JP2013541288A - 非同期検波を行う適応等化器および抑制信号生成器 - Google Patents

Abstract

適応等化器用の更新された係数を生成する工程は、検波データおよび等化信号に基づいて、非同期検波方式ＡＤＳを使用して位相トラッキング情報を生成する工程（９１０）と、等化信号、位相トラッキング情報および検波データに基づいて、位相補正誤差を推定する工程（９２０）とを有する。等化係数の更新を抑制するために、位相補正誤差および等化信号に応じて決定される位相補正誤差の正確さの尤度を表す抑制信号が生成される（９３０）。等化器用の等化係数は、受信信号および位相補正誤差に基づいて適応され（９４０）、抑制信号によって適応が抑制される。従来のＡＤＳと比べて、抑制信号との新しい組み合わせにより、係数適応の収束を改善することができる。本発明は、特に光システム用のコヒーレント受信機に好都合である。

Description

本発明は、アダプティブイコライザー（適応等化器）や、この適応等化器を有する受信機、適応等化器用の更新された係数を生成する方法、およびこの方法を実行するための対応プログラムに関する。

予測できないか、または時間的に変化する特性の低下を補償する適応等化器が知られている。このような等化器は、現在の状況に基づいて、すなわち主として等化器の入力および／または出力に基づいて、係数を生成することによって適応化される。この場合、係数は、通常、等化器入力の畳み込みを実行するために使用される。最適な補償に向けて反復的に実行して収束させるために、適切な係数を生成し、それらの係数を適応させる多くのアルゴリズムが知られている。場合によっては、既知のトレーニング入力が使用されることがあり、また場合によっては、アルゴリズムが、ブラインド等化として知られている、既知の入力を必要とすることなく収束することができると、より実用的である。このような等化処理は、伝送チャネルに持ち込まれる特性の低下を補償するために、受信機において使用されてもよいし、またセンサからの信号のフィルタリングなどの、他の用途において使用されてもよい。

適切な構成の簡単なフィードフォワード等化器で、群速度分散（ＧＶＤ）および偏波モード分散（ＰＭＤ）などのファイバの線形特性低下を補償することができるシングルキャリア（ＳＣ）光システムにおいて、受信機に関しては、光ファイバの伝送容量を増大するための高次変調が、コヒーレント検波により最近可能になった。これについては、非特許文献１に示されており、非特許文献１においては、チャネルにおける位相変化をトラッキングする非コヒーレントシーケンス検波の形態の、非同期検波を使用している。

Ｇ．Ｃｏｌａｖｏｌｐｅ、Ｔ．Ｆｏｇｇｉ、Ｅ. Ｆｏｒｅｓｔｉｅｒｉ、Ｇ．Ｐｒａｔｉ共著、「受信機において線形処理を行うロバストなマルチレベルコヒーレント光システム(Robust multilevel coherent optical systems with linear processing at the receiver)」、Ｊ．Ｌｉｇｈｔｗａｖｅ Ｔｅｃｈ、ｖｏｌ２７、ｐ２３５７−２３６９、２００９年７月１日 Ｇ．Ｐｉｃｃｈｉ、Ｇ．Ｐｒａｔｉ共著、「ストップアンドゴー決定指向型アルゴリズムを使用するブラインド等化およびキャリアリカバリ(Blind equalization and carrier recovery using a stop-and-go decision directed algorithm)」、ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ Ｃｏｍｍｕｎ、ｖｏｌ３５、ｐ８７７−８８７、１９８７年９月 Ｃｏｌａｖｏｌｐｅ、Ｒａｈｅｌｉ共著「非コヒーレントシーケンス検波(Noncoherent Sequence Detection)」、ＩＥＥＥ ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ、 Ｖｏｌ４７ Ｎｏ９、１９９９年９月、特に、ページ１３８１のセクションＶの適用例

偏波多重コヒーレント光システムにおいて、ＱＡＭ信号を使用するシステムの等化係数は、ＱＰＳＫ変調フォーマットを使用するシステムほど簡単には、反復生成によって収束しない。簡単な定数アルゴリズム（ＣＭＡ）から、効果と複雑さとのトレードオフを行う半径指向等化器（ＲＤＥ）のようなＣＭＡ自体のより複雑な変形形態まで、幾つかの異なる手段がある。しかし、このようなブラインドアルゴリズムは、誤差関数の極小値に収束させて、線形等化器の最高性能を引き出せない恐れがある。従って、既存のアルゴリズムでは、高速かつ確実な収束が保証されない。

本発明の１つの目的は、改良した装置または方法を提供することである。第１の態様によれば、本発明は、
受信信号を等化するための適応等化器を提供し、この適応等化器は、受信信号を等化係数に応じて等化し、受信信号の振幅および位相を表す等化信号を提供するために連結されている等化器と、等化信号からデータを検波する検波器とを有する。係数を適応させるために、検波データおよび等化信号に基づいて、位相トラッキング情報を生成する非同期検波方式（ＡＤＳ）部と、等化信号、位相トラッキング情報およびデータに基づいて、位相補正誤差を推定する誤差推定器と、等化係数の更新を抑制する抑制信号を生成する抑制信号発生器が設けられる。この抑制信号は、位相補正誤差および等化信号に応じて決定され、位相補正誤差の正確さの尤度を表す。係数発生器は、受信信号および位相補正誤差に基づいて、等化器用の等化係数を適応させるため設けられ、抑制信号に応じて適応を抑制するように構成されている。従来のようにＡＤＳを使用するのと比べて、ＡＤＳと抑制信号との新しい組み合わせは、最小誤差に向けた係数の収束を改善することができる。

本発明の別の態様は、この適応等化器を有する受信機に関してもよい。

本発明の別の態様は、係数を適応させる対応する方法に関してもよく、適応等化器は、等化信号を出力する等化器と、等化信号からデータを検波する検波器とを有し、この方法は、検波データおよび等化信号に基づいて、非同期検波方式を使用して位相トラッキング情報を生成する工程と、等化信号、位相トラッキング情報および検波データに基づいて、位相補正誤差を推定する工程とを有する。また、この方法は、等化係数の更新を抑制するための抑制信号を生成する工程と、受信信号および位相補正誤差に基づいて、等化器用の等化係数を適応させる工程と、抑制信号に応じて適応を抑制する工程とに関し、ここで、抑制信号は、位相補正誤差の正確さの尤度を表し、位相補正誤差および等化信号に応じて決定される。

