/或方法500和/或600大体相似的机制，即可生成曲线910。可以看出的是，最小CD代价发生在-75,000ps/nm附近(标记为920)，CDE误差约为45ps/nm。如此，基于信号峰值的代价函数可在存在多个WSS时提供一个相当准确的CD估计值。
图10为图表1000，显示了存在CD和其他信道损害时CD代价函数的一个实施例，其中CD量可为约50,000ps/nm，且其他信道损害可包含约5GHz的LOFO、约75ps的DGD、以及约6dB的PDL。在图表1000中，x轴表示CD量，单位ps/nm，且y轴表示根据上式(2)所述的基于信号峰值的代价函数计算的基于信号峰值的CD代价JCD。曲线1010可表示波特率34Gbps的QPSK信号通过各种CD补偿量的FDE Q进行滤波后的基于信号峰值的CD代价值。使用与CD估计模块350和/或400和/或方法500和/或600大体相似的机制，即可生成曲线1010。可以看出的是，最小CD代价发生在50,000ps/nm附近(标记为1020)，CDE误差约为482ps/nm。如此，基于信号峰值的代价函数可在存在较高信道损害时提供一个相当准确的CD估计值。
图11为收发单元1100的一个实施例的示意图，其为可发射和/或接收带编码数据的光信号的任意设备。例如，收发单元1100可位于光通信系统中，如光通信系统100，可实施发射器110和接收器130。收发单元1100也可被配置为实施或支持本申请所述的任意方案，如方法500和/或600。在一些实施例中，收发单元1100也可作为光学传输网络(OTN)中的其他节点，如光线路终端(OLT)、光网络单元(ONU)、和/或其他光网络器件。本领域技术人员会意识到，术语“收发单元”包含的设备范围宽泛，而收发单元1100只是其中一例。包含收发单元1100是为了讨论清楚，并非为了将本公开申请限定于特定的收发单元实施例或一类收发单元实施例。本公开所述特征/方法中，至少有一部分可在网络装置或组件，如收发单元1100，中实施。例如，本公开中的特征/方法可使用硬件、固件，和/或安装于硬件上运行的软件来实施。如图11所示，收发单元1100可包含E/O前端1110和/或0/E前端1120，二者可分别将电信号转换为光信号以用于在OTN中传输，和/或自OTN接收光信号并将光信号转换为电信号。处理单元1130可通过多个DAC1140和ADC 1150分别耦合至E/O前端1110和0/E前端1120，所述DAC和ADC可以属于、也可以不属于处理单元1130的一部分。DAC 1140可将处理单元1130生成的数字电信号转换为模拟电信号，以便馈入E/O前端1110。ADC 1150可将从O/E前端1120接收到的模拟电信号转换为数字电信号，以便通过处理单元1130进行处理。处理单元1130可包含一个或多个处理器，其可包含通用处理器、单核处理器、多核处理器、专用集成电路(ASIC)、和/或DSP。处理单元1130可包含CDE模块1133，其可大体类似于CDE模块350和/或400，且可实施方法500和/或600。在一个另选实施例中，CDE模块1133可作为存储在存储器模块1132中的指令而实施，可由处理单元1130执行。存储模块1132包含用于暂时存储内容的缓冲存储器，如随机访问存储器(RAM)。附加地，存储模块1132可包含用于相对长期存储内容的长期存储器，如只读存储器(ROM)。例如，缓冲存储器和长期存储器可包含动态随机存取存储器(DRAM)、固态硬盘(SSD)、硬盘、或其组合。
可以理解的是，通过编程和/或在收发机单元1100上加载可执行指令，处理单元1130和/或存储器模块1132中至少有一个会发生改变，从而将所述收发机单元1100部分转变为一种具体的机器或装置，例如多核转发架构，并具有本公开所教示的新颖功能。电气工程和软件工程中的基本常识是，能够通过将可执行软件加载到计算机中实现的功能，都可以通过公知的设计规则转化为硬件实现。要决定概念究竟采取软件还是硬件实现，考虑点通常维系于设计的稳定性、要制造的单元数量、和/或所需的时钟速度，而非从软件领域转换到硬件领域所存在的问题。一般而言，仍需频繁更改的设计，通常优选以软件实现，因为重新设计硬件实现比重新设计软件设计更为成本高昂。一般而言，已经稳定、将要大批量生产的设计，可能优选以硬件(例如采用ASIC)实现，因为对大批量生产而言，硬件实现的成本低于软件实现。通常，一项设计会先以软件形式进行开发和测试，之后再通过公知的设计规则进行转化，将软件的指令转化为ASIC中的硬连线，从而以同等的硬件实现。正如由ASIC控制的机械是一种具体的机械或装置，经过编程和/或加载有可执行指令的计算机也可被视为一种具体的机械或装置。
