TWI641224B - 電壓檢測電路 - Google Patents

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TWI641224B TW104104247A TW104104247A TWI641224B TW I641224 B TWI641224 B TW I641224B TW 104104247 A TW104104247 A TW 104104247A TW 104104247 A TW104104247 A TW 104104247A TW I641224 B TWI641224 B TW I641224B
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Abstract

提供對檢測電壓的半導體製造所致之影響較小，消費電流較少的電壓檢測電路。
一種電壓檢測電路，係依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號的電壓檢測電路，以檢測電路具備流通第一電流的第一MOS電晶體部、流通第二電流的第二MOS電晶體部、及對第一電流與第二電流進行電壓轉換，並作為檢測訊號輸出的電流電壓轉換部；第一電流的電壓特性與第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉之方式構成。

Description

電壓檢測電路
本發明係關於電壓檢測電路，更詳細來說，關於減少其製造不均的影響。
圖7係揭示先前的電壓檢測電路之一例的電路圖。
NMOS電晶體Q1與Q2、NMOS電晶體Q11與Q12、然後PMOS電晶體Q3與Q13分別設為相同尺寸。電阻R1係例如以擴散電阻及閘極POLY電阻作出，施加電壓與發生的電流表示比例關係。空乏型NMOS電晶體R2係閘極與源極連接，被施加之汲極‧源極間電壓成為所定電壓以上時，電流成為一定。
流通於電阻R1的電流I1係藉由以NMOS電晶體Q1與Q2所構成的鏡電路，於NMOS電晶體Q2作為汲極電流Is1流通。電阻R1係在電源電壓較小時發生之電流較小，在電源電壓較大時發生之電流較大。
另一方面，流通於空乏型NMOS電晶體R2的 電流I2係藉由以NMOS電晶體Q11與Q12及PMOS電晶體Q3與Q13所分別構成之鏡電路，作為PMOS電晶體Q3的汲極電流Is2而流通。空乏型NMOS電晶體R2係在飽和區域中幾乎沒有汲極電壓依存性，故即使電源電壓變化，PMOS電晶體Q3的汲極電流Is2也不會變化。
先前的電壓檢測電路，係利用NMOS電晶體Q2與PMOS電晶體Q3的汲極電流與電源電壓的關係，檢測出電源電壓。
〔先前技術文獻〕 〔專利文獻〕
〔專利文獻1〕日本特開平6-21787號公報
電壓檢測電路係為了降低工作電流，一般會將電阻R1設為數MΩ程度。然而，以片電阻值較低的擴散電阻及閘極POLY電阻作出此種較大的電阻值時，晶片面積會增大。又，電阻R1與空乏型NMOS電晶體R2係在製造工程上獨立製作，故受到無相關之該等兩者製造不均的影響，檢測電壓的不均會變大。
本發明係有鑑於該等問題點所發明者，提供一邊抑制晶片面積的增大一邊降低工作電流，且製造不均的影響幾乎不會發生的電壓檢測電路。
本發明的電壓檢測電路，係依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號的電壓檢測電路，以檢測電路具備流通第一電流的第一MOS電晶體部、流通第二電流的第二MOS電晶體部、及對第一電流與第二電流進行電壓轉換，並作為檢測訊號輸出的電流電壓轉換部；第一電流的電壓特性與第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉之方式構成。
提供即使使工作電流低消費化，也可抑制晶片面積的增大，抑制製造不均的影響的電壓檢測電路。
100‧‧‧檢測電路
110‧‧‧MOS電晶體部
120‧‧‧MOS電晶體部
130‧‧‧電流電壓轉換部
200‧‧‧輸出電路
Q1‧‧‧NMOS電晶體
Q2‧‧‧NMOS電晶體
Q3‧‧‧PMOS電晶體
Q11‧‧‧NMOS電晶體
Q12‧‧‧NMOS電晶體
Q13‧‧‧PMOS電晶體
MP11‧‧‧PMOS電晶體
MP12‧‧‧PMOS電晶體
MN11‧‧‧NMOS電晶體
MN12‧‧‧NMOS電晶體
MN14‧‧‧NMOS電晶體
MN15‧‧‧NMOS電晶體
MN16‧‧‧NMOS電晶體
R1‧‧‧電阻
R2‧‧‧NMOS電晶體
R11‧‧‧電阻
R12‧‧‧電阻
〔圖1〕揭示第1實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
〔圖2〕揭示第1實施形態之電壓檢測電路的電壓與電流之關係的圖。
〔圖3〕揭示第1實施形態之電壓檢測電路的電壓與電流之關係的圖。
〔圖4〕揭示第2實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
〔圖5〕揭示第3實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
〔圖6〕揭示第4實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
〔圖7〕揭示先前之電壓檢測電路的圖。
本發明的電壓檢測電路係具備檢測電路100與輸出電路200。
檢測電路100係具備MOS電晶體部110、MOS電晶體部120、電流電壓轉換部130。輸出電路200係例如以一般的比較器電路所構成。
以下，參照圖面來說明本發明的實施形態。
〔第1實施形態〕
圖1係揭示第1實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
第1實施形態的電壓檢測電路，係MOS電晶體部110以NMOS電晶體MN11所構成，MOS電晶體部120係以NMOS電晶體MN12所構成。為了說明，電流鏡電路的鏡比設為1：1。然後，NMOS電晶體MN11及NMOS電晶體MN12係對閘極賦予適切的偏壓電壓VNBIAS。在此，NMOS電晶體MN11的閘極長度係比NMOS電晶體MN12的閘極長度還長，亦即，以NMOS電晶體MN12的通道長度調變效應變大之方式設定。
PMOS電晶體MP11與PMOS電晶體MP12係被施加相同閘極電壓，故Vd-Id曲線相同。NMOS電晶體MN11係閘極長度較長，故通道長度調變效應較小，對於汲極電壓顯示幾乎一定的飽和汲極電流。NMOS電晶體MN12係閘極長度較短，故通道長度調變效應較大，對於汲極電壓，飽和汲極電流會直線增加。
進而，使NMOS電晶體MN11的閘極寬度比NMOS電晶體MN12的閘極寬度還寬。如此一來，於飽和區域中汲極電壓較小時，NMOS電晶體MN11的汲極電流會比NMOS電晶體MN12的汲極電流還大。所以，NMOS電晶體MN11的汲極電流與NMOS電晶體MN12的汲極電流，於所定電源電壓VDD中大小逆轉。亦即，可將其電源電壓VDD設為檢測電壓。
輸出電路200係以一般的比較器電路構成，所以，因應電壓V1、V2的大小，輸出H位準、L位準。例如，對比較器電路的正側輸入端子輸入電壓V1，對負側輸入端子輸入電壓V2的話，V1<V2時輸出電壓VDET為L位準，V1>V2時輸出電壓VDET為H位準。
接著，說明第1實施形態的電壓檢測電路的動作。
圖2係揭示電源電壓VDD較小時的各電晶體的汲極電壓(Vd)-汲極電流(Id)曲線。又，圖3係揭示電源電壓VDD較大時的各電晶體的汲極電壓(Vd)-汲極電流(Id)曲線。
在此，針對電壓V1與電壓V2的電源電壓(VDD)依存性進行說明。將NMOS電晶體MN11與PMOS電晶體MP11之連接節點的電壓設為V1，NMOS電晶體MN12與PMOS電晶體MP12之連接節點的電壓設為V2。
PMOS電晶體MP11被飽和接線，且即使增大電源電壓VDD，NMOS電晶體MN11的通道長度調變效應也較小，故|VDD-V1|的大小顯示幾乎一定的特性。電源電壓VDD較小時，PMOS電晶體MP12為非飽和地動作，故電壓V2變小。電源電壓VDD較大時，PMOS電晶體MP12進入飽和區域，電壓V2即使電源電壓VDD變化也成為一定電壓。
根據圖2，電源電壓VDD較小時，電壓V2比電壓V1還大。此係因為NMOS電晶體<M12的通道長度調變效應的影響較小，故MN12的汲極電流變小，所以，V2變大，PMOS電晶體MP12會在非飽和區域中動作。此時，電壓檢測電路係輸出L位準(電源電壓非檢測狀態)的輸出訊號VDET。
根據圖3，電源電壓VDD較大時，電壓V2比電壓V1還小。此係因為電源電壓VDD越大，NMOS電晶體MN12的通道長度調變效應的影響也越大，所以，因為NMOS電晶體MN12的汲極電流變大，電壓V2會變小。此時，電壓檢測電路係輸出H位準(電源電壓檢測狀態)的輸出訊號VDET。
如以上所說明般，本實施形態的電壓檢測電路，可利用MOS電晶體的通道長度調變效應來檢測電源電壓。
依據本實施形態的電壓檢測電路，因為可利用調整偏壓電壓VNBIAS來調整消費電流，可不使晶片面積增大而降低消費電流。又，針對特別成為問題之臨限值電壓的製造不均，因為發生比較電流的元件是相同構造，故有於檢測電壓不會顯現出該影響的效果。例如，NMOS電晶體MN11的臨限值電壓變大的話，相同元件構造的NMOS電晶體MN12的臨限值電壓也一樣地變大。所以，NMOS電晶體MN11與NMOS電晶體MN12之汲極電流的相對大小關係不會改變，故檢測電壓不會受到臨限值電壓的不均的影響。
再者，在本實施形態的電壓檢測電路中，為了使兩個NMOS電晶體的汲極電流於所定電源電壓VDD中大小逆轉，而於閘極寬度設定有差，但是，於NMOS電晶體的臨限值電壓設定差亦可。亦即，將NMOS電晶體MN12的臨限值電壓設定為比NMOS電晶體MN11的臨限值電壓還大亦可。
〔第2實施形態〕
圖4係揭示第2實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
針對與圖1相同的構成要素，以相同符號來圖示。與圖1的不同係作為MOS電晶體部110，以空乏型NMOS電晶體MN13構成，作為MOS電晶體部120，以空乏型 NMOS電晶體MN14構成之處。
在此，各電晶體的閘極長度與閘極寬度的關係，係與第1實施形態的電壓檢測電路相同。利用如此設定，可獲得與圖2及圖3相同的Vd-Id曲線，關於檢側動作也與第1實施形態的電壓檢測電路相同。
第2實施形態的電壓檢測電路，係因為以空乏型NMOS電晶體來構成MOS電晶體部110、120，不需要偏壓電路，進而可縮小晶片面積。
〔第3實施形態〕
圖5係揭示第3實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
針對與圖1相同的構成要素，以相同符號來圖示。與圖1的不同係作為MOS電晶體部110，設為NMOS電晶體MN15、MN16的疊接連接構造之處。疊接電晶體之NMOS電晶體MN16係對閘極電壓賦予適切之偏壓電壓VNCS。
在第1及第2實施形態的電壓檢測電路中，以於閘極長度設定差來實現MOS電晶體部110、120之MOS電晶體的通道長度調變效應的大小。在本實施形態中，利用將MOS電晶體部110側設為NMOS電晶體MN15及MN16的疊接連接，實現通道長度調變效應的大小。更詳細說明的話，藉由疊接連接，即使電源電壓VDD變大，NMOS電晶體MN15的汲極電壓也幾乎不變化，故通道長度調變效應的影響不會顯現於汲極電流。 NMOS電晶體MN12不是疊接連接，故電源電壓VDD變大的話，因為通道長度調變效應的影響，汲極電流也變大。進而，利用將NMOS電晶體MN15的閘極寬度，設為比NMOS電晶體MN12的閘極寬度還大，以兩個NMOS電晶體的汲極電流於所定電源電壓VDD中大小逆轉之方式設定。利用如此設定，可獲得與圖2及圖3相同的Vd-Id曲線。
再者，在本實施形態的電壓檢測電路中，為了使兩個NMOS電晶體的汲極電流於所定電源電壓VDD中大小逆轉，而於閘極寬度設定有差，但是，於NMOS電晶體的臨限值電壓設定差亦可。亦即，將NMOS電晶體MN12的臨限值電壓設定為比NMOS電晶體MN15的臨限值電壓還大亦可。
又，疊接連接的構造並不限定於本實施形態的構造，只要可獲得對於電源電壓VDD，NMOS電晶體MN15的汲極電壓難以變化的效果即可。例如，即使以空乏型NMOS電晶體來構成MN16，將其閘極電壓連接於VNBIAS也可實現，此時，不需要產生偏壓電壓VNCS的偏壓電路。
〔第4實施形態〕
圖6係揭示第4實施形態之電壓檢測電路的電路圖。
針對與圖1相同的構成要素，以相同符號來圖示。與圖1的不同，是以電阻R11、R12來構成電流電壓轉換部 130之處。在此，以電阻R11、R12設定為相同電阻值之狀況來進行說明。
NMOS電晶體MN11與NMOS電晶體MN12的汲極電壓(Vd)-汲極電流(Id)曲線與圖2及圖3所示者相同。所以，將流通於電阻R11的電流設為I_R11，流通於電阻R12的電流設為I_R12，將電流I_MN11與電流I_R11之交點的電壓設為V1，電流I_MN12與電流I_R12之交點的電壓設為V2的話，與第1實施形態的電壓檢測電路相同，可藉由電壓V1與電壓V2來檢測出電源電壓VDD。
依據第4實施形態的電壓檢測電路，可利用以相同元件來構成電阻R11與電阻R12，而使半導體製造不均的影響不會顯現於檢測電壓。又，以電阻R11、R12構成電流電壓轉換部130，但是，藉由適切地設定NMOS電晶體MN11與NMOS電晶體MN12的偏壓電壓VNBIAS，可減少消費電流。
再者，在本實施形態中，NMOS電晶體MN11及NMOS電晶體MN12係作為與第1實施形態相同的設定來進行說明，但是，即使是第2~3實施形態所示之方法的組合也可實現。又，在本實施形態中，作為電流電壓轉換部130的其他構造，使用電阻R11、R12來進行說明，但是，只要是電流流通而發生電壓的元件即可實現，例如使用定電流源亦可。
如以上所說明般，本發明的電壓檢測電路係 具有具備MOS電晶體部110與MOS電晶體部120與電流電壓轉換部130的檢測電路110，與輸出電路200。然後，利用以設定為使MOS電晶體部110與MOS電晶體部120的汲極電壓(Vd)-汲極電流(Id)曲線交叉，來檢測出電源電壓之方式構成。利用如此構成，可提供即使使工作電流低消費化，也可抑制晶片面積的增大，抑制製造不均的影響的電壓檢測電路。
再者，本發明的電壓檢測電路係使用構成MOS電晶體部110與MOS電晶體部120之MOS電晶體的通道長度調變效應，但是，只要是隨著電源電壓VDD變高，汲極電流變大的元件特性，並不限定於此者。例如，使用MOS電晶體的衝擊游離化所致之基板電流亦可。舉出一例的話，NMOS電晶體<M12係相較於NMOS電晶體MN11，容易發生衝擊游離化的元件，亦即，使用於NMOS電晶體MN11的汲極設有低濃度區域，於NMOS電晶體MN12的汲極不設置低濃度區域的電晶體。NMOS電晶體MN11係不發生衝擊游離化，故即使汲極電壓變大，飽和汲極電流也為一定。NMOS電晶體MN12係發生衝擊游離化，故汲極電壓超過某一定電壓值時，飽和汲極電流會增加。然後，與第1本實施形態相同，可利用調整閘極寬度，檢測出電源電壓VDD。
又，本發明的電壓檢測電路係以於構成輸出電路200的比較器電路具備輸入偏移之方式構成亦可。例如電源投入時等，電源電壓VDD較小時，NMOS電晶體 MN11及NMOS電晶體MN12是非飽和動作的話，有電壓V1與電壓V2幾乎相等之狀況，有比較器電路會錯誤判定的可能性。此時，利用於比較器電路設置輸入偏移，以在電壓V1與電壓V2相等時成為非檢測出側之方式設定的話，即可防止錯誤判定。進而，利用調整輸入偏移，也可進行檢測電壓的調整，例如，利用於輸入偏移設置微調電路，更可抑制檢測電壓不均。

Claims (9)

  1. 一種電壓檢測電路，係具備檢測電路，與依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號之輸出電路的電壓檢測電路，其特徵為：前述檢測電路，係具備：第一MOS電晶體部，係具有流通第一電流的第一NMOS電晶體；第二MOS電晶體部，係具有流通第二電流的第二NMOS電晶體；及電流電壓轉換部，係對前述第一電流與前述第二電流進行電壓轉換，並作為前述檢測訊號，輸出至前述輸出電路；前述第一NMOS電晶體，係使閘極長度比前述第二NMOS電晶體還長，使閘極寬度比前述第二NMOS電晶體還寬，並設置起因於MOS電晶體的通道長度調變效應的電流差；前述第一電流的電壓特性與前述第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉。
  2. 一種電壓檢測電路，係具備檢測電路，與依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號之輸出電路的電壓檢測電路，其特徵為：前述檢測電路，係具備：第一MOS電晶體部，係具有流通第一電流的第一NMOS電晶體；第二MOS電晶體部，係具有流通第二電流的第二NMOS電晶體；及電流電壓轉換部，係對前述第一電流與前述第二電流進行電壓轉換，並作為前述檢測訊號，輸出至前述輸出電路；前述第一NMOS電晶體，係使閘極寬度比前述第二NMOS電晶體還寬，並設置起因於MOS電晶體的通道長度調變效應的電流差；前述第一電流的電壓特性與前述第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉。
  3. 一種電壓檢測電路，係具備檢測電路，與依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號之輸出電路的電壓檢測電路，其特徵為：前述檢測電路，係具備：第一MOS電晶體部，係具有流通第一電流的第一NMOS電晶體；第二MOS電晶體部，係具有流通第二電流的第二NMOS電晶體；及電流電壓轉換部，係對前述第一電流與前述第二電流進行電壓轉換，並作為前述檢測訊號，輸出至前述輸出電路；於前述第一電流與前述第二電流，設置起因於MOS電晶體的衝擊游離化所致之基板電流的電流差；前述第一電流的電壓特性與前述第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉。
  4. 一種電壓檢測電路，係具備檢測電路，與依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號之輸出電路的電壓檢測電路，其特徵為：前述檢測電路，係具備：第一MOS電晶體部，係具有流通第一電流的第一NMOS電晶體；第二MOS電晶體部，係具有流通第二電流的第二NMOS電晶體；及電流電壓轉換部，係對前述第一電流與前述第二電流進行電壓轉換，並作為前述檢測訊號，輸出至前述輸出電路；前述第一NMOS電晶體，係使閘極長度比前述第二NMOS電晶體還長，使臨限值電壓比前述第二NMOS電晶體還小，並設置起因於MOS電晶體的通道長度調變效應的電流差；前述第一電流的電壓特性與前述第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉。
  5. 一種電壓檢測電路，係具備檢測電路，與依據前述檢測電路的輸出訊號來檢測電壓，並輸出檢測訊號之輸出電路的電壓檢測電路，其特徵為：前述檢測電路，係具備：第一MOS電晶體部，係具有流通第一電流的第一NMOS電晶體；第二MOS電晶體部，係具有流通第二電流的第二NMOS電晶體；及電流電壓轉換部，係對前述第一電流與前述第二電流進行電壓轉換，並作為前述檢測訊號，輸出至前述輸出電路；前述第一空乏型NMOS電晶體，係使閘極長度比前述第二空乏型NMOS電晶體還長，使閘極寬度比前述第二空乏型NMOS電晶體還寬，並設置起因於MOS電晶體的通道長度調變效應的電流差；前述第一電流的電壓特性與前述第二電流的電壓特性，以所定電壓交叉。
  6. 如申請專利範圍第1項至第5項中任一項所記載之電壓檢測電路，其中，前述電流電壓轉換部，係以電流鏡電路所構成。
  7. 如申請專利範圍第1項至第5項中任一項所記載之電壓檢測電路，其中，前述電流電壓轉換部，係以電阻元件所構成。
  8. 如申請專利範圍第1項至第5項中任一項所記載之電壓檢測電路，其中，前述電流電壓轉換部，係以定電流元件所構成。
  9. 如申請專利範圍第1項所記載之電壓檢測電路，其中，前述輸出電路，係以具備輸入偏移的比較器電路所構成。
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