CN105612700B

CN105612700B - 用于表征光接收信号的色度色散的装置

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Publication number: CN105612700B
Application number: CN201380080127.2A
Authority: CN
Inventors: 内博伊沙·斯托亚诺维奇
Original assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Current assignee: Huawei Technologies Co Ltd
Priority date: 2013-10-09
Filing date: 2013-10-09
Publication date: 2017-12-29
Anticipated expiration: 2033-10-09
Also published as: EP3055936B1; CN105612700A; ES2641450T3; WO2015051838A1; US9906307B2; EP3055936A1; US20160226596A1

Abstract

本发明涉及一种用于表征光接收信号的色度色散的装置(100)，所述装置(100)包括：延迟构件(101)，用于将所述光接收信号延迟预定时间延迟以获得延迟信号，所述延迟信号相对于所述光接收信号延迟；相位检测构件(103)，用于确定第一值，所述第一值指示所述光接收信号的相位延迟，以及用于确定第二值，所述第二值指示所述延迟信号的相位延迟；以及处理器(105)，用于根据所述第一值和所述第二值确定色度色散指示符，所述色度色散指示符表征所述色度色散。

Description

用于表征光接收信号的色度色散的装置

技术领域

本发明涉及光通信接收器中的色度色散表征领域。

背景技术

光通信系统广泛用于长距离和短距离的高容量数据传输。目前，简单的二进制调制格式，诸如开关键控每符号编码一个比特，大多数在10Gb/s的数据传输系统等中使用。

新一代的高容量光通信系统被设计为采用高级调制格式，诸如正交幅度调制，结合偏振复用和相干检测。这样，可以实现更高容量的数据传输，例如100Gb/s，和更高的光谱效率。

对于相干光通信接收器中的数据恢复，光接收信号的色度色散(chromaticdispersion，CD)的表征是很重要的。当色度色散被表征时，光通信接收器可以通过数字信号处理技术来补偿色度色散。

然而，表征各种不同调制格式、复用方案和/或检测方案的光接收信号的色度色散不存在有效方法。

此外，在带限严重的系统中有效地表征色度色散具有挑战性，这些系统包括滚降字数小的尼奎斯特系统或这些系统快于尼奎斯特系统。

2011年F.N.Hauske、Z.Zhang、C.Li、C.Xie、Q.Xiong在美国洛杉矶OFC会刊的JWA32日报中发表的“精确、稳健和最小复杂度的CD估计(Precise,Robust and LeastComplexity CD estimation)”中描述了色度色散估计方法。该估计方法适用于非带限系统等。

发明内容

本发明的目的是提供一种用于有效表征光接收信号的色度色散的装置。

该目的由独立权利要求的特征来实现。其它实施形式从从属权利要求、描述内容和附图中显而易见。

本发明基于以下发现：可以估计光接收信号的相位延迟和延迟信号的相位延迟。

根据第一方面，本发明涉及一种用于表征光接收信号的色度色散的装置，所述装置包括：延迟构件，用于将所述光接收信号延迟预定时延以获得延迟信号，所述延迟信号相对于所述光接收信号延迟；相位检测构件，用于确定第一值，所述第一值指示所述光接收信号的相位延迟，并用于确定第二值，所述第二值指示所述延迟信号的相位延迟；以及处理器，用于根据所述第一值和所述第二值确定色度色散指示符，所述色度色散指示符表征所述色度色散。这样，可以有效地表征光接收信号的色度色散。

所述光接收信号可以通过例如光前端转换为电信号。所述光接收信号可以是包括同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)分量的复信号。可以对所述光接收信号进行采样和/或量化。

所述延迟信号可以是包括同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)分量的复信号。可以对所述延迟信号进行采样和/或量化。

所述预定时延可以是1ps、10ps或100ps等。

所述光接收信号的所述相位延迟可能与所述光接收信号的采样相位有关。所述第一值可以是一个实数，例如1.3，或者一个复数，例如1+j。

所述延迟信号的所述相位延迟可能与所述延迟信号的采样相位有关。所述第二值可以是一个实数，例如0.8，或者一个复数，例如4-2j。

所述色度色散可能与光波导中的光信号的波长相关性传播有关。所述色度色散指示符可以是一个实数，例如2.5。

在根据如上所述第一方面的第一实施形式中，所述相位检测构件包括：第一检相器，用于确定所述第一值，所述第一值指示所述光接收信号的所述相位延迟；以及第二检相器，用于确定所述第二值，所述第二值指示所述延迟信号的所述相位延迟。这样，可以有效地实施所述相位检测构件。

