JP2009253971A - デジタルコヒーレント光受信器において使用される周波数オフセット検出装置および検出方法 - Google Patents

Abstract

【課題】デジタルコヒーレント受信において、周波数オフセットの検出可能領域を広くする。
【解決手段】偏角差分算出部（偏角計算機３０１、レジスタ３０３、引き算器３０４）は入力信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出する。引き算器３０６は、算出された偏角差分から、ループフィルタ３１２の出力を差し引く。２π／Ｍ量子化器３０８は、引き算器３０６の出力に対して、予め決められた間隔で均一な量子化を実行する。引き算器３１０は、偏角差分算出部により得られる偏角差分から、２π／Ｍ量子化器３０８の出力を差し引く。ループフィルタ３１２は、引き算器３１０の出力を平均化する。
【選択図】図３

Description

本発明は、デジタルコヒーレント光受信器に係わる。例えば、デジタルコヒーレント光受信器において周波数オフセットを検出する装置および方法に適用可能である。

従来の強度変調直接検波あるいは位相変調遅延干渉検波と比べて、コヒーレント光通信技術は、デジタル信号処理技術を利用することで低い光信号対雑音（光Ｓ／Ｎ）比を許容し、線形ダメージを補償すると共に、高いスペクトル利用性を実現することができる。コヒーレント光通信技術のこれらの利点は、次世代の光通信ネットワークにおけるより高い単一波長レートおよびスペクトル効率についての要求を満たし、大きな利益をもたらす。

コヒーレント光受信器において、信号光は、ローカルレーザにより生成されるローカル発振光と掛け合わされ、光電変換の後に、信号光の電場エンベロープを表すベースバンド電気信号が得られる。ベースバンド電気信号についてサンプリング量子化およびデジタル信号処理を行うことにより、元の送信信号が再生される。しかしながら、実際には、送信機のレーザの周波数および受信機のレーザの周波数が同じであることを保証できない。このため、ベースバンド電気信号において、ゼロでない中間周波数、すなわち、周波数オフセットが発生してしまう。現在、商用可能なレーザの発振周波数の誤差は、例えば±２．５ＧＨｚであり、この場合、実システムにおける周波数オフセットは、±５ＧＨｚに達する。

したがって、コヒーレント光受信器における周波数オフセットは、制御および補償するためには、（少なくとも±５ＧＨｚに達する検出領域において）検出されなければならない。他方、光通信システムは、非常の高い信号レートで、絶え間なく動作している。このため、複雑さが低く、精度の高い周波数オフセット検出方法が望まれている。

図１は、公知のコヒーレント光受信器の構成を示す。図１に示すように、９０度光ミキサ１０３は、受信光信号１０１にローカル発振レーザ１０４から出力される連続光１０２を掛け合わせ、バランスド光電検出器１０５、１０６に出力する。バランスド光電検出器１０５、１０６は、それぞれ光信号を、ベースバンド電気信号の同相成分（Ｉ成分）および直交成分（Ｑ成分）に変換する。続いて、Ａ／Ｄ変換器１０７、１０８によりサンプリングおよび量子化されることにより、ベースバンド信号の２つのブランチから離散デジタルベースバンド複素信号１０９（複素信号離散系列、複素信号系列、複素信号サンプリング系列と呼ぶことがある。）が得られる。ローカル発振レーザ１０４、バランスド光電検出器１０５、１０６、Ａ／Ｄ変換器１０７、１０８は、デジタルコヒーレント光受信器のフロントエンド処理部を構成する。

電気イコライザ１１０は、複素信号系列１０９に対して等化フィルタリングを実行して線形伝送ダメージを補償する。この結果、電気イコライザ１１０から出力される信号の波長分散は、ほぼ完全に補償されている。デジタル信号処理モジュール１１６は、信号１１１に対して、搬送波位相の再生および差動復号などを実行し、送信データ１１７を再生する。

搬送波とローカル発振レーザとの間には周波数オフセットが存在するので、その周波数オフセットを検出するために、複素信号１０９が分岐されて周波数オフセット検出装置１１２へ導かれる。このとき、もし、波長分散などのダメージが周波数オフセットの検出に影響を及ぼすことを回避したいのであれば、電気イコライザ１１０から出力される信号１１１を分岐して周波数オフセット検出装置１１２へ導くようにしてもよい。

周波数オフセット検出装置１１２は、複素信号１０９（または、信号１１１）に対して対応する処理を実行して周波数オフセット検出信号１１３を生成し、周波数オフセットを制御するためにその検出信号１１３を使用する。周波数オフセット制御としては、２つの作用モードがある。第１のモードは、フィードバック制御モードである。フィードバック制御モードでは、周波数オフセット検出装置１１２は、ローカル発振制御部１１４に対して周波数オフセット検出信号１１３を出力する。そうすると、ローカル発振制御部１１４は、ローカル発振レーザ１０４の出力周波数が信号搬送周波数に一致するように調整するために、周波数オフセット検出信号１１３をローカル発振周波数制御信号１１５に変換する。他のモードは、フィードフォワード補償モードである。フィードフォワード補償モードでは、周波数オフセット検出装置１１２は、デジタル信号処理モジュール１１６に対して周波数オフセット検出信号１１３を出力する。そうすると、デジタル信号処理モジュール１１６は、その周波数オフセット検出信号１１３に従って、デジタル領域において信号１１１の周波数オフセットを補償する。

図２は、非特許文献１に記載の周波数オフセット検出装置の構成を示す図である。図２において、周波数オフセット検出装置１１２に入力される複素信号１０９（または、１１１）は、２つのブランチに分岐され、一方はレジスタ２０１に導かれ、他方は乗算器２０４に導かれる。レジスタ２０１および複素共役計算機２０２は、複素信号１０９（または、１１１）に対して遅延／共役演算を実行して信号２０３を得る。その信号２０３は、乗算器２０４の他の入力端子に導かれる。乗算器２０４は、複素信号１０９（または、１１１）に信号２０３を乗算し、その乗算結果を４乗計算機２０５に出力する。この処理により、周波数オフセット検出における信号の位相雑音の影響が取り除かれる。ここで、例えば、ＱＰＳＫ変調信号において取り得る値は、±π／４、±３π／４であり、乗算器２０４から出力される信号の変調情報として取り得る値は、０、±π／２、±π、±３π／４である。４乗計算機２０５を通過すると変調情報が除去されるが、このとき、周波数オフセットは、４倍になってしまう。総和器２０６は、周波数オフセット検出において付加される雑音の影響を減らすための平均化器として動作する。最後に、１／４偏角計算機２０７は、総和器２０６の出力に対して１／４偏角演算を実行し、周波数オフセット検出信号１１３を出力する。この周波数オフセット検出信号１１３は、１サンプリング期間における周波数オフセットにより導入される信号位相利得を表す。
"Frequency Estimation in Intradyne Reception", Andreas Leven et al., IEEE Photonics Technology Letters, Volume: 19, No. 6, March 15, pages 366-368

非特許文献１に記載の方法には２つの問題がある。第１に、１／４偏角計算機の出力領域は [−π／４，＋π／４] であるので、この方法により検出可能な周波数オフセットの領域は、 [−Ｒｓ／８，＋Ｒｓ／８] である。Ｒｓは、シンボルレートを表す。ここで、現在の光伝送における最速シンボルレートは、２０Ｇシンボル／秒である。そこで、このようなシステムを考えると、この方法で見積もることができる周波数オフセット領域は、せいぜい [−2.5GHz，＋2.5GHz] であり、要求される検出領域 [−5GHz，＋5GHz] の半分に過ぎない。

第２に、上記方法は、複素数の乗算演算だけでなく複素数の４乗演算も含むので、実数の加算、減算、論理演算と比較して、計算の複雑さが非常に高くなる。このため、現在のデジタル信号処理技術を考えると、そのような計算の複雑さを持つ光伝送システムで、１
０Ｇシンボル／秒または２０Ｇシンボル／秒のシンボル系列を処理することは、実用的ではない。

本発明は、上述の課題の少なくとも１つを解決するものである。
本発明の１つの実施形態に係る周波数オフセット検出装置は、デジタルベースバンド電気信号を生成するフロントエンド処理部および前記デジタルベースバンド電気信号に対して等化フィルタリングを行うイコライザを備えるデジタルコヒーレント光受信器において使用され、前記デジタルベースバンド電気信号または前記イコライザの出力信号の周波数オフセットを検出する。この周波数オフセット検出装置は、偏角差分算出部と、第１の引き算器と、量子化器と、第２の引き算器と、平均化器、を備え、前記偏角差分算出部は、入力信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出し、前記第１の引き算器は、前記偏角差分算出部により得られる偏角差分から、前記平均化器の出力を差し引き、前記量子化器は、前記第１の引き算器の出力に対して、予め決められた間隔で均一な量子化を実行し、前記第２の引き算器は、前記偏角差分算出部により得られる偏角差分から、前記量子化器の出力を差し引き、前記平均化器は、前記第２の引き算器の出力を平均化する。

他の態様においては、前記デジタルコヒーレント光受信器は、ＭＰＳＫ変調を使用し、前記量子化器は、入力に対して２π／Ｍ間隔で均一な量子化を実行する２π／Ｍ量子化器であり、Ｍは、２のべき乗であって、各シンボルがlog₂Ｍビットの情報を運ぶＭ値位相シフトキーイング変調で使用される信号のコンステレーション点の数を表す。

さらに他の態様においては、前記量子化器は、まるめ込み器および乗算器を備え、前記まるめ込み器は、前記量子化器への入力を２π／Ｍで除算し、さらに整数を得るようにその除算の結果をまるめ込み、前記乗算器は、前記整数に２π／Ｍを乗算して前記量子化器の出力を得る。

さらに他の態様においては、Ｍは、２、４、８、または１６である。
さらに他の態様においては、前記偏角差分算出部は、偏角算出部、レジスタ、引き算器を備え、前記偏角算出部は、前記ベースバンド電気信号の偏角を算出し、前記レジスタは、前記偏角算出部により算出される偏角を１シンボル期間だけ遅延させ、前記引き算器は、前記偏角算出部により算出される偏角から、前記レジスタにより出力される偏角を差し引く。

さらに他の態様においては、前記デジタルコヒーレント光受信器は、前記ベースバンド電気信号をＮブランチの信号に分離するシリアル／パラレル変換器と、前記Ｎブランチの信号に対して等化フィルタリングを実行して等化フィルタされたＮブランチの信号を出力するイコライザと、前記Ｎブランチの信号の周波数オフセットまたは前記イコライザにより出力される等化フィルタされたＮブランチの信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出器、を備え、前記偏角差分算出部は、第１の偏角部、第２の偏角部、および引き算器を備え、前記第１の偏角部は、前記Ｎブランチの信号の中の１つのブランチの信号の偏角、または等化フィルタされたＮブランチの信号の中の１つのブランチの信号の偏角を算出し、前記第２の偏角部は、前記Ｎブランチの信号の中の前記１つのブランチの信号に隣接するブランチの信号であって前記１つのブランチの信号に対して１シンボル時間だけ遅れた信号の偏角、または等化フィルタされたＮブランチの信号の中の１つのブランチの信号に隣接するブランチの信号であって前記等化フィルタされた１つのブランチの信号に対して１シンボル時間だけ遅れた信号の偏角を算出し、前記引き算器は、前記第１の偏角部により算出された偏角から、前記第２の偏角部により算出された偏角を差し引く（Ｎは、１よりも大きな整数）。

さらに他の態様においては、前記デジタルコヒーレント光受信器は、前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号に対して低速サンプリングを実行して、互いに１シンボルだけ異なる２つのブランチ信号を生成する抽出部と、前記２つのブランチ信号における周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出器、を備え、前記偏角差分算出部は、第１の偏角部、第２の偏角部、および引き算器を備え、前記第１の偏角部は、前記２つのブランチ信号の中の一方のブランチ信号の偏角を算出し、前記第２の偏角部は、前記２つのブランチ信号の中の他方のブランチ信号の偏角を算出し、前記引き算器は、前記第１の偏角部により算出された偏角から、前記第２の偏角部により算出された偏角を差し引く。

さらに他の態様においては、前記抽出部は、第１の低速サンプリング部、第２の低速サンプリング部、およびレジスタを備え、前記第１の低速サンプリング部は、前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号に対して低速サンプリングを実行し、前記レジスタは、前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号を、１シンボル期間だけ遅延させ、前記第２の低速サンプリング部は、前記レジスタによって遅延させられた前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号に対して低速サンプリングを実行する。

さらに他の態様においては、前記量子化器は、ある領域内の信号のみを量子化する。
本発明の１つの実施形態に係る周波数オフセット検出方法は、デジタルベースバンド電気信号を生成するフロントエンド処理部および前記デジタルベースバンド電気信号に対して等化フィルタリングを行うイコライザを備えるデジタルコヒーレント光受信器において使用され、前記デジタルベースバンド電気信号または前記イコライザの出力信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出方法であって、偏角差分算出ステップと、第１の引き算ステップと、量子化ステップと、第２の引き算ステップと、平均化ステップ、を備え、前記偏角差分算出ステップは、入力信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出し、前記第１の引き算ステップは、前記偏角差分算出ステップにより得られる偏角差分から、前記平均化ステップの出力を差し引き、前記量子化ステップは、前記第１の引き算ステップの出力に対して、予め決められた間隔で均一な量子化を実行し、前記第２の引き算ステップは、前記偏角差分算出ステップにより得られる偏角差分から、前記量子化ステップの出力を差し引き、前記平均化ステップは、前記第２の引き算ステップの出力を平均化する。

上述の装置および方法は、上述した各要素の機能を実現するソフトウェアによる動作に基づいて、パーソナルコンピュータ等の計算機のＣＰＵにより実装可能である。したがって、上述した装置、ユニット、方法を計算機に実装させるコンピュータソフトウェアも、本発明について保護すべき範囲に属するものである。

また、上述のようなソフトウェアを格納するコンピュータ読取り可能な記録媒体も、本発明について保護すべき範囲に属する。コンピュータ読取り可能な記録媒体は、光学的、電気的、磁気的作用などにより情報を格納する媒体、例えば、フロッピー（登録商標）ディスク、磁気ディスク、ＣＤ、ＤＶＤ、フラッシュメモリ、ＭＯなどである。

本発明の１つの態様によれば、光コヒーレント受信器において使用される周波数オフセット検出（見積もり）方法および周波数オフセット検出（見積もり）装置が提供される。これらの方法および装置は、実システムにおいて発生し得る周波数オフセットを、安定的にかつ正確に見積もることができる。また、これらの方法および装置は、複素数の乗算演算を含まないので、計算の複雑さが大幅に低下する。このとき、論理的には、どのような大きさの周波数オフセットであっても、安定的かつ正確な検出が可能である。さらに、設計段階で、シンボルレートおよび必要とする周波数オフセット検出領域に応じて、周波数オフセット検出装置を簡略化することができるので、処理の複雑さをさらに低下させることができる。

本発明によれば、デジタルコヒーレント受信における周波数オフセット検出の処理の複雑さを低くすること、または周波数オフセットの検出領域を広くすること、の少なくとも一方が実現される。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。
デジタルコヒーレント光受信器において、信号は、ＢＰＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調、８ＰＳＫ変調、１６ＰＳＫ変調などの様々な変調方法で変調されている。本発明は、これらのすべての変調方法に適用可能であるが、説明を簡単にするために、以下の説明では、変調方法がＱＰＳＫである場合を記載する。

図３は、本発明の一実施形態に係わる周波数オフセット検出装置３００を示す。周波数オフセット検出装置３００には、図１に示すように、複素信号１０９（または、１１１）が与えられる。

ＱＰＳＫ変調においては、複素信号１０９（または、１１１）のｋ番目のサンプル値は下式で表される。

Ａ(k)は、信号の振幅である。φ_MOD(k)は、変調情報であり、その値は±π／４、±３π／４である。φ_PN(k)は、位相雑音である。Δωは、周波数オフセットである。Ｔは、シンボル期間である。ｋΔωＴは、周波数オフセットにより生じる位相利得量である。そして、ｎ_ASE(k)は、複素ガウス白色雑音である。

偏角計算機３０１は、複素信号１０９（または、１１１）の偏角３０２を算出し、その計算結果を、レジスタ３０３および引き算器３０４の正入力端子へ出力する。偏角３０２は、下式で表される。

φ_ASE(k)は、ガウス白色雑音により生じる位相誤差である。ここで、偏角計算機３０１の出力領域は [−π，＋π] であるので、Ｍ_k２πは、偏角計算機３０１により生じる３６０度不確定性（アンビギュイティ）を示した値である。例えば、「９π／２」は、「Ｍ_k＝２」を用いて「π／２＋２×２π」で表される。レジスタ３０３は、偏角計算機３０１により算出される偏角３０２を、１シンボル期間だけ遅延させる。引き算器３０４は、偏角３０２からレジスタ３０３の出力を引き算し、偏角差分３０５を得る。すなわち、互いに隣接するシンボル（ｋ番目のシンボルとｋ−１番目のシンボル）についての偏角値の差分が算出される。引き算器３０４から出力される偏角差分３０５は、下式で表される。

なお、偏角差分は、他の方法によっても得ることができる。例えば、偏角差分は、図２に示すレジスタ２０１、複素共役計算機２０２、乗算器２０４を用い、乗算器２０４の出力について偏角演算を実行することによっても得られる。

位相雑音φ_PN(k)はゆっくりと変化する。すなわち、ｋ番目のシンボルの位相雑音とｋ−１番目のシンボルの位相雑音は、ほぼ同じである（φ_PN(k)≒φ_PN(k-1)）。よって、偏角差分３０５においては、位相雑音による影響はすでに除去されている。このあと、偏角差分３０５は、引き算器３０６の正入力端子および引き算器３１０の正入力端子に導かれる。引き算器３０６は、偏角差分３０５から検出信号１１３（すなわち、ΔωＴ）を差し引くことにより、下記の信号３０７を得る。

ここで、ＱＰＳＫにおいては、変調情報φ_MOD(k)の値は、±π／４、±３π／４である。よって、差動変調情報Δφ_MOD(k)は、「φ_MOD(k)−φ_MOD(k-1)」であり、π／２の整数倍である。また、３６０度アンビギュイティ（Ｍ_k−Ｍ_k-1）２πも、π／２の整数倍である。したがって、差分変調情報および３６０度アンビギュイティの総和３０９は、信号３０７を、π／２量子化器３０８を通過させるだけで得られる。

信号３０７に含まれている「φ_ASE(k)」及び「φ_ASE(k-1)」は、通信環境が良好であれば、十分に小さい値であり、「φ_ASE(k)−φ_ASE(k-1)」も十分に小さい値である。したがって、「φ_ASE(k)−φ_ASE(k-1)」は、π／２量子化器３０８を通過する際に、ゼロにまるめ込まれる。このとき、「φ_ASE(k)−φ_ASE(k-1)」は十分に小さいので、発生する量子化誤差は無視することができる。