应当理解的是，本公开的任何处理，均可通过使得计算机系统(如发射机110或接收机130)中的处理器(例如计算机系统中的通用CPU)执行计算机程序而实现。在此情况中，应可使用任意类型的非易失性计算机可读介质为计算机或移动装置提供计算机程序产品。此计算机程序产品可以存储在计算机或网络装置中的非易失性计算机可读介质中。非易失性计算机可读介质包括任意类型的有形的存储介质。非易失性计算机可读介质的示例包括磁性存储介质(如软盘、磁带、硬盘驱动器等)、光磁存储介质(如磁光盘)、光盘只读存储器(CD-ROM)、可写光盘存储器(CD-R)、可重写光盘存储器(CD-R/W)、数字通用光盘(DVD)、蓝光(注册商标)光碟(BD)和半导体存储器(例如掩模型ROM、可编程ROM(PROM)、可擦写PROM)、快闪记忆体和RAM)。也可使用任意类型的易失性计算机可读介质为计算机或移动装置提供计算机程序产品。易失性计算机可读介质的示例包括电信号、光信号和电磁波。易失性计算机可读介质可以通过有线通信线路(如电路、光纤)或无线通信线路向计算机提供程序。
公开了至少一个实施例，且本领域普通技术人员对实施例和/或实施例的特征进行的改变、组合和/或修改均在本公开范围之内。通过组合、整合和/或略去实施例特征而产生的另选实施例也在本公开范围之内。在明确指出数值范围或限制的情况下，应将这些范围或限制理解为包括其范围内类似幅度的迭代范围或限制(如大约从1至10则包括2、3、4等；大于0.10则包括0.11、0.12、0.13等)。例如，当公开有下限R1和上限Ru的数值范围时，即为具体地公开了落入该范围内的任何数字。具体地，具体地公开了该范围内的以下数字：R＝R1+k*(Ru-R1)，其中k是以1个百分数的增量从1％到100％变动的变量，即k为1％、2％、3％、4％、5％……、70％、71％、72％……、95％、96％、97％、98％、99％或100％。此外，也具体公开了由上文定义的两个数字R限定的任何数值范围。除非另有声明，否则术语“约”意为其后接数字的±10％。对于任何权利要求的元素使用术语“可选地”，是指需要该元素，或另选地，不需要该元素，两种另选方式都在权利要求的范围之内。使用例如包括、包含和具有等较宽泛术语的，应被理解为提供对例如由……组成、基本上由……组成以及大体上由……组成等较窄术语的支持。相应地，保护范围并不限于以上说明书所阐述的，而是由所附权利要求限定，该范围包括权利要求的主题的所有等价物。每个和各个权利要求作为进一步的公开内容被并入到说明书中，且权利要求为本发明的实施例。在本公开中讨论参考文献，并非认可其为现有技术，尤其是所具公开日期在本申请的优先权日之后的任何参考文献。凡本公开中引用的专利、专利申请的公开内容以及出版物均通过引用并入本申请，在某种程度上，它们为公开内容提供了示范的、程序性的或其他详细补充。
虽然本公开提供了若干个实施例，但应当理解的是，本文所公开的系统和方法还可以采用其他多种具体形式实现，并不会偏离本公开的精神或范围。本文的示例应被视为说明性的而非限制性的，其目的并不局限于本文所给细节之内。例如，各种元素或组件可以组合或集成到另一个系统中，某些特征可以省略或不实施。
不仅如此，在各种实施例中分散或单独描述和示出的技术、系统、子系统和方法等，也可以组合或者集成到其他系统、模块、技术或方法中，并不会偏离本公开的范围。其他在图示或讨论中相互耦合或直接耦合或相互通信的物体，也可以通过某种接口、装置或中间组件(不论其为电性的、机械性的还是其他性质的)等间接耦合或通信。本领域技术人员可以在不偏离本文所公开的精神和范围的前提之下确定其他更改、替换和改装的示例。

