KR20150085072A - 모듈형 단계들을 구비한 dc-dc 컨버터 - Google Patents

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KR20150085072A
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switching network
converter
network
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KR1020157016195A
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데이비드 엠. 줄리아노
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아크틱 샌드 테크놀로지스, 인크.
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Abstract

전력 변환을 위한 장치는 상기 장치는 입력 단자 및 출력 단자를 구비 한 컨버터를 포함하며, 상기 컨버터는 조절 회로를 포함하며, 상기 조절 회로는 인덕턴스 및 상기 인덕턴스 에 연결된 스위칭 소자들을 포함하며, 상기 스위칭 소자들은 스위칭 구성들 사이의 스위치 제어를 수행하며 , 상기 조절 회로는 상기 인덕턴스를 통해 평균 DC 전류를 유지하며, 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위 칭 네트워크를 포함하며, 상기 스위칭 네트워크는 충전 저장 소자들 및 상기 충전 저장 소자들에 연결된 스 위칭 소자들을 포함하며, 상기 스위칭 소자들은 하나의 스위치 구성 내 스위치 구성들 사이의 스위치 제어를 수행하며, 상기 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 배열을 형성하며, 충전 저장 소자는 상기 스위칭 네트 워크의 상기 입력 포트 및 상기 출력 포트 중 하나를 통해 충전되며, 또 다른 구성 내에서, 상기 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 배열을 형성한다.

Description

모듈형 단계들을 구비한 DC-DC 컨버터{DC-DC CONVERTER WITH MODULAR STAGES}
본 발명은 파워 서플라이(power supplies)에 관한 것으로, 보다 구체적으로 파워 컨버터들에 관한 것이다.
복수의 파워 컨버터들은 예를 들어 휴대용 전자장치 및 가전 제품에 사용되는 적어도 하나의 커패시터들 및 스위치들을 포함한다. 스위칭모드 파워 컨버터들은 스위칭 네트워크를 이용하여 다른 전기 구성들 내의 에너지 저장 부품들(예를 들어, 인덕터들 및 커패시터들)을 스위칭함으로써 출력 전류 또는 출력전압을 조절한다. 스위칭된 커패시터 컨버터들은 주로 에너지를 변환하기 위한 커패시터들을 사용하는 스위치 모드 파워 컨버터들(switch-mode power converters)이다. 이러한 컨버터들 내에서, 스위치들 및 커패시터들의 개수는 변압비(transformation ratio)가 증가함에 따라 증가한다. 스위칭 네트워크 내의 스위치들은 일반적으로 트렌지스터들로 구현되는 능동 소자들(active devices)이다. 스위칭 네트워크는 싱글 또는 멀티 모노리식(monolithic) 반도체 기판들에 집적(integrated)되거나, 또는 개별 장치(discrete devices)들에 사용하여 형성될 수 있다.
대표적인 DC-DC 컨버터들은 전압 변환 및 출력 조절을 수행한다. 그러나, 이 두 가지 기능들은 두 개의 특수 단계들(specialized stages), 즉 스위칭 네트워크(switching network)와 같이 변환 단계 및 조절 회로(regulating circuit)와 같은 분리된 조절 단계로 두 개의 기능들을 분리하는 것이 가능하다. 변환 단계는 전압을 다른 전압으로 변환하는 것인 반면, 조절 단계는 변환 단계의 전류 및/또는 전압 출력이 원하는 특성들로 유지되도록 하는 것이다.
예를 들어, 도 1을 참고하면, 컨버터 10의 스위칭 네트워크 12A는 전압 소스 14에 입력단이 연결되어 있다. 그 다음, 조절 회로 16A의 입력단은 스위칭 네트워크 12A의 출력단에 연결되어 있다. 그 다음, 부하 18A는 조절 회로 16A의 출력단에 연결되어 있다. 전력은 전압 소스 14와 부하 18A사이에서 화살표들(arrows)이 가리키는 방향으로 흐른다. 이러한 컨버터는 2009년 5월 8일 출원된 미국 공개 특허번호 제2009/0278520호에 개시되어 있으며, 그 구성들은 본 명세서에서 참조적으로 인용된다.
본 발명의 목적은 관련 어플리케이션들에 대한 모듈형 단계 크로스 레퍼런스를 구비한 DC-DC 컨버터를 제공한다.
한 측면에서, 본 발명은 전력 변환을 위한 장치에 특징이 있다. 이러한 장치는 입력 단자 및 출력 단자를 구비한 컨버터를 포함한다. 상기 컨버터는 조절 회로를 포함하며, 상기 조절 회로는 인덕턴스 및 상기 인덕턴스에 연결된 스위칭 소자들을 포함한다. 상기 스위칭 소자들은 스위칭 구성들 사이의 스위치 제어를 수행한다. 상기 조절 회로는 상기 인덕턴스를 통해 평균 DC 전류를 유지한다. 상기 컨버터는 또한 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위칭 네트워크를 포함한다. 상기 스위칭 네트워크는 충전 저장 소자들 및 상기 충전 저장 소자들에 연결된 스위칭 소자들을 포함한다. 상기 스위칭 소자들은 하나의 스위치 구성 내 스위치 구성들 사이의 스위치 제어를 수행한다. 상기 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 제1 배열을 형성하며, 충전 저장 소자는 상기 스위칭 네트워크의 상기 입력 포트 및 상기 출력 포트 중 하나를 통해 충전된다. 또 다른 구성 내에서, 상기 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 제2 배열을 형성하며, 충전 저장 소자는 상기 스위칭 네트워크의 상기 입력 포트 및 상기 출력 포트의 하나를 통해 방전된다. 상기 스위칭 네트워크 및 상기 컨버터는 적어도 하나의 다음 구성들을 만족시킨다. (1) 상기 조절 회로는 상기 스위칭 네트워크 및 상기 컨버터의 상기 출력 단자 사이에 연결되며, 상기 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전된 스위칭 네트워크이며, (2) 상기 조절 회로는 상기 컨버터 및 상기 스위칭 네트워크의 출력 단자 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 다상 스위칭 네트워크이거나 또는 상기 조절 회로는 다상(multi phase)이며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로는 양방향이며, (3) 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전되는 스위칭 네트워크이며, (4) 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이의 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 다상(multiphase) 스위칭 네트워크이거나 또는 상기 조절 회로는 다상이며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로는 양방향이며, (5) 상기 스위칭 회로는 상기 조절 회로 및 추가적인 조절 회로 사이에 연결되어 있거나, 또는 (6) 상기 조절 회로는 상기 스위칭 네트워크 및 추가적인 스위칭 네트워크 사이에 연결되어 있다.
