CN107395287B - 一种频偏估计方法和装置 - Google Patents

一种频偏估计方法和装置 Download PDF

Info

Publication number
CN107395287B
CN107395287B CN201610324172.3A CN201610324172A CN107395287B CN 107395287 B CN107395287 B CN 107395287B CN 201610324172 A CN201610324172 A CN 201610324172A CN 107395287 B CN107395287 B CN 107395287B
Authority
CN
China
Prior art keywords
signal
value
unit
index
frequency offset
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201610324172.3A
Other languages
English (en)
Other versions
CN107395287A (zh
Inventor
姚扬中
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shenzhen ZTE Microelectronics Technology Co Ltd
Original Assignee
Shenzhen ZTE Microelectronics Technology Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shenzhen ZTE Microelectronics Technology Co Ltd filed Critical Shenzhen ZTE Microelectronics Technology Co Ltd
Priority to CN201610324172.3A priority Critical patent/CN107395287B/zh
Priority to PCT/CN2017/084082 priority patent/WO2017198111A1/zh
Publication of CN107395287A publication Critical patent/CN107395287A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN107395287B publication Critical patent/CN107395287B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H04B10/616—Details of the electronic signal processing in coherent optical receivers
    • H04B10/6164—Estimation or correction of the frequency offset between the received optical signal and the optical local oscillator
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
    • H04B10/60—Receivers
    • H04B10/61—Coherent receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
    • H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/223—Demodulation in the optical domain

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Complex Calculations (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Abstract

本发明公开了一种频偏估计方法，包括：对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号；将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并对所述处理后信号进行低通滤波；计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。本发明还同时公开了一种频偏估计装置。