引き算器３１０は、偏角差分３０５から総和３０９を差し引くことにより、下記の信号３１１を得る。

信号３１１の雑音項（すなわち、「φ_ASE(k)−φ_ASE(k-1)」）は、平均化するとゼロになる高速に変化する独立したランダムな変数と考えることができるので、ループフィルタ３１２でフィルタリングすることにより除去され得る。ループフィルタ３１２は、定数係数乗算器３１３、３１７、加算器３１５、レジスタ３１８により構成される。乗算器３１３は、入力信号３１１に定数係数「１−ｇ（ｇは、ゼロよりも大きく１よりも小さい実数）」を乗算して信号３１４を生成し、その信号３１４を加算器３１５の入力端子へ出力する。加算器３１５は、信号３１４に信号３１６を加算する。加算器３１５の加算結果である信号１１３は、レジスタ３１８に入力されると共に、ループフィルタ３１２から出力される。レジスタ３１８に保持されるデータは、１シンボル期間だけ遅延させられた後、乗算器３１７によって定数係数ｇが乗算され、この乗算により信号３１６が生成される。信号３１６は、次の入力信号の処理のために、加算器３１５の他方の入力端子に出力される。

このように、信号３１１は、ループフィルタ３１２により平均化されると、雑音項が除去される。すなわち、ループフィルタ３１２から出力される信号１１３は、周波数オフセ
ット成分Δωを表す。なお、図３に示す偏角計算機３０１、レジスタ３０３、引き算器３０４は、本発明の偏角差分算出部に相当する。
図３に示す周波数オフセット検出装置が備える２π／Ｍ量子化器３０８は、２つのモードにより実現される。

図４は、２π／Ｍ量子化器３０８の実施例を示す。図４に示すように、本実施例の２π／Ｍ量子化器３０８は、互いに直列的に接続された２π／Ｍまるめ込み器４０１および２π／Ｍ乗算器４０２を備える。２π／Ｍ量子化器３０８への入力は、まず、２π／Ｍまるめ込み器４０１により２π／Ｍで除算され、さらにまるめ込まれ、これにより対応する整数が得られる。２π／Ｍ乗算器４０２は、２π／Ｍまるめ込み器４０１により得られる整数に、２π／Ｍを乗算する。これにより、２π／Ｍ量子化器３０８の出力が得られる。なお、この処理は、実質的には、ランダムに入力される信号に対して２π／Ｍの間隔で均一な量子化を行うことに相当する。また、この量子化器は、無限領域２π／Ｍ量子化器である。例えば、ＱＰＳＫ（４値位相シフトキーイング）変調モードにおいては「Ｍ＝４」であり、この量子化器は、ランダムに入力される値に対してπ／２の間隔で均一な量子化を行うことができる。

ここで、図４に示す２π／Ｍ量子化器３０８に信号３０７が入力されると、２π／Ｍまるめ込み器４０１により、「φ_ASE(k)−φ_ASE(k-1)」は、まるめ込まれて、例えばゼロになる。これに対して差動変調情報および３６０度不確定性は、いずれもπ／２の整数倍なので、２π／Ｍ量子化器３０８による量子化によって、その値が変わることはない。したがって、２π／Ｍ量子化器３０８から出力される総和３０９は、差動変調情報および３６０度アンビギュイティの和を表す。

このように、π／２量子化器３０８の入力領域は任意の大きさである。すなわち、−π〜＋πの範囲を超える位相は、３６０度アンビギュイティを用いて表される。よって、上述のような量子化器を用いる周波数オフセット検出装置は、任意の大きさの周波数オフセットを検出できる。

図４に示す量子化器の利点は、大きさがランダムな入力信号に対して２π／Ｍ量子化を実行できることである。しかし、この構成は、各処理において除算および乗算が必要なので、必要に応じて処理をさらに容易にするようにしてもよい。

図５は、量子化器の他の実施例を示す。図５に示す２π／Ｍ量子化器（ＱＰＳＫにおいては、Ｍ＝４であり、π／２量子化器）は、より複雑さが低い。この構成では、特定の領域（すなわち、−Ｌ×２π／Ｍ〜＋Ｌ×２π／Ｍ）の信号に対してのみ量子化が可能であり、この領域を越える入力信号は、遮断される。このような複雑さの低い２π／Ｍ量子化器は、ルックアップテーブルまたはＡ／Ｄ変換器に類似の技術により実現可能である。ただし、この構成を導入すると、検出領域が、任意の大きさから、±｛１／（２Ｍ）＋（Ｌ−Ｍ）／Ｍ｝×Ｒsへ狭まる。なお、Ｒsは、システムのシンボル伝送レートである。

実際の設計においては、最小限の複雑さでシステム設計の要求を満足するように、変調モード、シンボルレート、検出すべき周波数オフセットの範囲に応じて、Ｌの値を選択することができる。例えば、シンボルレートが１０Ｇシンボル／秒であり、要求される周波数オフセット領域が±５ＧＨｚである場合には、「Ｌ＝４」とすると、検出領域はわずか±１．２５ＧＨｚであって要求を満たすことができないが、「Ｌ＝６」にすれば、検出領域は±６．２５ＧＨｚであり、システムの要求を満たすことができる。