所述第一检相器和所述第二检相器可以通过特征曲线，例如S曲线，进行表征。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第二实施形式中，所述光接收信号包括通信符号，并且通过预定过采样因子对所述通信符号进行过采样。这样，可以简化所述光接收信号的处理。

所述通信符号可以通过调制格式，例如QPSK或16QAM，进行表征。所述通信符号还可通过脉冲波形，例如余弦滚降脉冲波形，进行表征。

所述过采样因子可能与每通信符号的样本数量有关。所述过采样因子可以是一个自然数，例如2，或者一个实数，例如1.5。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第三实施形式中，所述光接收信号包括通信符号，以及所述延迟构件用于将所述光接收信号延迟通信符号时间的一部分，尤其是延迟通信符号时间的四分之一。这样，可以获得所述光接收信号和所述延迟信号之间想要的相对采样相位。

所述通信符号时间可以对应于通信符号在时间上的标称长度。所述通信符号时间还可对应于通信符号速率的反比。所述通信符号时间可以是，例如10ps或100ps。

在根据如上所述第一方面或所述方面的任一前述实施形式的第四实施形式中，所述光接收信号包括通信符号，以及所述延迟构件包括：延迟单元，用于将所述光接收信号延迟通信符号时间的一半以获得辅助信号；以及加法器，用于将所述辅助信号添加到所述光接收信号以获得所述延迟信号，所述延迟信号被延迟所述通信符号时间的四分之一。这样，可以通过插值法近似所述光接收信号和所述延迟信号之间的90度相对采样相位。

所述辅助信号可以是包括同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)分量的复信号。可以对所述辅助信号进行采样和/或量化。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第五实施形式中，所述相位检测构件用于加宽所述光接收信号或所述延迟信号的光谱。这样，可以最小化所述光接收信号或所述延迟信号的脉冲波形的影响。

所述光谱可能与所述光接收信号或所述延迟信号的基带频谱有关。所述光谱还可能与幅度光谱有关。

加宽所述光谱会给所述光接收信号或所述延迟信号带来额外的频率分量。

在根据所述第一方面的所述第五实施形式的第六实施形式中，所述相位检测构件用于根据以下等式加宽所述光接收信号或所述延迟信号的所述光谱：

y＝x(n)x^*(n-1)

其中x表示时域中的所述光接收信号或所述延迟信号，n表示样本指数，(*)表示复共轭，以及y表示光谱加宽后的信号。这样，可以有效地加宽所述光接收信号或所述延迟信号的所述光谱。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第七实施形式中，所述相位检测构件用于恢复所述光接收信号或所述延迟信号的采样相位以确定所述第一值或所述第二值。这样，所述第一值或所述第二值可以从所述光接收信号或所述延迟信号的已恢复采样相位中推导出来。

所述光接收信号或所述延迟信号的所述采样相位可能与通信符号内的采样时间有关。所述采样相位可以是，例如0°、5°、10°、30°、90°、180°、270°或360°。

所述第一值可以通过数学关系从所述光接收信号的所述已恢复采样相位中确定。所述第二值可以通过另一数学关系从所述延迟信号的所述已恢复采样相位中确定。

所述数学关系和/或所述另一数学关系可以通过检相器的特征曲线，例如S曲线，进行定义。

在根据所述第一方面的所述第七实施形式的第八实施形式中，所述相位检测构件用于根据以下等式确定所述第一值或所述第二值：

y＝real(x(n)^*(x(n+1)-x(n-1)))

其中x表示时域中的所述光接收信号或所述延迟信号，n表示样本指数，(*)表示复共轭，real(·)表示复数的实部，y表示所述第一值或所述第二值。这样，可以有效地确定所述第一值或所述第二值。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第九实施形式中，所述处理器用于将所述第一值或所述第二值加权一个预定加权因子。这样，可以调整所述第一值或所述第二值对所述色度色散指示符的影响。

所述加权因子可以是一个实数，例如0.3。

在根据所述第一方面的所述第九实施形式的第十实施形式中，所述处理器用于将所述第一值或所述第二值加权由下式给出的预定加权因子g：

这样，可以采用适用于不同实施方式的特定加权因子。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第十一实施形式中，所述处理器包括低通滤波器，并且所述处理器用于将所述第一值或所述第二值提供给所述低通滤波器。这样，可以通过所述低通滤波器实现一种平滑。

所述低通滤波器可以作为有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器或无限脉冲响应(infinite impulse response，IIR)滤波器来实现。所述低通滤波器可以用于产生移动平均值。

在根据所述第一方面的所述第十一实施形式的第十二实施形式中，所述处理器包括低通滤波器，所述处理器用于将所述第一值或所述第二值提供给所述低通滤波器，以及所述低通滤波器是一种积分器或加权积分器。这样，可以有效地实施所述低通滤波器。

所述积分器可以用于累积当前值和前一值。

所述加权积分器可以用于累积当前值和前一值，其中可以将所述当前值和所述前一值加权衰减因子。

在根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的第十三实施形式中，所述处理器用于根据以下等式确定所述色度色散指示符：

其中W₁表示所述第一值，W₂表示所述第二值，以及W表示所述色度色散指示符。这样，可以有效地确定所述色度色散指示符。

根据第二方面，本发明涉及一种用于表征光接收信号的色度色散的方法，所述方法包括：将所述光接收信号延迟预定时延以获得延迟信号，所述延迟信号相对于所述光接收信号延迟；确定第一值，所述第一值指示所述光接收信号的相位延迟，以及确定第二值，所述第二值指示所述延迟信号的相位延迟；以及根据所述第一值和所述第二值确定色度色散指示符，所述色度色散指示符表征所述色度色散。这样，可以有效地表征光接收信号的色度色散。

所述方法的更多特征可以直接由根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的所述装置的功能产生。

所述方法可以由根据如上所述第一方面或所述第一方面的任一前述实施形式的所述装置执行。

本发明可以在硬件和/或软件中实施。

附图说明

本发明的更多实施方式将参照以下附图进行描述，其中：

图1所示为一种用于表征光接收信号的色度色散的装置的示意图；

图2所示为一种用于表征光接收信号的色度色散的方法的示意图；

图3所示为相干光接收器的示意图；

图4所示为相干光接收器的基本DSP块的示意图；

图5所示为具有各种滚降字数的升余弦滤波器的频率响应的示意图；

图6所示为具有各种滚降字数的升余弦滤波器的脉冲响应的示意图；

图7所示为各种滚降字数的检相器的S曲线的图；

图8所示为X偏振和Y偏振的FIR滤波器之前和之后的信号星座的图；

图9所示为CD估计和补偿块的示意图；

图10所示为X偏振的FIR滤波器的示意图；

图11所示为CD检测器的示意图；

图12所示为粗略CD扫描的CD检测器输出的图；

图13所示为精细CD扫描的CD检测器输出的图；

图14所示为VCO锁定之后的CD检测器输出的图；

图15所示为CD估计值的归一化直方图；

图16所示为CD估计值的归一化直方图和概率密度函数；

图17所示为QPSK和16QAM调制格式的CD估计值的归一化直方图；

图18所示为尼奎斯特和FTN信号传输系统的CD估计值的归一化直方图；

图19所示为CD估计块的并行实施的示意图；

图20所示为CD检测器作为检相器的一部分的示意图；

图21所示为低通滤波器的示意图；以及

图22所示为低通滤波器的示意图。

具体实施方式

图1所示为一种表征光接收信号的色度色散的装置100的示意图。

装置100包括：延迟构件101，用于将光接收信号延迟预定时延以获得延迟信号，该延迟信号相对于光接收信号延迟；相位检测构件103，用于确定第一值和第二值，第一值指示光接收信号的相位延迟，第二值指示延迟信号的相位延迟；以及处理器105，用于基于第一值和第二值确定色度色散指示符，该色度色散指示符表征色度色散。

光接收信号可以通过光前端等转换为电信号。光接收信号可以是包括同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)分量的复信号。可以对光接收信号进行采样和/或量化。

延迟信号可以是包括同相(in-phase，I)和正交(quadrature，Q)分量的复信号。可以对延迟信号进行采样和/或量化。

预定时延可以是。例如1ps、10ps或100ps。

光接收信号的相位延迟可能与光接收信号的采样相位有关。第一值可以是一个实数，例如1.3，或者一个复数，例如1+j。

延迟信号的相位延迟可能与延迟信号的采样相位有关。第二值可以是一个实数，例如0.8，或者一个复数，例如4-2j。

色度色散可能与光波导中的光信号的波长相关性传播有关。色度色散指示符可以是一个实数，例如2.5。

光接收信号可以被输入到延迟构件101和相位检测构件103。延迟构件101可以连接到相位检测构件103。相位检测构件103可以连接到处理器105。

图2所示为一种表征光接收信号的色度色散的方法200的示意图。

方法200包括：将光接收信号延迟201预定时延以获得延迟信号，该延迟信号相对于光接收信号延迟；确定203第一值和确定205第二值，第一值指示光接收信号的相位延迟，第二值指示延迟信号的相位延迟；以及基于第一值和第二值确定207色度色散指示符，该色度色散指示符表征色度色散。

方法200的更多特征可以直接由装置100的功能产生。方法200可以由装置100来执行。

图3所示为相干光接收器的示意图。

由于数字信号被映射为两种偏振，所以90°混合接口用于混合输入信号与本地振荡器(local oscillator，LO)信号，从而形成四种输出信号，即，每种偏振两种信号。通过由跨阻放大器(trans-impedance amplifier，TIA)和包括单PIN或均衡PIN等的光电二极管组成的光前端(optical front end，OFE)将光信号转换为电信号。

由于信号功率会随着时间改变，所以快速自动增益控制(automatic gaincontrol，AGC)块可以补偿信号功率变化。存在四个AGC块，它们也可作为OFE块的组成部分。通常，由于实现复杂性，一对AGC块由一个控制信号控制，即，由X偏振的控制信号VX_AGC和Y偏振的控制器VY_AGC控制。然而，四个AGC块可以由四个独立的控制电压控制。通过使用模数转换器(analog-to-digital converter，ADC)对经过AGC块之后的信号进行量化。

在数字信号处理(digital signal processing，DSP)块中对四个已量化的数字数据流进行进一步处理。DSP块被划分为两部分：快DSP硬件部分和慢DSP软件部分。在DSP块中，补偿色度色散(chromatic dispersion，CD)、偏振模色散(polarization modedispersion，PMD)、非线性效应、LO噪声、LO频率偏移等。可以在DSP电路的软件部分估计慢过程。

图4所示为相干光接收器的基本DSP块的示意图。

在ADC块等执行了量化之后，通过两个快速傅里叶变换(fast Fouriertransformation，FFT)块为频域内的色度色散来均衡四个实信号，这还可以在时域内执行。

PMD补偿块等可在时域内通过有限脉冲响应(finite impulse response，FIR)滤波器执行偏振跟踪、PMD补偿和残余CD补偿，FIR滤波器采用蝶式结构。

在载波恢复块中执行频率和相位载波恢复。

定时估计可以使用来自不同地方的信号，例如在CD补偿块内、通过频域定时提取、在该块之后、在时域内或者在PMD补偿之后。CD可以在频域(FFT)内得到有效地补偿。补偿CD函数可以由下等式定义：

其中λ₀是信号波长，f_s是采样频率，N是FFT大小，c是光速，n是FFT抽头数量，L是光纤长度，以及D是色散系数。

在启动期间，相干接收器在接收经历色度色散的信号之后的第一动作是估计残余CD的量。由于接收器可以完全不同步，所以该操作可以在时钟和载波恢复之前执行。

可以使用训练序列执行CD估计。同步、冗余和估计时间可能会限制该方法为小的CD值。

一种基于时钟音调强度测量的估计方法是一种对于带宽大于波特率的信号格式有前途的方法。这种方法可以基于可在频域中实现的平方和滤波器定时恢复方法。由于经常使用频域CD补偿块，所以可以采用该方法。

该方法的一部分可以是选择应当测试的偏振旋转。通过一组偏振状态，可以避免或解决一些具有挑战性的PMD情况。使用某个CD步骤在预定义的CD范围内扫描会影响到精确性和估计时间，结合少数SOP实现这种扫描可以提供恰当的结果。

图5所示为具有各种滚降字数的升余弦滤波器的频率响应的示意图。

图6所示为具有各种滚降字数的升余弦滤波器的脉冲响应的示意图。

使用基于尼奎斯特脉冲的尼奎斯特传输来限制信号带宽。这可以更好地实现信道封装并自动实现更高的光谱效率。

升余弦滤波器是低通尼奎斯特滤波器的实现方式，即，具有残余对称属性的滤波器。这意味着它的光谱展示约1/2T的奇对称，其中T是通信系统的符号周期。该滤波器的频域描述可以由下式给出：

并且由两个值表征：β，即滚降字数；T，即采样周期。

在归一化正弦函数方面，这种滤波器的脉冲响应由下式给出：

滚降字数β是滤波器的多余带宽的测量，即，1/2T的尼奎斯特带宽之外占用的带宽。

等于0的滚降字数可以实现最小信号带宽。

图7所示为各种滚降系数的检相器的S曲线的图。该图示出了各种滚降系数(roll-off factor，ROF)在时间上的定时误差检测器特征(timing error detectorcharacteristic，TEDC)。该图可能有关步长为0.1时滚降字数从0到1的QPSK或4QAM。

在使用平方和滤波器方法时，递减的滚降字数(roll-off factor，ROF)可以降低或破坏时钟音调质量。定时误差检测器特征(timing error detector characteristic，TEDC)会变得非常小，这会产生大而不受控制的抖动。Eb/N0为3dB时QPSK调制格式的TEDC分析结果显示小ROF值时的时钟音调下降。

为了提高光谱效率，可以通过截止频率小于波特频率的光滤波器对光信号进行滤波。这些系统被认为快于尼奎斯特(FTN)系统。平方和滤波器方法在这些系统中会失败。

在窄带系统中，即，具有小ROF和FTN的尼奎斯特，可以使用更高级非线性运算，例如四次方，来改进时钟恢复。然而，使用这种定时恢复和方法会产生高复杂度，这是因为无法使用CD补偿块。只为色散估计添加新的FFT块可能是不切实际的。

另外，在比平方更高级的非线性运算之后，会很难找到支持CD估计的一组SOP。即使在方位角上进行扫描时，椭圆率和DGD可能不能为最佳SOP修改提供答案。

图8所示为X偏振和Y偏振的FIR滤波器之前和之后的信号星座的图。该图可能有关具体的CD估计方法。

可以通过在微控制器中扫描CD并迭代FIR滤波器来估计残余色散，FIR滤波器负责PMD补偿。在FIR滤波器收敛之后，周期内的信号数量很少。可以选择在该周期内提供最小点数的CD值。

该方法可适用于PSK调制格式。然而，该方法不能为像QAM等高级调制格式和FTN系统而优化，这可能由于信道间串扰和窄滤波而非常嘈杂。使用微控制器会导致估计时间较长。

图9所示为CD估计和补偿块的示意图。

在CD估计期间，计时四个ADC的压控振荡器(voltage controlled oscillator，VCO)可能不会锁定到传入数据。随后，在估计和补偿光链路CD值时，VCO可以从检相器(phase detector，PD)得到信号，该信号由低通滤波器(low-pass-filter，LPF)在之前进行滤波。

该估计过程可以在若干步骤中执行。

在第一步骤中，基于FIR滤波器长度和波特率定义粗略CD扫描步长(CD scanningstep，CDSS1)。在第二步骤中，将CD扫描范围定义为从CDmin1到CDmax1。在第三步骤中，扫描CD并存储每个CD检测器输出值。在第四步骤中，选择最佳CD值(best CD value，CDb)。在第五步骤中，通过CDmin2＝CDb-2*CDSS1和CDmax2＝CDb+2*CDSS1定义新的CD扫描范围。在第六步骤中，选择较小的扫描步长，例如，CDSS2＝100ps/nm。在第七步骤中，重复从第一步骤到第四步骤的过程。在第八步骤中，选择最佳CD值。在第九步骤中，在启用PD和VCO之后执行精细的CD调整。

扫描步长CDSS1值取决于滤波器长度(filter length，FL)和波特率(baud rate，B)。例如，对于B＝28G且FL＝7，CDSS1值的一个选择可以是500ps/nm。

CD扫描范围可以取决于CD补偿能力，即，最大链路长度。为了在链路高达2000km和色散系数高达17ps/nm/km的情况下补偿CD，即，正色散，最大预期CD值是34000ps/nm。在这种情况下，可以通过Cdmin1＝-2000ps/nm和CDmax1＝36000ps/nm定义扫描范围。

图10所示为X偏振的FIR滤波器的示意图。

CD检测器可以输出与具体CD有关的值。最大值指示链路CD。FIR滤波器抽头通过恒模算法来更新。假设过采样系统具有每符号两个样本，即样本A和B。双重过采样会加速收敛，而且会放宽DSP算法。CMA算法强制第一样本(A)放在单位圆上面。FIR抽头使用以下等式进行更新：

其中μ是更新系数，α是渗漏因子，*表示共轭复数。误差e_k通过A样本计算。该方法在PSK系统中是有效的，而且还可在QAM系统中提供次最佳性能。

在该方法中，FIR滤波器输出每符号两个样本。

图11所示为CD检测器的示意图。

CD检测器使用来自一种偏振的每符号两个样本。它还可使用来自两种偏振的样本，这可缩短估计时间。一般而言，信号是复信号。信号x₂是前一和当前样本的和。F表示的块输出信号：y＝x(n)x^*(n-1)。块A使用三个样本操作，例如，加德纳检相器，并输出

y＝real(x(n)^*(x(n+1)-x(n-1)))

将下支乘以：

检测器输出是

由于VCO可能不被锁定到传入信号，所以100ppm的时钟偏移量在10000个符号中产生一个单元时间间隔(unit interval，UI)的采样相位漂移。因此，利用连续样本流的FIR滤波器更新算法(CMA)可能不收敛。该问题的方案可以是使用短数据块并通过将相同块迭代若干次来更新FIR抽头。然而，一个块中的数据与信道损伤，例如噪声，一起统计可能产生非常差的采集。为了解决该问题，需要更多的块。

有关固定CD值的估计过程如下。

在第一步骤中，定义符号K中的数据块的长度；如果最大时钟偏移量是100ppm，则0.1UI的采样相位偏移发生在1000个符号中；这可能对CMA过程只有较小影响。

在第二步骤中，定义迭代的数量M；这可以取决于所想要的估计时间；因为CMA具有较慢的收敛，所以需要更多的迭代；一个很好的选择可以是，例如80。

在第三步骤中，定义数据块的数量N；其同样取决于所想要的估计时间；一个很好的选择可以是，例如20。

在第四步骤中，定义每次迭代的更新系数值；这对于加速CMA和获得更精确结果来说很重要，一个很好的选择可以是选择M＝2^m和m个迭代区域IR；如果起始值是μ(1)＝μ₀，那么

图12所示为粗略CD扫描的CD检测器输出的图。该图还可能与BER性能有关。

图13所示为精细CD扫描的CD检测器输出的图。该图还可能与BER性能有关。

可以在最坏的估计场景下分析具有高阶PMD的28GB/s的双重偏振QPSK传输，这将在稍后阐释。CD值可以设为0ps/nm。扫描步长是500ps/nm，FIR滤波器长度是7。最佳已估计CD值是250ps/nm。新的扫描范围设为从-750到1250ps/nm，其中扫描步长是100ps/nm。可以使用以下等式估计CD：

其中CD(k)是第k个已测试值，N是已测试值的数量。在该示例中，使用等式(3)获取的已估计值是17ps/nm。估计误差几乎可以忽略不计。

图14所示为VCO锁定之后的CD检测器输出的图。该图示出了CD扫描在VCO锁定之后的估计改进，其中扫描步长大小是10ps/nm。

在前一示例将CD值设为17ps/nm之后，可以启用PD和VCO。然后可以同步时钟，而且FIR滤波器可以收敛。扫描在步长为10ps/nm时在CD两侧缓慢执行。当W值在两侧下降多于x％时停止扫描。这种扫描可能不会明显降低BER性能。具有7个抽头的FIR滤波器可以容许几百ps/nm的CD。通过等式(3)可以获得-10ps/nm的CD校正值。在该步骤之后，残余误差是7ps/nm。

图15所示为CD估计值的归一化直方图。

可以在CD＝0ps/nm时等情况下测试算法，其中CD值取决于CD补偿模块能力并且可以选择为任意值。

还可以选择以下参数：双重偏振28GB/s传输；调制格式，包括OSNR＝14dB的QPSK或者OSNR＝21dB的16QAM；不包括PMD的PMD，或者平均DGD为25ps的高阶PMD；包括0或0.5的ROF；以及第四阶的发射器高斯光滤波器，其中FTN的截止频率是22GHz。OSNR在2dB或45GHz下的阶数更高。

估计算法可以在这些情形下执行，例如，极端情况：100ppm的时钟偏移量；幅度为1UIpp、频率为5MHz的正弦抖动；30kHz的SOP旋转；另外，SOP可以随机在每个正测试的CD值处旋转，即可以随机设定方位角和椭圆率；进入FIR滤波器的每个数据块具有随机的起始采样相位。

在先前列出的16个情况下，可以分析1000个不同的信道和估计条件。最大的绝对估计误差是68ps/nm。将迭代的数量加倍将估计误差减少了差不多两倍。启用时钟恢复，即在启用PD和VCO之后，以及精细的CD调优，即每CD值一百万个符号，使估计误差达到几个ps/nm。可以使用FEC信息或误差向量幅度而不是时钟质量，时钟质量是函数W，FEC信息是校正后的误差的数量，而且可以进行使用等式(3)中的这些参数之一替换W的估计。

图16所示为CD估计值的归一化直方图和概率密度函数。高斯拟合可应用于归一化直方图。

可以通过高斯分布拟合上述估计误差直方图。估计误差通过正态分布得到很好的拟合，这种正态分布可以用于预测较大的估计误差。

图17所示为QPSK和16QAM调制格式的CD估计值的归一化直方图。归一化直方图可能与误差分布有关。

QPSK和16QAM可以提供类似的误差分布和标准差，即，QPSK提供12ps/nm，16QAM提供16ps/nm。这表明该估计方法不会在很大程度上依赖于调制格式。这是依赖于时钟音调的估计过程的本质。通过使用检相器执行的时钟音调提取可能对调制格式不那么敏感。增加星座点的数量会带来较大的估计误差，这可通过使用更多迭代步骤或数据块来减少。

图18所示为尼奎斯特和FTN信号传输系统的CD估计值的归一化直方图。归一化直方图可能与估计误差有关。

光滤波器的带宽，假设为45GHz和22GHz，可能不影响估计准确性。标准差和直方图形在两种情况下几乎相同。带宽为22GHz时的结果被认为快于尼奎斯特(FTN)。

图19所示为CD估计块的并行实施的示意图。

在像28G等高波特率下，可以实施DSP处理，从而以很低的频率处理并行数据。CMOSASIC块可以降低到100MHz范围内。例如，n＝256个符号的并行化可能引起28e9/256＝109.375MHz的DSP块。FIR滤波器还可通过使用256个滤波器来实现。同时，可以处理256个符号，其中，出于更好的说明，数量256用作一个示例。

可以分配值K＝m*n＝4*256，即以符号为单位的基本数据块；N＝10，即数据块的数量；FIR更新的数量M＝80，即迭代。控制算法块负责CD扫描。在粗略扫描之后，CD检测器提供最佳估计，控制算法设定新的扫描范围和步长。在第二次扫描之后，控制块接收经估计的最佳CD值。该值在补偿块中使用。然后接收器启用所有其它DSP块以进行如定时恢复和载波恢复。

为了估计CD值，需要3个额外的缓冲器存储具有1024个符号的完整基本数据块。开始时，开关P可以在位置A处。当缓冲器满时，可以开启FIR和CMA，例如，P在位置B处。在缓存数据一个周期之后启用CMA更新。在缓冲数据经过80次迭代之后，CD检测器存储估计结果。从CD补偿器中加载下一数据块，并且对所有块重复相同过程。

图20所示为CD检测器作为检相器的一部分的示意图。

CD估计器可以是检相器的一部分，所以CD估计器的复杂度可忽略。如果忽略相加，前一示例中的每4个CMOS块只需要信号W₁和W₂的平方。等式(3)的实现可能会琐碎，并且可以在完整估计的结束处以很低的速率进行。

排除CD检测器，估计方法的额外复杂度是3*256个符号的存储位置，以及一些控制算法，这些控制算法可能无法在未中断的数据处理中使用。

图21所示为低通滤波器的示意图。该低通滤波器可以作为LPF1滤波器等使用。

图22所示为低通滤波器的示意图。该低通滤波器可以作为LPF2滤波器等使用。

低通滤波器LPF1可以具有简单的IIR结构。LPF1可以在设定正确的CD之后启用。该滤波器可以是负责时钟提取的检相器的一部分。

低通滤波器LPF2可以具有简单的IIR结构。LPF2可以是一个累加器，每次在256个符号经过上述示例中的4个块之后重启该累加器。该滤波器和CD检测器可能只在最后一次FIR滤波器更新之后使用。

在一实施形式中，本发明涉及尼奎斯特系统和快于尼奎斯特的系统中的色度色散估计。

在一实施形式中，本发明涉及尼奎斯特系统和不快于尼奎斯特的系统中的色度色散估计。

在一实施形式中，本发明涉及一种用于尼奎斯特系统和快于尼奎斯特的系统中的残余色度色散估计的方法。

在一实施形式中，本发明涉及一种用于尼奎斯特系统和不快于尼奎斯特的系统中的残余色度色散估计的方法。

在一实施形式中，本发明涉及使用包括色度色散补偿的增强型数字信号处理的相干光接收器。

在一实施形式中，本发明涉及一种实现无关于调制格式的准确CD估计的方法。

在一实施形式中，本发明涉及一种在无需时钟同步的情况下估计残余CD的方法。

在一实施形式中，本发明涉及一种对信道损伤不那么敏感的估计方法，像PMD和/或SOP变化。

在一实施形式中，本发明涉及一种使用时钟恢复资源并可以实现非常低的复杂度的方法。

在一实施形式中，本发明涉及一种用于带限严重的系统中的色度色散估计的方法，甚至是带宽小于波特率的系统中。

在一实施形式中，本发明涉及一种利用时钟恢复资源以高处理速率在CMOS ASIC中实现的快速CD估计方法。

Claims

1.一种用于表征光接收信号的色度色散的装置(100)，其特征在于，所述装置(100)包括：

延迟构件(101)，用于将所述光接收信号延迟通信符号时间的四分之一以获得延迟信号，所述光接收信号包括所述通信符号,所述延迟信号相对于所述光接收信号延迟；

相位检测构件(103)，用于确定第一值，所述第一值指示所述光接收信号的相位延迟，以及用于确定第二值，所述第二值指示所述延迟信号的相位延迟；

处理器(105)，用于根据所述第一值和所述第二值确定色度色散指示符，所述色度色散指示符表征所述色度色散。

2.根据权利要求1所述的装置(100)，其特征在于，所述相位检测构件(103)包括：第一检相器，用于确定所述第一值，所述第一值指示所述光接收信号的所述相位延迟；第二检相器，用于确定所述第二值，所述第二值指示所述延迟信号的所述相位延迟。

3.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述光接收信号包括通信符号，通过预定的过采样因子对所述通信符号进行过采样。

4.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述延迟构件(101)包括：延迟单元，用于将所述光接收信号延迟通信符号时间的一半以获得辅助信号；加法器，用于将所述辅助信号添加到所述光接收信号以获得所述延迟信号，所述延迟信号被延迟所述通信符号时间的四分之一。

5.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述相位检测构件(103)用于加宽所述光接收信号或所述延迟信号的光谱。

6.根据权利要求5所述的装置(100)，其特征在于，所述相位检测构件(103)用于根据以下等式加宽所述光接收信号或所述延迟信号的所述光谱：

y＝x(n)x^*(n-1)

其中x表示时域中的所述光接收信号或所述延迟信号，n表示样本指数，(*)表示复共轭，y表示光谱加宽后的信号。

7.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述相位检测构件(103)用于恢复所述光接收信号或所述延迟信号的采样相位以确定所述第一值或所述第二值。

8.根据权利要求7所述的装置(100)，其特征在于，所述相位检测构件(103)用于根据以下等式确定所述第一值或所述第二值：

y＝real(x(n)^*(x(n+1)-x(n-1)))

其中x表示时域中的所述光接收信号或所述延迟信号，n表示样本指数，(*)表示复共轭，real(·)表示复数的实部，y表示所述第一值或所述第二值。

9.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述处理器(105)用于将所述第一值或所述第二值加权一个预定加权因子。

10.根据权利要求9所述的装置(100)，其特征在于，所述处理器(105)用于将所述第一值或所述第二值加权由下式给出的预定加权因子g：

11.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述处理器(105)包括低通滤波器，所述处理器(105)用于将所述第一值或所述第二值提供给所述低通滤波器。

12.根据权利要求11所述的装置(100)，其特征在于，所述处理器(105)包括低通滤波器，所述处理器(105)用于将所述第一值或所述第二值提供给所述低通滤波器，所述低通滤波器是一种积分器。

13.根据权利要求1或2所述的装置(100)，其特征在于，所述处理器(105)用于根据以下等式确定所述色度色散指示符：

W＝W₁ ²+W₂ ²

其中W₁表示所述第一值，W₂表示所述第二值，W表示所述色度色散指示符。

14.一种用于表征光接收信号的色度色散的方法(200)，其特征在于，所述方法(200)包括：

将所述光接收信号延迟(201)预定时延以获得延迟信号，所述延迟信号相对于所述光接收信号延迟；

确定(203)第一值，所述第一值指示所述光接收信号的相位延迟；

确定(205)第二值，所述第二值指示所述延迟信号的相位延迟；

根据所述第一值和所述第二值确定(207)色度色散指示符，所述色度色散指示符表征所述色度色散。