CN111865095A

CN111865095A - 一种同步整流控制电路及反激式开关电源

Info

Publication number: CN111865095A
Application number: CN202010878749.1A
Authority: CN
Inventors: 窦森; 邹聪; 丁雪征
Original assignee: BCD Shanghai Micro Electronics Ltd
Current assignee: BCD Shanghai Micro Electronics Ltd
Priority date: 2020-08-27
Filing date: 2020-08-27
Publication date: 2020-10-30

Abstract

本发明公开了一种同步整流控制电路及反激式开关电源。伏秒积分电路用于获取开关电源的副边绕组两端电压的伏秒积；伏秒积阈值自适应电路用于将伏秒积阈值跟随开关电源的输出电压的变化而变化，得到与开关电源的输出电压呈正相关的伏秒积阈值；比较电路用于若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则生成开通允许信号；整流管控制电路用于在接收到开通允许信号后控制整流管导通。可见，本申请利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分开正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而避免出现寄生衰减振荡时误开通副边整流管的现象；而且，伏秒积阈值可跟随开关电源的输出电压自适应调整，从而适用于多输出电压的开关电源系统。

Description

一种同步整流控制电路及反激式开关电源

技术领域

本发明涉及开关电源控制领域，特别是涉及一种同步整流控制电路及反激式开关电源。

背景技术

原边控制的反激式开关电源由于体积小、效率高，逐渐成为一种重要的电子元件供电设备，其输出端一般会串联一整流二极管，提供直流输出电压。随着电子技术的发展，负载电子元件要求的输出电压越来越低、输出功率越来越高，因而整流二极管的正向导通压降成为限制开关电源效率提升的主要因素。

目前常用的解决方法是使用一个整流管模拟二极管进行整流，即所谓的同步整流技术，一般可以采用MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor，金属-氧化层-半导体-场效晶体管)作为整流管。同步整流是利用MOSFET导通时的低电阻，降低整流管上的损耗，其栅极控制信号需要和被整流电流相位同步。

现有技术中，同步整流控制通常采用的实现方式为：参照图1所示，为一典型的应用于原边控制的反激式开关电源副边的同步整流控制电路。在图1所示的原边控制的反激式开关电源中，原边开关M1的开关动作经变压器转换，副边绕组两端电压会有相应的响应，所以检测副边绕组两端电压的变化，可以得知原边开关M1的开关状态，进而实现对副边整流管M2的同步控制。

然而，当原边控制的反激式开关电源工作在DCM(Discontinuous Current Mode，电流断续模式)时，不理想的寄生元件使得副边绕组两端电压存在衰减谐波振荡，如图2a所示。其中，图2a中，R指整流管M2导通时其等效源漏导通电阻，对应图2a中线形上升段；diode指整流管M2的寄生体二极管导通，对应图2a中线性段两端的指数段。因为同步整流存在开通延时和关断延时，即前后指数段，此时靠体二极管导通。

由图2a可见，仅仅简单的判断副边绕组103两端电压的极性，不能避免错误的控制整流管M2，可能会导致副边回路出现反向电流，造成不必要的能量损失。因此，需要准确的区分正常的原边开关M1的动作激起的副边绕组的电压变化与寄生衰减振荡。

由寄生电容和漏感引起的副边绕组上的电压振荡不可避免，其周期和幅值也因应用环境而变化。在原边为低输入电压、副边为高输出电压的情况下，寄生衰减振荡的幅值，可能会达到原边开关M1关断时激起的副边绕组两端的电压值，如图2b所示。因此，根据副边绕组两端电压的幅值控制整流管M2，也很难避免寄生衰减振荡引起的误动作。

因此，如何提供一种准确控制整流管的同步整流控制电路是本领域的技术人员目前需要解决的问题。

发明内容

本发明的目的是提供一种同步整流控制电路及反激式开关电源，能够利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分开正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而避免出现寄生衰减振荡时误开通副边整流管的现象；而且，本申请的伏秒积阈值可跟随开关电源的输出电压自适应调整，从而适用于多输出电压的开关电源系统。

为解决上述技术问题，本发明提供了一种同步整流控制电路，包括：

伏秒积分电路，用于获取开关电源的副边绕组两端电压的伏秒积；

伏秒积阈值自适应电路，用于将伏秒积阈值跟随所述开关电源的输出电压的变化而变化，得到与所述开关电源的输出电压呈正相关的伏秒积阈值；

比较电路，用于将当前的伏秒积和伏秒积阈值进行比较，若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则生成开通允许信号；

整流管控制电路，用于在接收到所述开通允许信号后，控制整流管导通。

优选地，所述伏秒积阈值自适应电路包括电流源、第一电阻及第二电阻；其中：

所述电流源的输出端分别与所述第一电阻的第一端和所述第二电阻的第一端连接且公共端接入所述比较电路，所述第一电阻的第二端接地，所述第二电阻的第二端接入所述开关电源的输出电压。

优选地，所述伏秒积阈值自适应电路还包括第一电容；其中：

所述第一电容的第一端分别与所述电流源的输出端、所述第一电阻的第一端及所述第二电阻的第一端连接且公共端接入所述比较电路，所述第一电容的第二端接地。

优选地，所述开关电源的输出电压包括第一输出电压V1和第二输出电压V2；

相应的，所述第一电阻和所述第二电阻的阻值选取策略为：

将第一输出电压V1下由正常的原边开关动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第一参考电压、由寄生衰减振荡产生的伏秒积换算为第二参考电压，并求出所述第一参考电压和所述第二参考电压的平均电压V1_mean；

将第二输出电压V2下由正常的原边开关动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第三参考电压、由寄生衰减振荡产生的伏秒积换算为第四参考电压，并求出所述第三参考电压和所述第四参考电压的平均电压V2_mean；

基于在第一输出电压V1下所述第一电阻两端的电压V1_Vraef与平均电压V1_mean的差值及在第一输出电压V2下所述第一电阻两端的电压V2_Vraef与平均电压V2_mean的差值均在一定范围内，得到所述第一电阻和所述第二电阻的阻值。

优选地，所述伏秒积分电路包括复位开关、第二电容及电压转电流电路；其中：

所述复位开关的第一端分别与所述第二电容的第一端和所述电压转电流电路的电流输出端连接且公共端接入所述比较电路，所述电压转电流电路的电压输入端接入所述副边绕组的两端电压，所述复位开关的第二端及所述第二电容的第二端均接地；其中，当所述复位开关闭合时，所述第二电容对地放电；

所述电压转电流电路用于将所述副边绕组的两端电压按照一定比例转换为电流流入所述第二电容。

优选地，所述比较电路具体为比较器；其中：

所述比较器的输入正端与所述伏秒积分电路的输出端连接，所述比较器的输入负端与所述伏秒积阈值自适应电路的输出端连接，所述比较器的输出端与所述整流管控制电路连接；

所述比较器用于将当前的伏秒积和伏秒积阈值进行比较，若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则生成高电平信号作为开通允许信号。

优选地，所述同步整流控制电路还包括SR锁存器；其中：

所述SR锁存器的S端与所述比较电路的输出端连接，所述SR锁存器的Q端与所述整流管控制电路连接。

为解决上述技术问题，本发明还提供了一种反激式开关电源，包括包含原边绕组和副边绕组的变压器、副边整流管及上述任一种同步整流控制电路。

本发明提供了一种同步整流控制电路，包括伏秒积分电路、伏秒积阈值自适应电路、比较电路及整流管控制电路。伏秒积分电路用于获取开关电源的副边绕组两端电压的伏秒积；伏秒积阈值自适应电路用于将伏秒积阈值跟随开关电源的输出电压的变化而变化，得到与开关电源的输出电压呈正相关的伏秒积阈值；比较电路用于将当前的伏秒积和伏秒积阈值进行比较，若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则生成开通允许信号；整流管控制电路用于在接收到开通允许信号后，控制整流管导通。可见，本申请能够利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分开正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而避免出现寄生衰减振荡时误开通副边整流管的现象；而且，本申请的伏秒积阈值可跟随开关电源的输出电压自适应调整，从而适用于多输出电压的开关电源系统。

本发明还提供了一种反激式开关电源，与上述同步整流控制电路具有相同的有益效果。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对现有技术和实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为现有技术提供的一种应用于原边控制的反激式开关电源副边的同步整流控制电路图；

图2a为图1中副边整流管漏端电压第一种情况下的波形图；

图2b为图1中副边整流管漏端电压第二种情况下的波形图；

图3为本发明实施例提供的一种同步整流控制电路的结构示意图；

图4为本发明实施例提供的一种单电压系统芯片VDET引脚相对于GND的特征波形图；

图5为本发明实施例提供的一种带有固定伏秒积阈值的双电压系统芯片GPR34509的VDET引脚相对于GND的特征波形图；

图6为本发明实施例提供的一种带有可调伏秒积阈值的双电压系统芯片GPR34509的VDET引脚相对于GND的特征波形图；

图7为本发明实施例提供的一种同步整流控制电路的具体结构示意图。

具体实施方式

本发明的核心是提供一种同步整流控制电路及反激式开关电源，能够利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分开正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而避免出现寄生衰减振荡时误开通副边整流管的现象；而且，本申请的伏秒积阈值可跟随开关电源的输出电压自适应调整，从而适用于多输出电压的开关电源系统。

为使本发明实施例的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图3，图3为本发明实施例提供的一种同步整流控制电路的结构示意图。

该同步整流控制电路10包括：

伏秒积分电路11，用于获取开关电源的副边绕组两端电压的伏秒积；

伏秒积阈值自适应电路12，用于将伏秒积阈值跟随开关电源的输出电压的变化而变化，得到与开关电源的输出电压呈正相关的伏秒积阈值；

比较电路13，用于将当前的伏秒积和伏秒积阈值进行比较，若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则生成开通允许信号；

整流管控制电路14，用于在接收到开通允许信号后，控制整流管导通。

具体地，本申请的同步整流控制电路10包括伏秒积分电路11、伏秒积阈值自适应电路12、比较电路13及整流管控制电路14，其工作原理为：

请参照图4，Tonp表示原边导通时间，Area_Tonp表示正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积；Tons表示副边导通时间；Toff表示原边和副边均关断的时间，Area_peak1、Area_peak2均为寄生衰减振荡时副边绕组两端电压的伏秒积。由图4分析可知，正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积＞寄生衰减振荡时副边绕组两端电压的伏秒积，可以理解的是，为了区分开正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端的电压与寄生衰减振荡，本申请设置一伏秒积阈值，伏秒积阈值的设置需满足：正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积＞伏秒积阈值＞寄生衰减振荡时副边绕组两端电压的伏秒积，目的是实现：将副边绕组两端电压的伏秒积与所设伏秒积阈值进行比较，当副边绕组两端电压的伏秒积大于所设伏秒积阈值时，才允许副边整流管M2开通。可见，本申请利用副边绕组两端电压的伏秒积作为判断标准，区分开正常的原边开关动作激起的副边绕组两端电压和寄生衰减振荡，从而避免出现寄生衰减振荡时误开通副边整流管的现象。

与此同时，考虑到对于多输出电压的开关电源系统(如快速充电电源系统)，副边绕组两端电压的伏秒积随系统输出电压或负载的变化而变化，若所设伏秒积阈值为一个固定值，则会导致在某些工作条件下仍出现寄生衰减振荡时误开通副边功率晶体管的现象。比如，请参照图5，GPR34509包含5V和9V两个输出电压，Area1_5V为在5V输出电压下正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积，Area2表示伏秒积阈值，Area1_5V为在5V输出电压下寄生衰减振荡时副边绕组两端电压的伏秒积(Area3_5V＜Area2＜Area1_5V)；Area1_9V为在9V输出电压下正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积，Area3_9V为在9V输出电压下寄生衰减振荡时副边绕组两端电压的伏秒积。可见，输出电压的升高导致Area1、Area3的面积急剧增加，若要使系统在5v和9v两个电压下均能正常工作，Area2需满足：Area3_9V＜Area2＜Area1_9V，由于Area1_5V＜Area1_9V，Area3_5V＜Area3_9V，所以Area3_9V＜Area2＜Area1_5V，但在Area3_9V非常接近或大于Area1_5V时，若仍以Area2作为伏秒积阈值，则会导致在9V输出电压下出现寄生衰减振荡时误开通副边功率晶体管的现象。

因此，为了在不同输出电压下更准确地区分开正常的原边开关M1动作时激起的副边绕组两端的电压与寄生衰减振荡，本申请的伏秒积阈值设置为跟随开关电源的输出电压的变化而变化，具体与开关电源的输出电压呈正相关，即伏秒积阈值可根据开关电源的输出电压自适应调整，从而适用于多输出电压的开关电源系统。比如，请参照图6，Area2_5V表示在5V输出电压下的伏秒积阈值(Area3_5V＜Area2_5V＜Area1_5V)，Area2_9V表示在9V输出电压下的伏秒积阈值(Area3_9V＜Area2_9V＜Area1_9V)，Area2的面积跟随输出电压近似线性变化，输出电压越大，Area2的面积越大，使得系统在多电平输出电压下具有良好的控制性能。

基于此，开关电源的副边整流管M2的开通原理为：伏秒积分电路11一方面检测开关电源的副边绕组的一端的电位VDET，另一方面检测开关电源的副边绕组的另一端的电位VOUT，以获取副边绕组两端的电压(VDET-VOUT)，然后对副边绕组两端的电压(VDET-VOUT)做时间的积分，得到副边绕组两端电压的伏秒积，并将副边绕组两端电压的伏秒积发送至比较电路13。伏秒积阈值自适应电路12基于开关电源的输出电压自适应调整伏秒积阈值，并将当前调整的伏秒积阈值发送至比较电路13。比较电路13将当前的伏秒积和伏秒积阈值进行比较，在当前的伏秒积大于伏秒积阈值时，生成开通允许信号至整流管控制电路14，以告知整流管控制电路14副边整流管M2满足伏秒积开通条件。整流管控制电路14在接收到开通允许信号后，确定副边整流管M2满足伏秒积开通条件，则控制功率晶体管M2导通(若功率晶体管还有其余开通条件，则需同时满足所有开通条件时才控制功率晶体管M2导通)，从而提高了功率晶体管M2的开通准确性。

需要说明的是，伏秒积分电路11需在副边绕组电位VDET每次出现正电压时，均重新对副边绕组两端的电压做时间的积分，以避免上一次的积分值影响后续获取副边绕组两端电压的伏秒积。

在上述实施例的基础上：

请参照图7，图7为本发明实施例提供的一种同步整流控制电路的具体结构示意图。

作为一种可选的实施例，伏秒积阈值自适应电路12包括电流源CS、第一电阻R1及第二电阻R2；其中：

电流源CS的输出端分别与第一电阻R1的第一端和第二电阻R2的第一端连接且公共端接入比较电路13，第一电阻R1的第二端接地，第二电阻R2的第二端接入开关电源的输出电压。

具体地，本申请的伏秒积阈值自适应电路12包括电流源CS、第一电阻R1及第二电阻R2，其工作原理为：

参照如图7所示的伏秒积阈值自适应电路12，可得

其中，VOUT为开关电源的输出电压；Vraef为表征伏秒积阈值的电压，可表示为：Vraef＝k*VOUT+b，k＞0，与开关电源的输出电压正相关，具体跟随开关电源的输出电压线性变化；Iraef为电流源CS的输出电流。

作为一种可选的实施例，伏秒积阈值自适应电路12还包括第一电容C1；其中：

第一电容C1的第一端分别与电流源CS的输出端、第一电阻R1的第一端及第二电阻R2的第一端连接且公共端接入比较电路13，第一电容C1的第二端接地。

进一步地，本申请的伏秒积阈值自适应电路12还包括第一电容C1，第一电容C1起滤波作用，从而提升电路的稳定性。

作为一种可选的实施例，开关电源的输出电压包括第一输出电压V1和第二输出电压V2；

相应的，第一电阻R1和第二电阻R2的阻值选取策略为：

将第一输出电压V1下由正常的原边开关动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第一参考电压、由寄生衰减振荡产生的伏秒积换算为第二参考电压，并求出第一参考电压和第二参考电压的平均电压V1_mean；

将第二输出电压V2下由正常的原边开关动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第三参考电压、由寄生衰减振荡产生的伏秒积换算为第四参考电压，并求出第三参考电压和第四参考电压的平均电压V2_mean；

基于在第一输出电压V1下第一电阻两端的电压V1_Vraef与平均电压V1_mean的差值及在第一输出电压V2下第一电阻两端的电压V2_Vraef与平均电压V2_mean的差值均在一定范围内，得到第一电阻R1和第二电阻R2的阻值。

具体地，本申请提前设置好副边绕组两端电压的伏秒积与参考电压Vraef之间的换算关系，然后设计第一电阻R1和第二电阻R2的阻值：1)将第一输出电压V1下由正常的原边开关动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第一参考电压，将第一输出电压V1下由寄生衰减振荡产生的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第二参考电压，并求出第一参考电压和第二参考电压的平均电压V1_mean；2)将第二输出电压V2下由正常的原边开关动作时激起的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第三参考电压，将第二输出电压V2下由寄生衰减振荡产生的副边绕组两端电压的伏秒积换算为第四参考电压，并求出第三参考电压和第四参考电压的平均电压V2_mean；3)解3个不等式方程

预设一个初始R1值，通过不等式算出交集不断迭代和缩小误差范围得到最终的第一电阻R1和第二电阻R2的阻值；其中，p为预设值，如取1。

作为一种可选的实施例，伏秒积分电路11包括复位开关K、第二电容C2及电压转电流电路110；其中：

复位开关K的第一端分别与第二电容C2的第一端和电压转电流电路110的电流输出端连接且公共端接入比较电路13，电压转电流电路110的电压输入端接入副边绕组的两端电压，复位开关K的第二端及第二电容C2的第二端均接地；其中，当复位开关K闭合时，第二电容C2对地放电；

电压转电流电路110用于将副边绕组的两端电压按照一定比例转换为电流流入第二电容C2。

具体地，本申请的伏秒积分电路11包括复位开关K、第二电容C2及电压转电流电路110，其工作原理为：

电压转电流电路110将开关电源的副边绕组的两端电压按照一定比例转换为电流流入第二电容C2，对第二电容C2进行充电，第二电容C2的充电电压输入至比较电路13。设第二电容C2的充电电流＝(VDET-VOUT)/R，则第二电容C2的充电电压＝∫[(VDET-VOUT)*C2/R]dt，即作为副边绕组两端电压的伏秒积。

需要说明的是，在开关电源的副边绕组电位VDET每次出现正电压时，均闭合复位开关K一段短暂时间(远小于副边绕组电位VDET的正电压持续时间)然后断开(可由整流管控制电路14控制)，使伏秒积分电路11重新对副边绕组两端的电压做时间的积分，以避免上一次的积分值影响后续获取副边绕组两端电压的伏秒积。

作为一种可选的实施例，比较电路13具体为比较器D；其中：

比较器D的输入正端与伏秒积分电路11的输出端连接，比较器D的输入负端与伏秒积阈值自适应电路12的输出端连接，比较器D的输出端与整流管控制电路14连接；

比较器D用于将当前的伏秒积和伏秒积阈值进行比较，若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则生成高电平信号作为开通允许信号。

具体地，本申请的比较电路13可选用比较器D，比较器D的输入正端输入表征开关电源的副边绕组两端电压的伏秒积的电压，比较器D的输入负端输入表征伏秒积阈值的电压，若当前的伏秒积大于伏秒积阈值，则比较器D生成高电平信号(即上述实施例所提及的开通允许信号)至整流管控制电路14。

作为一种可选的实施例，同步整流控制电路10还包括SR锁存器T；其中：

SR锁存器T的S端与比较电路13的输出端连接，SR锁存器T的Q端与整流管控制电路14连接。

进一步地，本申请的同步整流控制电路10还包括SR锁存器T，SR锁存器T起到数据保持作用。以比较电路13选用比较器D为例，当比较器D输出高电平后，SR锁存器T锁存住比较器D的高电平状态(满足伏秒积开通条件)，并输出至整流管控制电路14，等待整流管控制电路14控制功率晶体管M2导通。

此外，电流源CS、比较器D、SR锁存器T可集成在同一芯片内，此芯片上设有外接引脚VAREF引脚，VAREF引脚用于接设于外部的第一电阻R1、第一电容C1及第二电阻R2。之所以将第一电阻R1、第一电容C1及第二电阻R2独立于芯片外设置，是因为这样便于替换第一电阻R1和第二电阻R2，使第一电阻R1和第二电阻R2的电阻值可调，从而调整伏秒积阈值和开关电源的输出电压之间的比例关系。

本申请还提供了一种反激式开关电源，包括包含原边绕组和副边绕组的变压器、副边整流管及上述任一种同步整流控制电路。

本申请提供的反激式开关电源的介绍请参考上述同步整流控制电路的实施例，本申请在此不再赘述。

还需要说明的是，在本说明书中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

对所公开的实施例的上述说明，使本领域专业技术人员能够实现或使用本发明。对这些实施例的多种修改对本领域的专业技术人员来说将是显而易见的，本文中所定义的一般原理可以在不脱离本发明的精神或范围的情况下，在其他实施例中实现。因此，本发明将不会被限制于本文所示的这些实施例，而是要符合与本文所公开的原理和新颖特点相一致的最宽的范围。

Claims

1.一种同步整流控制电路，其特征在于，包括：

2.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述伏秒积阈值自适应电路包括电流源、第一电阻及第二电阻；其中：

3.如权利要求2所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述伏秒积阈值自适应电路还包括第一电容；其中：

4.如权利要求2所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述开关电源的输出电压包括第一输出电压V1和第二输出电压V2；

相应的，所述第一电阻和所述第二电阻的阻值选取策略为：

5.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述伏秒积分电路包括复位开关、第二电容及电压转电流电路；其中：

6.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述比较电路具体为比较器；其中：

7.如权利要求1所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述同步整流控制电路还包括SR锁存器；其中：

8.一种反激式开关电源，其特征在于，包括包含原边绕组和副边绕组的变压器、副边整流管及如权利要求1-7任一项所述的同步整流控制电路。