このように、図５に示す有限２π／Ｍ量子化器５０１を使用すれば、実数の乗算および除算を無くすことができるので、複雑さが低くなる。
光通信システムのシンボルレートは、通常１０Ｇシンボル／秒を越えており、場合によっては１００Ｇシンボル／秒に達している。このため、１シンボル期間内で対応する演算を完了させるためには、現在のデジタル信号処理の能力であっても負担が重い。したがって、周波数オフセット検出装置の処理を低速モードで実現する構成または方法を捜すことが好ましい。

図６は、低速化機能を備える周波数オフセット検出装置を示す。イコライザ１１０ａおよびそれに続くデジタル信号プロセッサ１１６ａは、並列に動作する。複素信号サンプル１０９は、シリアル／パラレル変換器６０１によってＮ個のブランチに分離され、イコライザ１１０ａに入力される。このとき、シリアル／パラレル変換器６０１は、例えば、シンボル毎に出力を切り替える。また、低速周波数オフセット検出装置３００ａへの入力信号として、シリアル／パラレル変換器６０１から出力されるＮ個の低速信号ブランチの中から、互いに隣接する２つのブランチの信号６０２、６０３がランダムに選択される。あるいは、イコライザ１１０ａから出力されるＮ個のブランチ信号から、互いに隣接する２つのブランチの信号６０４、６０５がランダムに選択されるようにしてもよい。周波数オフセット検出装置３００に対する周波数オフセット検出装置３００ａの主な差異は、周波数オフセット検出装置３００の偏角計算機３０１およびレジスタ３０３が、２つの偏角計算機６０６、６０７に置き換えられ、周波数オフセット検出装置３００に入力される複素信号１０９（または、１１１）が、低速信号６０２、６０３（または、６０４、６０５）に置き換えられている点である。

なお、偏角計算機６０６、６０７には、互いに隣接するブランチ信号が入力される。したがって、偏角計算機６０６がｋ−１番目のシンボルについての偏角を算出し、偏角計算機６０７がｋ番目のシンボルについての偏角を算出する。これにより、引き算器３０４の出力は、互いに隣接するシンボルの偏角差分を表す。

したがって、周波数オフセット検出装置３００ａによる１回の計算は、Ｎシンボル期間に完了すればよい。すなわち、周波数オフセット検出のために処理速度を、Ｎ分の１に下げることができる。ただし、低速化した構成では、周波数オフセット検出の応答時間がＮ倍になる。なお、図６に示す偏角計算機６０６、６０７、引き算器３０４も、本発明の偏角差分算出部に相当する。

図７は、他の低速化機能を備える周波数オフセット検出装置を示す。イコライザ１１０およびそれに続くデジタル信号プロセッサ１１６は、直列モードで動作するが、低速周波数オフセット検出器３００ａが要求する低速入力信号６０２、６０３（または、６０４、６０５）は、信号抽出器７０１によって複素信号１０９（または、１１１）から抽出される。信号抽出器７０１は、レジスタ７０２、および２個のＮ／１間隔の低速サンプリング器７０３、７０４を備える。Ｎ／１間隔の低速サンプリング器７０３は、複素信号１０９（または、１１１）に対してＮ／１間隔の低速サンプリングを実行して、低速信号６０２（または、６０４）を生成する。Ｎ／１間隔の低速サンプリング器７０４は、レジスタ７０２により１シンボル期間だけ遅延した入力信号１０９（または、１１１）に対してＮ／１間隔の低速サンプリングを実行して、低速信号６０３（または、６０５）を生成する。

このように、信号抽出器７０１は、互いに隣接するシンボルを抽出する。したがって、低速周波数オフセット検出器３００ａの構成および動作は、図６を参照しながら説明した通りである。

上述したように、この実施形態ではＱＰＳＫ変調モードについて記載しているが、本発明は、他のすべてのＰＳＫ変調方式に適用可能である。すなわち、例えば、ＢＰＳＫ（２値位相シフトキーイング）に対してはπ量子化器が使用され、８ＰＳＫ（８値位相シフト
キーイング）に対してはπ／４量子化器が使用され、１６ＰＳＫ（１６値位相シフトキーイング）に対してはπ／８量子化器が使用される。一般化すれば、ＭＰＳＫ変調モードに対しては、２π／Ｍ量子化器を使用すればよい。π量子化器は、入力値に対してπ間隔で均一な量子化を実行し、π／４量子化器は、入力値に対してπ／４間隔で均一な量子化を実行し、２π／Ｍ量子化器は、入力値に対して２π／Ｍ間隔で均一な量子化を実行する。

π／４量子化器、π量子化器、２π／Ｍ量子化器は、図４または図５に示すπ／２量子化器の「π／２」を適切に置き換えることにより得られるので、いずれも、無限領域を持つ量子化器および有限領域を持つ量子化器として実現されることが可能である。

図８は、本発明のデジタルコヒーレント光受信器において使用される周波数オフセット検出方法を示すフローチャートである。上述したように、デジタルコヒーレント光受信器は、デジタルベースバンド電気信号を生成するフロントエンド処理部、そのデジタルベースバンド電気信号に対して等化フィルタリングを行うイコライザを備える。図８に示すように、本発明の一実施形態の周波数オフセット検出方法は、デジタルベースバンド電気信号または等化フィルタリングされた信号に対して、偏角差分算出ステップ８０１、第１の引き算ステップ８０２、第２の引き算ステップ８０４、量子化ステップ８０３、および平均化ステップ８０５を実行する。

まず、偏角差分算出ステップ８０１では、処理すべき信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分が算出される。続いて、第１の引き算ステップ８０２では、偏角差分算出ステップ８０１で得られる偏角差分から平均化ステップ８０５の出力が差し引かれる。量子化ステップ８０３は、第１の引き算ステップ８０２の出力に対して予め決められた間隔で均一な量子化を実行する。第２の引き算ステップ８０４は、偏角差分算出ステップ８０１で得られる偏角差分から量子化ステップ８０３の出力を差し引く。そして、平均化ステップ８０５は、第２の引き算ステップ８０４の出力を平均化し、その平均化信号を出力し、平均化信号を第１の引き算ステップ８０２にフィードバックする。

なお、本発明の原理または基本動作を変えることなく、本発明を他のモードで実施することは可能である。また、本出願において開示する実施例は、説明のためのものであり、すべての態様において、限定されるべきものではない。さらに、本発明の範囲は、上述の説明よりも、特許請求の範囲により表されるものであり、均等な範囲のあらゆる変形形態および特許請求の範囲は、それによりカバーされる。

公知のコヒーレント光受信器の構成を示す図である。 公知の周波数オフセット検出装置の構成を示す図である。 本発明の一実施形態に係わる周波数オフセット検出装置を示す図である。 無限領域２π／Ｍ量子化器の実施例である。 有限領域２π／Ｍ量子化器の実施例である。 低速化機能を備える周波数オフセット検出装置を示す図である。 他の低速化機能を備える周波数オフセット検出装置を示す図である。 本発明の一実施形態に係る周波数オフセット検出方法を示すフローチャートである。

符号の説明

１０３ ９０度光ミキサ
１０４ ローカル発振レーザ
１０５、１０６ バランスド光電検出器
１０７、１０８ Ａ／Ｄ変換器
１１０ 電気イコライザ
１１２ 周波数オフセット検出装置
１１４ ローカル発振制御部
１１６ デジタル信号処理モジュール
３００ 周波数オフセット検出装置
３０１ 偏角計算機
３０３ レジスタ
３０４、３０６、３１０ 引き算器
３０８ ２π／Ｍ量子化器
３１２ ループフィルタ
４０１ ２π／Ｍまるめ込み器
４０２ ２π／Ｍ乗算器
５０１ 有限領域２π／Ｍ量子化器
６０１ シリアル／パラレル変換器
７０１ 信号抽出器

Claims (12)

1. デジタルベースバンド電気信号を生成するフロントエンド処理部および前記デジタルベースバンド電気信号に対して等化フィルタリングを行うイコライザを備えるデジタルコヒーレント光受信器において使用され、前記デジタルベースバンド電気信号または前記イコライザの出力信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出装置であって、
   偏角差分算出部と、
   第１の引き算器と、
   量子化器と、
   第２の引き算器と、
   平均化器、を備え、
   前記偏角差分算出部は、入力信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出し、
   前記第１の引き算器は、前記偏角差分算出部により得られる偏角差分から、前記平均化器の出力を差し引き、
   前記量子化器は、前記第１の引き算器の出力に対して、予め決められた間隔で均一な量子化を実行し、
   前記第２の引き算器は、前記偏角差分算出部により得られる偏角差分から、前記量子化器の出力を差し引き、
   前記平均化器は、前記第２の引き算器の出力を平均化する
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
2. 請求項１に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記デジタルコヒーレント光受信器は、ＭＰＳＫ変調を使用し、
   前記量子化器は、入力に対して２π／Ｍ間隔で均一な量子化を実行する２π／Ｍ量子化器であり、
   Ｍは、２のべき乗であって、各シンボルがlog₂Ｍビットの情報を運ぶＭ値位相シフトキーイング変調で使用される信号のコンステレーション点の数を表す
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
3. 請求項２に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記量子化器は、まるめ込み器および乗算器を備え、
   前記まるめ込み器は、前記量子化器への入力を２π／Ｍで除算し、さらに整数を得るようにその除算の結果をまるめ込み、
   前記乗算器は、前記整数に２π／Ｍを乗算して前記量子化器の出力を得る
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
4. 請求項２または３に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   Ｍは、２、４、８、または１６である
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
5. 請求項１に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記偏角差分算出部は、偏角算出部、レジスタ、引き算器を備え、
   前記偏角算出部は、前記ベースバンド電気信号の偏角を算出し、
   前記レジスタは、前記偏角算出部により算出される偏角を１シンボル期間だけ遅延させ、
   前記引き算器は、前記偏角算出部により算出される偏角から、前記レジスタにより出力される偏角を差し引く
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
6. 請求項１に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記デジタルコヒーレント光受信器は、
   前記ベースバンド電気信号をＮブランチの信号に分離するシリアル／パラレル変換器と、
   前記Ｎブランチの信号に対して等化フィルタリングを実行して等化フィルタされたＮブランチの信号を出力するイコライザと、
   前記Ｎブランチの信号の周波数オフセットまたは前記イコライザにより出力される等化フィルタされたＮブランチの信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出器、を備え、
   前記偏角差分算出部は、第１の偏角部、第２の偏角部、および引き算器を備え、
   前記第１の偏角部は、前記Ｎブランチの信号の中の１つのブランチの信号の偏角、または等化フィルタされたＮブランチの信号の中の１つのブランチの信号の偏角を算出し、
   前記第２の偏角部は、前記Ｎブランチの信号の中の前記１つのブランチの信号に隣接するブランチの信号であって前記１つのブランチの信号に対して１シンボル時間だけ遅れた信号の偏角、または等化フィルタされたＮブランチの信号の中の１つのブランチの信号に隣接するブランチの信号であって前記等化フィルタされた１つのブランチの信号に対して１シンボル時間だけ遅れた信号の偏角を算出し、
   前記引き算器は、前記第１の偏角部により算出された偏角から、前記第２の偏角部により算出された偏角を差し引く
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置（Ｎは、１よりも大きな整数）。
7. 請求項１に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記デジタルコヒーレント光受信器は、
   前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号に対して低速サンプリングを実行して、互いに１シンボルだけ異なる２つのブランチ信号を生成する抽出部と、
   前記２つのブランチ信号における周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出器、を備え、
   前記偏角差分算出部は、第１の偏角部、第２の偏角部、および引き算器を備え、
   前記第１の偏角部は、前記２つのブランチ信号の中の一方のブランチ信号の偏角を算出し、
   前記第２の偏角部は、前記２つのブランチ信号の中の他方のブランチ信号の偏角を算出し、
   前記引き算器は、前記第１の偏角部により算出された偏角から、前記第２の偏角部により算出された偏角を差し引く
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
8. 請求項７に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記抽出部は、第１の低速サンプリング部、第２の低速サンプリング部、およびレジスタを備え、
   前記第１の低速サンプリング部は、前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号に対して低速サンプリングを実行し、
   前記レジスタは、前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号を、１シンボル期間だけ遅延させ、
   前記第２の低速サンプリング部は、前記レジスタによって遅延させられた前記ベースバンド電気信号または前記イコライザにより出力される信号に対して低速サンプリングを実行する
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
9. 請求項１に記載の周波数オフセット検出装置であって、
   前記量子化器は、ある領域内の信号のみを量子化する
   ことを特徴とする周波数オフセット検出装置。
10. デジタルベースバンド電気信号を生成するフロントエンド処理部および前記デジタルベースバンド電気信号に対して等化フィルタリングを行うイコライザを備えるデジタルコヒーレント光受信器において使用され、前記デジタルベースバンド電気信号または前記イコライザの出力信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出方法であって、
    偏角差分算出ステップと、
    第１の引き算ステップと、
    量子化ステップと、
    第２の引き算ステップと、
    平均化ステップ、を備え、
    前記偏角差分算出ステップは、入力信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出し、
    前記第１の引き算ステップは、前記偏角差分算出ステップにより得られる偏角差分から、前記平均化ステップの出力を差し引き、
    前記量子化ステップは、前記第１の引き算ステップの出力に対して、予め決められた間隔で均一な量子化を実行し、
    前記第２の引き算ステップは、前記偏角差分算出ステップにより得られる偏角差分から、前記量子化ステップの出力を差し引き、
    前記平均化ステップは、前記第２の引き算ステップの出力を平均化する
    ことを特徴とする周波数オフセット検出方法。
11. ＰＳＫ変調光信号からデジタルベースバンド電気信号を生成するフロントエンド処理部と、
    前記デジタルベースバンド電気信号を利用して送信データを再生するデジタル信号処理部と、
    前記デジタルベースバンド電気信号の周波数オフセットを検出する周波数オフセット検出部、を備え、
    前記周波数オフセット検出部は、偏角差分算出部、第１の引き算器、量子化器、第２の引き算器、平均化器、を備え、
    前記偏角差分算出部は、入力信号の互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出し、
    前記第１の引き算器は、前記偏角差分算出部により得られる偏角差分から、前記平均化器の出力を差し引き、
    前記量子化器は、前記第１の引き算器の出力に対して、予め決められた間隔で均一な量子化を実行し、
    前記第２の引き算器は、前記偏角差分算出部により得られる偏角差分から、前記量子化器の出力を差し引き、
    前記平均化器は、前記第２の引き算器の出力を平均化する
    ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。
12. 請求項１１に記載のデジタルコヒーレント光受信器であって、
    前記フロントエンド処理部においてデジタルベースバンド電気信号を生成するために使用するレーザと、
    前記周波数オフセット検出部の出力に基づいて前記レーザの発振周波数を制御する制御部、をさらに備える
    ことを特徴とするデジタルコヒーレント光受信器。

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