TW202130108A - 用於控制同步整流系統的控制電路及方法 - Google Patents

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Abstract

本發明的實施例提供了一種用於控制同步整流系統的控制電路，包括：第一比較器，其第一輸入端經由失調電壓與輸入電壓連接，第二輸入端經由RC濾波電路(Resistor-Capacitor Circuit)與輸入電壓連接；第二比較器，其第一輸入端連接至同步整流關斷閾值電壓，第二輸入端連接至輸入電壓；第一反相器，其輸入端連接至第一比較器的輸出端；及閘，其兩個輸入端分別與第一反相器的輸出端和第二比較器的輸出端連接；第二反相器，其輸入端連接至及閘的輸出端；RS正反器(reset-set flip-flop)，其R端連接至同步整流開啟觸發信號，S端連接至第二反相器的輸出端；驅動電路，其輸入端連接至RS正反器的QN端；以及開關，連接在第一比較器的第一輸入端和第二輸入端與輸入電壓之間。

Description

用於控制同步整流系統的控制電路及方法
本發明涉及電路領域，更具體地，涉及用於控制同步整流系統的控制電路及方法。
現代電子技術的發展使得電路的工作電壓越來越低而電流越來越大，因此電路的整體功率損耗成為電路設計的重要考慮因素。傳統的次級整流電路通常採用肖特基整流二極體，但隨著電路的工作電壓越來越低，電路的效率也隨之下降。同步整流(Synchronous Rectification，SR)技術以其低功耗的優勢而廣泛應用於低電壓、大電流電源模組。
通常，同步整流技術採用通態電阻非常低的專用功率金屬氧化物半導體場效應電晶體(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，MOSFET)來取代整流二極體，以降低整流損耗。然而，工作在CCM(Continuous Conduction Mode，連續導通模式)狀態的同步整流系統在關斷過程中，變壓器的二次繞組的電壓可能在同步整流MOSFET的汲極端處產生尖峰電壓，該尖峰電壓加上同步整流MOSFET的汲極平臺電壓將高於同步整流MOSFET的耐壓，這可能導致同步整流MOSFET損壞。因此，需要更有效的方式來控制同步整流MOSFET。
根據本發明的一個實施例，提供了一種用於控制同步整流系統的控制電路，包括：第一比較器，所述第一比較器的第一輸入端經由失調電壓與輸入電壓相連接，並且所述第一比較器的第二輸入端經由RC濾波電路與所述輸入電壓相連接；第二比較器，所述第二比較器的第一輸入端連接至同步整流關斷閾值電壓，所述第二比較器的第二輸入端連 接至所述輸入電壓；第一反相器，所述第一反相器的輸入端連接至所述第一比較器的輸出端；及閘，所述及閘的兩個輸入端分別與所述第一反相器的輸出端和所述第二比較器的輸出端相連接；第二反相器，所述第二反相器的輸入端連接至所述及閘的輸出端；RS正反器，所述RS正反器的R端連接至同步整流開啟觸發信號，並且所述RS正反器的S端連接至所述第二反相器的輸出端，其中，所述RS正反器用於基於所述同步整流開啟觸發信號和所述第二反相器的輸出來生成同步整流開關信號；驅動電路，所述驅動電路的輸入端連接至所述RS正反器的QN端，並且所述驅動電路用於基於所述同步整流開關信號來生成驅動信號；以及開關，連接在所述第一比較器的第一輸入端和第二輸入端與所述輸入電壓之間，所述開關由所述同步整流開關信號來控制。
根據本發明的另一實施例，提供了一種用於控制同步整流系統的控制電路，包括：第一比較器，所述第一比較器的第一輸入端連接至關斷閾值切換電壓，所述第一比較器的第二輸入端連接至輸入電壓，並且所述第一比較器的輸出端連接至第一反相器的輸入端；第二比較器，所述第二比較器的第一輸入端經由第一開關連接至第一關斷閾值並經由第二開關連接至第二關斷閾值，並且所述第二比較器的第二輸入端連接至所述輸入電壓；第二反相器，所述第二反相器的輸入端連接至所述第二比較器的輸出端；RS正反器，所述RS正反器的R端連接至同步整流開啟觸發信號，並且所述RS正反器的S端連接至所述第二反相器的輸出端，其中，所述RS正反器用於基於所述同步整流開啟觸發信號和所述第二反相器的輸出來生成同步整流開關信號；以及驅動電路，所述驅動電路的輸入端連接至所述RS正反器的QN端，並且所述驅動電路用於基於所述同步整流開關信號來生成驅動信號。
根據本發明的又一實施例，提供了一種用於控制同步整流系統的控制電路的方法，包括：由第一比較器對經由失調電壓失調的所述控制電路的輸入電壓以及經由RC濾波電路濾波的所述輸入電壓進行比 較，其中，所述比較包括感測所述輸入電壓的上升斜率；由第二比較器對所述輸入電壓以及同步整流關斷閾值電壓進行比較；由RS正反器基於所述第一比較器和所述第二比較器的比較結果以及同步整流開啟觸發信號，來生成同步整流開關信號；以及由驅動電路根據所述同步整流開關信號來生成驅動信號；其中，所述同步整流開關信號還用於控制所述第一比較器與產生所述輸入電壓的電壓輸入端之間的導通或關斷狀態。
根據本發明的又一實施例，提供了一種用於控制同步整流系統的控制電路的方法，包括：由第一比較器對關斷閾值切換電壓以及所述控制電路的輸入電壓進行比較；基於所述第一比較器的比較結果來選擇同步整流關斷閾值；由第二比較器對所選的同步整流關斷閾值以及所述輸入電壓進行比較；基於所述第二比較器的比較結果以及同步整流開啟觸發信號，由RS正反器生成同步整流開關信號；以及由驅動電路根據所述同步整流開關信號生成驅動信號。
AC:市電
AND:及閘
AVDD:內部(低壓)電源
AVSS:地
Cbulk,Cs,C1,C2:電容
Comp_sron:開啟比較器
Cout:輸出電容
Cp:供電電容
crtl:第一比較器1001的輸出
crtlb:第一反相器1002的輸出
Driver:驅動電路
d:汲極
gate1,gate2:閘極
Ibias,Is:參考電流
Ibias3,Ibias4,Is3,Ibias1,Ibias2,Is1,Is2:偏置電流
Ios,Ioff1,Ireg1,Ij,Ich1,Ich2,Ioff,Ireg:電流
Isec:二次線圈電流
LDO:低壓差線性穩壓器
Min_ton:最小導通時間
min_ton:最小導通時間信號
Ms:開關
MS1:高壓MOSFET開關
MS2:同步整流切換MOSFET
Mn:高壓開關
Mn4,Mn5:高壓電力MOS場效電晶體
NOR:反或閘
one-shot:同步整流開啟觸發信號
CS,R,S,QN,Vin,GND,vp,vn:端
RC:濾波電路
Rcs:感測電阻
Rds(on):導通電阻
REF:參考模組
Rs,Ros,Roff3,Rreg1,Rj,Roff1,Roff2,Rreg:電阻
Rst:啟動電阻
s:源極
SINV:施密特反相器
SR:同步整流關斷控制模組
sr:同步整流開關信號
sr_off:第二比較器603的輸出端
sr_off_slope:第一反相器602的輸出端
T:變壓器
U1:脈寬調變PWM控制晶片
U2:同步整流控制器
VCC,Vd,Vds,Vout:電壓
Vgsn:閘極電壓
Vos:失調電壓
Vref:參考電壓
Vt(on):同步整流開啟閾值
Vt(dccm):關斷閾值切換電壓
Vt(reg):Vds電壓調整值
Vt(off):第一關斷閾值
Vt1(off):第二關斷閾值
600,1000:控制電路
601,1001:第一比較器
602,1002:第一反相器(INV)
603,1003:第二比較器
1004:第二反相器(INV)
1400,1500:控制同步整流系統中的控制電路的方法
1401,1402,1403,1404,1501,1502,1503,1504:步驟
從下面結合圖式對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：
圖1示出了具有同步整流系統的返馳功率轉換電路的一個示例；
圖2示出了具有同步整流系統的返馳功率轉換電路的另一示例；
圖3示出了如圖1和圖2所示的同步整流系統中的同步整流控制器的框圖；
圖4示出了如圖3所示的同步整流控制器在斷續工作模式下工作時的時序圖；
圖5示出了如圖3所示的同步整流控制器在深度連續工作模式下工作時的時序圖；
圖6示出了根據發明實施例的用於控制同步整流系統的控制電路的框圖；
圖7示出了根據本發明實施例的如圖6所示的控制電路的時序圖；
圖8示出了根據本發明實施例的如圖6所示的控制電路中的第一比較器的框圖；
圖9示出了根據本發明實施例的如圖6所示的控制電路中的第二比較器的框圖；
圖10示出了根據本發明實施例的用於控制同步整流系統的另一控制電路的框圖；
圖11示出了根據本發明實施例的如圖10所示的控制電路的時序圖；
圖12示出了根據本發明實施例的如圖10所示的控制電路中的第一比較器的框圖；
圖13示出了根據本發明實施例的如圖10所示的控制電路中的第二比較器的框圖；
圖14示出了根據本發明實施例的用於控制同步整流系統的控制電路的方法的流程圖；以及
圖15示出了根據本發明實施例的用於控制同步整流系統的控制電路的另一方法的流程圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，闡述了許多具體細節以便提供對本發明的透徹理解。然而，對於本領域技術人員來說明顯的是，本發明可以在沒有這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例實施例來提供對本發明的更好的理解。本發明絕不限於下面所提供的任何具體配置，而是在不脫離本發明的範圍的情況下涵蓋了元素、部件和方法的任何修改、替換和改進。在圖式和下面的描述中，未示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的模糊。
圖1示出了具有同步整流系統的返馳功率轉換電路的一 個示例。如圖1所示，返馳功率轉換電路可包括變壓器T，其具有一次線圈和二次線圈。在變壓器T的一次線圈側，該返馳功率轉換電路可以包括二極體整流橋、啟動電阻Rst、電容Cbulk、供電電容Cp、高壓MOSFET開關MS1、感測電阻Rcs、以及脈寬調變PWM(Pulse Width Modulation)控制晶片U1。市電AC(Alternate Current)在經過二極體整流橋之後可被電容Cbulk濾波。
具體地，變壓器T的一次線圈的一端以及啟動電阻Rst的一端可以連接至電容Cbulk，並且變壓器T的一次線圈的另一端可以連接至高壓MOSFET開關MS1的汲極，而啟動電阻Rst的另一端可以連接至供電電容Cp以及脈寬調變PWM控制晶片U1的VCC端。此外，高壓MOSFET開關MS1的閘極gate1可以連接至脈寬調變PWM控制晶片U1，並且其源極也可以連接至脈寬調變PWM控制晶片U1(例如，U1的CS端)並可經由感測電阻Rcs接地。
進一步如圖1所示，在變壓器T的二次線圈側，該返馳功率轉換電路可以包括體二極體、同步整流切換MOSFET MS2、同步整流控制器U2、以及輸出電容Cout。變壓器T的二次線圈的一端可以分別連接至體二極體的陰極、同步整流切換MOSFET MS2的汲極d、以及同步整流控制器U2的Vd端，並且其另一端可以經由輸出電容Cout接地並連接至同步整流控制器U2的Vin端。此外，同步整流切換MOSFET MS2的源極s可以連接至上述體二極體的陽極並接地，並且其閘極gate2可以連接至同步整流控制器U2。如圖1所示，該返馳功率轉換電路的輸出Vout可以從輸出電容Cout的兩端引出。
在圖1所示的返馳功率轉換電路中，同步整流控制器U2和同步整流切換MOSFET MS2共同構成了同步整流系統，用於控制該返馳功率轉換電路的同步整流。該同步整流系統可以替代傳統返馳變換器中的肖特基整流二極體。此外，由於同步整流切換MOSFET MS2具有較低的導通電壓，因此可以有效降低同步整流系統的熱損耗而提高系統效率，從而 增大同步整流系統的輸出電流能力。由於以上優勢，此類同步整流系統被廣泛應用於大輸出電流系統中。
圖2示出了具有同步整流系統的返馳功率轉換電路的另一示例。圖2所示的返馳功率轉換電路可類似於圖1所示的返馳功率轉換電路。例如，如圖2所示，該返馳功率轉換電路也可包括變壓器T，其具有一次線圈和二次線圈，並且其中，一次線圈側的電路結構與圖1所示的返馳功率轉換電路相同，這裡不再重複。
此外，還如圖2所示，在變壓器T的二次線圈側，該返馳功率轉換電路可以包括體二極體、同步整流切換MOSFET MS2、同步整流控制器U2、以及輸出電容Cout。具體地，變壓器T的二次線圈的一端可以接地，並且其另一端可以分別連接至上述體二極體的陽極、同步整流切換MOSFET MS2的源極s、以及同步整流控制器U2的GND(Ground，接地腳)端。此外，同步整流切換MOSFET MS2的汲極d可以連接至上述體二極體的陰極、同步整流控制器U2的Vd端、以及輸出電容Cout，並且其閘極gate2也可以連接至同步整流控制器U2。如圖2所示，該返馳功率轉換電路的輸出Vout可以從輸出電容Cout的兩端引出。
通常，如圖1和圖2所示的返馳功率轉換電路的工作模式可包括斷續工作模式(Discontinuous Conduction Mode，DCM)、臨界導通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)、連續工作模式(Continuous Conduction Mode，CCM)、以及深度連續工作模式(Deep Continuous Conduction Mode，DCCM)，這取決於電路的輸入電壓、輸出電壓、以及負載(輸出電流)等。
圖3示出了如圖1和圖2所示的同步整流系統中的同步整流控制器U2的框圖。如圖3所述，同步整流控制器U2可以包括低壓差線性穩壓器(low dropout linear regulator，LDO)模組，其可接收同步整流控制器U2的輸入Vin並可用於產生同步整流控制器U2的內部電源AVDD。此外，同步整流控制器U2還可以包括參考(REF)模組，其可連接至 LDO模組並可用於產生參考電壓Vref以及參考電流Ibias和Is。
圖3所示的同步整流控制器U2還可以包括高壓開關Mn，其閘極可連接至由LDO模組生成的內部電源AVDD。此外，該同步整流控制器U2還可以包括Vds下降速率感測模組、開啟比較器(Comp_sron)、以及同步整流(SR)關斷控制模組。
如圖3所示，同步整流控制器U2的另一輸入Vds可以經由高壓開關Mn分別連接到Vds下降速率感測模組的輸入端、開啟比較器的正向輸入端、以及SR關斷控制模組的輸入端。此外，開啟比較器的反向輸入端可以接地，並且在其正向輸入端和高壓開關Mn之間還可以耦接有同步整流開啟閾值Vt(on)，因此開啟比較器的正向輸入端的輸入可以為Vds加上該同步整流開啟閾值Vt(on)，即Vds+Vt(on)。進一步如圖3所示，該同步整流控制器U2還可以包括最小導通時間(Min_ton)模組，其可以接收來自開啟比較器的輸出作為輸入，並且可用於生成用於進行同步整流的最小導通時間。此外，上述Vds下降速率感測模組可用於監測Vds的下降速率，並以此判斷是否允許同步整流開啟。
此外，同步整流控制器U2還可以包括RS正反器以及驅動電路。該RS正反器可以用於基於來自Vds下降速率感測模組、最小導通時間模組和SR關斷控制模組的輸出來生成同步整流開關信號sr，並且驅動電路可以根據同步整流開關信號sr來生成驅動信號gate2以驅動同步整流MOSFET。
圖4示出了如圖3所示的同步整流控制器U2在斷續工作模式(DCM)下工作時的時序圖。如圖4所示，Isec為變壓器T的二次線圈電流，Vds為同步整流切換MOSFET MS2的汲極d和源極s之間的壓差，並且gate2為同步整流切換MOSFET MS2的閘極控制信號(即驅動信號)，其由同步整流控制器U2的驅動電路生成。
此外，如圖4所示，Vref為固定參考電壓，Vt(on)為同步整流開啟閾值(通常為-200mV)，Vt(reg)為Vds電壓調整值(通 常為-40mV)，並且Vt(off)為同步整流關斷閾值(通常為-20mV)。
在某一時刻，變壓器T一次關斷，一次線圈的電流由某一數值突變到零。此時，變壓器二次線圈側的Vds開始從平臺電壓下降，可依次經過固定參考電壓Vref、0、同步整流開啟閾值Vt(on)，並繼續下降。由於此時同步整流切換MOSFET MS2尚未導通，因此變壓器T的二次線圈電流Isec可流經同步整流切換MOSFET MS2的體二極體續流，如圖1和圖2所示。
如圖4所示，當感測到Vds從固定參考電壓Vref下降到同步整流開啟閾值Vt(on)的時間小於設定值(通常為150 ns)時，即可認為這是一次有效的同步整流開啟。當Vds繼續下降而小於同步整流開啟閾值Vt(on)(即Vds<Vt(on))時，同步整流控制器U2的開啟比較器可以翻轉而使其輸出由低變為高，此時驅動電路可以拉高驅動信號gate2，使得同步整流切換MOSFET MS2導通。進一步如圖4所示，隨著變壓器T的二次線圈電流Isec逐漸減小，當Isec在同步整流切換MOSFET MS2的導通電阻Rds(on)上產生的壓降(即Vds)略大於調整值Vt(reg)時，同步整流控制器U2的驅動電路會將驅動信號gate2拉低，從而使Rds(on)增大，Vds值會穩定在調整值Vt(reg)附近。
然而，隨著變壓器T的二次線圈電流Isec的進一步減小，導通電阻Rds(on)的增大已不足以將Vds維持在調整值Vt(reg)附近。此時，Vds開始增大。如圖4所示，當Vds增大到大於同步整流關斷閾值Vt(off)(即Vds>Vt(off))時，同步整流控制器U2可以關斷開啟比較器的翻轉而使其輸出由高變為低，使得同步整流切換MOSFET MS2關斷。
如圖4所示，在該過程中，Vds電壓調整可以提前將驅動信號gate2拉到一個較低的值。以這種方式，可以縮短驅動信號gate2的下拉時間，從而加快同步整流的關斷，降低同步整流系統的輸出尖峰。然而，當同步整流系統在深度CCM模式下工作時，仍可能會產生輸出尖峰過高 的問題。
參考圖5，圖5示出了如圖3所示的同步整流控制器U2在深度連續工作模式(DCCM)下工作時的時序圖。圖5中所使用的圖式標記與圖4所示相同。此外，如圖5所示，gate1表示如圖1和圖2所示的返馳功率轉換電路中的變壓器T的一次線圈側的高壓MOSFET開關MS1的閘極控制信號。
如圖5所示，當Vds值仍低於調整值Vt(reg)時，變壓器T的一次側可能就已經開啟，Vds上升到大於同步整流關斷閾值Vt(off)。此時，同步整流系統的Vds電壓調整功能沒有足夠的時間來提前將驅動信號gate2拉低，因此當進行關斷時，驅動信號gate2從相對較高的值被拉低，導致關斷時間較長。從圖5可以看出，Vds有非常大的過衝尖峰，該尖峰加上Vds的平臺電壓之後，使得總的Vds值可能會高於同步整流切換MOSFET MS2的耐壓，而導致MS2損壞。
進一步如圖5所示，具體地，當Vds小於調整值Vt(reg)(即Vds<Vt(reg))時，高壓MOSFET開關MS1的閘極控制信號gate1由低變為高，使得高壓MOSFET開關MS1開啟。然而，由於此時驅動信號gate2仍為高，則同步整流切換MOSFET MS2仍處於導通狀態。Vds開始上升，當上升到大於同步整流關斷閾值Vt(off)時，驅動信號gate2從相對較高的值被拉低。然而，Vds電壓調整功能無法正常工作，因此關斷過程較慢，這導致Isec會出現反向倒灌電流，而Vds存在正向過衝電壓尖峰。如上所述，該正向過衝電壓尖峰可能導致同步整流切換MOSFET MS2損壞。
如上所述，參考圖5，在同步整流系統的導通期間，當變壓器T的一次側突然開啟時，Vds會以非常大的正向斜率衝高。該斜率通常比正常的退磁斜率大得多，因此通過感測該斜率並基於該感測來使同步整流系統關斷，可以實現同步整流系統的準確和快速的關斷。圖6示出了根據發明實施例的用於控制同步整流系統的控制電路600的框圖。
參考圖6，在一些實施例中，控制電路600可以包括第一比較器601。該第一比較器601的第一輸入端vp可經由失調電壓Vos(通常為25mV)連接至控制電路600的輸入電壓Vds，並且其第二輸入端vn可經由RC濾波電路(通常為150 ns)連接至該輸入電壓Vds。在一些實施例中，該RC濾波電路可以包括串聯連接的電阻Rs和電容Cs，並且第一比較器601的第二輸入端vn可連接至電阻Rs和電容Cs的公共端。此外，在一些實施例中，控制電路600還可以包括第一反相器(INV)602，並且如圖6所示，第一反相器602的輸入端可以連接至上述第一比較器601的輸出端。
在一些實施例中，該控制電路600還可以包括第二比較器603，其中，該第二比較器603的第一輸入端可連接至同步整流關斷閾值電壓Vt(off)，並且該第二比較器603的第二輸入端可連接至輸入電壓Vds。此外，如圖6所示，該控制電路600還可以包括及閘(AND)，並且該及閘的兩個輸入端可分別連接至第一反相器602的輸出端(在圖6中如sr_off_slope所示)以及第二比較器603的輸出端(在圖6中如sr_off所示)。
在一些實施例中，控制電路600還可以包括第二反相器(圖6中未示出)，並且該第二反相器的輸入端可以連接至上述及閘的輸出端。具體地，在一些實施例中，該第二反相器可包括反或閘(NOR)。例如，如圖6所示，該反或閘的輸入端可以分別連接至上述及閘的輸出端以及最小導通時間信號(min_ton)。
此外，在一些實施例中，如圖6所示的控制電路600還可以包括RS正反器。該RS正反器的R端可以連接至同步整流開啟觸發信號(one-shot)，並且該RS正反器的S端可以連接至上述第二反相器的輸出端(在圖6所示的實施例中，即上述反或閘的輸出端)。具體地，在一些實施例中，上述同步整流開啟觸發信號可以為正向窄脈衝信號。根據一些實施例，該RS正反器可用於基於同步整流開啟觸發信號和上述第二反相 器(在圖6所示的實施例中，即上述反或閘)的輸出來生成同步整流開關信號sr。
進一步如圖6所示，該控制電路600還可以包括驅動電路(Driver)，該驅動電路的輸入端可以連接至RS正反器的QN端並接收同步整流開關信號sr。在一些實施例中，該驅動電路可用於基於由RS正反器生成的同步整流開關信號sr來生成驅動信號gate2，以控制同步整流系統的同步整流切換MOSFET。
在一些實施例中，如圖6所示的控制電路600還可以包括開關Ms。該開關Ms可被連接在第一比較器601的第一輸入端vp和第二輸入端vn與輸入電壓Vds之間，並且其中，該開關Ms可以由上述同步整流開關信號sr來控制。例如，根據一些實施例，當同步整流開關信號sr為低時，開關Ms可以關斷，並且當同步整流開關信號sr為高時，開關Ms可以導通。然而，本領域技術人員將理解，開關Ms還可以根據上述同步整流開關信號sr以其他方式來控制。
圖7示出了根據本發明實施例的如圖6所示的控制電路600的時序圖。圖7中所使用的圖式標記可以與前述圖式中所使用的圖式標記相同。此外，如圖7所示，vn還可以表示第一比較器601的第二輸入端vn處的電壓，並且sr_off_slope可以表示第一反相器602的輸出信號。
如圖7所示，當同步整流開關信號sr為低時，開關Ms可關斷，此時第一比較器601的輸出為低。第一比較器601的輸出經由第一反相器602之後可變為高(即此時sr_off_slope信號為高)。當同步整流開關信號sr變為高時，開關Ms可導通，此時第一控制器601的第一輸入端vp處的電壓(在該實施例中也用vp表示)可以為控制電路600的輸入電壓Vds減去失調電壓Vos，即vp=Vds-Vos。此外，第一比較器601的第二輸入端vn處的電壓為輸入電壓Vds經由RC濾波電路進行濾波之後的電壓。
圖7還示出了第一比較器601的第二輸入端vn處的電壓(在圖7中也由vn表示)。從圖7可以看出，vn的波形(如圖7中虛線所 示)相對於輸入電壓Vds有一定延遲。如上所述，RC濾波電路可包括串聯連接的電阻Rs和電容Cs，並且第一比較器601的第二輸入端vn可連接至電阻Rs和電容Cs的公共端。因此，可以通過為RC濾波電路選取適當的電阻Rs和電容Cs的值，來使得vn的波形能夠跟得上在退磁階段Vds的變化。然而，如上所述，當變壓器T的一次側突然開啟時，Vds會以非常大的正向斜率衝高，此時vn無法跟上Vds的變化。當兩者的壓差大於Vos時，第一比較器601的輸出為高，而第一反相器602的輸出(即sr_off_slope)為低。此時，如圖7所示，同步整流開關信號sr由高變為低，驅動信號gate2關斷。
此外，如上所述，在一些實施例中，控制電路600的第二反相器(圖6中未示出)可包括反或閘，並且該反或閘的輸入端可以分別連接至上述及閘的輸出端以及最小導通時間信號。因此，第二比較器603的輸出(即sr_off)與第一反相器602的輸出(即sr_off_slope)可以為或的關係，因此只要兩者中的任一者為低，即可關斷同步整流系統。根據一些實施例，第二比較器603的輸出可在DCM和淺度CCM模式下起作用，而第一反相器602的輸出可在深度CCM模式下起作用。進一步如圖7所示，該反或閘的一個輸入端可以連接至最小導通時間信號(min_ton)。該最小導通時間信號可以在同步整流系統剛開啟的前2 us內遮罩關斷信號，以便防止同步整流系統剛開啟時的諧振環誤觸發同步整流系統關斷。
圖8示出了根據本發明實施例的如圖6所示的控制電路600中的第一比較器601的框圖，並且圖9示出了根據本發明實施例的如圖6所示的控制電路600中的第二比較器603的框圖。如圖8和圖9所示，AVDD為內部低壓電源，AVSS為地，Ibias3、Ibias4、Is3為偏置電流，Ios、Ioff1、Ireg1為電流，Rs、Ros、Roff3、Rreg1為電阻，以及Cs為電容。
參考圖8，在一些實施例中，控制電路600中的第一比較器601可以包括高壓電力MOS場效電晶體Mn4，並且該高壓電力MOS場效電晶體Mn4的閘極可連接至內部低壓電源AVDD。此外，該高壓電力 MOS場效電晶體Mn4可用於阻擋輸入Vds高壓。例如，高壓電力MOS場效電晶體Mn4可以在Vds在負壓到(AVDD-Vgsn)的電壓範圍內直通，其中，Vgsn為高壓電力MOS場效電晶體Mn4的閘極電壓。
此外，根據一些實施例，上述開關Ms可以為低壓電力MOS場效電晶體，並且該低壓電力MOS場效電晶體的閘極可連接至上述同步整流開關信號sr。此外，如圖8所示，該第一比較器601還可以包括施密特反相器(SINV)，並且該第一比較器601的輸出端可以由該施密特反相器的輸出端引出。在一些實施例中，上述失調電壓Vos可通過如下等式(1)來確定：
Vos=Ros‧Ios 等式(1)
如圖8所示，輸入電壓Vds可經過高壓電力MOS場效電晶體Mn4到達開關Ms，然後經由開關Ms連接到第一比較器601的第一輸入端vp。注意，在圖8中，該第一輸入端vp處的電壓也可由vp來表示。此外，如上所述，第一比較器601的第二輸入端vn處的電壓(在圖8中也用vn表示)可以為輸入電壓Vds經由RC濾波電路進行濾波之後的電壓。
當同步整流系統在深度CCM工作模式下工作時，若同步整流開關信號sr為低，則開關Ms可關斷，vp可等於vn(即vp=vn)。此時，第一比較器601的輸出為低，並且在該實施例中，如圖8所示，第一比較器601的輸出端可以由施密特反相器的輸出端引出，因此該施密特反相器的輸出為低。此外，第一比較器601的輸出經由第一反相器602之後可變為高，即此時sr_off_slope信號為高。
當同步整流開關信號sr為高時，開關Ms可導通。在輸入電壓Vds以退磁斜率緩慢上升時，第一比較器601的第一輸入端vp處的電壓可等於Vds(即vp=Vds)，而第一比較器601的第二輸入端vn處的電壓相對於vp有一些延遲，但相差不大。此時，第一比較器601的輸出仍為低，且第一反相器602的輸出仍為高。然而，當變壓器T的一次側突然開啟時，Vds會以非常大的正向斜率衝高，此時vn無法跟上vp的變化。當 兩者的壓差大於Vos時，使得第一比較器601的輸出為高，而第一反相器602的輸出為低。此時，同步整流開關信號sr可由高變為低，驅動信號gate2關斷。
參考圖9，在一些實施例中，第二比較器603可以包括高壓電力MOS場效電晶體Mn5，其中，該高壓電力MOS場效電晶體Mn5可類似於上面參考圖8所描述的高壓電力MOS場效電晶體Mn4。例如，高壓電力MOS場效電晶體Mn5的閘極也可以連接至低壓電源AVDD。此外，該高壓電力MOS場效電晶體Mn5也可用於阻擋輸入Vds高壓。例如，高壓電力MOS場效電晶體Mn5可以在Vds在負壓到(AVDD-Vgsn)的電壓範圍內直通，其中，Vgsn為高壓電力MOS場效電晶體Mn5的閘極電壓。
此外，如圖9所示，在一些實施例中，第二比較器603還可包括串聯連接的施密特反相器(SINV)和第三反相器(INV)，並且該第二比較器603的輸出端(即sr_off)可以由該第三反相器的輸出端引出。在一些實施例中，上述同步整流關斷閾值Vt(off)可通過如下等式(2)來確定：
Vt(off)=-Roff3‧Ioff1 等式(2)
此外，在一些實施例中，上述Vds電壓調整值Vt(reg)可通過如下等式(3)來確定：
Vt(reg)=-(Roff3‧(Ioff1+Ireg1)+Rreg1‧Ireg1) 等式(3)
當同步整流系統在DCM以及淺CCM工作模式下工作時，根據一些實施例，當Vds大於Vt(reg)(即Vds>-(Roff3‧(Ioff1+Ireg1)+Rreg1‧Ireg1))時，開始常規的Vds電壓調整。如上所述，隨著變壓器T二次線圈的電流Isec的進一步減小，導通電阻Rds(on)的增大已不足以將Vds維持在調整值Vt(reg)附近。此時，Vds開始增大，並且當Vds增大到大於同步整流關斷閾值Vt(off)(即Vds>Vt(off))時，同步整流系統可以關斷。
圖10示出了根據本發明實施例的用於控制同步整流系統 的另一控制電路1000的框圖。
參考圖10，在一些實施例中，控制電路1000可以包括第一比較器1001，其中，該第一比較器1001的第一輸入端可以連接至關斷閾值切換電壓Vt(dccm)(通常為-80mV)，並且該第一比較器1001的第二輸入端可以連接至控制電路1000的輸入電壓Vds。此外，在一些實施例中，該第一比較器1001的輸出端(在圖10中如crtl所示)可以連接至第一反相器(INV)1002的輸入端，並且該第一反相器1002的輸出可以由crtlb表示。例如，第一比較器1001可用於將輸入電壓Vds與關斷閾值切換電壓Vt(dccm)進行比較，並且該比較的結果可用於選擇同步整流系統的關斷閾值，如下面進一步詳細描述的。
在一些實施例中，該控制電路1000還可以包括第二比較器1003，其中，該第二比較器1003的第一輸入端可以經由第一開關(在圖10中如crtlb處的箭頭所示)連接至第一關斷閾值Vt(off)並經由第二開關(在圖10中如crtl處的箭頭所示)連接至第二關斷閾值Vt1(off)。此外，如圖10所示，該第二比較器1003的第二輸入端可以連接至輸入電壓Vds。具體地，根據一些實施例，第二關斷閾值Vt1(off)通常可以小於第一關斷閾值Vt(off)。
如圖10所示，在一些實施例中，該控制電路1000還可以包括第二反相器(INV)1004，其中，該第二反相器1004的輸入端可以連接至第二比較器1003的輸出端(在圖10中如sr_off所示)。此外，在一些實施例中，如圖10所示的控制電路1000還可以包括RS正反器。該RS正反器的R端可以連接至同步整流開啟觸發信號(one-shot)，並且該RS正反器的S端可以連接至第二反相器1004的輸出端。具體地，在一些實施例中，該同步整流開啟觸發信號可以為正向窄脈衝信號。根據一些實施例，該RS正反器可用於基於同步整流開啟觸發信號和第二反相器1004的輸出來生成同步整流開關信號(sr)。
進一步如圖10所示，控制電路1000還可以包括驅動電路 (Driver)，該驅動電路的輸入端可以連接至RS正反器的QN端並接收同步整流開關信號sr。在一些實施例中，該驅動電路可用於基於由RS正反器生成的同步整流開關信號sr來生成驅動信號gate2，以控制同步整流系統的同步整流切換MOSFET。
例如，參考圖10，根據一些實施例，當Vds大於同步整流系統的關斷閾值(第一關斷閾值Vt(off)或第二關斷閾值Vt1(off))時，第二比較器1003的輸出為低，該輸出可以經由第二反相器1004之後連接至RS正反器的S端，使得RS正反器的QN端被置為低。此時，由驅動電路生成的驅動信號gate2可以為低，使得同步整流系統關斷。此外，如圖10所示，RS正反器的R端可以連接至同步整流開啟觸發信號，並且當Vds小於同步整流開啟閾值Vt(on)(即Vds<Vt(on))時，RS正反器根據該同步整流開啟觸發信號將QN端置為高。此時，由驅動電路生成的驅動信號gate2可以為高，使得同步整流系統開啟。
根據一些實施例，具體地，第一開關可以由第一反相器1002的輸出(即crtlb)來控制，並且第二開關可以由第一比較器1001的輸出(即crtl)來控制。例如，在一些實施例中，當Vds<Vt(dccm)時，第一比較器1001的輸出為高並且第一反相器1002的輸出為低，此時第二開關可以導通並且第一開關可以關斷，使得第二比較器1003的第一輸入端可以連接至第二關斷閾值Vt1(off)。此外，若Vds>Vt(dccm)，則第一比較器1001的輸出為低而第一反相器1002的輸出為高，此時第一開關可以導通並且第二開關可以關斷，使得第二比較器1003的第一輸入端可以連接至第一關斷閾值Vt(off)。然而，本領域技術人員將理解，第一開關和第二開關還可以根據第一反相器1002的輸出和第一比較器1001的輸出以其他方式來控制。
圖11示出了根據本發明實施例的如圖10所示的控制電路1000的時序圖。圖11中所使用的圖式標記與前述圖式中所使用的圖式標記相同。此外，如圖11所示，Vt(off)表示第一關斷閾值，Vt1(off)表 示第二關斷閾值，並且Vt(dccm)表示關斷閾值切換電壓。如上所述，第二關斷閾值Vt1(off)通常可以小於第一關斷閾值Vt(off)。根據一些實施例，第二關斷閾值Vt1(off)通常可以為-60mV。
參考圖11，根據一些實施例，通過增加額外的參數關斷閾值切換電壓Vt(dccm)並將其與輸入電壓Vds進行比較，例如在深度CCM工作模式下，可以將同步整流系統的關斷閾值切換為相對更低的值，即Vt1(off)。如上所述，當Vds<Vt(dccm)時，同步整流系統的關斷閾值可以切換為第二關斷閾值Vt1(off)，並且當Vds>Vt(dccm)時，同步整流系統的關斷閾值可以恢復為第一關斷閾值Vt(off)。
以這種方式，當同步整流系統在深度CCM工作模式下工作時，即使變壓器T的一次側在Vds<Vt(dccm)的情況下導通，在Vds升高達到Vt1(off)之後同步整流系統就會關斷。這與Vds衝高到Vt(off)之後才關斷同步整流系統的情況相比，同步整流系統的關斷可以提前幾納秒至十幾納秒，改善了同步整流系統的輸出尖峰。
圖12示出了根據本發明實施例的如圖10所示的控制電路1000中的第一比較器1001的框圖，並且圖13示出了根據本發明實施例的如圖10所示的控制電路1000中的第二比較器1003的框圖。如圖12和圖13所示，AVDD為內部低壓電源，AVSS為地，Ibias1、Ibias2、Is1、Is2為偏置電流，Ij、Ich1、Ich2、Ioff、Ireg為電流，Rj、Roff1、Roff2、Rreg為電阻，以及C1、C2為電容。
參考圖12，在一些實施例中，控制電路1000中的第一比較器1001可以包括高壓電力MOS場效電晶體Mn1，並且其中，該高壓電力MOS場效電晶體Mn1的閘極可連接至內部低壓電源AVDD。此外，該高壓電力MOS場效電晶體Mn1可用於阻擋輸入Vds高壓。例如，高壓電力MOS場效電晶體Mn1可以在Vds在負壓到(AVDD-Vgsn)的電壓範圍內直通，其中，Vgsn為高壓電力MOS場效電晶體Mn1的閘極電壓。此外，如圖12所示，該第一比較器1001還可以包括施密特反相器(SINV)，並 且第一比較器1001的輸出端可以由該施密特反相器的輸出端引出。
在一些實施例中，上述關斷閾值切換電壓Vt(dccm)可通過如下等式(4)來確定：
Vt(dccm)=-Rj‧Ij 等式(4)
此外，如圖12所示，電流Ich1可以對電容C1進行充電，產生該第一比較器1001的輸出(在圖12中如ctrl所示)的上升沿延遲(通常為500 ns)。此外，電流Ich2可以對電容C2進行充電，產生該第一比較器1001的輸出的下降沿延遲(通常為150 ns)。
參考圖13，在一些實施例中，控制電路1000中的第二比較器1003可以包括高壓電力MOS場效電晶體Mn2，其中，該高壓電力MOS場效電晶體Mn2可類似於上面參考圖12所描述的高壓電力MOS場效電晶體Mn1。例如，高壓電力MOS場效電晶體Mn2的閘極也可以連接至低壓電源AVDD。此外，該高壓電力MOS場效電晶體Mn2也可用於阻擋輸入Vds高壓。例如，高壓電力MOS場效電晶體Mn2可以在Vds在負壓到(AVDD-Vgsn)的電壓範圍內直通，其中，Vgsn為高壓電力MOS場效電晶體Mn2的閘極電壓。
此外，如圖13所示，該第二比較器1003還可以包括低壓電力MOS場效電晶體Mn3，並且其中，該低壓電力MOS場效電晶體Mn3的閘極可連接至上述第一反相器1002的輸出端(即crtlb)。進一步如圖13所示，該第二比較器1003還可以包括串聯連接的施密特反相器(SINV)和第三反相器(在圖13中如INV所示)，並且其中，該第二比較器1003的輸出端由第三反相器的輸出端引出，在圖13中如sr_off所示。
在一些實施例中，上述第二關斷閾值Vt1(off)可通過如下等式(5)來確定：
Vt1(off)=-(Roff1+Roff2)‧Ioff 等式(5)
此外，在一些實施例中，上述Vds電壓調整值Vt(reg)可通過如下等式(6)來確定：
Vt(reg)=-(Roff2‧(Ioff+Ireg)+Rreg‧Ireg) 等式(6)
如圖13所示，根據一些實施例，當Vds小於Vt(dccm)(即Vds<-Rj‧Ij)時，第一比較器1001的輸出為高並且第一反相器1002的輸出為低，此時低壓電力MOS場效電晶體Mn3可關斷，並且同步整流系統的關斷閾值可以為第二關斷閾值Vt1(off)，即-(Roff1+Roff2)‧Ioff。然而，由於Vt1(off)小於調整值Vt(reg)(即Vt1(off)<Vt(reg))，此時Vds電壓調整可未起作用。當Vds大於Vt(dccm)(即Vds>-Rj‧Ij)時，第一比較器1001的輸出為低並且第一反相器1002的輸出為高，此時低壓電力MOS場效電晶體Mn3可導通，並且同步整流系統的關斷閾值可恢復為第一關斷閾值Vt(off)。參考圖13，根據一些實施例，Vt(off)=-Roff2‧Ioff。此外，由於Vt(off)大於調整值Vt(reg)(即Vt(off)>Vt(reg))，此時同步整流系統可先進行Vds電壓調整過程，並然後關斷。
圖14示出了根據本發明實施例的用於控制同步整流系統中的控制電路的方法1400的流程圖。該方法1400可以由如圖6所示的控制電路600執行，並且如圖14所示，該方法1400可包括步驟1401-1404。
在步驟1401處，由第一比較器對經由失調電壓失調的控制電路的輸入電壓以及經由RC濾波電路濾波的輸入電壓進行比較，其中，該比較包括感測輸入電壓的上升斜率。
在步驟1402處，由第二比較器對輸入電壓以及同步整流關斷閾值電壓進行比較。
在步驟1403處，由RS正反器基於第一比較器和第二比較器的比較結果以及同步整流開啟觸發信號，來生成同步整流開關信號。
在步驟1404處，由驅動電路根據同步整流開關信號來生成驅動信號。此外，該同步整流開關信號還可用於控制第一比較器與產生輸入電壓的電壓輸入端之間的導通或關斷狀態。
圖15示出了根據本發明實施例的用於控制同步整流系統 的控制電路的另一方法1500的流程圖。該方法1500可以由如圖10所示的控制電路1000執行，並且如圖15所示，該方法1500可包括步驟1501-1504。
在步驟1501處，由第一比較器對關斷閾值切換電壓以及控制電路的輸入電壓進行比較。
在步驟1502處，基於第一比較器的比較結果來選擇同步整流關斷閾值。
在步驟1503處，基於第二比較器的比較結果以及同步整流開啟觸發信號，由RS正反器生成同步整流開關信號。
在步驟1504處，由驅動電路根據同步整流開關信號生成驅動信號。
應注意的是，上面關於圖14(以及圖15)所描述的方法1400(以及方法1500)中的步驟僅表示控制電路600(以及控制電路1000)中的模組要執行的相應動作，這些步驟不必按圖中所示的循序執行，並且可以按照其他合適的循序執行或者並行地執行，在不同的實現方式中也可以根據實際情況進行刪減或合併。
本發明的示例性實施例提供了用於快關模式下的同步整流系統的快速關斷的控制電路及方法。根據本發明的一些實施例，當感測到跨同步整流切換MOSFET的汲極和源極的電壓差出現較大的正向斜率時，可立刻關斷同步整流系統，實現了在變壓器的一次側開啟的瞬間關斷同步整流系統。根據本發明的其他實施例，當感測到同步整流切換MOSFET的汲極和源極的電壓差較低時，可以將同步整流系統關斷閾值切換到比典型設計值更低的值，從而可以提前關斷同步整流切換MOSFET，實現了同步整流切換MOSFET的提前關斷。根據本發明示例性實施例的控制電路及方法縮短了同步整流系統的關斷時間，改善了利用電壓調整的傳統同步整流系統在CCM特別是深度CCM工作模式下的MOSFET輸出尖峰問題，提高了同步整流系統的效率和可靠性。
在上文中使用了“第一”、“第二”...等序數詞來描述一些實施例，然而本領域技術人員應理解，這些表述僅僅是為了敘述和引用的方便，所限定的物件並不存在次序上的先後關係。上文中提到了“一些實施例”、“另一實施例”、“其他實施例”等，然而應理解，在各個實施例中提及的特徵並不一定只能應用於該實施例，而是可用於其他實施例。一個實施例中的特徵可以應用於另一實施例，或者可以被包括在另一實施例中。
本發明可以以其他的具體形式實現，而不脫離其範圍。例如，特定實施例中所描述的方法可以被修改，而系統架構並不脫離本發明的範圍。因此，當前的實施例在所有方面都被看作是示例性的而非限定性的，本發明的範圍由所附權利要求而非上述描述來限定。此外，落入權利要求的含義和等同物的範圍內的全部改變從而都被包括在本發明的範圍內。
AND:及閘
Cs:電容
Driver:驅動電路
gate2:閘極
min_ton:最小導通時間信號
Ms:開關
NOR:反或閘
one-shot:同步整流開啟觸發信號
R,S,QN,vp,vn:端
Rs:電阻
sr:同步整流開關信號
sr_off:第二比較器603的輸出端
sr_off_slope:第一反相器602的輸出端
Vds:電壓
Vos:失調電壓
Vt(off):第一關斷閾值
600:控制電路
601:第一比較器
602:第一反相器(INV)
603:第二比較器

Claims (18)

  1. 一種用於控制同步整流系統的控制電路，包括：
    第一比較器，所述第一比較器的第一輸入端經由失調電壓與輸入電壓相連接，並且所述第一比較器的第二輸入端經由RC濾波電路與所述輸入電壓相連接；
    第二比較器，所述第二比較器的第一輸入端連接至同步整流關斷閾值電壓，所述第二比較器的第二輸入端連接至所述輸入電壓；
    第一反相器，所述第一反相器的輸入端連接至所述第一比較器的輸出端；
    及閘，所述及閘的兩個輸入端分別與所述第一反相器的輸出端和所述第二比較器的輸出端相連接；
    第二反相器，所述第二反相器的輸入端連接至所述及閘的輸出端；
    RS正反器，所述RS正反器的R端連接至同步整流開啟觸發信號，並且所述RS正反器的S端連接至所述第二反相器的輸出端，其中，所述RS正反器用於基於所述同步整流開啟觸發信號和所述第二反相器的輸出來生成同步整流開關信號；
    驅動電路，所述驅動電路的輸入端連接至所述RS正反器的QN端，並且所述驅動電路用於基於所述同步整流開關信號來生成驅動信號；以及
    開關，連接在所述第一比較器的第一輸入端和第二輸入端與所述輸入電壓之間，所述開關由所述同步整流開關信號來控制。
  2. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述第二反相器包括反或閘，所述反或閘的輸入端分別連接至所述及閘的輸出端以及最小導通時間信號，所述反或閘的輸出端連接至所述RS正反器的S端。
  3. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述RC濾波電路包括串聯連接的電阻和電容，並且所述第一比較器的第二輸入端連接至所述電阻和所述電容的公共端。
  4. 如請求項1所述的控制電路，其中，當所述同步整流開關信號為低 時，所述開關關斷，並且當所述同步整流開關信號為高時，所述開關導通。
  5. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述第一比較器包括高壓電力MOS場效電晶體，所述高壓電力MOS場效電晶體的閘極連接至低壓電源。
  6. 如請求項5所述的控制電路，其中，所述開關為低壓電力MOS場效電晶體，並且所述低壓電力MOS場效電晶體的閘極連接至所述同步整流開關信號。
  7. 如請求項5所述的控制電路，其中，所述第一比較器還包括施密特反相器，並且所述第一比較器的輸出端由所述施密特反相器的輸出端引出。
  8. 如請求項1所述的控制電路，其中，所述第二比較器包括高壓電力MOS場效電晶體，所述高壓電力MOS場效電晶體的閘極連接至低壓電源。
  9. 如請求項8所述的控制電路，其中，所述第二比較器還包括串聯連接的施密特反相器和第三反相器，並且所述第二比較器的輸出端由所述第三反相器的輸出端引出。
  10. 一種用於控制同步整流系統的控制電路，包括：
    第一比較器，所述第一比較器的第一輸入端連接至關斷閾值切換電壓，所述第一比較器的第二輸入端連接至輸入電壓，並且所述第一比較器的輸出端連接至第一反相器的輸入端；
    第二比較器，所述第二比較器的第一輸入端經由第一開關連接至第一關斷閾值並經由第二開關連接至第二關斷閾值，並且所述第二比較器的第二輸入端連接至所述輸入電壓；
    第二反相器，所述第二反相器的輸入端連接至所述第二比較器的輸出端；
    RS正反器，所述RS正反器的R端連接至同步整流開啟觸發信號，並且所述RS正反器的S端連接至所述第二反相器的輸出端，其中，所述RS正反器用於基於所述同步整流開啟觸發信號和所述第二反相器的輸出來生成同步整流開關信號；以及
    驅動電路，所述驅動電路的輸入端連接至所述RS正反器的QN端， 並且所述驅動電路用於基於所述同步整流開關信號來生成驅動信號。
  11. 如請求項10所述的控制電路，其中，所述第二關斷閾值小於所述第一關斷閾值。
  12. 如請求項10或11所述的控制電路，其中，所述第一開關由所述第一反相器的輸出來控制，並且所述第二開關由所述第一比較器的輸出來控制。
  13. 如請求項10所述的控制電路，其中，所述第一比較器包括高壓電力MOS場效電晶體，所述高壓電力MOS場效電晶體的閘極連接至低壓電源。
  14. 如請求項13所述的控制電路，其中，所述第一比較器還包括施密特反相器，並且所述第一比較器的輸出端由所述施密特反相器的輸出端引出。
  15. 如請求項10所述的控制電路，其中，所述第二比較器包括高壓電力MOS場效電晶體以及低壓電力MOS場效電晶體，並且其中，所述高壓電力MOS場效電晶體的閘極連接至低壓電源，所述低壓電力MOS場效電晶體的閘極連接至所述第一反相器的輸出端。
  16. 如請求項15所述的控制電路，其中，所述第二比較器還包括串聯連接的施密特反相器和第三反相器，並且所述第二比較器的輸出端由所述第三反相器的輸出端引出。
  17. 一種用於控制同步整流系統的控制電路的方法，包括：
    由第一比較器對經由失調電壓失調的所述控制電路的輸入電壓以及經由RC濾波電路濾波的所述輸入電壓進行比較，其中，所述比較包括感測所述輸入電壓的上升斜率；
    由第二比較器對所述輸入電壓以及同步整流關斷閾值電壓進行比較；
    由RS正反器基於所述第一比較器和所述第二比較器的比較結果以及同步整流開啟觸發信號，來生成同步整流開關信號；以及
    由驅動電路根據所述同步整流開關信號來生成驅動信號；
    其中，所述同步整流開關信號還用於控制所述第一比較器與產生所述輸入電壓的電壓輸入端之間的導通或關斷狀態。
  18. 一種用於控制同步整流系統的控制電路的方法，包括：
    由第一比較器對關斷閾值切換電壓以及所述控制電路的輸入電壓進行比較；
    基於所述第一比較器的比較結果來選擇同步整流關斷閾值；
    由第二比較器對所選的同步整流關斷閾值以及所述輸入電壓進行比較；
    基於所述第二比較器的比較結果以及同步整流開啟觸發信號，由RS正反器生成同步整流開關信號；以及
    由驅動電路根據所述同步整流開關信號生成驅動信號。
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