Description

一种频偏估计方法和装置
技术领域
本发明涉及光通信中的频偏处理技术，尤其涉及一种频偏估计方法和装置。
背景技术
随着互联网流量的不断增加，在干线光通信系统中需要更大的容量。然而，当载波以每波长比特率增加时，在传输路径上的色度色散、偏振色散、以及各种非线性效应的波形失真，会导致信息质量的退化变得更加严重。
目前，一般采用数字相干技术来解决上述问题。与非相干技术相比，数字相干技术可以容忍更低的光信噪比，比如：3dB左右的光信噪比增益；可采用电均衡技术来应对信道变化，可降低成本等；可采用更高效的调制技术、以及偏振复用技术来提高传输容量。由于数字相干技术的这些优点能够满足下一代光通信网对更高单波长速率和更高频谱效率的需求，因此，数字相干技术被认为是高速光通信系统的关键技术。
在相干光接收机中，接收到的光信号与本振激光器产生的光信号进行混频，然后经光电变换得到基带电信号，该基带电信号可反映信号光电场包络；之后，对该基带电信号进行采样量化和数字信号处理，最终可恢复出原始发送信号。但在实际应用中，发射机中激光器的频率与接收机中激光器的频率不能保持完全一致，因而，基带电信号会存在非零中频，即频差或称为频偏。因此，必须对相干光接收机中的频偏进行估计，进而对其进行控制或补偿。
图1给出了一种典型的相关法频偏估计装置，该装置是基于相关的方法，对现有频偏进行估计。如图1所示，将进入频差监测器的复信号分成两路，分别连接到寄存器和乘法器，其中，寄存器和取复共轭器对复信号进行延时、共轭处理后，得到延迟后的共轭信号，并将延迟后的共轭信号输出至乘法器的另一个输入端；之后，乘法器将复信号与延迟后的共轭信号相乘，并将结果输出给四次方器，这个过程去除了信号相位噪声对频偏监测的影响。接着，四次方器将对乘法器输出的信号进行四次方运算，并将结果输出给求和器；其中，求和器的作用相当于平均器，可以减小加性噪声对频偏估计的影响。最后，由1/4辐角器对求和器的输出结果进行取1/4辐角操作，并输出频偏估计信号；该频偏估计信号为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
上述现有的频偏估计方法，虽然能在一定程度上对载波频偏进行估计，但尚且存在一些问题：寄存器延迟量D的大小影响频偏估计的测量结果，当D等于1时，为大的相关间隔，此时频偏估计范围大，但估计精度较低；当D增大时，为小的相关间隔，此时估计精度有所提高，但频偏估计范围变小。因此，为了同时兼顾大范围与高精度频偏估计，通常先以D＝1开始工作，当频偏估计收敛到一定精度时，增大D的值。若频偏估计精度达不到预设精度值时，则将D值由小切换到大，这样会带来频偏估计模糊，导致输出错误的频偏估计结果。可见，D值的切换控制比较复杂，进而实现同时兼顾大范围与高精度频偏估计较为困难。
发明内容
有鉴于此，本发明实施例期望提供一种频偏估计方法和装置，能够有效解决频偏估计的大范围与高精度问题。
为达到上述目的，本发明实施例的技术方案是这样实现的：
本发明实施例提供一种频偏估计方法，所述方法包括：
对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号；
将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并对所述处理后信号进行低通滤波；
计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；
对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。
上述方案中，在所述对输入信号进行傅立叶变换之前，所述方法还包括：对所述输入信号进行四次方运算，将所述输入信号变换为四次方信号。
上述方案中，所述输入信号为将数字基带电信号进行均衡滤波后的信号。
上述方案中，所述进行低通滤波包括：采用加权平均滤波器、或一阶无限脉冲响应(IIR，Infinite Impulse Response)数字滤波器进行低通滤波。
上述方案中，所述处理运算包括：模平方运算、或取绝对值运算；相应地，所述处理后信号为模平方信号、或绝对值信号。
上述方案中，所述方法还包括：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
本发明实施例还提供一种频偏估计装置，所述装置包括：傅立叶变换单元、处理单元、低通滤波单元、最大值索引计算单元、插值单元；其中，
所述傅立叶变换单元，用于对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号，并输出给所述处理单元；
所述处理单元，用于将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并输出给所述低通滤波单元；
所述低通滤波单元，用于对所述处理后信号进行低通滤波，得到滤波后信号，并输出给所述最大值索引计算单元和所述插值单元；
所述最大值索引计算单元，用于计算所述滤波后信号的最大值所对应频点的索引，并输出给所述插值单元；
所述插值单元，用于根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值，并对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。
上述方案中，所述装置还包括：信号四次方单元，用于在所述傅立叶变换单元对输入信号进行傅立叶变换之前，对所述输入信号进行四次方运算，将所述输入信号变换为四次方信号。
上述方案中，所述输入信号为将数字基带电信号进行均衡滤波后的信号。
上述方案中，所述进行低通滤波包括：采用加权平均滤波器、或一阶IIR数字滤波器进行低通滤波。