本発明の別の態様は、この方法を実行するための対応するプログラムに関してもよい。これらの態様に、任意の特徴を追加してもよいし、また削除してもよい。幾つかの特徴については、以下により詳細に説明する。追加の特徴のいずれも、一緒に組み合わせてもよく、また態様のどれと組み合わせてもよい。他の効果および成果、特に他の従来技術と比べた他の効果および成果は、当業者には明らかになるであろう。本発明の請求項から逸脱することなく、多数の変形形態および変更形態を作ることができる。従って、本発明の本明細書の形態は、説明のためだけであり、本発明の範囲を限定する意図はないことが、明確に理解されるはずである。

以下、本発明をどのように実施しうるかについて、添付の図面を参照して、実施例を用いて説明する。

本発明の一実施形態による適応等化器の概略図である。 一実施形態において使用される非同期検波器の一例の概略図である。 一実施形態において使用される誤差推定器の一例の概略図である。 係数生成器の一例の概略図である。 係数生成器の別の例の概略図である。 抑制信号生成器の一例の概略図である。 一実施形態による、光フロントエンド兼デコーダを有する受信機の概略図である。 別の実施形態による受信機の概略図である。 図８の実施形態または他の実施形態用の偏光スプリッタ兼光変換器の一例の概略図である。 本発明の実施形態用の、２つのチャネルを等化する等化器の例の概略図である。 一実施形態による、２つのチャネルを等化する等化器の例の概略図である。 一実施形態による、係数を適応させる方法のステップである。 一実施形態による、信号プロセッサおよびソフトウェアモジュールを使用する、別の適応等化器例の概略図である。

本発明について、特定の図を参照して、特定の実施形態に関して説明するが、本発明は、それらに限定されるものではなく、請求項によってのみ限定される。これらの図は、概略にすぎず、限定しない。図において、要素によっては、サイズが説明のために誇張されており、一定の縮尺で描かれていないものがある。
＜定義＞
本明細書および特許請求の範囲において、「有する(comprising)」という用語が使用されている場合、他の要素または工程が存在する可能性を排除しない。単数名詞に言及するとき、例えば「ａ」もしくは「ａｎ」、「ｔｈｅ」などの不定冠詞、または定冠詞が使用されている場合、そうでないと具体的に述べられていない限り、その名詞の複数形も含む。

請求項において使用されている「有する(comprising)」という用語は、その後に挙げられている手段に限定されると解釈されるべきではない。他の要素または工程が存在する可能性を排除しない。

記載されている適応等化器または受信機の構成要素または部品は、任意の種類の情報処理を行うために、媒体にコード化されているロジックを備えていてもよい。ロジックは、ディスクもしくはコンピュータ可読記録媒体にコード化されているソフトウェア、および／または特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（ＦＰＧＡ）、または他のプロセッサもしくはハードウェアにコード化されているインストラクション（命令）を備えていてもよい。

受信機への言及は、あらゆる種類の受信機を含んでもよく、記述しているタイプに限定されないし、統合の程度や、サイズ、帯域幅、ビットレートなどの程度にも限定されない。

コンピュータプログラムまたはソフトウェアへの言及は、処理ハードウェアで直接または間接に実行可能な任意の言語の任意のタイプのプログラムを含んでもよい。

ハードウェア、処理ハードウェアまたは回路への言及は、任意の程度に統合された、あらゆる種類のロジックまたはアナログ回路を含んでもよく、汎用プロセッサ、デジタル信号プロセッサ、ＡＳＩＣ、ＦＰＧＡ、個別のコンポーネントまたはロジックなどに限定されない。

光システムにおいては、「コヒーレント」という用語は、光キャリアのコヒーレンスを指しており、受信信号の位相が分かっていることを意味する無線システムのコヒーレンスと混同してはならない。

本明細書において、「同期」および「非同期」は、チャネルの位相が分かっている、または分からないと想定して行う処理を指す。

非同期検波または非同期検波方式への言及は、更新された位相誤り（誤差）の変遷を示すために、検波データと等化信号との積を求めることによって、受信信号または等化信号の実際の位相の推定を行わないで、位相情報を検出するあらゆる非同期方法を包含するものである。

位相トラッキング（追跡）情報への言及は、レーザノイズ、フィルタノイズ、増幅器ノイズなどの、チャネルによって持ち込まれる、好ましくない位相変化についての情報を包含するものである。

等化係数への言及は、少なくとも等化器の全てのタップに適用される値のセットを包含するものである。ここで、値は、実数値または複素数値であってもよく、また複数のチャネルに関する値を含んでいてもよい。
＜略語集＞
ＡＳＥ 増幅自然放出(Amplified Spontaneous Emission)
ａ−ＳＧ 非同期ストップアンドゴー(asynchronous Stop-and-Go)
ＡＤ アナログ・デジタル(Analog-to-Digital)
ＣＭＡ 定数アルゴリズム(Constant Modulus Algorithm)
ＦＦＥ フィードフォワード等化器(Feed-Forward Equalizer)
ＧＶＤ 群速度分散(Group Velocity Dispersion)
ＬＭＳ 最小自乗平均(Least-Mean-Square)
Ｏ／Ｅ 光電(Opto-Electronic)
ＯＦＤＭ 直交周波数分割多重(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)
ＰＢＳ 偏光ビームスプリッタ(Polarization Beam Splitter)
ＰＤ フォトダイオード(Photo Diode)
ＰＭＤ 偏波モード分散(Polarization Mode Dispersion)
ＰＮ 位相雑音(Phase Noise)
ＱＡＭ 直交振幅変調(Quadrature Amplitude Modulation)
ＱＰＳＫ 四位相偏移変調(Quadrature Phase Shift Keying)
ＲＤＥ 半径指向等化器(Radius Directed Equalizer)
ＳＣＭ サブキャリア多重(Sub-Carrier Multiplexing)
ＳＭＦ シングルモードファイバ(single Mode Fiber)
ＳＯＰ 偏光状態(State-Of-Polarization)
ＳＧ ストップアンドゴー(Stop-and-Go)
＜はじめに＞
実施形態を説明する前の準備として、従来の設計の幾つかの問題点について説明する。光通信におけるコヒーレント検波は、他の要因に加えて、高次変調フォーマットの活用を通じて到達しうるスペクトル効率を向上させる必要性によって、最近および最新の普及が押し進められている。もうすぐ実用化される１００Ｇｂ／ｓシステムに関しては、シングルキャリア偏波多重四位相偏移変調（ＱＰＳＫ）が、現在好ましいフォーマットである。現在の研究は、４００Ｇｂ／ｓのシステムまたは１Ｔｂ／ｓのシステムにさえ取り組んでおり、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）からサブキャリア多重（ＳＣＭ）まで、新しい変調フォーマットからマルチレベル直交振幅変調（ＱＡＭ）のような従来の高次変調まで多様な手段が提案されている。予想通り、最初に、既知のＱＡＭフォーマットの実行可能性の分析が行われた。このＱＡＭフォーマットは、適切なモジュレータ（変調器）を必要とし、位相雑音および周波数オフセットにかなり敏感であり、かつ明らかに、簡単なＱＰＳＫ方式よりエネルギー効率が悪い。これらの方式のいずれも、等化処理を必要とし、トレーニング入力が難しいかまたは提供することが実用的でない場合に備え、等化器タップを更新するためのブラインド方式における収束が、保証される必要がある。