본 발명의 실시예에서는 재구성 스위칭 네트워크를 포함하는 상기 스위칭 네트워크를 포함하며, 상기 스위칭 네트워크는 다상(multi-phase) 스위칭 네트워크를 포함한다.
본 발명의 다른 실시예에서는 양방향 조절 회로를 포함하는 상기 조절 회로를 포함하며, 상기 조절 회로는 다상(multi-phase) 조절 회로를 포함하며, 상기 조절 회로는 양방향이며, 스위치 모드 파워 컨버터를 포함하며, 상기 조절 회로는 양방향이며, 공진 파워 컨버터를 포함하며, 상기 조절 회로는 상기 스위칭 네트워크의 출력에 연결되며, 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 출력 단자 및 상기 스위칭 네트워크 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전된 스위칭 네트워크이다.
본 발명의 다른 실시예에서, 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 출력 단자 및 상기 스위칭 네트워크 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 다상 스위칭 네트워크이거나 또는 상기 조절 회로는 다상이며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로는 양방향이다.
본 발명의 다른 실시예에서, 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전되는 스위칭 네트워크이다.
또 다른 실시예에서, 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 다상 스위칭 네트워크이거나 또는 상기 조절 회로는 다상이며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로는 양방향이다.
또 다른 실시들 가운데 상기 스위칭 회로는 상기 조절 회로 및 추가적인 조절 회로 사이에 연결되며, 상기 조절 회로는 상기 스위칭 네트워크 및 추가적인 스위칭 네트워크 사이에 연결된다.
본 발명의 추가적인 실시예에서, 상기 스위칭 회로는 AC 스위칭 회로로서 구성된다. 이러한 본 발명의 실시예 가운데 상기 AC 스위칭 네트워크에 연결되는 역률개선회로(power-factor correction) 또한 포함한다. 이러한 본 발명의 실시예 가운데 상기 AC 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로 사이에 상기 역률개선회로가 연결되어 있다.
다른 측면에서, 본 발명은 입력 단자 및 출력 단자를 구비한 컨버터를 포함하는 장치에 특징이 있다. 상기 컨버터는 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위칭 네트워크를 포함한다. 이러한 스위칭 네트워크는 충전 저장 소자들을 포함하며, 스위칭 소자들은 상기 충전 저장 소자들에 연결된다. 상기 스위칭 소자들은 선택된 구성 내의 상기 충전 저장 소자들을 배열하기 위해 제어된다. 적어도 하나의 구성에서, 상기 스위칭 소자들은 상기 스위칭 네트워크의 출력 포트를 통해 상기 충전 저장 소자들을 방전시키기 위해 충전 저장 소자들의 제1 그룹을 형성한다. 다른 구성에서, 상기 스위칭 소자들은 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트를 통해 상기 충전 저장 소자들을 충전시키기 위해 충전 저장 소자들의 제2 그룹을 형성한다. 상기 컨버터는 또한 상기 컨버터의 입력 단자와 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 중 적어도 하나 및 상기 컨버터의 출력 단자와 상기 스위칭 네트워크의 출력 포트 사이에 연결된 양방향 조절 회로를 포함한다.
일부 실시예에서, 상기 스위칭 네트워크는 다상 스위칭 네트워크를 포함한다.
또한, 실시예들 가운데 포함된 상기 양방향 조절 회로는 벅/부스트 회로(buck/boost circuit)를 포함하며, 상기 양방향 조절 회로는 분할된 pi 회로를 포함한다.
다른 측면에서, 본 발명은 입력 단자 및 출력 단자를 구비한 컨버터에 특징이 있다. 상기 컨버터는 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위칭 네트워크, 충전 저장 소자들, 및 복수의 구성들 중 어느 하나의 상기 충전 저장 소자들을 배열하기 위해 상기 충전 저장 소자들에 연결된 스위칭 소자들을 포함한다.
하나의 구성에서, 상기 스위칭 소자들은 상기 스위칭 네트워크의 출력 포트를 통해 상기 충전 저장 소자들을 방전시키기 위해 충전 저장 소자들의 제1 그룹을 형성한다. 또 다른 구성에서, 상기 스위칭 소자들은 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트를 통해 상기 충전 저장 소자들을 충전하기 위해 충전 저장 소자들의 제2 그룹을 형성한다. 상기 컨버터는 승압 전압(stepped-up voltage)을 제공하며, 상기 컨버터의 출력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 출력 포트 사이에 연결되어 있는 조절 회로를 더 포함한다.
또 다른 측면에서, 본 발명은 입력 단자 및 출력 단자를 구비하며, 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위칭 네트워크, 충전 저장 소자들, 및 상기 충전 저장 소자들에 연결된 스위칭 소자들을 구비한 장치에 특징이 있다. 상기 스위칭 소자들은 복수의 구성들 내에서 배열된 상기 스위칭 소자들에 대해 제어할 수 있다. 하나의 구성에서, 상기 스위칭 소자들은 상기 스위칭 네트워크의 출력 포트를 통해 상기 충전 저장 소자들을 방전시키기 위해 충전 저장 소자들의 제1 그룹을 형성한다. 또 다른 구성에서, 상기 스위칭 소자들은 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트를 통해 상기 충전 저장 소자들을 충전시키기 위해 충전 저장 소자들의 제 2 그룹을 형성한다. 상기 장치는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이에 연결된 소스 조절 회로를 더 포함한다.
일부 실시예들은 또한 상기 컨버터의 출력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 출력 포트 사이에 연결되는 부하 조절 회로를 더 포함한다.
또 다른 측면에서, 본 발명은 DC-DC 컨버터의 조립에 대한 모듈형 상호 접속을 허용하는 입력 및 출력을 구비한 조절 회로들 및 다중 스위칭 네트워크들을 포함하는 제조에 특징이 있다.
일부 실시예들에서, 적어도 하나의 스위칭 네트워크는 스위치드 커패시터 네트워크를 포함한다. 이들 사이에서 그러한 상기 스위치드 커패시터 네트워크는 단열적으로 충전된 스위치드 커패시터 네트워크를 포함한다. 이러한 실시예들에서는 또한 캐스케이드 멀티플레이어를 포함하는 상기 단열적으로 충전된 스위치드 커패시터 네트워크를 포함한다. 이러한 실시예들의 일부에서, 상기 캐스케이드 멀티플레이어는 상호 보완적 클록 전류 소스들에 의해 구동된다.
다른 실시예에서, 적어도 하나의 조절 회로는 선형 레귤레이터(linear regulator)를 포함한다.
본 발명의 실시예는 또한 직렬 연결된 스위치드 커패시터 네트워크들을 포함하는 상기 DC-DC 컨버터를 포함하며, 상기 DC-DC 컨버터는 공통 스위칭 네트워크를 공유하는 다중 조절 회로들을 포함한다.
본 발명의 이들 및 다른 특징들은 다음의 상세한 설명 및 첨부된 도면들로부터 분명해 질 것이다.
본 발명의 전력 변환을 위한 장치는 입력 단자 및 출력 단자를 구비한 컨버터를 포함하며, 컨버터는 조절 회로를 포함하며, 조절 회로는 인덕턴스 및 인덕턴스에 연결된 스위칭 소자들을 포함하며, 스위칭 소자들은 스위칭 구성들 사이의 스위치 제어를 수행하며, 조절 회로는 인덕턴스를 통해 평균 DC 전류를 유지하며, 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위칭 네트워크를 포함하며, 스위칭 네트워크는 충전 저장 소자들 및 충전 저장 소자들에 연결된 스위칭 소자들을 포함하며, 스위칭 소자들은 하나의 스위치 구성 내 스위치 구성들 사이의 스위치 제어를 수행하며, 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 배열을 형성하며, 충전 저장 소자는 스위칭 네트워크의 상기 입력 포트 및 출력 포트 중 하나를 통해 충전되며, 또 다른 구성 내에서, 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 배열을 형성할 수 있다.
도 1은 조절 회로와 스위칭 네트워크가 분리된 DC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 1A는 도 1의 양방향 버전(bidirectional version)을 나타내는 도면이다.
도 2 내지 도 4는 조절 회로들과 스위칭 네트워크들의 대체 구성들을 구비한 DC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 5는 도 4에 도시된 파워 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 6은 다중 조절 회로들(multiple regulating circuits)을 구비한 본 발명의 실시예를 나타내는 도면이다.
도 7은 RC 회로를 나타내는 도면이다.
도 8은 스위치드 커패시터(switched capacitor) DC-DC 컨버터의 모델을 나타내는 도면이다.
도 9A 및 도 9B는 충전 위상 및 방전 위상에서 동작하는 직병렬SC 컨버터(series-parallel SC converter )를 각각 나타내는 도면이다.
도 10은 다이오드들을 구비한 직렬 펌핑된 대칭 캐스케이드 멀티플레이어(series pumped symmetric cascade multiplier)를 나타내는 도면이다.
도 11은 다이오드들을 구비한 병렬 펌핑된 대칭 캐스케이드 멀티플레이어(parallel pumped symmetric cascade multiplier)를 나타내는 도면이다.
도 12는 충전 펌프(pump) 신호들을 나타내는 도면이다.
도 13은 스위치들을 구비한 2상(two-phase) 대칭 직렬 펌핑된 캐스케이드 멀티플레이어를 나타내는 도면이다.
도 14는 스위치들을 구비한 2상(two-phase) 대칭 병렬 펌핑된 캐스케이드 멀티플레이어를 나타내는 도면이다.
도 15는 반파장 버전들(half-wave versions)에 따른 네 가지의 다른 캐스케이드 멀티플레이어들을 나타내는 도면이다.
도 16은 주파수 기능으로서 스위치드 커패시터 컨버터(switched-capacitor converter)의 출력 임피던스를 나타내는 도면이다.
도 17은 전파가 단열적으로(adiabatically) 충전된 스위칭 네트워크를 구비한 도 1A에 도시한 DC-DC 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 18은 위상 A 동안 도 17에 도시한 DC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 19는 위상 B 동안 도 17에 도시한 DC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 20은 4:1로 단열적으로 충전된 컨버터와 관련된 다양한 파형을 나타내는 도면이다.
도 21은 직렬로 연결된 단계들의 단열충전(adiabatic charging)을 나타내는 도면이다.
도 22는 도 21에 도시한 파워 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 23은 재구성된 스위치드 커패시터 단계를 이용한 정류된 AC 전압을 나타내는 도면이다.
도 24는 AC-DC 파워 컨버터 아키텍처를 나타내는 도면이다.
도 25는 도 24에 도시한 AC-DC 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 26은 AC 사이클의 양의 구간(positive portion) 동안 도 25에 도시한 AC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 27은 AC 사이클의 음의 구간(negative portion) 동안 도 25에 도시한 AC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다.
도 28은 역률개선회로(power-factor correction )을 구비한 AC-DC 컨버터 아키텍처를 나타내는 도면이다.
도 29 및 도 30은 도 1에 도시한 DC-DC 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 31 및 도 32는 도 3에 도시한 DC-DC 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 33 및 도 34는 도 2에 도시한 DC-DC 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
도 35 및 도 36는 도 4에 도시한 DC-DC 컨버터의 특정 실시예를 나타내는 도면이다.
본 발명의 실시예에서는, 적어도, 다단 DC-DC 컨버터(multi-stage DC-DC converter) 내의 스위칭 네트워크 및 조절 회로는 본질적으로 모듈화되어 만들어 질 수 있으며, 여러 가지 다른 방법으로 매칭 및 혼합될 수 있다는 인식에 대한 부분에 최소한 의존하여 서술한다. 이는 이러한 컨버터들의 조립(assembly)에 대한 변형된 통합 전력 솔루션(TIPS
Figure pat00001
: Transformative Integrated Power Solution
Figure pat00002
) 제공한다. 이와 같이, 도 1에 도시한 구성은 적어도 하나의 조절 회로들 16A을 구비한 적어도 하나의 스위칭 네트워크 12A를 구성하기 위한 다양한 방법들 중 단지 하나를 나타낸다. 도 1A는 도 1의 양방향 버전을 나타내는 도면으로, 전력은 화살표들에 의해 나타나는 것과 같이 소스 14로부터 부하 18A로 흐르거나 또는 부하 18A로부터 소스 14로 흐를 수 있다.
다음의 스위칭 네트워크들 및 조절 회로들의 실시예들과 관련되어 설명된 두 가지 기본 요소들이 있다. 동일 타입으로 구성된 요소가 직렬로 연결된 것으로 가정하면, 총 네 개의 기본적인 빌딩 블록들이 있다. 이들은 도 1 내지 도 4에 도시되어 있다. 본 발명의 실시예에서는 도 1 내지 도 4에 도시한 네 개의 기본 빌딩 블록들 중 적어도 하나를 포함하여 설명한다.
추가적으로 본 발명의 실시예들은 다양한 속성을 갖는 DC-DC 컨버터들의 모듈 조립을 용이하게 하는 방식에 매칭되도록 입력들 및 출력들이 지속되는 동안, 여러 가지 다른 방식으로 "예시된(instantiated)" 조절 회로 16A와 스위칭 네트워크 12A를 가능하게 함에 의하여 DC-DC 컨버터들의 디자인을 위한 객체 지향형(object-oriented) 프로그래밍 컨셉들의 어플리케이션을 더 고려한다.
다양한 실시예 내의 스위칭 네트워크 12A는 스위칭 커패시터 네트워크로서 예시된다. 보다 유용한 스위치드 커패시터 토폴로지들(topologies) 사이에 Ladder, Dickson, Series-Parallel, Fibonacci 및 Doubler 가 있으며, 모두 단열 충전 및 다상 네트워크로 구현될 수 있다. 특히 유용한 스위칭 커패시터 네트워크는 전파 캐스케이드 멀티플레이어(full-wave cascade multiplier)의 단열 충전 버전이다. 그러나, 단열 충전 버전들도 사용될 수 있다.
본 발명의 실시예에서, 단열적인 커패시터에 대한 충전이 변화하는 것은 비용량성(noncapacitive) 소자를 통해 전하를 패싱하는 것에 의한 변화로 커패시터에 전하량이 저장되는 것을 의미한다. 커패시터 전하 내의 양(positive)의 단열 변화는단열 충전으로 간주되는 반면, 커패시터 전하 내의 음(negative)의 단열 변화는 단열 방전되는 것으로 간주된다. 비용량성(noncapacitive) 소자들의 예들로는 인덕터들, 마그네틱 소자들, 레지스터들 및 그들의 조합들이 포함된다.
일부 케이스들에서, 커패시터는 일부 시간에서 단열적으로 충전될 수 있으며, 나머지 시간에서 비단열 방식으로 충전될 수 있다. 이러한 커패시터들은 단열적으로 충전되는 것으로 간주한다. 유사하게, 일부 실시예에서, 커패시터는 일부 시간에서 단열적으로 방전될 수 있으며, 나머지 시간에서 비단열 방식으로 방전될 수 있다. 이러한 커패시터들은 단열적으로 방전되는 것으로 간주한다.
비단열 충전은 단열적이지 않은 모든 충전을 포함하며, 비단열 방전은 단열적이지 않은 모든 방전을 포함한다.
본 발명의 실시예에서 사용되는 단열적으로 충전된 스위칭 네트워크는 단열적 충전 및 단열적 방전되는 적어도 하나의 커패시터를 구비한 스위칭 네트워크이다. 비단열적으로 충전된 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전된 스위칭 네트워크가 아닌 스위칭 네트워크이다.
조절 회로 16A는 출력 전압을 조절할 수 있는 임의의 컨버터로서 예를 들 수 있다. 예를 들어, 벅 컨터버(buck converter)는 고효율 및 속도 때문에 유망한 후보이다. 다른 적합한 조절 회로 16A는 부스터 컨버터들(boost converters), 벅/부스터 컨버터들(buck/boost converters), 플라이 백 컨버터들(fly-back converters), Cuk 컨버터들(Cuk converters), 공진 컨버터들(resonant converters) 및 선형 레귤레이터들(linear regulators)을 포함한다.
본 발명의 실시예에서, 도 2에 도시한 바와 같이, 소스 전압 14은 스위칭 커패시터 네트워크로서 예를 든 제1 스위칭 네트워크 12A로 입력을 전달한다. 제1 스위칭 네트워크 12A의 출력은 조절 회로 16A(예를 들어, 벅(buck), 부스터(boost), 또는 벅/부스터 컨버터(buck/boost converter))에 제공되는 입력 전압보다 낮은 전압이다. 조절 회로 16A는 또 다른 스위칭 커패시터 네트워크인 제2 스위칭 네트워크 12B로 조절된 전압을 전달한다. 제2 스위칭 네트워크 12B의 고전압 출력은 부하 18A로 적용된다.
도 2에 도시한 바와 같이 본 발명의 실시예서는 에너지 흐름의 방향에 따라 소스 14를 조절하거나 또는 부하 18A를 조절하기 위해 구성될 수 있다.
또 다른 실시예에서, 도 3에서 도시한 바와 같이, 저전압 소스 14는 조절 회로 16A의 입력으로 연결되며, 출력은 보다 높은 DC 값으로 부스팅될 수 있도록 하기 위해 스위칭 네트워크 12A의 입력으로 전달된다. 그리고 나서, 스위칭 네트워크의 출력은 부하 18A로 전달된다.
도 3에 도시한 바와 같이 본 발명의 실시예에서는 에너지 흐름의 방향에 의존하여 소스 14 또는 부하 18A를 조절하는데 사용될 수 있다.
다음 도 4를 참조하면, 컨버터 100의 또 다른 실시예서는 입력 102에 연결된 제1 조절 회로 300A 및 출력 104에 연결된 제2 조절 회로 300B를 포함한다. 제1 조절 회로 300A 와 제2 조절 회로 300B 사이에는 입력 202 및 출력 204을 구비한 스위칭 네트워크 200가 위치한다. 스위칭 네트워크는 스위치들 212에 의해 서로 연결된 충전 저장 소자들 210을 포함한다. 충전 저장 소자들 210들은 제1 그룹 206 및 제2 그룹 208로 구분된다.
일부 실시예들에서, 스위칭 네트워크 200는 도 5에 도시한 바와 같이 양방향 스위칭 커패시터 네트워크일 수 있다. 도 5의 스위칭 커패시터 네트워크(switching capacitor network)는 제1 커패시터 20 및 제2 커패시터 22가 병렬로 구성되는 특징이 있다. 제1 스위치 24는 제1 커패시터 20 및 제2 커패시터 22 중의 하나를 제1 조절 회로 300A 에 선택적으로 연결하며, 제2 스위치 26는 제1 커패시터 20 및 제2 커패시터 22 중의 하나를 제2 조절 회로 300B 에 선택적으로 연결한다. 제1 스위치 24 및 제2 스위치 26 모두 고주파에서 동작될 수 있으며, 제1 커패시터 20 및 제2 커패시터 22의 단열 충전 및 방전을 가능하게 할 수 있다.
도 5에 도시한 바와 같이 특정 실시예에서는 2상 스위칭 네트워크(two-phase switching network) 200를 포함한다. 그러나, 스위칭 네트워크들의 다른 타입들이 대신 사용될 수 도 있다.
또 다른 실시예에서, 도 6에 도시한 바와 같이, 다중 조절 회로들 16A, 16B, 16C은 다중 부하들 18A-18C을 구동시키기 위해 제1 스위칭 네트워크 12A의 출력을 전달할 수 있다. 부하들 중의 하나인 18C를 위하여, 제2 스위칭 네트워크 12B는 부하 18C 및 이에 대응하는 조절 회로 16C 사이에서 제공되며 도 2에 도시한 것과 유사한 경로를 생성한다. 도 6은 DC-DC 컨버터 구성에 유연성을 제공하도록 요소들을 매칭 및 혼합하는 기능이 용이한 조절 회로들 및 스위칭 네트워크들의 모듈형 구성 방법의 예를 제공한다.
스위치드 커패시터 (SC) DC-DC 파워 컨버터는 스위치들 및 커패시터들의 네트워크를 포함한다. 이러한 스위치들을 이용하여 다른 토폴로지 단계들을 통해 네트워크를 순환시킴에 따라, SC 네트워크의 입력으로부터 출력으로 에너지를 전달할 수 있다. "충전 펌프"로 알려진 일부 컨버터들은 플레시(FLASH) 및 다른 재프로그램 가능한 메모리의 고전압 생성을 위해 사용될 수 있다.
도 7은 임의의 전압 Vc(0)로 초기 충전된 커패시터 C를 나타내는 도면이다. 스위치 S 는 t = 0에서 닫힌다. 이 순간, 전류의 브리프 서지(brief surge)는 커패시터 C가 Vin의 최종 전압으로 충전됨으로써 흐른다. 충전률은 최종 전압의 허수(lie) 내에 전압이 증가하거나 또는 감소하는데 걸리는 시간을 나타내는 시간 상수
Figure pat00003
에 의해 설명될 수 있다. 정확한 커패시터 전압 Vc(t) 및 전류 ic(t)는 다음 방정식에 의해 주어진다.
Figure pat00004
(1.1)
Figure pat00005
(1.2)
커패시터를 충전하 는 동안 발생하는 에너지 손실은 레지스터 R에서 소모되는 에너지를 계산함으로써 발견될 수 있다.
Figure pat00006
(1.3)
방정식은 ic(t)에 대한 표현들을 방정식(1.2)으로부터 방정식(1.3)으로 대체하고, 그리고 나서 적분(integral)을 계산함으로써 더욱 단순화될 수 있다.
방정식은 ic(t )에 대한 표현들을 방정식(1.2)으로부터 방정식(1.3)으로 대체하고, 그리고 나서 적분(integral)을 계산함으 로써 더욱 단순화될 수 있다.
Figure pat00007
만일 트랜지스터들이 세틀(settle, 예 를 들어, t-oo)이 허락된다면, 커패시터 충전 시 초래되는 총 에너지 손실은 저항값 R에 독립적이다. 이러 한 경우, 에너지 손실량은 아래와 같다.
Figure pat00008
스위치드 커패시터 컨버터는, 도 8에 도시한 바와 같이, 에너지 변환 커패시터들의 방전 또는 충전 시 초래될 수 있는 전력 손실에 대한 것으로 간주되는 유한 출력 저항(finite output resis tance) Ro을 구비한, 도 8에 도시한 바와 같은, 이상적인 변압기로서 모델링 될 수 있다. 이러한 손실은 커 패시터들의 등가 직렬 저항 및 MOSFETs의 ON 저항에서 일반적으로 소모된다.
스위치드 커패시터 컨버터 의 출력 전압은 다음과 같이 주어진다.
Figure pat00009
스위치드 커패시터 컨버터들의 동작을 간략화할 수 있으며, R0를 쉽게 찾을 수 있는 두 가지 제한적인 경우 들이 있다. 이들은 "저속스위칭 제한(slowswitching limit)" 및 "고속스위칭 제한(fast-switching limit)"으 로 불리운다.
고속스위칭 제한(
Figure pat00010
)에서, 충전 및 방전 전류들은 대부분 상수 이며, 커패시터들에 삼각형의 AC 리플(ripple)을 야기한다. 따라서, Ro는 MOSFETs 및 캐피시터들의 직렬 저 항들에 민감하지만, 동작 주파수의 기능을 하지 않는다. 이러한 경우, 고속스위칭 제한에서 컨버터 동작의 출력 저항은 기생 저항(parasitic resistance)의 기능을 한다.
저속스위칭 제한에서, 스위칭 기간 Tsw 는 에너지 변환 커패시터들의 RC 시간 상수 T보다 길다. 이러한 상황에서, 전체적인 에너지는 커패시터들 및 스위치들의 저항에 상관없이 손실된다. 이러한 전체적인 에너지 손실은 충전 및 방전 전류의 RMS(root mean square)가 RC 시간 상수의 함수이기 때문에 부분적으로 발생된다. 만일 충전 경로(charging path)의 유효 저 항 Reff 이 감소되면(예를 들어, RC가 감소되면), RMS 전류는 증가하며, 총 충전 에너지 손실(
Figure pat00011
)은 Reff 에 독립적이 된다. 이러한 에너지 손실을 감소시키기 위한 해결방안은 스위치드 커패시터 네트워 크의 펌프 커패시터들(pump capacitors)의 크기를 증가시키는 것이다.
스위칭 커패시터 네트워크가 공통 접지, 큰 변압비(transformation ratio), 낮은 스위치 강도(switch stress), 낮은 DC 커패시터 전압 및 낮은 출력 저항을 구비하는 것은 바람직하다. 보다 유용한 토폴로지는 Ladder, Dickson, Series-Parallel, Fibonacci 및 Doubler 가운데 있다.
유용한 컨버터의 하나는 직병렬 스위치드 커패시터 컨버터(series-para llel switched capacitor)이다. 도 9A 및 도 9B는 충전 위상 및 방전 위상이 각각 2:1 인 직병렬 스위치드 커패시터 컨버터를 나타내는 도면이다. 충전 위상 동안, 커패시터들은 직렬이 된다. 방전 위상 동안, 커패시 터들은 병렬이 된다. 충전 위상에서 커패시터 전압들 VC1 및 VC2는 V1 에 더해지는 반면, 방전 위상에서 VC1 및 VC2는 V2와 같아 진다. 이때, V2 = V1/2을 의미한다.
다른 유용한 토폴로지들은 도 10 및 도 11에 도시한 캐스케이드 멀티플레이어 토폴로지들(cascade multiplier topologies)이다. 양쪽 충전 펌프들 에서, 소스는 V1에 위치해 있으며, 부하는 V2에 위치해 있다. 이러한 타입들의 충전 펌프들에서, 충전의 패킷들은 커플링 커패시터들(coupling capacitors)이 성공적으로 충전 및 방전됨으 로써 다이오드 체인을 따라 펌핑된다. 도 12에 도시한 바에 따라, 진폭 vpump 를 포함하는 클 록 신호 Vclk 및
Figure pat00012
는 180 도 위상 차이가 발생한다. 커플링 커패시터들은 직렬로 펌핑되거나 또는 병렬로 펌핑된다.
초기 충전이 출력으로 도달하기 위해서는 n 클록 사이클들이 소요된다. 마지막 펌프 커패시 터에 대한 충전은 처음 펌프 커패시터에 대한 충전보다 n 배 더 걸리므로 컨버터들에 대한 출력 전압 V 2는 양쪽 펌핑 구성들에서
Figure pat00013
가 된다.
앞선 토폴로지들 이 전압을 승압하는데 적당하지만, 소스와 부하의 위치를 바꿈으로써 전압을 감압하는데 사용할 수도 있다. 이러한 경우, 다이오드들은 MOSFETs 및 BJTs와 같은 조절 스위치들로 교체될 수 있다.
앞서 말한 캐스 케이드 멀티플레이어들은 충전이 클록 신호의 1 상(one phase) 동안 전송되어지는 반파 멀티플레이어들(hal f-wave multipliers)이다. 이것은 입력 전류의 불연속성을 야기한다. 이러한 캐스케이드 멀티플레이어들은 모두 두 개의 반파 멀티플레이어들을 병렬로 연결하거나 180도의 위상차의 멀티플레이어들을 실행시킴으로써 전파 멀티플레이어들(full-wave multipliers)로 변환시킬 수 있다. 도 13은 전파 대칭 직렬 펌핑된 캐스케이 드 멀티플레이어(full-wave symmetric series pumped cascade multiplier) 버전을 나타내는 도면인 반면, 도 14는 전파 대칭 병렬 펌핑된 캐스케이드 멀티플레이어(full-wave symmetric parallel pumped cascade multi plier) 버전을 나타내는 도면이다. 반파 멀티플레이어(half-multiplier)의 다이오드들과 다르게, 도 13 및 도 14의 스위치들은 양방향성을 갖는다. 이러한 캐스케이드 멀티플레이어들 모두의 결과로서, 전력은 소스로 부터 부하까지 흐르거나 또는 부하로부터 소스로 흐를 수 있다. 비대칭 멀티플레이어들은 전파 멀티플레이어 들로 변환될 수 있다.
도 15는 해당하는 반파 버전들에 따른 전파 멀티플레이어들의 네 가지 다른 전 압 증가 버전들이다. 뿐만 아니라, 병렬로 N 위상을 결합가능하며, 출력 전압 리플(output voltage ripple) 을 감소시키고, 출력 전력 처리 능력을 증가시키기 위해 180 degrees/N 위상차로 동작시킬 수 있다.
도 1 내지 4에 도시한 모듈형 아키텍쳐의 기본 빌딩 블록들은 독립적인 개체들(entities) 또는 커플링된 개 체들(entities)로서 연결될 수 있다. 이러한 상황의 스위칭 네트워들 및 조절회로들은 밀접하게 결합되어 있 으며, 단열 충전을 통한 스위칭 네트워크들의 전체적인 에너지 손실 메커니즘(mechanism)을 줄이거나 또는 막을 수 있다. 스위칭 네트워크의 커패시터들의 충전 및 방전을 제어하기 위해 일반적으로 제어 회로(regul ating circuit)를 사용한다. 뿐만 아니라, 조절 회로 및 전체 컨버터의 출력 전압은 외부 자극에 응답하여 조절될 수 있다. 출력 전압을 조절하는접근 방법은 자기 기억 소자(magnetic storage element)의 평균 DC 전 류를 제어하는 것이다.
조절 회로의 바람직한 특징은 스위칭 네트워크의 커패시터들를 통해 흐르는 RMS 전류를 제한하는 것이다. 이를 위해, 조절 회로는 저항 또는 자기 저장 소자들(magnetic storage elements) 을 사용한다. 불행히도, 저항 소자들은 전력을 소비하므로 활용을 적게 하는 것이 바람직하다. 따라서, 본 발명의 실시예에서는 조절 회로 내의 자기 저장 소자 및 스위치들의 조합에 의존하여 설명한다. 조절 회로는 평균 DC 전류를 구비한 조절 회로의 자기 저장 소자를 통해 흐르는 커패시터 전류에 의하여 RMS 전류를 제한 한다. 조절 회로의 스위치들은 자기 저장 소자를 통해 흐르는 평균 DC 전류를 유지하기 위한 것으로서 동작 될 수 있다.