上述方案中，所述处理运算包括：模平方运算、或取绝对值运算；相应地，所述处理后信号为模平方信号、或绝对值信号。
上述方案中，所述插值单元还用于：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
本发明实施例所提供的频偏估计方法和装置，对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号；将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并对所述处理后信号进行低通滤波；计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。如此，采用频域方式能够有效解决频偏估计的大范围与高精度问题；另外，本发明实施例的频偏估计方法和装置中不包含任何复数乘法运算，进而大大降低了算法复杂度。
附图说明
图1为现有典型的相关法频偏估计装置的组成结构示意图；
图2为本发明实施例频偏估计方法的实现流程示意图；
图3为本发明实施例频偏估计方法的具体实现流程示意图；
图4为本发明实施例频偏估计装置的组成结构示意图。
具体实施方式
为了能够更加详尽地了解本发明实施例的特点与技术内容，下面结合附图对本发明实施例的实现进行详细阐述，所附附图仅供参考说明之用，并非用来限定本发明。
需要说明的是：对于数字相干光接收机接收到的信号，可以采用各种调制方式进行调制，例如：二进制相移键控(BPSK，Binary Phase Shift Keying)调制、正交相移键控(QPSK，Quadrature Phase Shift Keying)调制、八移相键控(8-PSK，8Phase ShiftKeying)调制等。本发明适用于上述所有的调制方式。为了简便，本发明实施例是针对数字相干光接收机仅采用QPSK调制中的偏振复用-四相相移键控(PM-QPSK，PolarizationMultiplexing four Phase Shift Keying)的调制方式进行详细说明，其速率为128Gb/s。
将数字相干光接收机接收到的光信号经过光电变换得到基带电信号，对该基带电信号进行均衡和偏振解复用之后，会出现两路信号：x偏振信号和y偏振信号。由于在实际应用中，发射机中激光器的频率与接收机中激光器的频率不能保持完全一致，从而导致均衡器输出的两路偏振信号都有可能存在一定的频偏。因此，需要对x偏振和y偏振两路信号分别进行频偏估计，或者只对其中任意一路偏振信号进行频偏估计，然后将该路的频偏估计结果供给另一路偏振信号使用。为了方便，本发明实施例描述的是对其中任意一路偏振信号的频偏估计。
如图2所示，本发明实施例中频偏估计方法的实现流程，包括以下步骤：
步骤201：对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号；
在执行本步骤之前，所述方法还包括：对所述输入信号进行四次方运算，将所述输入信号变换为四次方信号。
其中，所述输入信号为将数字基带电信号进行均衡滤波后的信号，且该均衡滤波后的信号的并行度为64；对输入信号进行四次方运算，是为了去除数据原始调制相位信息，不过与此同时复信号的频偏也变为了原来的4倍。
这里，由于均衡滤波后的输入信号属于时域信号，是直接在时间域内对信号进行分析，然而，对信号进行时域分析时，有时一些信号的时域参数相同，但并不能说明这些信号就完全相同。因为信号不仅随时间进行变化，还与频率、相位等参数有关，这就需要将时域信号变换为频域信号，通过频谱图进一步分析该信号。可采用快速傅立叶变换(FFT，FastFourier Transform)或离散傅立叶变换(DFT，Discrete Fourier Transform)等方式，将时域信号变换为频域信号。
步骤202：将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并对所述处理后信号进行低通滤波；
其中，所述处理运算包括：模平方运算、或取绝对值运算；相应地，所述处理后信号为模平方信号、或绝对值信号。
这里，对所述处理后信号的每个频点的多次输入的值进行低通滤波，得到滤波后信号，并输出给最大值索引计算单元，同时还将滤波后信号输出给插值单元。
其中，对所述处理后信号进行低通滤波的目的在于：对多次输入的值进行平滑滤波，从而减小噪声对频偏估计的影响。
这里，可选用简单的加权平均滤波器、或一阶IIR数字滤波器进行低通滤波。
步骤203：计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；
这里，具体如何计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引属于现有技术，这里不再一一赘述。
步骤204：对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。
这里，可以根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的两个值，然后对获取的三个值进行插值运算，以得到修正后的最大值索引值。当然，对于采取哪种方式获得修正后的最大值索引值，本发明不做具体限定。
具体如何进行插值运算属于现有技术，这里不再一一赘述。
在执行本步骤之后，所述方法还包括：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
下面对本发明提供的采用频域方式进行频偏估计的具体实现过程作进一步详细介绍：
如图3所示，本发明实施例中频偏估计方法的具体实现流程，包括以下步骤：
步骤301：对输入信号进行四次方运算，得到四次方信号；
步骤302：对所述四次方信号进行FFT后，得到频域信号；
其中，可以通过如下傅立叶变换公式将时域信号变换为频域信号：
其中，k＝0，…，N-1，N为正整数，表示傅立叶变换点数，k为信号图像进行二维离散傅立叶变换后的频域变量，x(n)为输入信号，X(k)为傅立叶变换结果。另外，可用wN来表示，记为wN为二维离散傅立叶变换公式中对应参数的简化写法，中的j为虚单位，j2＝-1。
步骤303：将所述频域信号X(k)进行模平方运算，得到模平方信号S(k)，并对所述模平方信号S(k)进行低通滤波；
这里，可采用如下的模平方运算公式得到模平方信号S(k)：
S(k)＝real(X(k))2+imag(X(k))2
其中，k＝0，…，N-1，N为正整数，表示傅立叶变换点数，k为信号图像进行二维离散傅立叶变换后的频域变量，X(k)为傅立叶变换结果，是一复信号，real(X(k))2为对复信号的实部进行平方的结果，imag(X(k))2为对复信号的虚部进行平方的结果，S(k)为模平方信号。
这里，可选用简单的加权平均滤波器、或一阶IIR数字滤波器进行低通滤波。将低通滤波后的结果记为：N为正整数，表示傅立叶变换点数，k为信号图像进行二维离散傅立叶变换后的频域变量。
步骤304：计算滤波后的模平方信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；
这里，将最大值索引记为kmax，则
步骤305：对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值；
为方便描述，假设获取最大值索引相邻位置的两个值，然后对获取的三个值进行插值运算，将修正后的最大值索引值记为k'max，具体可通过如下公式计算得到k'max：
这里，将k'max的值调整到区间[-N/2，N/2)即可，若k'max≥N/2，则将k'max减去N得到修正后的最大值索引值。
步骤306：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
通过上述本发明实施例中频偏估计方法的实现流程可以看出，该方法不包含任何复数乘法运算，大大降低了算法复杂度。从理论上而言，该方法能够实现任意大频偏的监测。相比现有的基于相关法进行频偏估计的方法，为同时兼顾大范围频偏估计与高精度频偏估计，不需要逐步切换相关间隔D值，而是采用频域方法，进行频域频偏估计，不仅简化了算法的复杂度，还达到了频偏估计范围大，同时又能高精度估计频偏的效果。
为实现上述方法，本发明实施例还提供了一种频偏估计装置，如图4所示，该装置包括傅立叶变换单元41、处理单元42、低通滤波单元43、最大值索引计算单元44、插值单元45；其中，
所述傅立叶变换单元41，用于对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号，并输出给所述处理单元42；
所述处理单元42，用于将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并输出给所述低通滤波单元43；
所述低通滤波单元43，用于对所述处理后信号进行低通滤波，得到滤波后信号，并输出给所述最大值索引计算单元44和所述插值单元45；
所述最大值索引计算单元44，用于计算所述滤波后信号的最大值所对应频点的索引，并输出给所述插值单元45；
所述插值单元45，用于根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值，并对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。
其中，所述插值单元45还用于：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
这里，所述装置还包括：信号四次方单元46，用于在所述傅立叶变换单元41对输入信号进行傅立叶变换之前，对所述输入信号进行四次方运算，将所述输入信号变换为四次方信号。
其中，所述输入信号为将数字基带电信号进行均衡滤波后的信号。
这里，可采用加权平均滤波器、或一阶IIR数字滤波器进行低通滤波；所述处理运算包括：模平方运算、或取绝对值运算；相应地，所述处理后信号为模平方信号、或绝对值信号。
在实际应用中，所述傅立叶变换单元41、处理单元42、低通滤波单元43、最大值索引计算单元44、插值单元45、信号四次方单元46均可由位于计算机装置，如个人计算机的中央处理器(CPU，Central Processing Unit)、微处理器(MPU，Micro Processor Unit)、数字信号处理器(DSP，Digital Signal Processor)、或现场可编程门阵列(FPGA，FieldProgrammable Gate Array)等实现。
本发明实施例对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号；将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并对所述处理后信号进行低通滤波；计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值。如此，采用频域方式能够有效解决频偏估计的大范围与高精度问题；另外，本发明实施例的频偏估计方法和装置中不包含任何复数乘法运算，进而大大降低了算法复杂度。
以上所述，仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的保护范围，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (6)

1.一种频偏估计方法，其特征在于，所述方法包括：
对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号；其中，所述输入信号为将数字基带电信号进行均衡滤波后的信号；
将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并对所述处理后信号进行低通滤波；
计算滤波后信号的最大值所对应频点的索引，根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值；
对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值；
在所述对输入信号进行傅立叶变换之前，所述方法还包括：对所述输入信号进行四次方运算，将所述输入信号变换为四次方信号；
所述方法还包括：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述进行低通滤波包括：采用加权平均滤波器、或一阶无限脉冲响应IIR数字滤波器进行低通滤波。
3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述处理运算包括：模平方运算、或取绝对值运算；相应地，所述处理后信号为模平方信号、或绝对值信号。
4.一种频偏估计装置，其特征在于，所述装置包括：傅立叶变换单元、处理单元、低通滤波单元、最大值索引计算单元、插值单元；其中，
所述傅立叶变换单元，用于对输入信号进行傅立叶变换后，得到频域信号，并输出给所述处理单元；其中，所述输入信号为将数字基带电信号进行均衡滤波后的信号；
所述处理单元，用于将所述频域信号进行处理运算，得到处理后信号，并输出给所述低通滤波单元；
所述低通滤波单元，用于对所述处理后信号进行低通滤波，得到滤波后信号，并输出给所述最大值索引计算单元和所述插值单元；
所述最大值索引计算单元，用于计算所述滤波后信号的最大值所对应频点的索引，并输出给所述插值单元；
所述插值单元，用于根据最大值索引位置的值，获取最大值索引相邻位置的值，并对获取的所有值进行插值运算，得到修正后的最大值索引值；
所述装置还包括：信号四次方单元，用于在所述傅立叶变换单元对输入信号进行傅立叶变换之前，对所述输入信号进行四次方运算，将所述输入信号变换为四次方信号；
所述插值单元还用于：将所述修正后的最大值索引值除以四倍的傅立叶变换点数的值，作为频偏在一个采样周期内引起的信号相位增量。
5.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述进行低通滤波包括：采用加权平均滤波器、或一阶IIR数字滤波器进行低通滤波。
6.根据权利要求4所述的装置，其特征在于，所述处理运算包括：模平方运算、或取绝对值运算；相应地，所述处理后信号为模平方信号、或绝对值信号。
CN201610324172.3A 2016-05-16 2016-05-16 一种频偏估计方法和装置 Active CN107395287B (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610324172.3A CN107395287B (zh) 2016-05-16 2016-05-16 一种频偏估计方法和装置
PCT/CN2017/084082 WO2017198111A1 (zh) 2016-05-16 2017-05-12 一种频偏估计方法、装置及计算机存储介质

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201610324172.3A CN107395287B (zh) 2016-05-16 2016-05-16 一种频偏估计方法和装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN107395287A CN107395287A (zh) 2017-11-24
CN107395287B true CN107395287B (zh) 2019-12-13

Family

ID=60325695

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201610324172.3A Active CN107395287B (zh) 2016-05-16 2016-05-16 一种频偏估计方法和装置

Country Status (2)

Country Link
CN (1) CN107395287B (zh)
WO (1) WO2017198111A1 (zh)

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110943950B (zh) * 2019-11-26 2020-11-06 北京理工大学 一种基于幅度放大和相位旋转的fft频偏估计方法
CN111458563B (zh) * 2020-03-05 2023-06-16 西安宇飞电子技术有限公司 一种双谱线幅度测量信号频偏的方法及装置
CN112444788B (zh) * 2020-11-09 2023-11-24 厦门大学 补零信号的频率估计方法
CN113721213B (zh) * 2021-07-26 2023-10-10 森思泰克河北科技有限公司 生命体检测方法、终端及存储介质

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103856431A (zh) * 2014-03-04 2014-06-11 中国人民解放军理工大学 基于快速傅里叶变换的mpsk调制下开环载波同步算法
CN104597321A (zh) * 2015-01-28 2015-05-06 常洪山 基于四条离散傅里叶复数谱线的信号频率测量方法及装置
CN105372492A (zh) * 2014-08-31 2016-03-02 盛吉高科（北京）科技有限公司 基于三条dft复数谱线的信号频率测量方法

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100973013B1 (ko) * 2008-12-22 2010-07-30 삼성전기주식회사 Ｏｆｄｍ 시스템의 샘플링 주파수 옵셋 추정 장치 및 그 방법
US8428209B2 (en) * 2010-03-02 2013-04-23 Vt Idirect, Inc. System, apparatus, and method of frequency offset estimation and correction for mobile remotes in a communication network
TWI487334B (zh) * 2012-12-26 2015-06-01 Mstar Semiconductor Inc 載波頻率偏移補償裝置及方法
CN106059973B (zh) * 2016-07-26 2019-10-18 广州海格通信集团股份有限公司 频偏估计方法和系统

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103856431A (zh) * 2014-03-04 2014-06-11 中国人民解放军理工大学 基于快速傅里叶变换的mpsk调制下开环载波同步算法
CN105372492A (zh) * 2014-08-31 2016-03-02 盛吉高科（北京）科技有限公司 基于三条dft复数谱线的信号频率测量方法
CN104597321A (zh) * 2015-01-28 2015-05-06 常洪山 基于四条离散傅里叶复数谱线的信号频率测量方法及装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
基于三谱线插值FFT的电力谐波分析算法_牛胜锁;牛胜锁 等;《中国电机工程学报》;20120605;第130-136页 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2017198111A1 (zh) 2017-11-23
CN107395287A (zh) 2017-11-24

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5590090B2 (ja) 周波数オフセット補償装置及び方法並びに光コヒーレント受信機
CN107395287B (zh) 一种频偏估计方法和装置
CA2765362C (en) Method for carrier frequency recovery and optical intradyne coherent receiver
EP3048746B1 (en) Method and device for estimation of chromatic dispersion in optical coherent communication
US20130138375A1 (en) System and Methods for Adaptive Equalization for Optical Modulation Formats
JP2009253971A (ja) デジタルコヒーレント光受信器において使用される周波数オフセット検出装置および検出方法
US8514922B2 (en) Filter coefficient control apparatus and method
JP5316736B1 (ja) デジタル受信機及び波形補償方法
JP2015510366A (ja) 波長分散処理の装置及び方法
JP6310091B2 (ja) 色度分散測定方法、装置およびデジタルコヒーレント受信機
WO2014194940A1 (en) Coherent optical receiver
CN102439879A (zh) 滤光设备
US8218614B2 (en) Electronic equalization and electronic depolarization method, receiving end equipment, and communication system
JP7417743B2 (ja) 周波数領域等化方法、等化器、光受信器、及びシステム
US10505641B2 (en) Clock recovery for band-limited optical channels
CN110753011A (zh) 一种针对gmsk信号的单载波均衡方法
WO2018006800A1 (zh) 用于qpsk系统的时钟均衡方法、装置及系统
JP6380403B2 (ja) 搬送波周波数偏差推定装置および搬送波周波数偏差推定方法
JPWO2015075895A1 (ja) 非線形歪補償器、それを用いた光受信器、および非線形歪補償方法
JP2014195149A (ja) 光受信装置および光受信方法
CN110168967B (zh) 一种光接收机及延时估计方法
EP2976852B1 (en) Timing recovery apparatus
EP2862297A1 (en) Receiver for optical transmission system
WO2022201387A1 (ja) 周波数オフセット推定装置、受信装置、周波数オフセット推定方法及びプログラム
CN103109481B (zh) 非线性的补偿方法、装置及信号接收系统

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant