CN105229963B - 基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射器(100)，所述多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号，所述基于滤波器组的多载波发射器(100)包括：处理器(101)，用于将导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且将净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；所述处理器(101)用于将后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。

Description

基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射器
技术领域
本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种基于滤波器组的多载波发射器。
背景技术
基于滤波器组的多载波(FBMC)通信系统对动态或共享频谱接入和运营商间共享的场景的兴趣不断增强。在这些场景中，不同的通信系统可以在相同的频带中共存，对于一个通信系统来说，频带独占且连续的使用可能无法实现。因此，接收器必须应对其分配的频带内来自不同用户的干扰，以及必须处理分段频谱。
基于滤波器组的多载波通信系统的同步方案通常在时域中进行，其中，假设多载波信号覆盖了连续带宽且没有干扰的信号。
然而，基于时域的同步方案存在若干缺点。如果在接收器上其他用户或干扰信号呈现出比预期更高的信号功率，基于时域的同步方案可能无法实现同步。再者，时域信号附加的预滤波技术的实现成本高，并且可能导致信号失真。此外，基于时域的同步方案可能基于大量导频符号，这可能对通信系统的频谱效率造成不利影响。最后，基于时域的同步方案的实施成本可能与用户数量成线性比例。
基于滤波器组的多载波系统的同步方案也能够在频域中进行。
TH Stitz，T Ihalainen，A Viholainen，M.Renfors的“滤波器组多载波通信中基于导频的同步和均衡”，EURASIP杂志，关于信号处理的发展，2010年版，第1-19页，2010年，提出了频域内基于导频的同步方案。所提出的同步方案基于传统系统的一个固定的导频符号排列。此外，所提出的同步方案承担粗略的预同步，并且存在有限的偏移估计范围。
TH Stitz，T Ihalainen，M Renfors的“关于基于滤波器的组多载波传输的频域同步的实际问题”，通信，控制和信号处理，2008年，ISCCSP 2008，第三届国际研讨会，2008年，第411-416页，提出了过采样的基于滤波器组的多载波系统中基于前导码的同步方案。所提出的同步方案基于具有增强型信号功率的长导频符号排列，并且存在有限的偏移估计范围。
发明内容
本发明的目标在于为基于滤波器组的多载波通信系统提供一个有效的基于频域的同步方案。
该目的是通过独立权利要求的特征实现的。结合独立权利要求、说明书和附图会使具体实施形式更易于理解。
本发明基于如下发现：可以利用多载波信号的同步部分中改进的导频值分配。
根据第一方面，本发明涉及一种基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射器，所述多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号，所述基于滤波器组的多载波发射器包括：处理器，用于将导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且将净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；所述处理器用于将后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。因此，可以实现一个有效的基于频域的同步方案。
所述基于滤波器组的多载波(FBMC)发射器可能涉及一种偏移正交幅度调制正交频分复用(OQAM-OFDM)发射器，一种滤波多音(FMT)发射器和/或一种广义多载波(GMC)发射器。
所述同步部分旨在用于允许基于滤波器组的多载波接收器接收到的多载波信号的有效同步。
所述净荷部分旨在用于携带基于滤波器组的多载波发射器与基于滤波器组的多载波接收器之间的净荷数据。
所述频率子信道可能涉及所述多载波信号的子载波的载波频率。所述同步部分的频率子信道的个数K1可以是一个自然数，例如8或256。所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以是一个自然数，例如16，128或0。如果K2等于0，则没有净荷发送。所述同步部分的频率子信道的个数K1与所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以不同。个数P可以是一个自然数，例如2或3。
所述多载波符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个值。所述后续多载波符号的个数M可以是一个自然数，例如4或6。个数Q可以是一个自然数，例如2或3。
所述导频序列可以包括多个导频值。所述导频值可以是复数，例如1+1j或4-3j。对于OQAM的情况，所述导频值只能是实虚数或纯虚数。所述导频符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个导频值。
所述净荷序列可以包括多个净荷值。所述净荷值可以是复数，例如1+2j或4-2j。对于OQAM的情况，所述净荷值只能是实虚数或纯虚数。所述净荷符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个净荷值。
所述处理器可以用于执行计算机程序。
根据第一方面，在第一种实现形式中，所述处理器还用于将辅助导频序列的一组辅助导频值分配给所述M个多载波符号的至少一个第(Q+2)个符号。因此，可以缓解净荷符号对导频符号的干扰。
所述辅助导频序列可以包括多个辅助导频值。所述辅助导频值可以是复数，例如1+3j或5-3j。对于OQAM的情况，所述辅助导频值只能是实虚数或纯虚数。
所述辅助导频值可以基于导频符号的导频值和/或净荷符号的净荷值确定，以缓解净荷符号对导频符号的干扰。
根据第一方面或第一方面的第一种实现形式，在第二种实现形式中，所述处理器还用于将零值分配给非分配的多载波符号和/或频率子信道。因此，可以缓解相邻的频率子信道和/或多载波符号对导频值的干扰。
根据第一方面或第一方面的任一种前述的实现形式，在第三种实现形式中，所述同步部分设置于净荷部分之前，所述同步部分是所述多载波信号的前导码。因此，结合用于突发模式的多载波信号传输的净荷部分，可以使用同步部分的有效结构。
根据第一方面，第一方面的第一种实现形式或第一方面的第二种实现形式，在第四种实现形式中，所述同步部分设置于两个净荷部分之间，所述同步部分是所述多载波信号的中间码。因此，结合用于连续模式的多载波信号传输的净荷部分，可以使用同步部分的有效结构。
根据第一方面或第一方面的任一种前述的实现形式，在第五种实现形式中，所述基于滤波器组的多载波发射器还包括：通信接口，用于发射所述多载波信号。因此，所述基于滤波器组的多载波发射器可以在射频域中发射多载波信号。
所述通信接口可以用于将所述多载波信号从基带域中转换到射频域中。所述通信接口可以包括一个数模转换器，滤波器，放大器和/或天线，用于发射所述多载波信号。
根据第二方面，本发明涉及一种基于滤波器组的用于接收多载波信号的多载波接收器，所述接收到的多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续接收到的多载波符号，其中，导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且，净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1，所述基于滤波器组的多载波接收器包括：处理器，用于基于所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号经过Q个符号的值的偏移后的版本之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的初始符号定时偏差，基于确定的初始符号定时偏差来提取所述多载波信号的导频符号，基于提取到的所述多载波信号的导频符号确定接收到的K1或K2个频率子信道的载波频率偏移，基于确定的初始符号定时偏差和/或确定的载波频率偏移来修正所述多载波信号。因此，可以实现一个有效的基于频域的同步方案。
如果所述基于滤波器组的多载波接收器仅利用了频率子信道的子集，该同步也可以进行。
所述基于滤波器组的多载波(FBMC)接收器可能涉及一种偏移正交幅度调制正交频分复用(OQAM-OFDM)接收器，一种滤波多音(FMT)接收器和/或一种广义多载波(GMC)接收器。
所述同步部分旨在用于允许所述基于滤波器的组多载波接收器接收到的多载波信号的有效同步。
所述净荷部分旨在用于携带所述基于滤波器组的多载波发射器与所述基于滤波器组的多载波接收器之间的净荷数据。
所述频率子信道可能涉及所述多载波信号的子载波的载波频率。所述同步部分的频率子信道的个数K1可以是一个自然数，例如8或256。所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以是一个自然数，例如16，128或0。如果K2等于0，则没有净荷发送。所述同步部分的频率子信道的个数K1与所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以不同。个数P可以是一个自然数，例如2或3。
所述多载波符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个值。后续多载波符号的个数M可以是一个自然数，例如4或6。个数Q可以是一个自然数，例如2或3。
所述导频序列可以包括多个导频值。所述导频值可以是复数，例如1+1j或4-3j。对于OQAM的情况，所述导频值只能是实虚数或纯虚数。所述导频符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个导频值。
所述净荷序列可以包括多个净荷值。所述净荷值可以是复数，例如1+2j或4-2j。对于OQAM的情况，所述净荷值只能是实虚数或纯虚数。所述净荷符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个净荷值。
所述初始符号定时偏差可能涉及所述基于滤波器组的多载波接收器的符号定时与所述接收到的多载波信号的符号定时之间的整数符号定时偏差。
所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号的偏移后的版本之间的所述相关函数可能涉及所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号的偏移后的版本之间的能量度量。
所述载波频率偏移可能涉及所述基于滤波器组的多载波接收器的载波频率与所述接收到的多载波信号的载波频率之间的频率偏移。
所述处理器可以用于执行计算机程序。
根据第二方面，在第一种实现形式中，所述处理器用于对多载波信号进行时间或频率上的偏移来修正所述多载波信号。因此，可以实现所述多载波信号的有效修正。
所述对多载波信号进行时间或频率上的偏移可以在时域和/或频域中进行。所述对多载波信号进行时间和/或频率上的偏移可以包括：所述多载波信号从时域向频域中或从频域中向时域中的转换。所述对多载波信号进行时间和/或频率上的偏移可以包括：采用复指数函数对所述多载波信号进行倍增。所述对多载波信号进行时间和/或频率上的偏移可以由坐标旋转数字计算机(CORDIC)算法进行。所述对多载波信号进行时间和/或频率上的偏移可能还包括：分析滤波器组(AFB)和/或合成滤波器(SFB)的应用。
根据第二方面或第二方面的第一种实现形式，在第二种实现形式中，所述处理器用于根据以下等式确定所述初始符号定时偏差：
其中，ζ[m]表示多载波信号的相关函数，Yl，m表示对于频率子信道索引l和多载波符号索引m的多载波信号的值，表示的子集，表示频率子信道的索引集，包括分配的频率子信道的索引，(·)*表示复共轭，表示确定的初始符号定时偏差。因此，可以有效地确定初始符号定时偏差。
根据第二方面，第二方面的第一种实现形式或第二方面的第二种实现形式，在第三种实现形式中，所述处理器用于根据以下等式确定所述载波频率偏移：
其中，表示对于频率子信道索引l的第一个提取到的导频符号的值，表示对于频率子信道索引l的第二个提取到的导频符号的值，wl表示归一化权重，表示的子集，表示频率子信道的索引集，包括分配的频率子信道的索引，∠(·)表示复数的幅角，表示确定的载波频率偏移。因此，可以有效地确定载波频率偏移。
所述第一个提取到的导频符号和第二个提取到的导频符号可能涉及同步部分的后续导频符号。所述第一个提取到的导频符号可以是同步部分的第一个导频符号。所述第二个提取到的导频符号可以是同步部分的第二个导频符号。所述同步部分的第二个导频符号可以与所述同步部分的第一个导频符号间隔Q个多载波符号。
根据第二方面或第二方面的任一种前述的实现形式，在第四种实现形式中，所述处理器还用于基于修正过的多载波信号与所述多载波信号的参考同步部分之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的小数符号定时偏差，基于确定的小数符号定时偏差来修正所述修正过的多载波信号以获得重新修正过的多载波信号，提取所述重新修正过的多载波信号的导频符号，基于提取到的所述重新修正过的多载波信号的导频符号确定接收到的K1或K2个频率子信道的残余载波频率偏移，基于确定的残余载波频率偏移来修正所述重新修正过的多载波信号。因此，可以实现一个更有效的基于频域的同步方案。
所述小数符号定时偏差可能涉及所述基于滤波器组的多载波接收器的符号定时与所述接收到的多载波信号的符号定时之间的小数符号定时偏差。
所述修正过的多载波信号与所述多载波信号的参考同步部分之间的相关函数可能涉及所述修正过的多载波信号与所述多载波信号的参考同步部分之间的能量度量。
所述多载波信号的参考同步部分可能涉及多载波信号理想的或未扰乱的同步部分。所述多载波信号的参考同步部分可以存储在基于滤波器组的多载波接收器的存储器中，例如只读存储器(ROM)。
所述残余频率偏移可能涉及所述基于滤波器组的多载波接收器的载波频率与所述接收到的多载波信号的载波频率之间的频率偏移。
根据第二方面的第四种实现形式，在第五种实现形式中，所述处理器用于根据以下等式确定所述小数符号定时偏差：
其中，Y′k，m+q表示对于频率子信道索引k和多载波符号索引m和q的多载波信号的值，Sk，q表示对于频率子信道索引k和多载波符号索引q的载波信号的参考同步部分的值，表示确定的初始符号定时偏差，K表示子信道的个数，wk表示归一化权重，表示频率子信道的索引集，ΓY+s[m]表示归一化值，(·)*表示复共轭，表示确定的小数符号定时偏差。因此，可以有效地确定小数符号定时偏差。
子信道的个数K可能等于同步部分的子信道的个数K1或净荷部分的子信道的个数K2。
根据第二方面本身的第四种实现形式或第二方面的第五种实现形式，在第六种实现形式中，所述处理器用于根据以下等式确定所述残余载波频率偏移：
其中，表示对于频率子信道索引l的修正过的多载波信号的第一个提取到的导频符号的值，表示对于频率子信道索引l的修正过的多载波信号的第二个提取到的导频符号的值，wl表示归一化权重，表示的子集，表示频率子信道的索引集，包括分配的频率子信道的索引，∠(·)表示复数的幅角，表示确定的残余载波频率偏移。因此，可以有效地确定残余载波频率偏移。
所述第一个提取到的导频符号和第二个提取到的导频符号可能涉及同步部分的后续导频符号。所述第一个提取到的导频符号可以是同步部分的第一个导频符号。所述第二个提取到的导频符号可以是同步部分的第二个导频符号。所述同步部分的第二个导频符号可以与所述同步部分的第一个导频符号间隔Q个多载波符号。
根据第二方面或第二方面任一种前述的实现形式，在第七种实现形式中，所述处理器还用于基于提取到的所述重新修正过的多载波信号的导频符号和所述多载波信号的参考导频符号确定信道传递函数值。因此，可以得到基于滤波器组的多载波发射器与基于滤波器组的多载波接收器之间的多载波信号的倍增条件的指示。
所述信道传递函数值可以指示多载波信号的子载波的信号衰减和/或信号相移。所述信道传递函数值可以是一个复数，例如2+5j。对于OQAM的情况，所述信道传递函数值只能是实虚数或纯虚数。
所述多载波信号的参考导频符号可能涉及多载波信号理想的或未扰乱的导频符号。所述多载波信号的参考导频符号可以存储在基于滤波器组的多载波接收器的存储器中，例如只读存储器(ROM)。所述参考导频符号可以是多载波信号的参考同步部分的一部分。
根据第二方面的第七种实现形式，在第八种实现形式中，所述处理器用于根据以下等式确定所述信道传递函数值：
其中，表示对于频率子信道索引l的重新修正过的多载波信号的第v个提取到的导频符号的值，表示对于频率子信道索引l的多载波信号的第v个参考导频符号的值，表示确定的信道传递函数值。因此，可以有效地确定信道传递函数值。
根据第二方面或第二方面的任一种前述的实现形式，在第九种实现形式中，所述基于滤波器组的多载波接收器还包括：通信接口，用于接收所述多载波信号。因此，所述基于滤波器组的多载波接收器可以在射频域中接收多载波信号。
所述通信接口可以用于将所述多载波信号从射频域中转换到基带域中。所述通信接口可以包括一个数模转换器，滤波器，放大器和/或天线，用于接收所述多载波信号。
根据第三方面，本发明涉及一种基于滤波器组的多载波通信系统，包括根据第一方面或第一方面的任一种实现形式所述的基于滤波器组的多载波发射器和根据第二方面本身或第二方面的任一种实现形式所述的基于滤波器组的多载波接收器。因此，可以实现一个有效的基于频域的同步方案。
所述基于滤波器组的多载波(FBMC)通信系统可能涉及一种偏移正交幅度调制正交频分复用(OQAM-OFDM)通信系统，一种滤波多音(FMT)通信系统和/或一种广义多载波(GMC)通信系统。
所述基于滤波器组的多载波发射器可以向所述基于滤波器组的多载波接收器发射多载波信号。所述基于滤波器组的多载波接收器可以对接收到的多载波信号进行同步，以解调多载波信号和/或从多载波信号中重新获取净荷值。
根据第四方面，本发明涉及一种基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射方法，所述多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号，所述方法包括：将导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，其中，P大于1；将净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号；将后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。因此，可以实现一个有效的基于频域的同步方案。
所述基于滤波器组的多载波的发射方法可以由根据第一方面或第一方面的任一种实现形式所述的基于滤波器组的多载波发射器执行。
所述基于滤波器组的多载波的发射方法的进一步的特征可以源于根据第一方面或第一方面的任一种实现形式所述的基于滤波器组的多载波发射器的功能。
根据第五方面，本发明涉及一种基于滤波器组的用于接收多载波信号的多载波接收方法，所述接收到的多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续接收到的多载波符号，其中，导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且，净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1，所述方法包括：基于所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号经过Q个符号的值的偏移后的版本之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的初始符号定时偏差，基于确定的初始符号定时偏差来提取所述多载波信号的导频符号，基于提取到的所述多载波信号的导频符号确定接收到的K1和/或K2个频率子信道的载波频率偏移，基于确定的初始符号定时偏差和/或确定的载波频率偏移来修正所述多载波信号。因此，可以实现一个有效的基于频域的同步方案。
所述基于滤波器组的多载波接收方法可以由根据第二方面或第二方面的任一种实现形式所述的基于滤波器组的多载波接收器执行。
所述基于滤波器组的多载波接收方法的进一步的特征可以源于根据第二方面或第二方面的任一种实现形式所述的基于滤波器组的多载波接收器的功能。
根据第六方面，本发明涉及一种通信设备，可编程设置用以执行根据第四方面或第五方面所述的方法。因此，所述方法可以以自动和重复的方式应用。
所述通信设备可以包括：通信接口，用于发射多载波信号或接收多载波信号；以及处理器，用于执行在此所述的方法步骤。
根据第七方面，本发明涉及计算机程序，当在计算机执行时，所述计算机程序用于执行根据第四方面或第五方面本身所述的方法。因此，所述方法可以通过自动和重复的方式应用。
该计算机程序可以通过机器可读代码的形式提供。该计算机程序可以包括一系列用于计算机处理器的命令。所述计算机的处理器可以用于执行该计算机程序。
所述计算机可以包括处理器、存储器、和/或输入/输出装置。
本发明可以以硬件和/或软件形式来实现。
基于上述各方面和实现形式，本发明也可能涉及用于基于滤波器组的多载波系统中的频域同步的序列设计和同步方案。
基于上述各方面和实现形式，本发明可能涉及蜂窝通信系统中的无线接入技术，时间和频率同步和/或估计技术，或自适应无线传输技术。
基于上述各方面和实现形式，本发明可以利用专门设计的嵌入到多载波信号或传输帧的同步部分。
基于上述各方面和实现形式，考虑到在每个通讯链路，每个设备，每个用户或每个用户组中自适应地配置多载波信号或波形分配，本发明可以进行频域内的同步。
基于上述各方面和实现形式，本发明可能涉及同步部分设计，同步序列设计或同步结构设计，以及用于下行或上行信号传输的对应的接收流程，其可以允许经过一个解调阶段之后的接收器的同步。
基于上述各方面和实现形式，所述同步部分或同步序列可以放置在传输数据包开端，表示为前导码，或放置在传输数据包中间，表示为中间码。
基于上述各方面和实现形式，本发明可以在一个强带内干扰或非连续频谱分配场景下实现粗同步和细同步，无需预先滤波或无需通过用户数量来线性增加实现的复杂性。
基于上述各方面和实现形式，本发明可以涉及前导码设计或中间码设计，以及用于下行或上行信号传输的对应的接收流程，以在共享频谱场景下进行同步。
基于上述各方面和实现形式，相对于基于时域的同步方法，本发明可以使有效的前导码或中间码使用特别少的开销符号，同时支持的估计范围与用于符号定时偏差估计和载波频率偏移估计的估计范围几乎相同。
基于上述各方面和实现形式，本发明可以基于特定的数据辅助同步部分结构的使用来促进频域内的同步。
基于上述各方面和实现形式，本发明可以促进频域内整数符号定时偏差和小数符号定时偏差以及载波频率偏移的初始帧检测和估计。
基于上述以及在某些条件下，本发明可以实现以下优点：
本发明可以促进动态和/或共享频谱接入和运营商间共享场景下的同步方案的有效性能。
相对于具有合理开销的同步部分的基于时域的同步，本发明可以在基于滤波器组的多载波系统中，在载波频率偏移值和符号定时偏差值无重大误差的范围内，在频域执行同步任务。
本发明相对于例如基于时域的同步方案，能够以较低的成本和较高的抗干扰能力实现同步。
本发明可以允许在进行同步之前，分离不同的用户，干扰或具有类似频率的信号，以提高通信系统抵抗带内干扰的稳健性。
可以通过所提出的同步部分或同步序列，以及所提出的同步方案，使该同步稳健地抵抗任何带内干扰。
在执行同步之前自适应地阻挡干扰的能力可带来基于滤波器组的多载波通信系统中的高可靠性和较少的连接损失。
本发明可以促进适用于具有高度灵活性和可扩展性的分散资源的分配和共存场景下的前导码或中间码设计，例如，机器对机器(M2M)通信或宽带通信。
本发明能使一个特定的，例如实值的，同步部分或同步序列可以被自由地选择，以允许满足其他设计目标，例如，低峰均功率比(PAPR)或多载波信号的其它可调时域特性。
多载波信号可以应用于时域同步方案和/或频域同步方案，从而促进混合式接收器结构。
附图说明
结合以下附图对本发明进一步的实施例进行描述，其中：
图1示出了一种基于滤波器组的多载波发射器的示意图；
图2示出了一种基于滤波器组的多载波接收器的示意图；
图3示出了一种基于滤波器组的多载波通信系统的示意图；
图4示出了一种多载波信号的同步部分和净荷部分的结构的示意图；
图5示出了一种多载波信号的一个同步部分和两个净荷部分的结构的示意图；
图6示出了一种基于滤波器组的多载波接收器的接收方法的示意图；
图7示出了一种共享频谱资源分配场景的示意图；
图8示出了一种基于滤波器组的多载波的发射方法的示意图；
图9示出了一种基于滤波器组的多载波的接收方法的示意图。
具体实施方式
图1示出了一种基于滤波器组的多载波发射器100的示意图。所述基于滤波器组的多载波发射器100包括处理器101和通信接口103。
所述基于滤波器组的多载波发射器100可以用于发射多载波信号，所述多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号。
处理器101可以用于将导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且将净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；所述处理器101可以用于将后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。
所述基于滤波器组的多载波(FBMC)发射器100可能涉及一种偏移正交幅度调制正交频分复用(OQAM-OFDM)发射器，一种滤波多音(FMT)发射器和/或一种广义多载波(GMC)发射器。
所述同步部分旨在用于允许基于滤波器组的多载波接收器关于接收到的多载波信号进行有效同步。
所述净荷部分旨在用于携带所述基于滤波器组的多载波发射器100与基于滤波器组的多载波接收器之间的净荷数据。
所述频率子信道可能涉及所述多载波信号的子载波的载波频率。所述同步部分的频率子信道的个数K1可以是一个自然数，例如8或256。所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以是一个自然数，例如16，128或0。如果K2等于0，则没有净荷发送。所述同步部分的频率子信道的个数K1与所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以不同。个数P可以是一个自然数，例如2或3。
所述多载波符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个值。后续多载波符号的个数M可以是一个自然数，例如4或6。个数Q可以是一个自然数，例如2或3。
所述导频序列可以包括多个导频值。所述导频值可以是复数，例如1+1j或4-3j。对于OQAM的情况，所述导频值只能是实虚数或纯虚数。所述导频符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个导频值。
所述净荷序列可以包括多个净荷值。所述净荷值可以是复数，例如1+2j或4-2j。对于OQAM的情况，所述净荷值只能是实虚数或纯虚数。所述净荷符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个净荷值。
所述处理器101可以用于执行计算机程序。
所述通信接口103可以用于发射多载波信号。
所述通信接口103可以用于将所述多载波信号从基带域中转换到射频域中。所述通信接口103可以包括一个数模转换器，滤波器，放大器和/或天线，用于发射所述多载波信号。
所述处理器101与通信接口103可连接。
图2示出了一种基于滤波器组的多载波接收器200的示意图。所述基于滤波器组的多载波接收器200包括处理器201和通信接口203。
所述基于滤波器组的多载波接收器200可以用于接收多载波信号，所述接收到的多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续接收到的多载波符号，其中，导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且，净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。
处理器201可以用于基于所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号经过Q个符号的值的偏移后的版本之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的初始符号定时偏差，基于确定的初始符号定时偏差来提取所述多载波信号的导频符号，基于提取到的所述多载波信号的导频符号确定接收到的K1和/或K2个频率子信道的载波频率偏移，基于确定的初始符号定时偏差或确定的载波频率偏移来修正所述多载波信号。
所述处理器201可以用于对所述多载波信号进行时间或频率上的偏移来修正所述多载波信号。
所述处理器201还可以用于基于修正过的多载波信号与所述多载波信号的参考同步部分之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的小数符号定时偏差，基于确定的小数符号定时偏差来修正所述修正过的多载波信号以获得重新修正过的多载波信号，提取所述重新修正过的多载波信号的导频符号，基于提取到的所述重新修正过的多载波信号的导频符号确定接收到的K1或K2个频率子信道的残余载波频率偏移，基于确定的残余载波频率偏移来修正所述重新修正过的多载波信号。
所述处理器201还可以用于基于提取到的所述重新修正过的多载波信号的导频符号和所述多载波信号的参考导频符号确定信道传递函数值。
所述基于滤波器组的多载波(FBMC)接收器200可能涉及一种偏移正交幅度调制正交频分复用(OQAM-OFDM)接收器，一种滤波多音(FMT)接收器和/或一种广义多载波(GMC)接收器。
所述同步部分旨在用于允许所述基于滤波器组的多载波接收器200接收到的多载波信号的有效同步。
所述净荷部分旨在用于携带基于滤波器组的多载波发射器与所述基于滤波器组的多载波接收器200之间的净荷数据。
所述频率子信道可能涉及所述多载波信号的子载波的载波频率。所述同步部分的频率子信道的个数K1可以是一个自然数，例如8或256。所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以是一个自然数，例如16，128或0。如果K2等于0，则没有净荷发送。所述同步部分的频率子信道的个数K1与所述净荷部分的频率子信道的个数K2可以不同。个数P可以是一个自然数，例如2或3。
所述多载波符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个值。后续多载波符号的个数M可以是一个自然数，例如4或6。个数Q可以是一个自然数，例如2或3。
所述导频序列可以包括多个导频值。所述导频值可以是复数，例如1+1j或4-3j。对于OQAM的情况，所述导频值只能是实虚数或纯虚数。所述导频符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个导频值。
所述净荷序列可以包括多个净荷值。所述净荷值可以是复数，例如1+2j或4-2j。对于OQAM的情况，所述净荷值只能是实虚数或纯虚数。所述净荷符号可以包括一个符号时间内的多个频率子信道的多个净荷值。
所述初始符号定时偏差可能涉及所述基于滤波器组的多载波接收器200的符号定时与所述接收到的多载波信号的符号定时之间的整数符号定时偏差。
所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号的偏移后的版本之间的所述相关函数可能涉及所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号的偏移后的版本之间的能量度量。
所述载波频率偏移可能涉及所述基于滤波器组的多载波接收器200的载波频率与所述接收到的多载波信号的载波频率之间的频率偏移。
所述处理器201可以用于执行计算机程序。
所述通信接口203可以用于接收多载波信号。
所述通信接口203可以用于将所述多载波信号从射频域中转换到基带域中。所述通信接口203可以包括一个数模转换器，滤波器，放大器和/或天线，用于接收所述多载波信号。
所述处理器201与通信接口203可连接。
图3示出了一种基于滤波器组的多载波通信系统300的示意图。所述基于滤波器组的多载波通信系统300包括基于滤波器组的多载波发射器100和基于滤波器组的多载波接收器200。所述基于滤波器组的多载波发射器100包括处理器101和通信接口103。所述基于滤波器组的多载波接收器200包括处理器201和通信接口203。
所述基于滤波器组的多载波(FBMC)通信系统300可能涉及一种偏移正交幅度调制正交频分复用(OQAM-OFDM)通信系统，一种滤波多音(FMT)通信系统和/或一种广义多载波(GMC)通信系统。
所述基于滤波器组的多载波发射器100可向基于滤波器组的多载波接收器200发射多载波信号。所述基于滤波器组的多载波接收器200可以对接收到的多载波信号进行同步，以解调多载波信号和/或从多载波信号中重新获取净荷值。
所述基于滤波器组的多载波发射器100和所述基于滤波器组的多载波接收器200可以通过有线连接或无线连接进行连接。
图4示出了一种多载波信号的同步部分401和净荷部分403的结构的示意图400。所述图400还包括第一导频符号405，第二导频符号407，辅助导频符号409，以及多个净荷符号411，413，415，417，419，421。
所述同步部分401设置于净荷部分403之前，所述同步部分401是所述多载波信号的前导码。
所述同步部分401包括8个频率子信道，即K1＝8，4个后续多载波符号，即M＝4。后续导频值分配给每个第二个频率子信道，即P＝2。后续导频值的后续组分配给每个第二个符号，即Q＝2。
所述同步部分401还包括辅助导频符号409。所述辅助导频符号409分配给同步部分401的最后一个或第二个导频符号407与净荷部分403的第一个净荷符号411之间的多载波符号。
所述净荷部分403包括8个频率子信道，即K2＝8。后续净荷值分配给后续频率子信道。
未分配值的多载波符号和/或频率子信道被赋予零值。
在同步部分401和净荷部分403的前导码结构的一种可能的实现方式中，所述同步部分401和净荷部分403的前导码结构可以用于突发模式的多载波信号传输。
在同步部分401的结构的一种可能的实现方式中，所述同步部分401可以包括N’*2个OQAM符号或N’个复符号，具有N’个导频符号405，407，例如，N’为2。导频符号405，407可以嵌入到间隔为M’的结构中，例如M’为1，即每两个符号一个导频符号。导频符号405，407可以嵌入到间隔为P’的频率子信道或子载波中，例如P’为1，即每两个频率子信道或子载波一个导频符号。对于靠近净荷部分403的最后一个符号，插入一个辅助导频符号409来对抗来自于净荷部分403的假想干扰，该辅助导频符号409放置在相同的频率子信道或子载波上但是在下一个邻近的OQAM符号中，即在最后一个或第二个导频符号407之前或之后。图400示例性地描绘了N’＝2，M’＝1，P’＝1以及辅助导频符号409在最后一个或第二个导频符号407之后的情况。
在同步部分401的结构的一种可能的实现方式中，剩余符号或其余符号被赋予0值，即该符号未被使用。
在同步部分401的结构的一种可能的实现方式中，所述同步部分401可以包括4个时域间隔为T/2的OQAM-OFDM符号。分配的导频值可以分配给第一个OQAM-OFDM符号中的偶数或奇数位频率子信道或子载波。分配的导频值可以在第三个OQAM-OFDM符号中重复。第二个OQAM-OFDM符号可以留空。第四个OQAM-OFDM符号可以留空或被偶数或奇数位频率子信道或子载波上的辅助导频值使用。所述同步部分401可以表示一个作为传输帧或净荷部分403的头的前导码。
在图400的结构的一种可能的实现方式中，所述图400涉及一个包括TF面上的符号Dk,m的帧结构，所述TF面由频率子信道索引和OFDM索引跨越。同步块或同步部分401Sk,m可以插入到净荷数据或净荷部分403之前作为一个前导码。数据承载符号的模式可以在来自集合的所利用的频率子信道的整个范围内沿用。
在图400的结构的一种可能的实现方式中，如果使用了OQAM信令方案，会导致Q大于1的情况，所述符号间隔为T/2，即符号间时间或长度的一半是重叠的。OQAM可以认为是一种特殊的信令方案，其与基于滤波器组的多载波系统结合使用。
在同步部分401的结构的一种可能的实现方式中，不打算使用的频率子信道或子载波被赋予0值，即其中没有导频符号嵌入。
图5示出了一个同步部分501和两个净荷部分503A，503B的结构的示意图500。所述图500还包括第一导频符号505，第二导频符号507，第一辅助导频符号509A，第二辅助导频符号509B，以及多个净荷符号511，513，515，517，519，521，523。
所述同步部分501设置于两个净荷部分503A和503B之间，所述同步部分501是多载波符号的中间码。
所述同步部分501包括8个频率子信道，即K1＝8，5个后续多载波信号，即M＝5。后续导频值分配给每个第二个频率子信道，即P＝2。后续导频值的后续组分配给每个第二个符号，即Q＝2。
所述同步部分501还包括两个辅助导频符号509A，509B。第一辅助导频符号509A分配给第一个净荷部分503A的最后一个净荷符号513和同步部分501的第一个导频符号505之间的多载波符号。所述第二辅助导频符号509B分配给同步部分501的最后一个或第二个导频符号507与第二个净荷部分503B的第一个净荷符号515之间的多载波符号。
两个净荷部分503A，503B包括8个频率子信道，即K2＝8。后续净荷值分配给后续频率子信道。
未分配值的多载波符号和/或频率子信道被赋予零值。
在一个同步部分501和两个净荷部分503A，503B的中间码结构的一种可能的实现方式中，所述同步部分501和两个净荷部分503A，503B的中间码结构的可以用于连续模式的多载波信号传输。
在同步部分501的结构的一种可能的实现方式中，所述同步部分501可以包括N’*2+Q’个OQAM符号，具有N’个导频符号505，507，例如，N’为2，Q’个未使用符号，例如，Q’为1。导频符号505，507可以嵌入到间隔为M’的结构，例如M’为1，即每两个符号一个导频符号。导频符号505，507可以嵌入到间隔为P’的频率子信道或子载波中，例如P’为1，即每两个频率子信道或子载波一个导频符号。对于第一个和/或最后一个符号，在这些符号的每一个附近插入辅助导频符号509A，509B来对抗来自于净荷部分503A，503B的假想干扰。第一个和/或最后一个符号放置在相同的频率子信道或子载波中但是在第一个导频符号505之前，和/或放置在相同的频率子信道或子载波中但是在最后一个或第二个导频符号507之后。图500示例性地描绘了N’＝2，Q’＝1，M’＝1，P’＝1的情况。
在同步部分501的结构一种可能的实现方式中，剩余符号或其余符号被赋予0值，即该符号未被使用。
在同步部分501的结构一种可能的实现方式中，不打算使用的频率子信道或子载波被赋予0值，即其中没有导频符号嵌入。
在同步部分501的结构一种可能的实现方式中，不打算使用的频率子信道或子载波被赋予0值，即其中没有导频符号嵌入。
图6示出了一种基于滤波器组的多载波接收器的接收方法的示意图600。所述图600包括第一阶段601，该第一阶段601包括第一分析滤波器组(AFB)处理块603，帧检测和定时估计处理块605，对比处理块607，第一导频恢复处理块609，信道权重计算处理块611，以及第一载波频率偏移(CFO)估计处理块613。所述图600还包括小数定时和粗略频率修正处理块615。所述图600还包括第二阶段617，该第二阶段617包括第二分析滤波器组(AFB)处理块619，小数定时估计处理块621，第二导频恢复处理块623，信道估计和权重计算处理块625，以及第二载波频率偏移(CFO)估计处理块627。
实线可以指时域(TD)样本流的流动，而虚线可以表示处理块之间的估计值的传递。
在第一阶段601中，可以基于频域(FD)中的自相关度量标准来进行粗略符号定时和CFO恢复。第一阶段601的结果可以用来促使第二阶段617中残余CFO估计和小数符号定时恢复。进一步的小数符号定时修正之后，该信号可用于第二阶段617中信道估计。
第一分析滤波器组处理块603可以用于通过对时域信号进行滤波和采样将时域信号分解或解调为时频域信号。
帧检测和定时估计处理块605可以用于基于自相关度量标准确定初始符号定时偏差。
对比处理块607可以用于确定初始符号定时偏差是否成功确定。
第一导频恢复处理块609可以用于提取多载波信号的导频符号。
信道权重计算处理块611可以用于基于提取到的导频符号来计算信道权重。
第一载波频率偏移估计处理块613可以用于确定多载波信号的载波频率偏移。
小数定时和粗略频率修正处理块615可以用于通过对信号进行时间和/或频率上的偏移来修正和/或重新修正多载波信号和/或修正过的多载波信号。
第二分析滤波器组处理块619可以用于通过对时域信号进行滤波和采样来将时域信号分解或解调为时频域信号。
小数定时估计处理块621可以用于基于互相关度量标准确定小数符号定时偏差。
第二导频恢复处理块623可以用于提取重新修正过的多载波信号的导频符号。
信道估计和权重计算处理块625可以用于基于提取到的导频符号和参考导频符号来计算信道传递函数值和/或信道权重。
第二载波频率偏移估计处理块627可以用于确定多载波信号的残余载波频率偏移。
以下，∠(·)表示复数在范围[-π，π)内的复数的幅角，(·)*表示复共轭，
估计度量标准和同步序列可以是为严格抽样的偏移正交幅度调制(OQAM)正交频分复用(OFDM)系统而设计。所发射的信号x[n](n是自然数，表示所发射的信号的序列号)在合成滤波器组(SFB)上可以由下列等式给出：
其中，M可以是帧内真实的OQAM-OFDM符号的个数，可以是K个可用子信道中使用的子信道的集合。Dk,m可以表示脉冲幅度调制(PAM)符号，该PAM符号在具有k和m的数据帧中通过QAM符号的变动得出，其中k和m分别表示子信道索引和OFDM符号索引。Dk,m可以包含同步序列Sk,q和用于净荷传输的数据符号。因此，T＝KTs，可以是采样频率为fs＝1/Ts的两个连续的QAM符号间的时间。为了简洁，以下去除了术语Ts和归一化因子。在合成滤波器组(SFB)以及分析滤波器组(AFB)中使用的原型滤波器函数p[n]的频率偏移的版本可以定义为pk[n]，如下：
接收器上的信号经过一个多路径信道h[n]和施加额外的噪声和载波频率偏移(CFO)之后，可以表示为：
因此，h[n]可以表示归一化时间离散信道冲击响应，η[n]可以描述零均值，循环复高斯白噪声和可以表示一个随机的相位偏移。可以结合信道间隔归一化载波频率偏移fΔ。结合OQAM-OFDM符号间隔T的一半和整数时延μ，时延可以分为小数时延τ。AFB的输出可以由Yk,m根据下列等式给出：
采用Yk,m的实部或虚部，依据索引k和m，可以形成一个接近正交滤波器组结构。
以下对示例性的同步序列设计进行了说明。在数据辅助同步方案中，时频(TF)面上的预定的同步符号的分布可以通过许多方式来实现，以满足实际系统的需要。例如，在基于OFDM的IEEE802.11中，同步符号可以合并成一个作为帧净荷部分头的前导码，以明确区分TD中帧的前导码部分。而在3GPPLTE中，则可以将符号重复嵌入到净荷帧结构并由净荷资源包围，未经预过滤，该符号在TD信号中可能无法清楚区分。
在FD处理中，接收器上的信号可以通过AFB再次跨越TF-栅格，其中，可以挑选同步符号的位置来正确引导进一步处理。这可以导致一个同步序列设计，其一般可以在TF面上更加灵活地分布。如图4所描绘，在不会将结果仅限于该设计选择的情况下，可以选择基于前导码的帧设计或同步部分设计进行调查。类似于TD处理中的同步序列或同步部分的限制，在FD处理中可能有相应标准。在所提出的同步方案中，小数符号定时τ的估计范围和归一化CFO fΔ可以由数据承载同步符号-在频率和时间上的距离分别定义，其中数据承载同步符号称为导频。为了明确地估计一个最大的偏移，τ＝±K/4，可以将导频分别放置在两个子信道上。在频率方向上，对于两个导频符号的距离，理论上可以估计CFO长达fΔ＝±1/2的偏移。除了这些TF面上的导频之间的最大距离的设计标准，当SFB和AFB在时间和频率上可能不匹配时，由符号间干扰(ISI)和/或载波间干扰(ICI)引起的自干扰可能需要导频之间的一个较大距离。关于以上的估计标准，可以尽量选择最大距离来最少化自感应干扰和最大化估计范围，这可以直接导致所提出的设计。引入如图4中所描绘的辅助消除导频，可能有望消除对导频符号的系统固有的干扰。
所述帧符号Dk,m内的同步序列块Sk,m可以定义为：
其中，R[k]是任意的二进制序列。ms可以表示第一同步符号在符号流内的位置。相对于有两个相同标记的情况，从第一到第二导频符号的标记变化可以带来多径条件下的定时偏差更稳健的估计。此处的导频可以定义为：
其中，是的子集，可以包括具有偶数k的子信道的索引。索引i可以表示Sk,m的第一或第二导频承载符号。如果用作前导码，ms＝0，可以是帧内的第一符号，例如同步部分。否则，仅包括辅助导频的前面的零符号可能有望成为一个防护符号，以减弱来自前面的净荷符号的干扰。m＝ms+3位置处的符号可以用作防护符号来减弱来自后面的净荷符号的干扰。
以下对一个示例性的定时和频率偏移估计方案进行说明。定时和频率估计可以使用如图6所描绘的两阶段方法。在第一阶段中，AFB处理过的信号可以自动相关，以获得同步序列的符号位置和粗略CFO估计，其可以用于将TD信号传递到第二阶段之前修正该TD信号，在第二阶段中，基于互相关的度量标准可用来获得时延，并重新获取残余CFO和信道传递函数的估计值。
第一阶段可以包括初始符号定时和频率恢复。从AFB输出开始，可以通过使用Sk,m内的导频承载符号之间的FD中的自相关度量标准来估计Yk,m流内的同步块的位置。这可以通过归一化检测度量标准总结为：
可以通过对比度量标准ζ的估计的度量值来决定是否检测帧：
具有一个预先定义的阈值γ。如果可以以符号间隔为T/2的整数值提供帧起始的估计值。已经估计出FD中符号流Yk,m内的同步序列Sk,m的粗略位置所接收到的Yk,m内的导频符号和YK可用来根据以下等式来粗略地估计CFO：
根据以下等式，可以选择每个导频的归一化权重wl与接收到的导频功率成正比：
通过该方式，可以实现与导频符号的信号功率相关的加权估计，最小化呈现更高水平噪声的估计值的影响。如果仅需要帧检测决策或符号定时和CFO的粗略估计，可以跳过用于获得小数符号偏移和残余CFO的第二阶段。
第二阶段可以包括小数符号定时和残余频率偏移估计。与符号相关的小数定时偏移的估计值可以从依赖频率的相移的试算值中导出，对于该相移在(12)中定义的度量标准可以达到其最大值。这有利于包括最大搜索中之前和之后的符号，以修正第一阶段的误差，以下为简单起见，可能忽略该误差。因此，可以使用能够将小数时间延迟τ映射到频域中相应的从属子信道的相位偏移的对应关系具有频率修正的信号：
τ的估计可以通过下列度量标准实现。
其中，该度量标准的对应的归一化可以计算为：
一次迭代循环后，小数符号定时偏移可以在TD信号中进行修正，定时修正过的信号Y″k，m可以用于在导频的帮助下根据以下等式估计残余CFO
以最小化减少ISI和ICI对估计的影响。这可以直接导致最终的CFO估计
以下对示例性的信道估计方案进行了说明。同步后，可以利用导频结构根据以下等式获得来自集合的导频子信道上的信道传递函数的估计值，
没有任何额外开销。
在FD同步方案的一种实现方式中，所述FD同步方案仅使用4个符号Dk,m就能够进行同步和信道估计。
在两阶段同步方案的一种可能的实现方式中，相对于基于自相关的时域方案，所述两阶段同步方案展示出更强的估计小数符号定时偏移的能力。
在接收流程的一种可能的实现方式中，根据图400或图500，对包括同步部分和净荷部分的多载波信号进行接收。
在所述接收流程的一种可能的实现方式中，所述接收至少包括一个两阶段同步方案，所述两阶段同步方案包括采用与前导码或中间码匹配的估计度量标准的频域处理的子流程，第一阶段后的采用基于估计出的偏移值的直接补偿的两阶段处理，以及对于信道估计的导频符号的再次使用。
图7示出了一种共享频谱资源分配场景的示意图700。所述图700包括宏小区701，宏基站703，第一移动设备705，以及第二移动设备707。
图700阐释了宏小区701，例如长期演进(LTE)通信系统中的一个多用户频谱共享场景。
宏基站703将分散频谱资源发射到第一移动设备(MUE1)705或用户1上，分散的频谱资源可以在白频谱数据库请求后授权。所使用的频谱可以是非连续的，可以假定在使用的频带之间的频谱孔由所述第二移动设备(MUE2)707或用户2占用。如果第一移动设备705或用户1受到的来自第二移动设备707或用户2的干扰高，可能会削弱基于时域的同步，而且同步可能会失败。
使用所提出的同步方案，可以利用基于滤波器组的多载波接收器中使用的滤波器组的频率选择性来进行频域中的同步，从而促进分散频率资源上多载波信号的成功传输。
所描述的场景指下行多载波信号传输。该同步方案也可以应用于上行多载波信号传输。
图8示出了一种基于滤波器组的多载波发射方法800的示意图。所述基于滤波器组的多载波发射方法800包括：分配801后续导频值，分配803后续净荷值，以及分配805后续导频值的后续组。
所述基于滤波器组的多载波发射方法800可以用于发射多载波信号，所述多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号。
所述基于滤波器组的多载波发射方法800可以包括：将导频序列的后续导频值分配801给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，其中，P大于1；将净荷序列的后续净荷值分配803给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号；将后续导频值的后续组分配805给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。
所述基于滤波器组的多载波发射方法800可以由一个可编程设置的通信设备和/或计算机程序执行。
图9示出了一种基于滤波器组的多载波接收方法900的示意图。所述基于滤波器组的多载波接收方法900包括：确定901初始符号定时偏差，提取903多载波信号的导频符号，确定905载波频率偏移，以及修正907多载波信号。
所述基于滤波器组的多载波接收方法900可以用于接收多载波信号，所述接收到的多载波信号包括同步部分和净荷部分，所述同步部分包括K1个频率子信道，所述净荷部分包括K2个频率子信道，所述同步部分的K1个频率子信道排列形成M个后续接收到的多载波符号，其中，导频序列的后续导频值分配给所述同步部分的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号，并且，净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号，其中，P大于1；后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1。
所述基于滤波器组的多载波接收方法900可以包括：基于所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号经过Q个符号的值的偏移后的版本之间的相关函数确定901所述接收到的M个多载波符号的初始符号定时偏差，基于确定的初始符号定时偏差来提取903所述多载波信号的导频符号，基于提取到的所述多载波信号的导频符号确定905接收到的K1和/或K2个频率子信道的载波频率偏移，基于确定的初始符号定时偏差或确定的载波频率偏移来修正907所述多载波信号。
所述基于滤波器组的多载波接收方法900可以由一个可编程设置的通信设备和/或计算机程序执行。

Claims (14)

1.一种基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射器(100)，其特征在于，所述多载波信号包括同步部分(401；501)和净荷部分(403；503A，503B)，所述同步部分(401；501)包括K1个频率子信道，所述净荷部分(403；503A，503B)包括K2个频率子信道，所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号，所述基于滤波器组的多载波发射器(100)包括：
处理器(101)，用于将导频序列的后续导频值分配给所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)，并且将净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分(403；503A，503B)的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号(411-421；511-523)，其中，P大于1；所述处理器(101)用于将后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1；
所述处理器(101)还用于将第二辅助导频符号分配给所述同步部分的最后一个或第二导频符号(407，507)与所述同步部分后的净荷部分(403，503B)的第一个净荷符号(411，515)之间的多载波符号上；
通信接口(103)，用于发射所述多载波信号。
2.根据权利要求1所述的基于滤波器组的多载波发射器(100)，其特征在于，所述处理器(101)还用于将第一辅助导频分配给所述同步部分前的净荷部分(503A)的最后一个净荷符号(513)和所述同步部分(501)的第一个导频符号(505)之间的多载波符号上。
3.根据前述权利要求1中所述的基于滤波器组的多载波发射器(100)，其特征在于，所述处理器(101)还用于将零值分配给未分配值的多载波符号或频率子信道。
4.根据权利要求1或3中所述的基于滤波器组的多载波发射器(100)，其特征在于，所述同步部分(401)设置于净荷部分(403)之前，所述同步部分(401)是所述多载波信号的前导码。
5.根据权利要求2所述的基于滤波器组的多载波发射器(100)，其特征在于，所述同步部分(501)设置于两个净荷部分(503A，503B)之间，所述同步部分(501)是所述多载波信号的中间码。
6.一种基于滤波器组的用于接收多载波信号的多载波接收器(200)，其特征在于，所述多载波接收器用于频域的同步，所述接收到的多载波信号包括同步部分(401；501)和净荷部分(403；503A，503B)，所述同步部分(401；501)包括K1个频率子信道，所述净荷部分(403；503A，503B)包括K2个频率子信道，所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道排列形成M个后续接收到的多载波符号，其中，导频序列的后续导频值分配给所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)，并且，净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分(403；503A，503B)的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号(411-421；511-523)，其中，P大于1；后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1，所述基于滤波器组的多载波接收器(200)包括：
处理器(201)，用于基于所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号经过Q个符号的值的偏移后的版本之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的初始符号定时偏差，基于确定的初始符号定时偏差来提取所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)，基于提取到的所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)确定接收到的K1或K2个频率子信道的载波频率偏移，基于确定的初始符号定时偏差或确定的载波频率偏移来修正所述多载波信号；
通信接口(203)，用于接收所述多载波信号。
7.根据权利要求6所述的基于滤波器组的多载波接收器(200)，其特征在于，所述处理器(201)用于对所述多载波信号进行时间或频率上的偏移来修正所述多载波信号。
8.根据权利要求6或7所述的基于滤波器组的多载波接收器(200)，其特征在于，所述处理器(201)还用于基于修正过的多载波信号与所述多载波信号的参考同步部分之间的相关函数确定所述接收到的M个多载波符号的小数符号定时偏差，基于确定的小数符号定时偏差来修正所述修正过的多载波信号以获得重新修正过的多载波信号，提取所述重新修正过的多载波信号的导频符号(405，407；505，507)，基于提取到的所述重新修正过的多载波信号的导频符号(405，407；505，507)确定接收到的K1或K2个频率子信道的残余载波频率偏移，基于确定的残余载波频率偏移来修正所述重新修正过的多载波信号。
9.根据权利要求8所述的基于滤波器组的多载波接收器(200)，其特征在于，所述处理器(201)还用于基于提取到的所述重新修正过的多载波信号的导频符号(405，407；505，507)和所述多载波信号的参考导频符号确定信道传递函数值。
10.一种基于滤波器组的多载波通信系统(300)，其特征在于，包括：
根据权利要求1至5中任一项所述的基于滤波器组的多载波发射器(100)和
根据权利要求6至9中任一项所述的基于滤波器组的多载波接收器(200)。
11.一种基于滤波器组的用于发射多载波信号的多载波发射方法(800)，其特征在于，所述多载波信号包括同步部分(401；501)和净荷部分(403；503A，503B)，所述同步部分(401；501)包括K1个频率子信道，所述净荷部分(403；503A，503B)包括K2个频率子信道，所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道排列形成M个后续多载波符号，所述方法(800)包括：
将导频序列的后续导频值分配(801)给所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)，其中，P大于1；
将净荷序列的后续净荷值分配(803)给净荷部分(403；503A，503B)的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号(411-421；511-523)；
将后续导频值的后续组分配(805)给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1；
将第二辅助导频符号分配给所述同步部分的最后一个或第二导频符号(407，507)与所述同步部分后的净荷部分(403，503B)的第一个净荷符号(411，515)之间的多载波符号上。
12.根据权利要求11所述的多载波发射方法，其特征在于，还包括：将第一辅助导频分配给所述同步部分前的净荷部分(503A)的最后一个净荷符号(513)和所述同步部分(501)的第一个导频符号(505)之间的多载波符号上。
13.一种基于滤波器组的用于接收多载波信号的多载波接收方法(900)，其特征在于，所述多载波接收方法用于实现频域的同步，所述接收到的多载波信号包括同步部分(401；501)和净荷部分(403；503A，503B)，所述同步部分(401；501)包括K1个频率子信道，所述净荷部分(403；503A，503B)包括K2个频率子信道，所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道排列形成M个后续接收到的多载波符号，其中，导频序列的后续导频值分配给所述同步部分(401；501)的K1个频率子信道的每个第P个频率子信道，以获得所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)，并且，净荷序列的后续净荷值分配给所述净荷部分(403；503A，503B)的K2个频率子信道的后续频率子信道，以获得所述多载波信号的净荷符号(411-421；511-523)，其中，P大于1；后续导频值的后续组分配给所述M个多载波符号的每个第Q个符号，其中，Q大于或等于1，所述方法(900)包括：
基于所述接收到的多载波信号与所述接收到的多载波信号经过Q个符号的值的偏移后的版本之间的相关函数确定(901)所述接收到的M个多载波符号的初始符号定时偏差；
基于确定的初始符号定时偏差来提取(903)所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)；
基于提取到的所述多载波信号的导频符号(405，407；505，507)确定(905)接收到的K1或K2个频率子信道的载波频率偏移；
基于确定的初始符号定时偏差或确定的载波频率偏移来修正(907)所述多载波信号。
14.一种通信设备，其特征在于，可编程设置用以执行根据权利要求11或13所述的方法(800；900)。
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