＜図１ 第１の実施形態による適応等化器＞
上記の問題に取り組むために、本発明の幾つかの実施形態は、受信信号がある種の条件を満足するときのみ係数を更新することができる「ストップアンドゴー」（ＳＧ）方法の抑制（禁止）機能と、既知の非同期検波方式の方法の機能とを組み合わせる２元線形等化器のタップ係数の更新に関わる。非同期検波は、過去の受信信号サンプルおよび決定されたシンボルを利用する。更新の抑制との組み合わせは、位相雑音および線形の特性低下が万一生じた場合に、収束特性を改善することができる。光ファイバの主な特性の低下は、位相雑音および線形の特性低下であるので、これは、特に光システムに（しかし、これに限定されずに）適用することができる。

図１は、第１の実施形態による適応等化器の幾つかの主な機能要素の概略図を示す。各機能要素を実施する種々の手法が想定されてもよいし、また他の機能要素が付加されてもよい。等化器１２０および検波器１４０が示されている。受信信号が等化器に入力される。この等化器は、等化信号を検波器１４０に供給し、この検波器１４０は、検波（復調）データを生成する。非同期検波部１５０は、等化信号および検波データを使用して、ＡＤＳ位相トラッキング情報を生成する。誤差推定器１５５は、検波データ、等化信号およびＡＤＳ位相トラッキング情報を使用して、位相補正誤差を生成する。抑制信号生成器１６０は、位相補正誤差および等化信号を使用して、係数の更新を抑制するための抑制信号を作生成する。係数生成器１３０は、受信信号、位相補正誤差および抑制信号に基づいて、更新された係数を生成する。

偏波多重コヒーレント光システムの特定の例においては、線形等化処理により、群速度分散（ＧＶＤ）および偏波モード分散（ＰＭＤ）を補償できることが分かっている。ブラインドモードの（すなわち、トレーニングシンボルのない）決定指向型の最小自乗平均（ＬＭＳ）アルゴリズムの収束が、ＱＰＳＫに関してはそれほど心配がない場合であっても、ＱＡＭフォーマットに関しては同じようにはいかない。文献によると、ＱＡＭ用のブラインド等化アルゴリズムが幾つか存在する。以下で説明する本発明の幾つかの実施形態は、既知のストップアンドゴー・アルゴリズムに基づいて、抑制機能を実施することができる（非特許文献２参照）。この抑制機能は、非特許文献１に記載されている非同期検波方式と連携することができる。この非同期検波方式は、レーザの位相雑音（ＰＮ）の送受信を補償する簡単かつ効果的な技術であることが明らかになっている。ＡＤＳなしにストップアンドゴーを使用する場合と比べて、この新しい組み合わせによって、位相雑音の影響をより効率的に修正することができ、従って最小誤差への収束を改善することができる。これは、顕著な位相雑音を有するシステムに関して、特によく当てはまる。

一例として、様々なチャネル特性の低下がある場合において、１６値直交振幅変調（ＱＡＭ）フォーマットの信号を使用するために、等化係数またはタップのブラインド更新を行う受信機について、幾つかの項目を説明する。

＜追加の機能要素＞
適応等化器の１つの追加の機能要素は、非同期検波部（１５０）であり、この非同期検波部（１５０）は、検波データと等化信号との積を生成する乗算器（２２０）と、異なる時刻に得られたＮ個の積を合計する加算器（２３０）とを有する。これは、他の手法より信頼性が高く、かつ比較的効率のよい、位相トラッキング手法である。

別の追加の機能要素は、非コヒーレント検波部によって生成された位相トラッキング情報を使用して、データを検波するように構成されている検波器（１４０）である。この任意的な付加機能要素は、比較されうる同期検波技術に対して、位相雑音がないときの特性劣化なしに、検波器の位相雑音に対する信頼性の向上を促進することができる。

検波器（１４０）は、送信前に差分符号化が適用されたと想定して検波データを差分復号化するデコーダ（復号器）（２００）を備えていてもよい。復号されたデータは、検波データに含まれる。これが意味することは、より効率的で、位相雑音に対してより信頼性を高くすることができる等化用フィードバックループに、復号化が組み込まれていることであってもよい。あるいは、復号されていないデータが、フィードバックにおいて検波データとして使用されてもよい。

係数生成器（１３０）は、乗算器を有してもよく、この乗算器は、位相補正誤差信号と受信信号との積を求め、その積と過去に取得された係数のセットについての積との差に応じて、次の係数のセットを繰り返し求めるように構成されている。これは、係数を求める特に効率的な手法であるが、他の追加または代替の手法も想定することができる。

係数生成器は、実数成分（実部）および虚数成分（虚部）を等化するために、更新された係数を生成するように構成されていてもよい。係数の実数成分および虚数成分に関して、抑制信号は、別々の成分を有する。また、係数生成器は、抑制信号の別々の成分に応じて、係数の実数成分と虚数成分の一方または両方の更新を抑制するようにも構成されていてもよい。これにより、更新の抑制は、必要性の大きいものだけが行われるので、適応の収束を改善するのに役立つことができる。

誤差推定器（１５５）は、位相トラッキング情報と検波データとの積を求める乗算器と、等化信号と積との差を求める減算器とを有してもよい。位相補正誤差は、この差に基づいている。これは、位相補正誤差を生成する特に効率的な手法であるが、他の手法も想定することができる。

抑制信号生成器（１６０）は、等化信号と所定の誤差半径との距離を求めることによって、誤差閾値を求める減算器を有してもよい。誤差半径は、等化信号の正負符号と同じ符号を有する。また、抑制信号生成器は、誤差閾値が位相補正誤差の正負符号と同じ符号を有するかどうかを判定して、比較器の出力に応じて抑制信号を生成するために、比較器も有してもよい。これは、抑制信号を生成する特に効果的な手法であるが、他の機能要素が付加されていてもよいし、また他の機能要素で代替されていてもよい。誤差閾値は、比較的簡単に求めうるが、実際に更新の収束が改善するかどうかに緊密に対応する。

等化器（１２０）は、連続する複素受信信号と複素等化係数との積を求め、それらの積を合計して等化信号を出力する、複素出力を有する受信信号を等化するフィードフォワード等化器であってもよい。等化器（１２０）は、偏波多重の場合、２×２行列構成の４つの等化器コンポーネントで２つの入力された受信信号を処理して、２つの等化信号を出力するようになっていてもよい。これは、よくあるタイプの等化器であるが、他の等化器も想定することができる。

適応等化器は、光信号を受信して電気形態の受信信号を出力する光フロントエンドを有する受信機（３００）の一部であってもよい。この適応等化は、光システムに顕著である位相雑音および他の特性の低下を補償することができるので、このような光システムに特に適している。

光フロントエンドは、異なる光偏波（偏光）で送信された光信号を分離する偏光スプリッタと、分離された光信号を実数成分および虚数成分を有する別々の電気信号に変換する変換器とを有してもよく、等化器は、分離されたそれぞれの信号を等化した実数成分および虚数成分を提供するように構成されている。この適応等化は、等化器が異なる偏波で送信された信号の分波に役立つため、そのようなシステムに特によく適している。

＜コヒーレント受信機例＞
次世代光通信システム用のコヒーレント受信機は、キャリア同期の問題を抱えている。ホモダイン検波は、簡単かつ効果的な検波後処理を可能にするが、光キャリアに対して安定的かつ正確にロックする局部発振器に対する要求は、まだ問題を残している。他方において、ヘテロダイン方式は、光位相ロックループ（ＰＬＬ）を必要としない場合、必要な２つの周波数の変換工程がより高価になる。これらの理由のために、いわゆるイントラダイン方式には、発展の可能性がある。イントラダイン受信機においては、光キャリアと自励局部発振器との周波数オフセットが、シンボルレートに対して目立つ大きさのことがあり、従って、受信機が適切に動作するのを妨げることがあり、光電変換後に、このオフセットを許容範囲内に留めるために、ＡＦＣが処理部に含まれることがある。この場合、電子受信処理の中核は、ＧＶＤおよびＰＭＤを完全に補償することができる、上述した２Ｄ整合フィルタで構成される。この２Ｄ整合フィルタは、少し間隔の開いている適応２Ｄフィードフォワード等化器（ＦＦＥ）の形態で実装されてもよい。その係数を適応させるために最小自乗平均誤差（ＭＭＳＥ）基準を採用することによって、ＦＦＥは、２Ｄ整合フィルタに収束する。ＦＦＥの係数の調整を決定指向型の手法で行うときに発生するあいまいさは、非特許文献１に記載されている２Ｄ差分符号化ルールによって対処されてもよい。コヒーレント光システムの大きな問題、すなわち送信レーザおよび受信レーザによって持ち込まれる位相雑音に対する受信機の敏感さは、非同期検波方式と、以下により詳細に説明するＦＦＥタップの非同期ＡＤＳベースのフィルタ調整アルゴリズムとを使用することによって対処される。

＜システム例の説明＞
以下、ボールド体および大文字ボールド体は、それぞれベクトルおよび行列を表す。（・）^Ｔは転置、（・）^＊は複素共役、（・）^Ｈは共役転置を表す。

非特許文献１の記載と同様に、このシステム例では、偏波多重を使用する。このため、Ｍアレイ複素体系に属するＫ−１個の複素シンボルから成る、２つの独立のシーケンス｛ａ_ｉ，ｋ、ｋ＝１，２，...，Ｋ−１｝（ｉ＝１，２）が、別々に差分符号化される。従って、それぞれが同じ体系に属するＫ個の複素シンボルから成る、２つのシーケンス｛ｄ_ｉ，ｋ、ｋ＝０，１，...，Ｋ−１｝（ｉ＝１，２）を生成する。簡潔にするため、次の表記を使用する。
ａ_ｋ＝［ａ_１，ｋ，ａ_２，ｋ］^Ｔ
ｄ_ｋ＝［ｄ_１，ｋ，ｄ_２，ｋ］^Ｔ （１）
一般性を失うことなしに、これらの記述例は、標準の差分符号化ルールが使用される従来の位相偏移変調（ＰＳＫ）信号と、既知の四分差分符号化が採用されている二乗直交振幅変調（ＱＡＭ）とを使用する。しかし、同様の展開は、例えば、信号配列がより多くの同心円状の輪のＰＳＫ点からなる、振幅位相偏移変調（ＡＰＳＫ）などの他の体系にも適用しうる。

これらの２つのシンボルストリームは、線形変調の後に、ＳＭＦの２つの直交偏光状態（ＳＯＰ）で始まる。送信される信号成分のローパス均等物は、次のように表されてもよい。

上式で、Ｔはシンボル間隔、ｐ（ｔ）は送信されたパルス、２×２の単位行列Ｉで表わすとＰ（ｔ）＝ｐ（ｔ）Ｉである。一般性を失うことなく、

と想定され、ここで、δ_ｋはクロネッカーのデルタであり、

は「畳み込み」を表し、これに対応する整合フィルタを通過後に、送信されたパルスは、シンボル間干渉（ＩＳＩ）がない条件を満足すると想定されている。これは、連続する（ｂ２ｂ）場合における最適検波器が、シンボルごとの検波器であることを確実にする。従って、

であり、Ｈ（ｔ）は、ＧＶＤとＰＭＤの両方、ならびに送信レーザおよび受信レーザの位相の不確実性に起因して発生しうる未知の恒常的なフェーズシフト（位相偏移）から成る、ＳＭＦの２Ｄインパルス応答を表す２×２のジョーンズ行列を表す。その入力に関するフーリエ変換は、ＧＶＤの量と、ＰＭＤの量もしくはモデル（１次、２次、またはより高次）とに関係ないユニタリ行列である。従って、ディラックのデルタ関数δ（ｔ）で表すと、次のようになる。

送信された信号もまた、受信機エンドに伝達される前に、光増幅される。増幅自然発光（ＡＳＥ）雑音のローパス同等物は、２つの直交ＳＯＰにおける雑音成分を考慮して、それぞれがＮ_０に等しい両側パワースペクトル密度（ＰＳＤ）を有する、２つの独立した複素雑音成分としてモデル化されてもよい。受信機は、アナログ部、信号復調および光から電気領域への変換を行う光電（Ｏ／Ｅ）フロントエンド、および電気処理を行うデジタル部から構成されていると考えることができる。予備的な光フィルタリングの後、２つの直交ＳＯＰは、偏光ビームスプリッタ（ＰＢＳ）を通して分割される。次いで、それらは、２×４の９０度ハイブリッドで局部発信レーザ（ＬＯ）の光フィールドで別々に結合され、２つの平衡光検波器で検波される。このように、それぞれのＳＯＰに対して１つずつで、合計では２つの受信信号は、実際のところ周波数変換を行って、電気領域の信号に変換される。入力信号とＬＯレーザとの周波数オフセットは、最大でもシンボルレートに等しいと想定されている。これは、受信機において、追加の費用も複雑な光ＰＬＬをさらに複雑にすることもなく、自励ＬＯレーザを使用することを可能にして、ファイン周波数リカバリー（微細周波数回復）のタスクを電気処理部に委ねることを可能にする。言い換えると、イントラダイン方式が実施される。従って、受信信号は、次のように表わされてもよい。

