CN102027696A - 滤波器系数控制装置和方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及滤波器系数控制装置和方法。该滤波器系数控制装置用于对相位恢复装置的滤波器的系数进行控制，所述滤波器系数控制装置包括：相位差异获取装置，用于获取载波与本振之间的相位偏移；自相关计算装置，用于计算所述相位偏移的自相关量；滤波器系数确定装置，根据所述自相关量确定所述滤波器的系数。

Description

滤波器系数控制装置和方法

技术领域

本发明和光通信相关，更具体地说，和光相干接收机相关。

背景技术

随着对光通信系统的容量要求和灵活性要求的逐步提升，相干光通信技术变得越来越重要。和非相干技术(比如“开-关”键控，on-offkey，OOK)或自相干技术(如差分四相相移键控DQPSK)相比，相干技术有如下优点：3dB的光信噪比(OSNR)增益；可以采用更高效的调制技术(如正交调制QAM)来提高传输容量；可以方便地采用电均衡技术来应对信道变化，降低成本等。和电相干技术一样，光相干接收机也需要恢复载波相位。目前，光相干接收机中载波相位恢复普遍是利用数字技术实现的，比如：D.Ly-Gagon等在“Coherent detection of optical quadrature phase-shift keying signals with carrier phase estimation”，(Journal of Lightwave Technology，Vol.24，No.1，January 2006，pp12-21)中提出的基于M次方的方法和Z.Tao等在“Multiplier-free Phase Recovery for Optical Coherent Receivers”(OWT4，OFC2008)中提出的基于数据预判决的方法等。因为信道中光噪声和接收机电噪声的存在，数字相位恢复技术必须对接收到的信号进行滤波来消除噪声的影响从而得到准确的载波相位。这样相位恢复的性能就与滤波器的参数选择密切相关。众所周知，滤波器的参数的优化应该是针对噪声和所滤波的信号(这里就是光载波相位)进行的。而在实际的传输系统中，光载波相位的变化是由很多因素(如发射机/接收机的激光器特性、光纤信道的配置、邻近信道的信号功率等)所共同决定的。而这些因素不是固定不变的又很难通过实时的检测来得到。

图1示出了现有技术的利用数字相位恢复装置的光相干接收机。图1中光90度混频器102、光电转换器(O/E)104和105、模数转换器(ADC)106和107、以及激光器103构成了光相干接收机的前端111。该部分的作用是将接收到的光输入信号101转换成基带电信号108。基带电信号108可以表示为I+jQ＝exp(jφ_d+jφ₀)+n(n为噪声)。一般情况下，基带电信号108既包含了数据信息φ_d，也包含了载波与本振(激光器103)之间的相位偏移φ₀。数字相位恢复装置109的作用就是消除基带电信号108中的相位偏移φ₀。数字相位恢复装置109的输出是数据信息φ_d，而数据恢复装置110根据输入的数据信息恢复出传输的数据。从上述可以看出，数字相位恢复装置109是光相干接收机中极为重要的部分。

现有技术的数字相位恢复装置可以用图2所示的结构来表示。去数据调制器204对输入的数字基带电信号201(108)进行M次方来去除数据相位调制(M为数字相位调制的阶数，比如对QPSK而言，M＝4)，从而获得解调后的信号206，即exp(jMφ₀)+n^*，其中n^*为M次方后的噪声。一般情况下，相位偏移的变化会慢于噪声的变化。所以可以用平均器205来去除噪声的影响。辐角器210根据平均器205的输出207得到相位偏移在[-π/M，π/M]区间的值211，然后解开器212将值211解开为处于区间[-π，π]的值，该值就是相位偏移的估计值最后，减法器208从幅角器202所获得的符号相位中减去相位偏移的估计值

从而得到相位恢复后的信号209。

从上述可见，相位恢复装置的工作性能主要取决于平均器的设计。平均器205可以进行分段的算术平均，也可以进行滑动平均。目前，已经有一些方法来自动地调整进行平均所使用的长度来优化相位恢复的性能，比如(“Adaptive optimization for digital carrier phase estimation in optical coherent receivers”，pages 121-122，2008 Digest of the IEEE/LEOS Summer Topical Meetings)。

但是本申请的发明人在研发本发明的过程中发现，这种优化仅仅针对进行平均所使用的长度的调整而不涉及该长度内各个符号上相位偏移的相对关系，所以，这种优化并不能获得最优的性能。

因而，目前需要一种技术能够自适应地优化数字相位恢复中的滤波器系数，从而使光相干接收机的数字相位恢复装置工作在最佳状态。

发明内容

本发明的实施方式鉴于现有技术的上述问题和局限而作出，用于解决现有技术中存在的一个或更多个问题，至少提供一种有益的选择。

为了实现上述目的，本发明的实施方式提供了以下方面。

方面1、一种滤波器系数控制装置，用于对相位恢复装置的滤波器的系数进行控制，所述滤波器系数控制装置包括：

相位差异获取装置，用于获取载波与本振之间的相位偏移；

自相关计算装置，用于计算所述相位偏移的自相关量；

滤波器系数确定装置，根据所述自相关量确定所述滤波器的系数。

方面2、根据方面1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述相位差异获取装置为减法器，所述减法器用于从输入所述相位恢复装置的训练序列中的各个符号的幅角值中减去所述训练序列的各个符号的数据调制相位而获得所述相位偏移。

方面3、根据方面1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述相位差异获取装置包括减法器和数据调制相位获取单元，

所述数据调制相位获取单元获取所述相位恢复装置的输出信号中的各个符号的数据调制相位或获得对所述输出信号进行解码获得的解码信号中的各个符号的数据调制相位，

所述减法器用于从输入所述相位恢复装置的信号中的各个符号的幅角值中减去所述数据调制相位，从而获得所述相位偏移。

方面4、根据方面3所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述数据调制相位获取单元获取所述相位恢复装置的输出信号中的各个符号的数据调制相位，所述数据调制相位获取单元包括：

2π/M取整器，用于对所述输出信号进行2π/M取整；

乘法器，将所述2π/M取整器所获得的整数值与2π/M相乘；以及

加法器，用于将所述乘法器所获得的乘积与π/M相加。

方面5、根据方面3所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述数据调制相位获取单元获取对所述输入信号进行解码获得的解码信号中的各个符号的数据调制相位，所述数据调制相位获取单元包括：

乘法器，将所述解码信号与2π/M相乘；以及

加法器，用于将所述乘法器所获得的乘积与π/M相加。

方面6、根据方面1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述自相关计算装置包括：

延迟序列获取单元，通过将所述相位偏移进行不同的延迟而获得延迟序列；以及

自相关序列获取单元，根据所述延迟序列，确定相位偏移的自相关量。

方面7、根据方面1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述自相关计算装置包括：

延迟序列获取单元，通过将所述相位偏移进行不同的延迟而获得延迟序列；

噪声抑制单元，用于抑制所述延迟序列中的噪声；

自相关序列获取单元，根据去除噪声后的所述延迟序列，确定滤波器系数的相位偏移的自相关量。

方面8、根据方面1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述滤波器系数确定装置包括：

输入输出互相关确定单元，用于确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关；

输入自相关单元，用于确定滤波器的输入的自相关；以及

系数计算单元，用于根据所述互相关和所述自相关确定滤波器系数。

方面9、根据方面8所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述自相关量为信道白噪声带来的相位波动的方差

相位偏移的变化的方差

相位偏移的归一化的自相关ρ(k)，

所述输入输出互相关确定单元根据以下公式确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关R(k)，(其中M为传输数据的相位调制阶数，比如当传输的数据为QPSK调制时，M＝4)

R(k)＝exp{M²σ_c ²[ρ(k)-1]}；

所述输入自相关单元根据以下公式确定最优滤波器的输入的自相关R′(k)，

$R^{\′}\left(k\right)=\exp \left\{M^2{{\mathrm{\σ}}_c}^2\right[\mathrm{\ρ}\left(k\right)-1\left]\right\}+M^2{\mathrm{\σ}}_n^2\mathrm{\δ}\left(k\right),$

其中，δ(k)为冲击函数，当k为0时，δ(k)为1，当k为0之外的其它值时，δ(k)为0，k为整数，并且-M＜k＜M。

方面10、一种滤波器系数控制方法，用于对相位恢复装置的滤波器的系数进行控制，所述滤波器系数控制方法包括一下步骤：

获取步骤，获取载波与偏振之间的相位偏移；

计算步骤，计算所述相位偏移的自相关量；

根据所述自相关量确定所述滤波器的系数。

方面11、根据方面10所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述获取步骤从输入所述相位恢复装置的训练序列中的各个符号的幅角值中减去所述训练序列的各个符号的数据调制相位而获得所述相位偏移。

方面12、根据方面10所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述获取步骤包括数据调制相位获取步骤和减法步骤，

所述数据调制相位获取步骤获取所述相位恢复装置的输出信号中的各个符号的数据调制相位或获取对所述输出信号进行解码获得的解码信号中的各个符号的数据调制相位，

所述减法步骤用于从输入所述相位恢复装置的信号中的各个符号的幅角值中减去所述数据调制相位，从而获得所述相位偏移。

方面13、根据方面12所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述获取步骤包括：

对所述输出信号或所述解码信号进行2π/M取整；

将所述2π/M取整所获得的整数值与2π/M相乘；以及

将所述相乘所获得的乘积与π/M相加。

方面14、根据方面10所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述计算步骤包括：

将所述相位偏移进行不同的延迟而获得延迟序列；以及

根据所述延迟序列，确定所述相位偏移的自相关量。

方面15、根据方面10所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述计算步骤包括：

将所述相位偏移进行不同的延迟而获得延迟序列；

去除所述延迟序列中的噪声；

根据去除噪声后的所述延迟序列，确定所述相位偏移的自相关量。

方面16、根据方面10所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述滤波器系数确定步骤包括：

确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关；

确定滤波器的输入的自相关；以及

确定最优滤波器的系数。

方面17、根据方面16所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述自相关量为信道白噪声带来的相位波动的方差

相位偏移的变化的方差

相位偏移的归一化的自相关ρ(k)，

根据以下公式确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关R(k)，

R(k)＝exp{M²σ_c ²[ρ(k)-1]}；

根据以下公式确定最优滤波器的输入的自相关R′(k)，

其中，δ(k)为冲击函数，当k为0时，δ(k)为1，当k为0之外的其它值时，δ(k)为0，k为整数，并且-M＜k＜M。

方面18、一种相位恢复装置，包括方面1-9中任一项所述的滤波器系数控制装置。

方面19、根据方面18所述的相位恢复装置，其特征在于，所述相位恢复装置包括串联连接的去数据调制器、归一器和可调滤波器，所述滤波器系数控制装置对所述可调滤波器的滤波器系数进行控制。

方面20、一种数字接收机，其特征在于，包括方面18所述的相位恢复装置。

本发明实施方式的方法不需要信道和/或激光器特性等先验知识，能够跟随信道特性的改变实现自适应的优化从而得到最佳的接收性能。

参照后文的说明和附图，本发明的这些和进一步的方面和特征将变得更加清楚。在所述的说明和附图中，详细公开了本发明的特定实施方式，指明了本发明的原理可以被采用的方式。应该理解，本发明在范围上并不因而受到限制。在所附权利要求的精神和条款的范围内，本发明包括许多改变、修改和等同。

针对一种实施方式描述和/或示出的特征可以以相同或类似的方式在一个或更多个其它实施方式中使用，与其它实施方式中的特征相组合，或替代其它实施方式中的特征。

应该强调，术语“包括/包含”在本文使用时指特征、整件、步骤或组件的存在，但并不排除一个或更多个其它特征、整件、步骤或组件的存在或附加。

附图说明

图1示意性示出了现有技术的利用数字相位恢复装置的光相干接收机；

图2示意性示出了现有技术的数字相位恢复装置；

图3示意性示出了依据本发明实施方式的相位恢复装置的功能框图；

图4示出了依据本发明实施方式的自相关计算器的结构；

图5A示意性示出了本发明实施方式的滤波器系数确定单元的结构；

图5B示出了本发明实施方式的滤波器系数确定单元的处理流程；

图6A示意性示出了在接收机已知符号的数据调制相位的情况下，本发明实施方式的相位恢复装置的流程图；

图6B示意性示出了在接收机不知道符号的数据调制相位的情况下，本发明实施方式的相位恢复装置的工作流程；

图7示意性示出了依据本发明的一种实施方式的数据调制相位获取单元的结构方框图；

图8示意性示出了本发明的滤波器系数控制装置320的处理流程图；

图9示意性示出了本发明实施方式的相位恢复装置中的归一器的方框图；

图10示意性示出了本发明的相位恢复装置中的可调节滤波器的方框图；

图11示意性示出了利用本发明的相位恢复装置的单偏振光相干接收机的方框图；以及

图12示意性示出了利用本发明实施方式的相位恢复装置的双偏振光相干接收机的方框图。

具体实施方式

下面参照附图对依据本发明实施方式的数字相位恢复装置进行详细的说明。

本发明实施方式的基本工作原理是从接收信号中得到相位偏移的统计特性，然后根据相位偏移的统计特性自适应地调节数字相位恢复装置以保证最优的接收性能。

图3示意性示出了依据本发明实施方式的相位恢复装置的功能框图。如图3所示，该装置分为两部分。一部分是受控部分(相位恢复部分)，该部分完成和图2所示的传统数字相位装置同样的功能，其中去数据调制器301对应于图2的去数据调制器204，幅角器307对应于图2中的幅角器202，减法器306对应于图2中的减法器208，幅角器304对应于图2中的幅角器210，解开器305对应于图2中的解开器212。信号308、310和311分别与图2中的信号206、203和207对应。对比图2，图3所示的本发明该实施方式的相位恢复部分在去数据调制器301后增加了归一器302，同时平均器205被实现为可调滤波器303。可调滤波器303通过控制端口与本发明实施方式的相位恢复装置的第二部分(即滤波器系数控制装置320)连接。

如图3所示，滤波器系数控制装置320包括减法器321、自相关计算器322和滤波器系数计算单元323。另外，在某些实施方式中，还可以包括数据调制相位获取单元327。

减法器321用于获取载波与本振之间的相位偏移，是本发明实施方式的相位差异获取装置的一个实施例。减法器321的一个输入是接收的符号的相位，也即相位恢复部分的辐角器307的输出310。减法器321的另一个输入325是接收符号的数据调制相位。根据接收机是否已知符号的数据调制相位，数据调制相位获取单元327可以分为两种情况获取接收符号的数据调制相位。第一种情况是接收机已知符号的数据调制相位的情况，比如在系统中存在训练序列时的情况下，根据事先指定或协议规定，接收机确知训练序列中各个符号的数据调制相位。这时，不需要专门的数据调制相位获取单元。第二种情况是接收机不知道符号的数据调制相位，在这种情况下，可以通过对接收符号进行判决来得到输入325，比如可以将对相位恢复装置300的输出209进行数据判决而得到的数据调制相位作为输入325，或根据最终接收机输出的经解码后的数据来获得输入325。由于接收机总要进行判决和解码，这样获得减法器329的输入325不会增加接收机的处理负担。

自相关计算器322的输入为减法器321的输出，是各符号上的带有信道加性白噪声影响的相位偏移。本发明实施方式的自相关计算器322例如可以由“A Linear Model for Nonlinear Phase Noise Induced by Cross-phase Modulation”(paper OTuD5，OFC2009)中的XPM Monitor实现。其输出信号324为信道白噪声带来的相位波动的方差

相位偏移的变化的方差

(相位偏移的变化可能是因为激光机的相位噪声以及信道间的交叉相位调制等因素引起的)、相位偏移的归一化的自相关ρ(k)。ρ(k)为一个1乘2M的向量，(k为整数且-M＜k＜M)。

图4示意性示出了依据本发明实施方式的自相关计算器322的结构。依据本发明实施方式的自相关计算器322例如可以参照2008年11月28日提交的名称为“相位噪声统计特性监控装置和方法、相干光通信接收机”的国际专利申请PCT/CN2008/073245号。通过引用，将该国际专利申请的全部内容并入本文中，如同在本文中完全阐述一样。

具体地，如图4所示，依据本发明实施方式的自相关计算器322可以包括延迟序列获得单元401、噪声抑制单元402和自相关序列获取单元403。延迟序列获得单元401的输入为去除了数据调制相位后得到的各个符号上的相位偏移，即减法器321的输出326(见图3)，而自相关序列获取单元403利用噪声抑制单元402的输出，确定相位偏移的自相关量等，即自相关计算器322的输出信号324(见图3)。

在延迟序列获得单元401中，同一信号326被分别延迟不同的符号数，从而得到相应的延迟序列。噪声抑制单元402对该延迟序列进行噪声抑制处理。需要注意的是，在某些情况下，根据应用的实际情况，可以省略该噪声抑制单元402。噪声抑制单元402可以包括激光器线宽影响抑制单元和放大器自发辐射噪声影响抑制单元，分别用于抑制激光器线宽影响和放大器自发辐射噪声影响。

回到图3，根据自相关计算器322的输出信号324，滤波器系数确定单元323计算出最优的滤波器系数，从而实现对相位恢复装置的控制。

图5A示意性示出了本发明实施方式的滤波器系数确定单元323的结构。图5B示出了本发明实施方式的滤波器系数确定单元的处理流程。该滤波器系数确定单元的工作原理是根据相位偏移和信道噪声的统计特性来设计滤波器的系数从而得到对相位偏移的跟踪和对噪声抑制之间的最佳折中。对于输入为exp[jM(φ₀+φ_n)]]而输出是

的数字滤波器(φ₀是相位偏移，φ₀是信道加性白噪声所引入的相位波动)，假设φ₀的自相关为ρ(k)，方差为

而φ_n的方差是那么该滤波器系数确定单元确定的滤波器系数可以保证

是对相位偏移φ₀的最小均方误差估计。

如图5A所示，依据本发明实施方式的滤波器系数确定单元包括：输入输出互相关确定单元501，用于确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关；输入自相关单元502，用于确定滤波器的不同时刻的输入的自相关；以及系数计算单元503，用于确定滤波器系数。

图5B中详细描述了滤波器系数确定单元的处理流程。如图5B所示，首先，在步骤S501，根据自相关计算器322的输出324，即

等，输入输出互相关确定单元501计算最优滤波器的输入输出的互相关R(k)，R(k)例如可以根据公式R(k)＝exp{M²σ_c ²[ρ(k)-1]}计算。然后输入自相关单元502计算最优滤波器的输入的自相关R′(k)(步骤S502)，R′(k)的计算方法例如可以为其中，δ(k)为冲击函数，当k为0时，δ(k)为1，当k为0之外的其它值时，δ(k)为0，k是整数并且-M＜k＜M。最后，在步骤S503中，根据R(k)和R′(k)，系数计算单元503计算最优滤波器的系数，计算方法例如可以为

$\left(\begin{array}{c}h\left(1\right)\\ h\left(2\right)\\ .\\ .\\ .\\ h(2L+1)\end{array}\right)={\left(\begin{array}{cccc}{R}^{\′}\left(0\right)& R^{\′}\left(1\right)& ...& R^{\′}\left(2L\right)\\ R^{\′}\left(1\right)& R^{\′}\left(0\right)& ...& R^{\′}(2L-1)\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ .& .& .& .\\ R^{\′}\left(2L\right)& R^{\′}(2L-1)& ...& R^{\′}\left(0\right)\end{array}\right)}^{-1}\left(\begin{array}{c}R\left(L\right)\\ R(L-1)\\ .\\ .\\ .\\ R(-L)\end{array}\right)$

其中L为整数，滤波器长度为2L+1。

下面说明依据本发明实施方式的相位恢复装置的处理流程图。

图6A示意性示出了在接收机已知符号的数据调制相位的情况下，本发明实施方式的相位恢复装置的工作流程。如图6A所示，当系统启动或信道切换时(步骤601)，本发明实施方式的相位恢复装置的相位恢复部分开始使用默认的滤波器工作(步骤602)；在工作的同时记录接收到的训练序列的符号相位(步骤603)。因为训练序列的数据调制相位是接收机已知的，所以滤波器系数控制装置320可以根据所记录的相位和已知的数据调制相位直接得到相位偏移，并根据该相位偏移确定最优滤波器系数(步骤604)。然后，相位恢复装置使用所确定的最优滤波器系数工作(步骤605)。

图6B示意性示出了在接收机不知道符号的数据调制相位的情况下，本发明实施方式的相位恢复装置的工作流程。如图6B所示，当系统启动或信道切换时(步骤606)，本发明实施方式的相位恢复装置的相位恢复部分开始使用默认的滤波器工作(步骤607)；获得输入信号的相位310、以及通过对信号209进行数据判决而得到的数据调制相位，或根据最终接收机输出的经解码后的数据而获得的数据调制相位(步骤608)。

图7示意性示出了依据本发明的一种实施方式的数据调制相位获取单元327的结构方框图。在该实施方式中，以QPSK信号为例，说明了如何进行判决来得到数据调制相位。如图7所示，在该实施例中，相位恢复装置的输出209经π/2取整器701得到数据调制相位所在的象限，比如当数据被调制在第一象限时，π/2取整器701的输出是0，而在第二象限时，π/2取整器701的输出就是1，在第三象限时，π/2取整器701的输出是2，而在第四象限时，π/2取整器701的输出是3。然后在乘法器703处，使π/2取整器701的输出702与π/2相乘。然后，在加法器705处，将乘法器703的输出704加上π/4，得到了数据调制相位π/4、3π/4、5π/4或7π/4(即信号325)。而对于解码后的数据而言，其本身相当于π/2取整器701的输出702，所以可以按相同的方法从解码后的数据得到各个符号的数据调制相位。

应该注意，上面图7的描述是以QSPK为例进行的，当采用相位调制阶数为M的其它调制方式时，其中的π/2取整器701相应变更为2π/M取整器。在乘法器703处，使2π/M取整器的输出与2π/M相乘，并且在加法器705处，使乘法器703的输出与π/M相加。

回到图6B，在步骤609，确定最优滤波器系数。然后，相位恢复装置使用所确定的最优滤波器工作(步骤610)。另外，与图6A所示的情况不同的是，这时必须消除数据判决错误对相位恢复装置的工作性能的影响。所以在本发明的实施方式中，在第一次确定了最优滤波器系数后(即步骤608至步骤610后)，重复一次最优滤波器系数确定的过程(即步骤608至步骤610)以消除因使用最初的默认滤波器而可能带来的大量判决错误对本发明的相位恢复装置的工作性能的影响。

图8示出了图6A中的步骤604和图6B中的步骤609的具体实现，也即示出了本发明的滤波器系数控制装置320的处理流程图。

如图8所示，首先，在步骤801，确定载波相位的偏移，这可以由减法器实现。然后在步骤802，自相关确定装置确定相位偏移的自相关以及噪声所带来的相位波动的方差。此后，在步骤803，滤波器系数确定单元根据自相关确定装置确定出的自相关以及方差，确定最优的滤波器系数。

图9示意性示出了本发明实施方式的相位恢复装置中的归一器的方框图。如图3中所示，归一器302的输入是接收的符号经M次方后的复数值308，取模值器901对复数值308取模。然后通过除法器902将复数值308除以其本身的模值，从而得到辐角与各个输入的复数值308相同但模值始终为1的输出309。这里需要指出的是归一器302可以提高本发明实施方式的自适应相位恢复的工作性能，但它并不是必不可少的。基于硬件限制等因素，归一器也可从本发明的实施方式中省去而不影响本发明实施方式的有效性。

图10示意性示出了本发明实施方式的相位恢复装置中的可调节滤波器303的方框图。如图3所示，可调节滤波器的输入为归一器的输出309(如上文所述，该输入也可以直接是去数据调制器的输出308)。如图10所示，可调节滤波器303包括N个时延为一个符号周期的数字寄存器1001和N个乘法器1002(N为滤波器的抽头数，为大于或等于1的整数)，以及一个求和器1003。可调节滤波器的输入经各个数字寄存器寄存后经乘法器与滤波器的系数328相乘(系数328为一个1乘N的向量)，相乘后的结果经求和器1003求和就得到了输出311。

图11示意性示出了利用本发明的相位恢复装置的单偏振光相干接收机的方框图。对比图1所示的传统的光相关接收机，图11中用本方明实施方式的自适应相位恢复装置300代替了相位恢复装置109，而对其它部分没有改动。

图12示意性示出了利用本发明实施方式的相位恢复装置的双偏振光相干接收机的方框图。对比图11，图12中分别在两个偏振支路上应用了本发明实施方式的相位恢复装置1213和1214。双偏振光相干接收机的其它部分(包括均衡偏振解复用器1212等)均由公知技术实现。

本领域普通技术人员可以意识到，本文所公开的实施方式中描述的各示例的单元及步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。本领域技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。

结合本文中所公开的实施方式描述的方法或算法的步骤可以用硬件、处理器执行的软件模块，或者二者的结合来实施。软件模块可以置于随机存储器(RAM)、内存、只读存储器(ROM)、电可编程ROM、电可擦除可编程ROM、寄存器、硬盘、可移动磁盘、CD-ROM、或本技术领域内所公知的任意其它形式的存储介质中。

以上描述的实施例都是示例性的，不是对本发明的限制，本领域技术人员根据本发明的精神，可以想到各种变型和修改，这些变型和修改也在本发明的范围内。

Claims (10)

1.一种滤波器系数控制装置，用于对相位恢复装置的滤波器的系数进行控制，所述滤波器系数控制装置包括：

相位差异获取装置，所述相位差异获取装置用于获取载波与本振之间的相位偏移；

自相关计算装置，所述自相关计算装置用于计算所述相位偏移的自相关量；

滤波器系数确定装置，所述滤波器系数确定装置根据所述自相关量确定所述滤波器的系数。

2.根据权利要求1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述相位差异获取装置为减法器，所述减法器用于从输入所述相位恢复装置的训练序列中的各个符号的幅角值中减去所述训练序列的各个符号的数据调制相位而获得所述相位偏移。

3.根据权利要求1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述相位差异获取装置包括减法器和数据调制相位获取单元，

所述数据调制相位获取单元获取所述相位恢复装置的输出信号的各个符号的数据调制相位，或获取对所述输出信号进行解码获得的解码信号中的各个符号的数据调制相位，

所述减法器用于从输入所述相位恢复装置的信号中的各个符号的幅角值中减去所述数据调制相位，从而获得所述相位偏移。

4.根据权利要求3所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述数据调制相位获取单元获取所述相位恢复装置的输出信号中的各个符号的数据调制相位，所述数据调制相位获取单元包括：

2π/M取整器，用于对所述输出信号进行2π/M取整，M为所述符号的相位调制阶数；

乘法器，将所述2π/M取整器所获得的整数值与2π/M相乘；以及

加法器，用于将所述乘法器所获得的乘积与π/M相加。

5.根据权利要求1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述自相关计算装置包括：

延迟序列获取单元，通过将所述相位偏移进行不同的延迟而获得延迟序列；以及

自相关序列获取单元，根据所述延迟序列，确定所述相位偏移的自相关量。

6.根据权利要求1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述自相关计算装置包括：

延迟序列获取单元，通过将所述相位偏移进行不同的延迟而获得延迟序列；

噪声抑制单元，用于抑制所述延迟序列中的噪声；

自相关序列获取单元，根据噪声抑制后的所述延迟序列，确定所述相位偏移的自相关量。

7.根据权利要求1所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述滤波器系数确定装置包括：

输入输出互相关确定单元，用于根据所述相位偏移的自相关量确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关；

输入自相关单元，用于根据所述相位偏移的自相关量确定滤波器的输入的自相关；以及

系数计算单元，用于根据所述互相关和所述自相关确定滤波器系数。

8.根据权利要求7所述的滤波器系数控制装置，其特征在于，所述自相关量为信道白噪声带来的相位波动的方差相位偏移的变化的方差

相位偏移的归一化的自相关ρ(k)，

所述输入输出互相关确定单元根据以下公式确定滤波器的输入和理想输出之间的互相关R(k)，

R(k)＝exp{M²σ_c ²[ρ(k)-1]}；

其中M为输入所述相位恢复装置的数据的符号的相位调制阶数，

所述输入自相关单元根据以下公式确定最优滤波器的输入的自相关R′(k)，

$R^{\′}\left(k\right)=\exp \left\{M^2{{\mathrm{\σ}}_c}^2\right[\mathrm{\ρ}\left(k\right)-1\left]\right\}+M^2{\mathrm{\σ}}_n^2\mathrm{\δ}\left(k\right)$

其中，δ(k)为冲击函数，当k为0时，δ(k)为1，当k为0之外的其它值时，δ(k)为0，k为整数，并且-M＜k＜M。

9.一种滤波器系数控制方法，用于对相位恢复装置的滤波器的系数进行控制，所述滤波器系数控制方法包括以下步骤：

获取载波与本振之间的相位偏移；

计算所述相位偏移的自相关量；

根据所述自相关量确定所述滤波器的系数。

10.根据权利要求9所述的滤波器系数控制方法，其特征在于，所述获取载波与本振之间的相位偏移的步骤从输入所述相位恢复装置的训练序列中的各个符号的幅角值中减去所述训练序列的各个符号的数据调制相位而获得所述相位偏移。

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