Claims (24)

1.一种用于估计耦合至光传输链路的光学设备中的色散CD的装置，包括：
前端，被配置为：
接收光信号；以及
将所述光信号转换为多个数字信号；以及
处理单元，耦合至所述前端，并且被配置为通过对基于所述多个数字信号的信号峰值的总和的代价函数进行优化，确定与所述光信号相关联的最佳匹配色散CD估计。
2.根据权利要求1所述的装置，其中所述处理单元还被配置为：
生成多个数字滤波器，每个都被配置为补偿多个CD备选值中的一个；
将所述多个数字滤波器中的至少一些应用于所述多个数字信号以产生滤波信号；以及
根据所述代价函数，自所述滤波信号计算每个CD备选值的代价。
3.根据权利要求2所述的装置，其中所述多个CD备选值的范围自最小CD备选值至最大CD备选值，并且其中所述最小CD备选值和所述最大CD备选值关联于光网络配置。
4.根据权利要求2所述的装置，其中，为优化所述代价函数，所述处理单元还被配置为在所述代价中搜索最小代价值，并且其中，为确定所述最佳匹配CD估计，所述处理单元还被配置为将所述最佳匹配CD估计设置为产生所述最小代价值的相应CD备选值。
5.根据权利要求2所述的装置，其中所述多个数字信号包括一个或多个偏振分量，每个偏振分量都包括同相I分量和正交Q分量，其中每个数字滤波器均被应用于每个偏振分量的所述I分量和所述Q分量，其中每个数字滤波器产生的滤波信号均包括实部和虚部，并且其中，为计算所述CD备选值的所述代价，所述处理单元还被配置为针对每个CD备选值，将每个偏振分量的每个所述虚部和所述实部的最大信号峰值幅度累加。
6.根据权利要求5所述的装置，其中所述多个数字滤波器是频域滤波器，并且其中所述处理单元还被配置为：
在应用所述多个数字滤波器之前，将每个偏振分量转换为频域信号；以及
在计算所述代价之前，将每个滤波信号转换为时域信号。
7.根据权利要求5所述的装置，其中所述处理单元还被配置为根据所述最佳匹配CD估计，计算每个偏振分量的最优滤波器，从而使所述最优滤波在相应偏振分量中补偿所述最佳匹配CD估计的CD效应。
8.根据权利要求1所述的装置，其中所述光信号包括二元相移键控BP SK信号、正交相移键控QPSK信号、八元正交幅度调制8-QAM、十六元正交幅度调制16-QAM、或者其组合。
9.根据权利要求1所述的装置，其中所述光信号包括升余弦RC信号，平方根升余弦RRC信号，不归零NRZ信号，67％占空比的归零信号RZ67，或其组合。
10.根据权利要求1所述的装置，其中所述处理单元是数字信号处理器DSP。
11.根据权利要求1所述的装置，其中所述多个数字信号中的每个数字信号均为电信号。
12.一种用于估计耦合至光传输链路的光学设备中的色散CD的方法，所述方法包括：
通过所述光传输链路接收光信号；
将所述光信号转换为多个数字信号；以及
通过对基于所述多个数字信号的信号峰值的总和的代价函数进行优化，确定与所述光信号相关联的最佳匹配CD估计。
13.根据权利要求12所述的方法，还包括：
生成多个数字滤波器，每个都被配置为补偿多个CD备选值中的一个；
将所述多个数字滤波器中的至少一些应用于所述多个数字信号以产生滤波信号；以及
根据所述代价函数，自所述滤波信号计算每个CD备选值的代价。
14.根据权利要求13所述的方法，其中所述多个数字信号包括一个或多个偏振分量，每个都包括同相I分量和正交Q分量，其中每个数字滤波器均被应用于每个偏振分量的所述I分量和所述Q分量，其中每个数字滤波器产生的滤波信号均包括实部和虚部，并且其中计算所述CD备选值的所述代价还包括针对每个CD备选值，将每个偏振分量的每个所述虚部和所述实部的最大信号峰值幅度累加。
15.根据权利要求14所述的方法，其中所述多个数字滤波器是频域滤波器，并且其中所述方法还包括：
在应用所述多个数字滤波器之前，进行快速傅里叶变换FFT，将每个偏振分量的所述I分量和所述Q分量转换到频域；以及
在计算所述代价之前，进行逆FFT，将每个滤波信号转换至时域。
16.根据权利要求12所述的方法，其中优化所述代价函数包括在所述代价中搜索最小代价值，并且其中确定所述最佳匹配CD估计包括将所述最佳匹配CD估计设置为产生所述最小代价值的CD备选值。
17.根据权利要求12所述的方法，其中所述多个数字信号中的每个数字信号均为电信号。
18.一种相干光接收器，包括：
前端，被配置为：
接收光信号；以及
将所述光信号转换为多个数字信号；一个或多个频域均衡器FDEQ，耦合至所述前端的输出以接收所述多个数字信号，并且被配置为对所述光信号中的色散CD进行补偿；以及
CD估计CDE单元，耦合至所述FDEQ，并且被配置为对基于信号峰值的总和的代价函数进行优化，从而确定所述光信号所关联的最佳匹配CD估计，其中所述最佳匹配CD估计被所述FDEQ用于补偿所述光信号中的所述CD。
19.根据权利要求18所述的相干光接收器，其中所述CDE单元还被配置为利用多个CD备选值来配置所述FDEQ，并且其中，对于每个CD备选值，所述CDE单元还被配置为：
为所述FDEQ计算系数，从而使所述FDEQ对相关CD备选值的CD效应进行均衡；
将所述FDEQ应用于所述多个数字信号以产生均衡信号；以及
根据所述代价函数，自所述均衡信号计算所述相关CD备选值的代价。
20.根据权利要求19所述的相干光接收器，其中，为优化所述代价函数，所述CDE单元还被配置为在所述代价中搜索最小代价值，并且其中，为确定所述最佳匹配CD估计，所述CDE单元还被配置为将所述最佳匹配CD估计设置为产生所述最小代价值的相应CD备选值。
21.根据权利要求19所述的相干光接收器，其中所述多个数字信号包括一个或多个偏振分量，其中每个FDEQ对所述偏振分量其之一进行均衡，其中每个均衡偏振分量包括实部和虚部，并且其中，为了计算所述相关CD备选值的所述代价，所述CDE单元还被配置为将每个偏振分量的所述虚部和所述实部的每一个的最大信号峰值幅度进行累加。
22.根据权利要求19所述的相干光接收器，其中所述多个数字信号包括一个或多个偏振分量，每个偏振分量都包括同相I分量和正交Q分量，并且其中每个FDEQ包括：
快速傅里叶变换FFT单元，被配置为将每个偏振分量中的所述I分量和所述Q分量转换为频域信号；
频域滤波器，耦合至所述FFT单元，并且被配置为对所述频域信号中的CD进行补偿，其中所述FDEQ系数对应于所述频域滤波器的系数；以及
逆快速傅里叶变换IFFT单元，耦合至所述频域滤波器，并且被配置为将所述CD补偿信号转换为复时域信号。
23.根据权利要求18所述的相干光接收器，其中所述CDE单元还被配置为根据所述最佳匹配CD估计，配置所述FDEQ。
24.根据权利要求18所述的相干光接收器，其中所述多个数字信号中的每个数字信号均为电信号。
CN201580060536.5A 2014-11-18 2015-11-17 数字相干光接收器的色散估计 Active CN107078982B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US14/546,976 US9800348B2 (en) 2014-11-18 2014-11-18 Chromatic dispersion estimation for digital coherent optical receivers
US14/546,976 2014-11-18
PCT/CN2015/094805 WO2016078569A1 (en) 2014-11-18 2015-11-17 Chromatic dispersion estimation for digital coherent optical receivers

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107078982A CN107078982A (zh) 2017-08-18
CN107078982B true CN107078982B (zh) 2020-01-10

Family

ID=55962671

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201580060536.5A Active CN107078982B (zh) 2014-11-18 2015-11-17 数字相干光接收器的色散估计

Country Status (4)

Country Link
US (1) US9800348B2 (zh)
EP (1) EP3207674B1 (zh)
CN (1) CN107078982B (zh)
WO (1) WO2016078569A1 (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9853734B1 (en) * 2015-04-16 2017-12-26 Inphi Corporation Apparatus and methods for digital signal constellation transformation
EP3461143B1 (en) * 2016-06-30 2020-02-26 Huawei Technologies Co., Ltd. Channel training method, device and system
US10630391B1 (en) * 2017-11-07 2020-04-21 Magiq Technologies, Inc. RF processing system and method
CN109889276B (zh) * 2017-12-06 2020-09-04 上海诺基亚贝尔股份有限公司 光网络设备、光网络设备处实施的方法和计算机可读介质
EP3837780B1 (en) 2018-09-11 2023-11-01 Huawei Technologies Co., Ltd. Equalizing device for compensating rapid state of polarization changes of an optical signal
CN109450542B (zh) * 2018-11-22 2020-05-12 烽火通信科技股份有限公司 一种色散估计方法、装置及光接收机
CN111698026B (zh) * 2019-03-12 2023-05-12 富士通株式会社 偏振态变化监测方法、装置和接收机
CN111368979B (zh) * 2020-03-06 2023-03-28 西安电子科技大学 Mimo-ofdm系统papr抑制方法
CN113676254B (zh) * 2020-05-15 2022-06-28 华为技术有限公司 色散估计方法及装置
US20230050682A1 (en) * 2021-08-12 2023-02-16 Mitsubishi Electric Research Laboratories, Inc. Frequency Modulation Continuous Wave (FMCW)-Based System for Estimation and Compensation of Nonlinearity in Linearly Swept Sources

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101997613A (zh) * 2010-11-17 2011-03-30 中兴通讯股份有限公司 色散补偿的调整方法和装置
CN102326343A (zh) * 2009-02-20 2012-01-18 诺基亚西门子通信有限责任两合公司 用于自适应色散补偿的方法和装置
WO2012058484A1 (en) * 2010-10-28 2012-05-03 Opnext Subsystems, Inc. Coherent optical receiver with adaptive equalizer initialization system
WO2014114332A1 (en) * 2013-01-23 2014-07-31 Huawei Technologies Co., Ltd. Coherent optical transmitter and coherent optical receiver

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3798640B2 (ja) * 2001-03-02 2006-07-19 富士通株式会社 受信装置及び受信信号の波形劣化補償方法並びに波形劣化検出装置及び方法並びに波形測定装置及び方法
US7596323B1 (en) * 2005-06-27 2009-09-29 Broadwing Corporation Optical communications systems, devices, and methods
US7512346B2 (en) * 2006-02-16 2009-03-31 Corning Incorporated Optical fiber with low second order distortion
US20080070521A1 (en) * 2006-09-12 2008-03-20 Honeywell International Inc. System and method for controlling gain of related signals
JP5482273B2 (ja) * 2010-02-12 2014-05-07 富士通株式会社 光受信器
US8767575B2 (en) * 2010-08-06 2014-07-01 Futurewei Technologies, Inc. Method and apparatus for broadband carrier frequency and phase recovery in coherent optical system
US8750726B2 (en) * 2011-08-16 2014-06-10 Cisco Technology, Inc. Histogram-based chromatic dispersion estimation
US8995834B2 (en) 2011-12-22 2015-03-31 Alcatel Lucent Blind equalization for polarization-switched QPSK optical communications
US8953951B1 (en) * 2012-06-19 2015-02-10 Juniper Networks, Inc. Fast chromatic dispersion estimation
CN105612700B (zh) * 2013-10-09 2017-12-29 华为技术有限公司 用于表征光接收信号的色度色散的装置
US9178624B2 (en) * 2014-03-31 2015-11-03 Infinera Corporation Accurate calculation of polarization mode dispersion using blind equalization

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102326343A (zh) * 2009-02-20 2012-01-18 诺基亚西门子通信有限责任两合公司 用于自适应色散补偿的方法和装置
WO2012058484A1 (en) * 2010-10-28 2012-05-03 Opnext Subsystems, Inc. Coherent optical receiver with adaptive equalizer initialization system
CN101997613A (zh) * 2010-11-17 2011-03-30 中兴通讯股份有限公司 色散补偿的调整方法和装置
WO2014114332A1 (en) * 2013-01-23 2014-07-31 Huawei Technologies Co., Ltd. Coherent optical transmitter and coherent optical receiver

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
chromatic dispersion estimation for single carrier coherent optical communications;Chongjin Xie;《IEEE PHOTONICS TECHNOLOGY LETTERS》;20130515;第25卷(第10期);第992-995页 *
差分相移键控信号的数字相干光检测与色散补偿研究与实现;冯勇等;《中国激光》;20100210(第02期);第472-476页 *

Also Published As

Publication number Publication date
US9800348B2 (en) 2017-10-24
WO2016078569A1 (en) 2016-05-26
EP3207674A1 (en) 2017-08-23
US20160142153A1 (en) 2016-05-19
EP3207674B1 (en) 2019-06-19
EP3207674A4 (en) 2017-11-15
CN107078982A (zh) 2017-08-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107078982B (zh) 数字相干光接收器的色散估计
US9912500B2 (en) Adaptive pre-equalization in optical communications
US9479247B2 (en) Methods and apparatus for pre and post equalization in optical communications systems
EP2922221B1 (en) Techniques for blind equalization of high-order quadrature amplitude modulation signals
US9515742B2 (en) System and methods for adaptive equalization for optical modulation formats
EP2975787B1 (en) Adaptive post digital filter and inter-symbol interference equalizer for optical communication
US9698914B2 (en) Recovering data from quadrature phase shift keying modulated optical signals
US9564976B2 (en) Blind equalization of dual subcarrier OFDM signals
US9225455B2 (en) Digital non-linear compensation in optical communication systems
Xie Chromatic dispersion estimation for single-carrier coherent optical communications
US9425900B2 (en) Chromatic dispersion processing apparatus and method
US11108490B2 (en) Systems and methods for carrier phase recovery
US10644821B1 (en) Methods and apparatus for adaptive compensation of signal bandwidth narrowing through finite impulse response filters
US20170170993A1 (en) Training assisted joint equalization
US20170163350A1 (en) Iterative nonlinear compensation
US20160028577A1 (en) Reception of 2-subcarriers coherent orthogonal frequency division multiplexed signals
Do et al. Data-aided OSNR estimation for QPSK and 16-QAM coherent optical system
US8953951B1 (en) Fast chromatic dispersion estimation
Jain et al. Analysis of bandwidth narrowing in wavelength selective switch enabled DP-64QAM systems with transceiver noise
EP3133751A1 (en) Method for nonlinearity compensation in optical transmission systems
Yangzhang Study of nonlinear optical fibre communications
Ma et al. A novel high precision adaptive equalizer in digital coherent optical receivers
Wang et al. Non-data-aided chromatic dispersion estimation for Nyquist spectrally shaped fiber transmission systems
Wei et al. Chromatic Dispersion Estimation for Optical PDM-QPSK Communication System without Symbol Rate Limitation
EP2362557B1 (en) MLSE in coherent optical receiver for optical filtering tolerance

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant