CN101743729A - 使用滤波器组的多载波接收器的健壮同步的方法和对应的接收器与收发器 - Google Patents

使用滤波器组的多载波接收器的健壮同步的方法和对应的接收器与收发器 Download PDF

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Abstract

用于使用例如余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组的多载波收发器的同步方法，收发器包括能够通过通信信道(200)与彼此通信的传送器(100)和接收器(300)，方法包括以下步骤：使用传送器(100)通过通信信道(200)发送周期性编码训练序列，在接收器(300)中从接收的训练序列确定时间对准信息，使用所述时间对准信息执行所述接收器(300)对于所述传送器(100)的粗同步，使用传送器(100)通过通信信道(200)在数据模式中发送调制的数据(1)，导频信号复用到所述数据(1)中，使用导频信号跟踪接收器(300)内的采样频率偏移和相位抖动，借助于在跟踪步骤中确定的跟踪信息，执行收发器的持续同步。本发明还涉及由传送器(100)和接收器(300)组成的能够执行此同步方法的多载波收发器。

Description

使用滤波器组的多载波接收器的健壮同步的方法和对应的接收器与收发器
技术领域
本发明涉及在极低信噪比和大频率偏移时、要在采用例如余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组的多载波收发器中使用的同步方法和适合于执行此方法的接收器。
背景技术
现有技术同步方法已开发用于单音无载波调幅(CAP)或用于数字多音(DMT)和正交频分复用(OFDM)收发器。
DMT和OFDM收发器对载波频率偏移和相位噪声的敏感性是这些调制技术相对CAP调制的公知缺点。
使用例如余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的数字滤波器组的多载波收发器具有比DMT和OFDM收发器更佳的频谱属性，因为它们提供更佳的阻带衰减，但其同步要求更高。
例如EP 0 827 655中所述的联合频率偏移和时序失配检测与校正技术不适合在采用滤波器组的多载波收发器中使用，特别是在接收器的信噪比极低和/或载波频率偏移大时。
US 5,228,062公开了一种用于基于OFDM调制的多音接收器的粗同步的方法和系统，它使用单音传送在训练期间实现粗同步。因此，载波频率偏移和时序失配也在多音通信模式中的数据传送之前一起被估计和校正。粗同步借助于锁定空符号转变的能量检测器来实现。两个单导频音随后用于同时的频率和时序误差估计和校正。要注意的是，这只允许在窄的偏移频率范围上获得。
现有技术的装置和方法的另一个限制是在操作频带内的一些频带不能用于持续共存时，它们的性能被降低。
发明内容
本发明的一个目的因此是提供一种用干甚至在极低的信噪比和大的载波频率偏移时(例如在通过电力线的宽带通信中所遇到的)、同步使用例如余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组的多载波收发器的方法。
本发明的另一个目的是提出一种使用例如余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组的多载波收发器，该收发器甚至能在极低的信噪比和大的载波频率偏移(例如在通过电力线的宽带通信中所遇到的)时同步。
根据本发明，这些目的借助于包括对应独立权利要求的特征的同步方法来实现，并且具体而言通过一种用于使用例如余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组的多载波收发器的同步方法来实现，收发器包括能够通过通信信道与彼此通信的传送器和接收器，方法包括以下步骤：
在操作的训练模式中：从传送器通过通信信道发送周期性编码训练序列，
在接收器中从接收的训练序列确定时间对准信息，
使用所述时间对准信息执行接收器对于所述传送器的粗同步，
在操作的数据模式中：从传送器通过通信信道发送多载波调制数据，导频信号复用到所述数据中，
使用接收的导频信号来跟踪接收器内的采样频率偏移和相位抖动，
借助于使用接收的导频信号确定的跟踪信息，执行收发器的持续同步。
根据本发明，这些目的借助于一种用于接收多载波信号的接收器而实现，该接收器包括对应独立权利要求的特征，并且特别是包括：
信号处理单元，使用例如余弦调制滤波器组、小波包调制滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组来解调多载波信号，
预处理单元，用于预处理接收的信号，
粗同步单元，用于确定预处理单元的调谐参数以便当传送器和接收器通过传送信道与彼此通信时，执行接收器对于传送器的粗同步，
切换部件，用于将预处理单元的输出连接到粗同步单元的输入或连接到信号处理单元的输入，
其中，粗同步单元包括用于从接收的训练序列确定时间对准信息的时间对准模块。
根据本发明，这些目的借助于一种包括此类接收器和传送器的收发器来实现。
根据本发明，先发送其中切除了禁止频带的周期性编码训练序列，以允许被叫方的接收器甚至在低信噪比和大的载波频率偏移时与传送器同步。一旦此粗同步被执行，传送器便开始在数据模式中发送具有复用的导频音的多载波调制的数据。复用的导频音在接收器中用于持续跟踪接收信号的相位抖动和时序偏差，以便允许通过在接收器内应用必需的校正度量(measure)来实现收发器的正确同步。
根据本发明的一个优选实施例，当收发器在传送器发送周期性编码训练序列的训练模式中时执行粗同步。在第一步骤中，使用为传送的训练序列而优化的匹配滤波器来确定时间对准。在第二步骤中，通过使用接收器已知的训练序列，由此获得的时间对准信息用于检测和校正载波频率偏移。一旦校正载波频率偏移，便例如通过将均衡的、载波频率偏移已校正的且时间对准的接收信号与已知的且优选是本地生成的训练序列之间的频率加权均方误差(MSE)降到最低来计算接收器内时域均衡器的系数。
根据本发明，一旦实现粗同步，接收器便切换到数据模式。优选的是接收器包括跟踪符号对准偏差和载波频率抖动(其例如由于本地振荡器的频率抖动而产生)的部件，这些部件利用复用到由传送器发送的数据中的导频音。应用的多载波同步技术优选地暗示时域采样频率误差检测和校正，而相位和频率偏差优选由相位旋转器来校正。
一般情况下，本发明的收发器使用不同带宽的传送信道(例如，0.5MHz、1MHz、2MHz、4MHz和/或8MHz的信道)。在一个实施例中，这些带宽受限信道例如包括在1.6MHz到100MHz的频带中。
在一个优选实施例中，从训练模式到数据模式的切换由检测到接收的周期性编码训练序列而启动。
附图说明
结合以下图形考虑本发明的实施例的以下详细描述时，能得到本发明的更好理解，其中：
图1是根据本发明的一个优选实施例的多载波收发器的框图。
图2示出将通信信道划分成不同带宽的子信道的示例。
图3a是训练模式中的根据本发明的一个优选实施例的接收器的部分框图。
图3b是数据模式中的根据本发明的一个优选实施例的接收器的部分框图。
图4a示出其中切除了禁止的频带的简单编码训练序列的示例。
图4b示出图4a的信号的匹配滤波的结果。
图5a示出当图4a的训练序列通过带通通信信道传送时接收的噪声信号的解调同相部分。
图5b示出当图4a的训练序列通过带通通信信道传送时接收的噪声信号的解调正交部分。
图6a示出解调同相部分(图5a)的匹配滤波的结果。
图6b示出解调正交部分(图5b)的匹配滤波的结果。
图7示出根据本发明的一个优选实施例、在训练模式期间执行的载波频率偏移的数据辅助迭代估计。
图8a示出在数据模式期间根据本发明的一个实施例的相位旋转器的跟踪性能。
图8b示出在0dB的信噪比，根据本发明的一个优选实施例的相位旋转器的相位跟踪误差。
图8c示出在5dB的信噪比，根据本发明的一个优选实施例的相位旋转器的相位跟踪误差。
图8d示出在10dB的信噪比，根据本发明的一个优选实施例的相位旋转器的相位跟踪误差。
图9a示出根据本发明的一个优选实施例的插入器/重采样器在数据模式期间校正采样频率和相位误差的同步性能。
图9b示出对应于图9a的同步性能的误差信号。
具体实施方式
图1是根据本发明的一个优选实施例、使用滤波器组的多载波收发器的简化框图。收发器包括使用例如离散余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的传送器100和对应的接收器300。
传送器100和接收器300能通过通信信道200相互通信。在下面的描述中，假设通信信道200是基带或带通和有噪声的，并且具有高度频率选择性衰减和相位响应。此类通信信道能例如在通过电力线的宽带通信中遇到。然而，任何有线、无线或混合通信信道能与本发明的收发器一起使用。
收发器100包括使用例如离散余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组的调制器10，以调制要通过通信信道200传送到接收器300的输入数据1。根据本发明，传送器100包括用于生成周期性编码训练序列的训练序列生成器11，如下面进一步解释的，该序列将在训练模式中用于使接收器300与传送器100粗同步。传送器100还包括例如机械、电子或电磁开关的切换部件12，用于将滤波器组输入在训练模式中连接到训练序列生成器11的输出，或在数据模式中连接到要传送的数据(1)。
如下面更详细所述，接收器300包括预处理单元13和粗同步单元15，预处理单元13用于在带通情况下下变频和均衡接收的信号3，粗同步单元15用于确定用于调谐预处理器单元13的参数，并因此执行收发器的粗同步。接收器300还包括用于将接收的信号解调并因此生成对应于发送的输入数据1的输出数据7的信号处理单元16。解调使用例如离散余弦调制滤波器组、小波包滤波器组或复杂调制滤波器组的滤波器组来执行，优选是与传送器100的调制器10中使用的滤波器组相反。如下面进一步解释的，优选的是信号处理单元16还执行精细同步和跟踪。接收器300还包括用于生成周期性编码训练序列的参考训练序列生成器17和例如机械、电子或电磁开关的用于将预处理单元13的输出4在训练模式中引导到粗同步单元15或在数据传送模式中引导到信号处理单元16的切换部件14。
根据本发明，图1的多载波收发器因此可在两种不同的模式中操作：训练模式和数据模式。收发器能借助于切换部件12和14从一种模式切换到另一模式。训练模式用于在传送器100与接收器300之间的通信会话开始时执行粗同步，而精细同步和跟踪在数据模式期间与多载波数据调制、传送和解调一起执行。
训练模式
在通信会话开始时，传送器100切换到训练模式。在此模式中，切换传送器的切换部件12，使得传送器100发送的信号2对应于由滤波器组10使用来自训练序列生成器11的数据生成的周期性编码训练序列，同时切换接收器300中的切换部件14，使得预处理单元16的输出被引导到粗同步单元15。
在训练模式中传送器100发送的信号2因此对应于由滤波器组10使用来自训练序列生成器11的数据生成的周期性编码训练序列。根据本发明，在训练模式中发送的信号2是其中禁止的频带被开切口的周期性编码训练序列。正如下面将更详细解释的，接收器300包括部件15、13以使用时域匹配滤波技术来检测接收的周期性编码训练序列的时间对准，而不管接收信号3的低信噪比。
随后，结果时间对准信息与已知训练序列8一起用于估计和执行接收器300内的必需的载波频率偏移调整。已知的周期性编码训练序列8优选通过使用训练序列生成器17本地生成。预处理单元13内的时域均衡器的系数随后得到调整以便将通信信道200的不利影响降到最低，并因此实现收发器的粗同步。
在一个优选实施例中，如例如在图2中示意示出的，可用于传送器100与接收器300之间通信的带宽被分成不同带宽的子信道，其中，水平轴表示频率，垂直轴是信号功率谱密度。在此特定示例中，每个子信道的带宽是0.5MHz、1MHz、2MHz或4MHz，并且所有子信道包括在1.6MHz到100MHz的频带中。然而，在本发明的框架内，其它带宽值和频带是可能的。根据本发明，在训练模式中用于周期性编码训练序列的传送的通信信道200能够是任何一个子信道。
根据本发明的一个优选实施例的预处理单元13和粗同步单元15的细节在图3a中示意示出。根据此实施例，预处理单元13包括用于在带通情况下对接收的信号3下变频的频率下移乘法器(frequencydownshift multiplier)20和用于将通信信道200的不利影响降到最低的时域均衡器21。在训练模式中，预处理单元13的输出4由切换部件14引导到粗同步单元15的输入6。
粗同步单元15包括用于确定预处理的接收信号4的时间对准的时间对准模块22、用于估计调谐均衡器21所需系数的系数估计器23及载波频率偏移估计器24。优选的是粗同步单元15还包括数控振荡器25。在训练模式中，粗同步单元15接收对应于预处理的接收信号4的输入信号6和本地生成的周期性编码训练序列8。通过使用适合于发送的训练序列的已知匹配滤波技术，在接收的信号6上执行时间对准。随后，时间对准信息提供到系数估计器23和载波频率偏移估计器24及滤波器组16。
系数估计器23基于对应于传送器发送的训练序列的CFO校正的接收信号6和本地生成的周期性编码训练序列8，计算用于时域均衡器的系数。从时间对准模块接收的时序对准信息用于计算在均衡器21输出的CFO校正的接收信号6与本地生成的训练序列8之间的误差信号。随后，计算的系数被转发到均衡器21，它们在均衡器21中将用于其调谐。
均衡器21例如是具有极点和零点的时域无限脉冲响应均衡器。根据一个变型实施例，均衡器由小数间隔有限脉冲响应单元和无限脉冲响应单元来组成。
根据一个优选实施例，均衡器21的系数的计算在系数估计器23中通过将已知训练序列8与均衡器输出4之间的频率加权均方误差(MSE)降到最低，由此使用来自时间对准模块22的时序对准信息而完成。
优选的是在系数估计器23中计算的系数，例如具有极点和零点的时域无限脉冲响应均衡器21的无限脉冲响应部分的系数，在传送到均衡器21前例如在系数估计器内进行测试和调整，以便确保新系数将产生稳定的均衡器。
载波频率偏移估计器24也接收本地生成的训练序列8和接收信号6，以及由时间对准模块22确定的时间对准信息。载波频率偏移估计器24执行数据辅助检测以便估计接收信号3的频率偏移。由此确定的载波频率校正被馈送到数控振荡器25以便相应地调整频率下移乘法器20。
数据传送模式
一旦实现粗同步后，接收器便切换到数据模式。参照图1，由传送器100发送的信号2随后对应于调制的数据1。接收的信号3在预处理单元13中已被频率下移和均衡化，并且预处理的接收信号4、5被引导到信号处理单元16并在其中解调。
通过通信信道200的数据1的传送因此使用滤波器组调制器10执行。优选的是导频信号被复用到数据1中以允许在数据传送模式中接收器300与传送器100之间的持续同步。根据一个实施例，使用N个导频信号(N例如等于8)。根据一个变型实施例，N个导频信号在频带上滑动。
图3b更详细地示出数据处理单元16。数据处理单元16包括载波相位旋转器30和用于跟踪预处理的接收信号5的相位的载波相位估计器31，并因此有助于收发器的持续精细同步。载波相位估计器31感知载波相位旋转器30的输出信号，盲地或通过使用已知导频信号来估计相位误差，并且将此估计和/或校正参数发送到载波相位旋转器30以便将它调整到接收的信号5的实际相位。
数据处理单元16还包括与采样偏移估计器34和导频参考生成器35相关联的多载波解调器33和插入器/重采样器32。接收的信号5一旦由载波相位旋转器30处理后，便由插入器32重新采样，并且在多载波解调器33中解调，该解调器又输出数据7，对应于由传送器100调制和发送的数据。通过使用在导频参考生成器35中本地生成的已知导频信号和滤波器组33的输出，在采样偏移估计器34中估计采样频率偏移。插入器/重采样器32随后从采样偏移估计器34接收校正度量以校正在采样偏移估计器34中识别的采样频率偏移。
因此，根据本发明的一个优选实施列，在数据传送模式期间实现了收发器的精细同步，表现在首先相位旋转器30校正了载波相位抖动，其次通过在将相位校正的接收信号转发到滤波器组33之前对其进行重新采样，将从数据中复用的导频信号获得的信息用于精细符号对准和样本相位/样本频率误差校正。
从训练模式到数据传送模式的切换
根据本发明并参照图1，一旦在训练模式中执行粗同步后，接收器便借助于传送器100中的切换部件12和接收器300中的切换部件14，切换到数据模式。根据一个优选实施例，此切换通过发送编码的训练序列的训练序列表查找11来启动。编码的训练序列在接收器300中被检测到，并且将接收器300中的切换部件14切换到数据传送模式的命令被发出，同时，传送器100中的切换部件12也被开动以便允许通过通信信道200传送使用滤波器组10调制的数据1。
图4a示出周期性训练序列41的示例及反转的训练序列42，而图4b示出对应的匹配滤波43。在两个图中，在水平轴上报告样本指数(sample index)，而在垂直轴上报告信号的归一化振幅。匹配滤波信号的峰值44的位置提供时间对准信息。互相关函数在粗同步单元15中使用匹配滤波技术来计算。
作为一个现实的示例，图5a示出当图4a的训练序列41和反转的训练序列42通过具有高度频率选择性衰减和相位响应的基带或带通有噪声的通信信道来传送时接收的信号的实部51。在此示例中，接收的信号具有0dB的信噪比。图5b示出同一接收的信号的虚部52。图6a和图6b分别示出对应的匹配滤波器输出61、62。在所有这些图中，在水平轴上报告样本指数，而在垂直轴上报告信号的归一化振幅。如上所述，匹配滤波器输出61或62的峰值63或64的位置用于确定时间对准信息，该信息随后用于收发器的粗同步。由61和62组成的匹配滤波器输出的序列用于确定收发器必须切换到数据传送模式的时刻65。注意，匹配滤波器输出61、62输送相同的时间对准信息63、64，并且指示相同的切换时刻65。
如图7所示，本发明的同步方法允许在粗同步期间，甚至在0dB的信噪比和10800Hz的载波频率偏移的情况下，实现频率偏移70降低到10Hz内。在图7中，频率偏移的值在垂直轴上以Hz报告，而粗同步过程的迭代指数在水平轴上报告。
图8a作为示例示出当相位偏移为45°、接收的信号的信噪比为0dB、并且载波频率偏移为100ppm时，数据传送模式中的相位旋转器的跟踪性能。在图8a中，在水平轴上报告样本指数，而在垂直轴上指示量级，以度数表示。虚线81表示相位偏移，而相位估计在82表示。
对应的误差信号83在图8b中示出。为便于比较，接收的信号的信噪比为5dB和10dB时产生的误差信号84、85分别在图8c和图8d中示出。垂直和水平轴上报告的单位对所有图8a到8d是相同的。
图9a示出采样频率偏移为50ppm、接收的信号的信噪比为0dB时使用8个导频的采样频率偏移估计91的示例。在垂直轴上报告以ppm为单位的采样频率偏移，而在水平轴上报告多载波符号指数。虚线92表示实际的采样频率偏移。
图9b示出对应的采样相位偏移93。在图9b中，在垂直轴上报告归一化采样相位偏移，而在水平轴上报告多载波符号指数。

Claims (14)

1.一种用于使用滤波器组的多载波收发器的同步方法，所述滤波器组是余弦调制滤波器组或小波包滤波器组或复杂调制滤波器组，所述收发器包括能够通过通信信道(200)与彼此通信的传送器(100)和接收器(300)，所述方法包括以下步骤：
在操作的训练模式中：从所述传送器(100)通过所述通信信道(200)发送周期性编码训练序列，
在所述接收器(300)中从所述周期性训练序列来确定时间对准信息，
使用所述时间对准信息来执行所述接收器(300)对于所述传送器(100)的粗同步，
在操作的数据模式中：从所述传送器(100)通过所述通信信道(200)在模式中发送多载波调制的数据(1)，导频信号复用到所述数据(1)中，
使用所述导频信号来跟踪所述接收器(300)内的采样频率偏移和相位抖动，
借助于使用所接收的导频信号而确定的所述跟踪信息，执行所述收发器的持续同步。
2.如权利要求1所述的同步方法，其中所传送的训练序列未占用一些禁止的频带。
3.如前一权利要求所述的同步方法，包括从所述训练序列切除所述禁止的频带的步骤。
4.如前面权利要求的任一项所述的同步方法，其中执行粗同步的所述步骤包括计算用于所述接收器(300)的时域信道均衡器(21)的调谐的系数。
5.如前一权利要求所述的同步方法，其中所述均衡器(21)是无限脉冲响应均衡器，以及其中在调谐所述均衡器(21)前为稳定性检查所述系数。
6.如前面权利要求的任一项所述的同步方法，其中执行粗同步的所述步骤包括估计所述接收器(300)中所述训练序列的载波频率偏移。
7.如前面权利要求的任一项所述的同步方法，其中执行所述收发器的持续同步的所述步骤包括同时调整所述接收器(300)的相位旋转器和插入器/重采样器。
8.一种用于多载波信号的接收的接收器(300)，包括：
信号处理单元(16)，使用滤波器组来解调多载波信号，所述滤波器组是余弦调制滤波器组或小波包调制滤波器组或复杂调制滤波器组，
预处理单元(13)，用于接收的信号(3)的预处理，
粗同步单元(15)，用于确定所述预处理单元(13)的调谐参数，以便当传送器(100)和所述接收器(300)通过传送信道(200)与彼此通信时，执行所述接收器(300)对于所述传送器(100)的粗同步，
切换部件(14)，用于将所述预处理单元(13)的输出连接到所述粗同步单元(15)或连接到所述信号处理单元(16)，
其特征在于所述粗同步单元(15)包括用于从接收的训练序列(6)确定时间对准信息的时间对准模块。
9.如前一权利要求所述的接收器(300)，所述预处理单元(13)包括时域均衡器(21)，所述粗同步单元(15)还包括用于使用所述时间对准信息、所述接收的训练序列(6)和已知训练序列(8)来估计对于调谐所述均衡器(21)所要求的系数的均衡器系数估计器(23)。
10.如权利要求8或9的任一项所述的接收器(300)，
所述预处理单元(13)包括频率下移乘法器(20)，
所述粗同步单元(15)还包括：
载波频率偏移估计器(24)，用于使用所述接收的训练序列(6)、所述时间对准信息和训练序列(8)来估计所述接收的训练序列(6)的载波频率偏移，
数控振荡器(25)，用于基于所述载波频率偏移估计器(24)估计的载波频率偏移来调整所述频率下移乘法器(20)。
11.如权利要求8到10的任一项所述的接收器(300)，所述信号处理单元(16)包括：
载波相位旋转器(30)，
载波相位估计器(31)，用于基于所述载波相位旋转器(30)的输出来调整所述载波相位旋转器(30)。
12.如权利要求8到11的任一项所述的接收器(300)，所述信号处理单元(16)包括：
插入器/重采样器(32)，用于对接收的多载波信号(5)重采样，
滤波器组解调器(33)，用于解调重采样的多载波信号(5)，所述滤波器组是余弦调制滤波器组、小波包调制滤波器组或复杂调制滤波器组，
采样偏移估计器，用于基于所述接收的多载波信号(5)中复用的导频信号来调谐所述插入器/重采样器(32)。
13.一种收发器，包括如权利要求8到12的任一项所述的接收器(300)和传送器(100)，所述传送器(100)和所述接收器(300)能够通过通信信道(200)与彼此通信。
14.如前一权利要求所述的收发器，所述传送器(100)包括：
滤波器组调制器(10)，用于将输入数据(1)调制成多载波信号，所述滤波器组是余弦调制滤波器组、小波包调制滤波器组或复杂调制滤波器组，
训练序列生成器(11)，用于生成所述训练序列，其中切除了禁止的频带，
切换部件(12)，用于将所述调制器(10)的输入与所述输入数据(1)或与所述表查找(11)的输出连接。
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