上式において、Ｆ≦１／Ｔは、入力信号と局部発振器との上述の周波数オフセットであり、Ｑ（ｔ）は、

によって与えられる２×２行列であり、

は、上述の直交ＳＯＰの雑音信号成分を集めている。ＡＳＥ雑音は、熱雑音およびショット雑音より大きいと想定されている。

一般性を失うことなく、以降の処理は完全にデジタルで行われるが、同等のアナログ処理が考案されてもよい。そのため、受信信号ｒ（ｔ）から十分な統計データを抽出する可能な手法は、ナイキストレートでサンプリングを行うことである。以下では、信号からシンボル間隔当たりη個のサンプルを抽出すると想定する。すなわち、サンプリング間隔Ｔ_ｃ＝Ｔ／ηである。このサンプル数は、受信した有用信号の帯域幅およびＦの値によって決まる。光フィルタおよび電気フィルタは、有用信号に影響を及ぼさないと想定されるので、雑音のサンプルは、平均が０で分散がσ^２＝Ｎ_０η／Ｔの、独立で完全に同じように分布する複素ガウスランダム変数である。離散時間であるｌＴ_ｃ＝ｋＴ＋ｎＴ_ｃ＝（ｋη＋ｎ）Ｔ_ｃ（ｋ＝０，１，...，Ｋ−１、ｎ＝０，１，...，η−１）におけるｒ（ｔ）のサンプルは、ｒ_ｌ＝ｒ（ｌＴｃ）＝［ｒ_１，ｌ，ｒ_２，ｌ］^Ｔで表される。

次いで、電気ＡＦＣループを用いて、微細周波数回復が行われる。このＡＦＣループは、データもクロック情報も利用できないと想定して、閉ループ周波数推定および補償を行う。その出力におけるサンプルは、Ｘ_ｌ＝［ｘ_１，ｌ，ｘ_２，ｌ］^Ｔと表される。
＜信号処理＞
次いで、信号サンプルは、適応２元フィードフォワード等化器（ＦＦＥ）によって処理される。このセクションのみにおいて、実施形態の特徴の理解を容易にするために、簡易化した表記を使用する。簡易化するために、上に説明したシステムモデルに準じたサンプル時間またはサンプル時間の一部を表しうる共通インデックスｋを使用する。

χ_ｋ＝［ｘ_１，ｋ，ｘ_２，ｋ］^Ｔ
で表される受信信号は、各ＳＯＰに対して１つの、時刻ｋＴ_ｃにおける２元複素信号サンプルを集める列ベクトルの形態であってもよい。

ｙ_ｋ＝［ｙ_１，ｋ，ｙ_２，ｋ］^Ｔ
で表される等化信号は、例えば非特許文献１に記載されているシンボルごとの非同期検波アルゴリズムなどの検波器に供給される、時刻ｋＴにおいて抽出されるサンプルを表す出力サンプルの形態である（便宜上、ｙのサンプルレートが、ｘのサンプルレートとは異なることがあることを無視している）。

上述のように、特に１６値ＱＡＭのような振幅位相変調フォーマットでは、等化係数の適応に関してアルゴリズムの収束が不確実になることがある。従って、検波と等化器タップの更新との両方に使用される、非特許文献１の非同期検波方式の存在を利用するので、修正型ストップアンドゴー・アルゴリズムを提案する。この新しい組み合わせは、非同期ストップアンドゴー（ａ−ＳＧ）と呼び、対応する位相補正誤差信号は、

を示す。上式で、

であり、

は、アダマール積を表し、

は、ベクトルであり、次の偏波のそれぞれに関する成分を有してもよい。

これは、位相トラッキング情報（ＡＤＳ項）をどのように決定しうるかの一例である。

＜非同期検波方式ＡＤＳ＞
図２は、この式に対応する非同期検波器１５０の一例の概略図を示す。乗算器２２０は、等化信号ｙの対応するサンプルと検波データｄとの積を提供する。この積は、一連の遅延素子２１０に供給される。これらの遅延素子２１０は、この積を所与の時間にわたってＮ回連続して加算器２３０で加算できるようにするために設けられている。この加算器は、ＡＤＳ位相トラッキング情報を複素値ｇのストリームとして出力する。

ＡＤＳの実施例のより詳細な分析は、非特許文献３に記載されている。非特許文献３は、ＡＤＳ項の演算処理を説明して、差分符号化ＱＡＭへの適用を示している。

＜図３ 誤差検出器＞
図３は、式

に対応する誤差推定器の一例の概略図を示す。ＡＤＳ位相トラッキング情報ｇと検波データｄとの積を求めるために、乗算器３４０が設けられている。この積は、減算器３５０に供給され、この減算器３５０は、等化信号ｙからこの積を減じて、再び複素値のストリームとして位相補正誤差ｅを出力する。

＜図４、５ 係数生成器＞
図４は、係数生成器１３０の一例の概略図を示す。係数の適応値は、受信信号ｘと位相補正誤差ｅとの積を求める乗算器３１０によって生成される。この適応値は、減算器３２０によって前の係数値から減じられ、係数記憶装置３３０に格納される。位相補正誤差が十分に小さくないと判定される場合、更新の影響を減少させるために、抑制信号を使用することができる。この抑制信号は、例えば乗算器を停止させるために、または乗算器の出力を何分の１かに減少させるために、または減算器を停止させるために、または例えば減算する量を減少させることによって、もしくは過去の係数を平均化することによって過去の係数の影響を増加させることによって、などの他の手法で適応の効果を減少させるためなどの、多くの異なる手法で使用されてもよい。

離散時間ｋにおける２元等化係数は、この例では、等化器長に及ぶｌを使用して、２×２複素行列

によって表される。

図５は、係数生成器の別の実施例の概略図を示す。上記の既知のＳＧアルゴリズムと同様に、係数の更新は、２つのフラグ
ｆ_ｋ＝［ｆ_１，ｋ，ｆ_２，ｋ］^Ｔ
の形態の抑制信号によって変更される。

一方のセットは実部用であり、他方のセットは虚部用である、２セットの更新された係数が、次の式に従って生成される。

上式において、αはステップサイズであり、｛Ｒ，Ｉ｝は、実数成分および虚数成分を表す。

図５では、この式は、一連の論理演算によって実施される。両方の偏波チャネルに対して、抑制信号を係数の実部および虚部に別々に作用させることによって、成分の一方または両方の更新を抑制することが可能になる。これが意味することは、ある状況において、一方の更新が抑制されている間に、実数成分または虚数成分である他方の更新が行われうるということである。これは、こうしない場合より、抑制が少なく、よく収束することを意味することができる。

図５において、加算器３１３は、乗算器３１６および３１８の出力を加算して、実部の係数に関する式の２つの項を合成する。乗算器３１６は、受信信号ｘの実部と位相補正誤差ｅの実部との積を求める。この乗算器は、抑制信号の実部に対応するフラグに応じて動作することができる。乗算器３１８は、受信信号ｘの虚部と位相補正誤差ｅの虚部との積を求める。この乗算器は、抑制信号の虚部に対応するフラグに応じて動作することができる。加算器３１３の出力は、実部に関して、減算器３２１によって前の係数セットから減算され、係数記憶装置３３６に供給されて、更新された係数として出力される。

減算器３１４は、乗算器３１９の出力から乗算器３１７の出力を減じることによって、虚部の係数に関する式の２つの項を合成する。乗算器３１７は、受信信号ｘの虚部と位相補正誤差ｅの実部との積を求める。この乗算器は、抑制信号の実部に対応するフラグに応じて動作することができる。乗算器３１９は、受信信号ｘの実部と位相補正誤差ｅの虚部との積を求める。この乗算器は、抑制信号の虚部に対応するフラグに応じて動作することができる。減算器３１４の出力は、虚部に関して、加算器３２２によって前の係数セットに加えられ、係数記憶装置３３７に供給されて、虚部に関する更新された係数として出力される。

＜図６ 抑制信号生成器＞
２つのフラグの形態の抑制信号は、次のように生成されてもよい。

の場合のみ、フラグｆ_{ｉ，ｋ，Ｒ，Ｉ}は１に設定される（他の場合は０に設定される）。
上式において、

であり、ここで、β_ｋの値は、非特許文献２により詳細に記載されているように、特定の実施に適するように（必要に応じて、時間的に変化させて）適切に選択される。

図６は、そのような式に従う、抑制信号生成器の実施の概略図を示す。符号比較器３６０は、誤差閾値と位相補正誤差の正負符号を比較するために設けられている。誤差閾値は、等化信号ｙから、誤差半径β_ｋの符号を等化信号ｙの正負符号に応じて調整した誤差半径β_ｋを減算する減算器３７０によって提供される。

これらの実施形態は、特に、既存の手段と比較して複雑さが少ない直交差分符号化データの復号化を含む、光コヒーレント高次変調フォーマットにおける等化器タップ係数の更新を、簡単かつ効果的に実施可能にするのに役立つことができる。非同期検波方式とストップアンドゴー・アルゴリズムとを組み合わることにより、ファイバの線形の特性低下による強いシンボル間干渉、大きい位相雑音および周波数オフセットが存在するときに、等化器の迅速な収束を確実にするのに役立つことができる。

＜図７、８ 受信機の実施形態＞
図７は、図１の実施形態を基にして、幾つかの追加の機能要素を有する代替実施形態を示す。この適応等化器は、光フロントエンド１１０および検波器を有する光受信機の一部である。検波器は、次のように実装されている。決定部１４３と、それに続いてデコーダ（復号部）１４７とがある。この場合、復号方式は、送信側でどの種類の符号化が行われているか依存して決定される。復号部は、フィードバックループ内にある。必要に応じて、決定部は、所与の解像度を有する位相および振幅情報を表す信号を受信し、複素平面上のグリッドの多数の点の中のどの点に最も近いか、または最も近そうかを決定する。これは、従来の手法に従う相当数の手法で実施することができる。決定には、例えば最小ユークリッド距離の決定を含んでもよい。

図８は、光受信機の一例のシステム図を示す。受信信号は、光フィルタ５００を介して、スプリッタ兼光電変換器（コンバータ）５２０に供給される。局部発振器５１０も、光信号を変換器５２０に供給する。この変換器は、異なる波長または偏波などの異なる光チャネルを通じて送信される信号に対応する２つの信号を出力する。自動周波数制御装置（ＡＦＣ）５３０は、周波数を調整して歪を補償した出力を、チャネルＡおよびＢに供給する。これらのチャネルのそれぞれは、周波数領域フィードフォワード等化器ＦＤ−ＦＥＥ５４０および５５０を有し、その後に時間領域ＦＥＥ５６０が続き、さらに決定部５７０、５８０が続いている。時間領域ＦＥＥは、上述の種々の手法で実施しうる係数更新部５８５を有しており、適応的に動作する。周波数領域ＦＥＥは、特性の低下の種類によっては補償を容易にするのに役立つ、周波数領域に信号を変換するために、フーリエ変換部をたいてい有するであろう。

＜図９ スプリッタ兼変換器＞
図９は、スプリッタ兼変換器５２０の一実施例の概略図を示す。受信光信号は、第１のＰＢＳ６１０に供給され、局部発振器の光信号は、第２のＰＢＳ６１５に供給される。各ＰＢＳは、異なる偏波状態の２つのビームを出力する。一方の偏波状態にある２つのビームは、第１のハイブリッド６２０に供給され、他方の偏波状態にある２つのビームは、第２のハイブリッド６２５に供給される。それぞれのハイブリッドは、位相および直交成分が対応する光信号を出力する。第１のフォトダイオードＰＤ６３０の対は、第１の偏波チャネルＡの実信号および虚信号を電気信号に変換し、次いでこれらの電気信号は、ＡＤデバイス６４０によってアナログからデジタルフォーマットに変換される。第２のフォトダイオードＰＤ６３０の対は、第２の偏波チャネルＢの実信号および虚信号を電気信号に変換し、次いでこれらの電気信号は、第２のＡＤデバイス６４５によってアナログからデジタルフォーマットに変換される。

＜図１０ ＦＦＥ＞
以下、少し間隔の開いている適応２Ｄ ＦＦＥによる等化器の実施例について検討する。ＡＦＣブロックが周波数オフセットを完全に補償すると想定し、かつＱ_ｌ＝Ｑ（ｌＴ_ｃ）は、Ｌ個分のサンプルの長さを有し、Ｌ_ｓ＝［Ｌ／η］と想定すると、サンプルは、次のように表すことができる。

周波数補償後のサンプルＷ_ｋη＋ｎは、電気フィルタ通過後の雑音のサンプルと統計的に同等である。従って、Ｗ_ｋη＋ｎの２つの成分Ｗ_{１，ｋη＋ｎ}およびＷ_{２，ｋη＋ｎ}は、それぞれ平均がゼロかつ分散がσ^２＝Ｎ_０η／Ｔ、すなわち

を有し、独立かつ完全に同じように分布する複素ガウスランダム変数である。

離散２Ｄ信号Ｘ_ｋη＋ｎがインパルス応答Ｃ_ｌ（ｌ＝−Ｌ_ｃ＋１，...，−１，０）を有する２Ｄフィルタでフィルタリングされる場合、この少し間隔の開いているＦＦＥの出力は、次の通りである。

ここで、Ｑ_ｌが既知であると想定すると、式（３）および（４）から

であり、シンボル時間におけるＦＦＥ出力が

となるように、Ｌ_ｃ＝Ｌ、および

と選択すれば十分である。
上式において、

は、ＦＦＥチャネルインパルス応答が式（１６）を満足し、従って雑音を特色づけないことから、Ｗ_ｋηと統計的に同等である。ＰＭＤおよびＧＶＤが位相歪のみであるので、これは明らかである。従って、各シンボルストリームにおいて、方式

に基づき、かつ差分復号化が続くシンボルごとの検波器は、送信されたシンボルを決定するのに十分である。２Ｄ整合フィルタを実施し、離散時間チャネルインパルス応答Ｑ_ｌは、ＩＳＩがない条件を満足するので、これは驚くべきことではない。Ｘ_ｋη＋ｎの２つの成分のそれぞれを、ｐ（ｔ）に整合したフィルタでフィルタリングすることによって、ｂ２ｂの場合に、Ｙ_ｋηと統計的に同等の出力を得るであろうと述べることもできる。このＦＦＥは、送信レーザおよび受信レーザによって持ち込まれることがあり、チャネルインパルス応答情報の中に暗に示されている、恒常的な位相シフトも補償することに留意されたい。従って、少なくとも位相雑音がないとき（すなわち、送信レーザおよび受信レーザが恒常的な位相シフトのみを持ち込むと想定すると）、明示的な位相推定は必要ない。図１０は、ＦＦＥ構造を示し、図で、［Ｃ_ｌ］_ｋ，ｎはＣ_ｌの（ｋ，ｎ）エントリを表す。

図１０は、チャネル１および２（あるいはＡおよびＢ）の２つのチャネルの受信に用いる受信機の一実施形態で用いられる等化器１２０の実施例の概略図を示す。偏波チャネル１から受信される複素値の第１のストリームｘ１は、一連の遅延素子Ｔ_ｃに供給される。第２のストリームｘ２は、別の一連の遅延素子Ｔ_ｃに供給される。時間ステップごとに、受信信号の部分と係数の対応する特定の部分との積を生成するために、４つの乗算器が設けられている。各時間ステップにおける係数は、４つの複素値を有する。第１のチャネル用の等化信号ｙ１を生成するために、Ｃ_１，１およびＣ_１，２が使用される。第２のチャネル用の等化信号ｙ２を生成するために、Ｃ_２，１およびＣ_２，２が使用される。Ｃ_１，１とｘ１の積を生成するために、乗算器７０１が使用される。Ｃ_１，２とｘ２の積を生成するために、乗算器７０５が使用される。これらの積は、乗算器７０２、７０３、７０４、７０６、７０７、７０８によって提供される他の時間ステップにおける類似の積と一緒に、加算器７００で合計され、等化信号ｙ１を提供する。

等化信号ｙ２を提供する手段として、Ｃ_２，１とｘ１の積を生成するために、乗算器７１１が使用される。Ｃ_２，２とｘ２の積を生成するために、乗算器７１５が使用される。これらの積は、乗算器７１２、７１３、７１４、７１６、７１７、７１８によって提供される他の時間ステップにおける類似の積と一緒に加算器７１０で合計され、等化信号ｙ２を提供する。

＜図１１ ２チャネル用適応等化器＞
図１１は、図１の適応等化器と類似しているが、２つのチャネルＡ、Ｂで使用するために、どのように同じ部品が使用され、またどのように部品が変更されているかを示す、適応等化器の概略図を示す。検波器は、チャネルＡ用の検波器Ａ１４１とチャネルＢ用の検波器Ｂに分担されている。この分担は、他の部品に関しても行われるので、非同期検波器Ａ１５２と非同期検波器Ｂ１５３とがある。これらの非同期検波器は、それぞれ誤差推定器Ａ１５７および誤差推定器Ｂ１５８に情報を供給する。これらの誤差推定器は、それぞれ抑制信号生成器Ａ１６２および抑制信号生成器Ｂ１６３に情報を供給する。係数生成器１３１は、別々のチャネルに分割されていないので、１つのチャネルの係数は、両方のチャネルの誤差および受信信号の影響を受ける。また、等化器も分割されていないので、例えば図１０に示すように、一方のチャネルの等化は、他方のチャネルの係数および受信信号の影響も受ける。

＜図１２ 係数の適応方法＞
図１２は、一実施形態による、係数を適応させる方法ステップの図を示す。ステップ９１０において、検波データおよび等化信号に基づいて、位相トラッキング情報が生成される。ステップ９２０において、等化信号、位相トラッキング情報および検波データに基づいて、位相補正誤差が推定される。ステップ９３０において、位相補正誤差および等化信号に基づいて、位相補正誤差信号の正確さの尤度を表す抑制信号が生成される。次いで、抑制信号によって抑制されない限り、位相補正誤差信号に基づいて、ステップ９４０で等化係数が適応される。これらのステップは、例えば１つ以上のチャネルで信号を受信する動作の一部として実行されてもよい。

＜図１３ 信号プロセッサの実施＞
図１３は、適応等化器の別の実施形態の概略図を示す。この変形形態では、図１に示す種々の機能要素および接続は、プログラムおよびデータ用の内蔵記憶装置または外部記憶装置６９５を有する信号プロセッサ６９０によって実施される。図１に示す機能要素のそれぞれは、ソフトウェアモジュールの形態で実施されてもよい。ＡＤＳモジュール６５０は、位相トラッキング情報を生成する。誤差推定モジュール６６０は、抑制モジュール６７０とともに設けられている。係数適応モジュール６８０は、等化器モジュール６５５が使用する適応係数を生成する。この等化器モジュールは、検波器モジュール６６５に情報を供給する。これらのモジュールは全て、図１〜１２を参照して上述のように動作するように構成されてもよい。

＜非同期検波方式＞
非特許文献１に説明されているように、コヒーレント光システムにおける主要な問題の１つである位相雑音に対する受信機の信頼性は、シンボルごとの非同期検波方式を用いてさらに向上することができる。特に、非同期方式は、位相雑音がないときに、同期検波方式に対して特性を劣化させることなしに使用することができる。非特許文献１によれば、シンボルｄ_ｉ，ｋ（ｉ＝１，２）は、次のように検波される。

上式において、

である。または、次のように再帰的に計算される場合

の代替例においては、式（１８）のように検波される。

式（２０）の整数パラメータＮおよび式（２１）の実数パラメータ（誤差半径）０≦β≦１は、現在発生している位相雑音に対して最適化しうる設計パラメータである。受信機の信頼性は、線形予測を使用することによって、およびシンボルごとの手法でやはり取り組むことによって、さらに向上させることができる。予測係数は、この場合、現在発生している位相雑音の知識に基づいて推測的に計算される。

非同期検波方式を採用するときは、（当座の間、上述の抑制信号を無視して）次のフィルタ調整ルールを使用するとより便利である。

上式において、ｇ_ｋ＝（ｇ_ｉ，ｋ，ｇ_２，ｋ）^Ｔであり、

は、アダマール積（入力に関する積またはシューア積）を表す。この更新ルールは、既知の更新ルールの２つの偏波の場合への拡張であり、ルールの同じ最小値に収束するが、位相雑音が存在するとき、より信頼性が高い。また、非同期検波方式および非同期フィルタ調整の採用は、便利な副産物ももたらす。実際のところ、この場合、ＦＦＥは、位相雑音に起因する変動は考慮しないで、チャネルに起因する変動をトラッキングするだけでよい。これは、ＦＦＥタップのより緩やかな調整を可能にする。

非特許文献１においてやはり説明したように、記述したシンボルごとの非同期検波方式および更新ルールは、情報シンボルの関数としても、同等に表現することができる。特許請求の範囲内において、他の変形形態および実施形態も想定することができる。

Claims (15)

1. 受信信号を等化する適応等化器であって、
   等化係数にしたがって前記受信信号を等化し、前記受信信号の振幅と位相の表現を有する等化信号を生成する等化器と、
   前記等化信号からデータを検波する検波器と、
   前記検波されたデータと前記等化信号とに基づき、位相トラッキング情報を生成する非同期検波部と、
   前記等化信号と、前記位相トラッキング情報と、前記データとに基づき、位相補正誤差を推定する誤差推定器と、
   前記位相補正誤差と前記等化信号とにしたがって決定され、前記等化係数の更新を抑制する抑制信号であって、前記位相補正誤差の正確さの尤度を示す抑制信号を生成する抑制信号生成器と、
   前記受信信号と前記位相補正誤差とに基づき、前記等化器用の前記等化係数を適応処理するとともに、前記抑制信号にしたがって前記適応処理を抑制するように構成された係数生成器と
   を有することを特徴とする適応等化器。
2. 前記非同期検波部は、
   前記検波されたデータと前記等化信号との積を生成する乗算器と、
   過去の時点で取得された前記積について重みづけされた組み合わせを決定する加算器と
   を有することを特徴とする請求項１に記載の適応等化器。
3. 前記検波器は、非コヒーレント検波部によって生成された前記位相トラッキング情報を使用して前記データを検波するように構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の適応等化器。
4. 前記検波器は、検波されたデータを差動的に復号するデコーダを有し、前記検波されたデータは前記復号されたデータを含むことを特徴とする請求項１ないし３のいずれか１項に記載の適応等化器。
5. 前記係数生成器は、
   前記位相補正誤差の信号と前記受信信号との積を決定するとともに、前記積と過去の係数セットとの差分にしたがって次の係数セットを反復的に決定するように構成されている乗算器を有することを特徴とする請求項１ないし４のいずれか１項に記載の適応等化器。
6. 前記係数生成器は、実数成分と虚数成分とを等化するための更新された係数を生成するように構成されており、前記抑制信号は、実数成分係数と虚数成分係数とについてそれぞれ個別の成分を有しており、前記係数生成器は、前記抑制信号の個別の成分にしたがって、前記実数成分係数と前記虚数成分係数とのうち一方または両方の更新を抑制するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし５のいずれか１項に記載の適応等化器。
7. 前記誤差推定器は、
   前記位相トラッキング情報と前記データとの積を決定する乗算器と、
   前記等化信号と前記積との差分を決定する減算器と
   を有し、前記位相補正誤差は前記差分に基づいていることを特徴とする請求項１ないし６のいずれか１項に記載の適応等化器。
8. 前記抑制信号生成器は、前記等化信号と所定の誤差半径との間の距離を決定することによって誤差閾値を決定する減算器を有し、前記誤差半径の符号は前記等化信号の符号と同じであり、前記抑制信号生成器は、前記誤差閾値の符号が前記位相補正誤差の符号と同じかどうかを決定する比較器を有し、当該比較器の出力にしたがって前記抑制信号を生成することを特徴とする請求項１ないし７のいずれか１項に記載の適応等化器。
9. 前記等化器は、前記受信信号の連続した複素値と、複素値による係数との積を決定することによって複素値を出力し、前記積を合計して前記等化信号を出力するフィードフォワード等化器であることを特徴とする請求項１ないし８のいずれか１項に記載の適応等化器。
10. 光信号を受信し、電気形式の受信信号を出力する光フロントエンドを有する受信機であって、前記受信機は、さらに、請求項１ないし９のいずれか１項に記載の適応等化器を有していることを特徴とする受信機。
11. 前記光フロントエンドは、
    送信されてきた光信号を異なる複数の光偏波に分離する偏波スプリッタと、
    前記分離された光信号を、実数成分と虚数成分とを有する個別の電気信号に変換するコンバータと
    を有し、前記等化器は、前記個別の電気信号のそれぞれについて等化された実数成分と虚数成分とを提供するように構成されていることを特徴とする請求項１０に記載の受信機。
12. 適応等化器用の更新された係数を生成する方法であって、前記適応等化器は、等化信号を出力する等化器と、前記等化信号からデータを検波する検波器とを有しており、
    前記方法は、
    非同期検波処理によって、前記検波されたデータと前記等化信号とに基づき、位相トラッキング情報を生成するステップと、
    前記等化信号と、前記位相トラッキング情報と、前記検波されたデータとに基づき、位相補正誤差を推定するステップと、
    前記位相補正誤差と前記等化信号とにしたがって決定され、前記等化係数の更新を抑制する抑制信号であって、前記位相補正誤差の正確さの尤度を示す抑制信号を生成するステップと、
    前記受信信号と前記位相補正誤差とに基づき、前記等化器用の前記等化係数を適応処理するとともに、前記抑制信号にしたがって前記適応処理を抑制するステップと
    を有することを特徴とする方法。
13. 前記検波されたデータと前記等化信号との積を生成するステップと、過去の時点で取得された前記積について重みづけされた組み合わせを決定するステップとを有することを特徴とする請求項１２に記載の方法。
14. 非同期検波部によって生成された前記位相トラッキング情報を使用して前記データを検波するステップを有することを特徴とする請求項１２または１３に記載の方法。
15. コンピュータ可読記録媒体に記録されたプログラムであって、コンピュータにおいて実行されると、請求項１２ないし１４のいずれか１項に記載された方法を当該コンピュータに実行させることを特徴とするプログラム。

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