조절 회로는 스위칭 네스워크 내의 적어도 하나의 커패시터의 RMS 충전 전류 및 RMS 방전 전류 모두를 제한한다. 단일 조절 회로는 싱킹(sinking) 및/또는 소싱(sourcing) 전류에 의해 스위칭 네트워 크의 입력 또는 출력 전류를 제한한다. 도 1 내지 도 4에 도시한 바와 같이 네 가지 기본 구성들이 있다. 도 1에서 전력이 소스로부터 부하로 흐르는 것으로 가정하면, 조절 회로 16A는 스위칭 네트워크 12A의 충전 및 방전 전류 모두를 싱킹(sinking) 할 수 있다. 도 3에서 조절 회로 16A는 스위칭 네트워크 12A의 충전 및 방 전 전류 모두를 소싱(sourcing) 할 수 있다. 도 4에서, 조절 회로 300A는 스위칭 네트워크 200의 충전 전류 를 소싱할 수 있으며, 조절 회로 300 B는 같은 스위칭 네트워크 200의 충전 전류를 싱킹할 수 있으며, 그 반 대의 경우도 마찬가지 이다. 도 2에서, 조절 회로 16A는 스위칭 네트워크 12B의 충전 및 방전 전류 모두를 소싱할 수 있는 반면, 또한 스위칭 네트워크 12A의 충전 및 방전 전류 모두를 싱킹할 수 있다. 뿐만 아니라 , 스위칭 네트워크들 및 조절 회로들 모두가 양방향으로 전력 흐름이 가능하다면, 양방향의 전력 흐름이 가 능(소스에서 부하 및 부하에서 소스)해진다.
한 실시예에서는 적어도 부분적인 단열 충전되는 전파 캐 스케이드 멀티플레이어들에 의존한다. 캐스케이드 멀티플레이어들은 우수한 고속 스위칭 제한 임피던스, 전 압 스케일 향상이 용이성 및 낮은 스위치 강도(switch stress) 때문에 스위칭 네트워크로 선호된다.
캐스케이드 멀티플레이어들에서, 커플링 커패시터들은 일반적으로 클록 전압 소스 Vclk &
Figure pat00014
로 펌핑된다. 그러나, 만일 커플링 커패시터들이 클록 전류 소스 iclk &
Figure pat00015
로 대신 펌핑된다면, 커플링 커 패시터 내의 RMS 충전 및 방전 전류는 제한될 것이다. 이러한 경우, 저속 스위칭 제한으로 동작하면, 커패시 트들은 적어도 부분적으로 단열 충전되며, 스위치드 커패시터 컨버터와 관련된 손실
Figure pat00016
이 제거되지는 않지만 감소하게 된 다. 이것은 고속 스위칭 제한으로 출력 임피던스를 낮추는데 효율적이다. 단열 동작을 묘사한 도 16의 점선 으로된 블록들에 의해 보여지는 바와 같이, 전체 단열 충전에서, 출력 임피던스는 스위칭 주파수의 기능을 더 이상 하지 않는다.
조건을 동일하게 하여, 단열적으로 충전된 스위치드 커패시터 컨버터는 종래 충 전된 스위치드 커패시터 컨버터보다 스위칭 주파수를 훨씬 많이 감소시켜 동작할 수 있지만, 보다 더 높은 효율성을 갖도록 할 수도 있다. 반대로, 단열적으로 충전된 스위치드 커패시터 컨버터는 종래 충전된 스위치 드 커패시터 컨버터와 같은 효율성을 가지며 같은 주파수에서 동작하지만, 예를 들어 4배에서 10배 사이로 훨씬 더 작은 작은 커플링 커패시터들을 구비해야 한다.
도 17은 도 1A에 도시한 아키텍처를 구비한 감압 컨버터(step-down converter) 구성을 나타내는 도면이다. 그러나, 이러한 실시예에서는, 스위칭 네트워크 (12A)는 조절 회로 16A를 이용하여 단열적으로 충전된다. 클록 전류 소스들 iclk &
Figure pat00017
는 조절 회로 16A 및 네 개의 스 위치들에 의해 동작된다. 출력 커패시터 Co는 스윙(swing)을 위해 Vx를 허용함으로써 제거될 수 있다. 이러 한 예로, 조절 회로 16A는 작은 AC 리플을 갖는 항등 소스(constant source)로서 동작하는 부스트 컨버터(b oost converter)가 된다. 비용량성 입력 임피던스를 구비한 어떤한 파워 컨버터는 단열 동작을 허락할 수 있다. 비록 스위치 모드 파워 컨버터들이 고효율성 때문에 주요 후보들이 될지라도, 선형 레귤레이터들(linea r regulators) 또한 실현 가능하다.
구동에서, 1로 표시된 스위치들이 닫히면(close) 커패시터들 C 4, C5 및 C6 이 충전되며, 반면 커패시터들 C1, C 2 및 C3 은 방전된다. 유사하게, 2로 표시된 스위치들이 닫히면 상호 보완적인 효과를 갖는다. 제1 토폴로지 단계(위상 A)는 1로 표시된 모든 스위치들이 닫히며, 2로 표시된 모든 스위치들은 개 방(open)된 18과 같다. 유사하게, 제2 토폴로지 단계(위상 B)는 2로 표시된 모든 스위치들이 닫히며, 1로 표시된 모든 스위치들이 개방된 도 19와 같다. 본 발명의 실시예에서, 조절 회로 16A는 각 커패시터의 RMS 충전 및 방전 전류를 제한한다. 예를 들면, 커패시터 C3 은 위상 A 동안 조절 회로 16A의 필터 인덕터를 통해 방전되는 반면, 커패시터 C3 은 위상 B 동안 조절 회로 16A의 필터 인덕터를 통해 충전되어 명확한 단열 개념을 보여준다. 뿐만 아니라, 모든 능동 구성들이 스위치들로 구현되어 컨버터는 양방향으로 전력을 처리할 수 있다.
대표적인 노드 전압들 및 전류들은 도 20에 도시한 바와 같다. 두 개의 도시된 전류들(IP1 및 IP2)의 상승 및 하강 에지들에는 소량의 왜곡이 있으나, 전반적인 부분에서, 전류들은180도의 위상차가 나는 두 클록들과 유사하다. 일반적으로, 단열 충전은 적어도 스위치 스택의 한 끝단이 정전용량(capacitance)을 로드(load)하지 않아야만 캐스케이드 멀티플레이어 내에서 발생되므로, 본 발명의 실시예의 경우에서는, 노드 Vx는 조절 회로 16A에 의해 감압된다.
도 1 내지 도 4에 도시한 기본 빌딩 블록들을 구비한 모듈형 아키텍처는 고전압 DC, AC-DC, 벅 부 스터(buck-boost) 및 다중 출력 전압들(multiple output voltages)과 같은 응용들의 범위를 더 넓게 커버하 기 위해 확장될 수 있다. 이러한 각 응용들은 분리된 변환 및 조절 기능들을 포함한다. 아키텍처의 확장은 또한 단열 충전된 스위치드 커패시터 컨버터들을 통합할 수 있다.
복수의 스위치드 커패시터 컨버터들에 서, 커패시터들 및 스위치들의 개수는 변압비(transformation ratio)에 선형적으로 증가한다. 게다가, 변압비가 커지게 되면 복수의 커패시터들 및 스위치들이 필요하게 된다. 대신, 큰 변압비는 도 21에 도시된 낮은 게인 단계들을 복수로 직렬 연결함으로써 달성될 수 있다. 전체 스위치 커패시터 스택(Vin/V x)의 변압비는 다음과 같다:
Figure pat00018
(2 .1)
구성들이 적재되는 직렬의 가장 단점은 앞 단계들에서 전압 강도(voltage
stresses)가 뒤 단계들 보다 훨씬 높은 것이다. 이는 일반적으로 다른 전압 등급들(ratings) 및 크기들(siz es)을 구비한 단계들을 요구할 것이다.
전술한 직렬 연결된 스위치드 네트워크의 단열 충전은 그 다음 스위칭 네트워크가 전술한 단계의 충전 및 방전 전류로 제어되는 경우에만 발생된다 . 이에 따라, 선행 단계들에서 전파 스위치드 커패시터 컨버터들을 사용하거나 또는 입력 필터들에 기초한 자성(magnetic)을 갖는 단일 위상 직병렬 스위치드 커패시터 컨버터들(singlephase series-parallel switch ed-capacitor converters)과 같은 스위치드 커패시터 단계들을 선행하는 것이 바람직하다.
도 22는 도 21에 도시한 아키텍처를 구비한 두 개의 직렬 연결된 스위칭 네트워크들 구성을 구비한 컨버터를 나타내는 도면이다. 스위칭 네트워크들 12A 및 12D는 2상 캐스케이드 멀티플레이어들(two-phase cascade multipliers )이다. 동작에 있어서, 1 및 2로 표시된 스위치들 은 항상 상호 보완적인 단계들(complementary states)이며 , 7 및 8로 표시된 스위치들은 항상 상호 보완적인 단계들이다. 게다가, 제1 전환 상태(switched-state)에서 , "1"로 표시된 모든 스위치들은 개방(open) 되며, "2"로 표시된 모든 스위치들은 닫히게(close) 된다. 제2 전환 상태(switched-state)에서, "1"로 표시된 모든 스위치들은 닫히게 되며, "2"로 표시된 모든 스위치들 은 개방된다. 본 발명의 실시예에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터들 Cl , C 2, C3을 충전시키는 반면 C4, C5, C6은 방전 시키며, 2로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다. 또한, 7로 표시된 닫힌 스위치들은 커패 시터들 C7 , C8, C9를 충전시키는 반면 C10, C11, C12는 방전시키며, 8로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖 는다.
파워 컨버터는 32:1의 전체 감압(step-down)을 제공하며, 조절 회로 16A는 일반적인 2:1 의 감압 비율을 구비한 벅 컨버터(buck converter)이다. 뿐만 아니라, 만일 입력 전압이 32V이고 출력 전압이 1 V라 면, 제1 스위칭 네트워크 12A 내의 스위치들이 8볼트(volt)를 차단하는 동안 제2 스위칭 네트워크 12D의 스 위치들은 2볼트(volt)를 차단할 것이다.
도 1 내지 도 4에 도시한 기본 빌딩 블록들을 구비한 모듈형 아키텍처들은 또한 AC 입력 전압들을 처리하기 위해 구성될 수 있다. 스위치드 커패시터 컨버터들의 주요 특 성 중의 하나는 스위치드 커패시터 네트워크를 재구성함으로써 큰 입력 범위 에서도 효율적으로 동작할 수 있는 능력이다. 만일 AC 장벽 전압(예를 들어, 60 Hz & 120 VRMS)이 저속으로 흐르는 DC 전압 으로서 간주되면, 전단부(front-end)의 스위치드 커패시터 단계는 상대적으로 안정된 DC 전압으로 시변환 입 력 전압(time-varying input voltage)을 전개할 수 있다.
전개된 DC 전압을 구비한 단일 60 Hz 사이 클에 겹친 120 V RMS AC 파형의 다이어그램은 도 23에 도시한 바와 같다. AC 스위칭 네 트워크는 반전 단계에 따라 처리된 다른 구성들(1/3, 1/2, 1/1)을 포함한다. 이는 또한 60V 이하의 DC 전압 을 유지하기 위해 설계되었다. 일단 AC 전압이 전개되면, 마지막 출력 전압을 생성하기 위한 조절 회로 16A 의 동작은 도 24와 같다. 더 나은 전압 상태를 위해 AC 스위칭 네트워크 13A 및 조절 회로 16A 사이에 또 다 른 스위칭 네트워크 16A가 위치할 필요가 있다. 만일 이러한 경우, AC 스위칭 네트워크 13A는 특정한 목적 스위칭 네트워크 12A이므로 직렬 연결된 단계들에 대한 규칙들이 적용된다.
도 25는 도 24에 도시한 아 키텍처에 해당하는 AC-DC 컨버터를 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에서, AC 스위칭 네트워크 13A는 세 가지 별개의 전환비율(1/3, 1/2, 1/1)을 구비한 가변구조형 2 상 감압 캐스케이드 멀티플레이어(two-phase step-down cascade multiplier)에 뒤이은 동기식 AC 브릿지(AC bridge)인 반면 조절 회로 16A는 동기식 벅 컨버터(buckconverter)이다. 구동면에서, 7 및 8로 표시된 스위치들은 항상 상호 보완적 단계들이다. AC 사 이클(0 to
Figure pat00019
radians)의 양의 구간(positive portion) 동안, 도 26에 도시한 바와 같이 7로 표시된 모든 스위치들은 닫히는 반면 8로 표시된 모든 스위치들은 개방된다. 유사하게, AC 사이클(
Figure pat00020
to
Figure pat00021
radians)의 음의 구간(neg ative portion) 동안, 도 27에 도시한 바와 같이 8로 표시된 모든 스위치들은 닫히는 반면 7로 표시된 모든 스위치들은 개방된다.
7 및 8로 표시된 스위치들 에 의해 제공되는 인버팅 기능 이외에, 1A-1E로 표시된 스위치들 및 2A-2E로 표시된 스위치들은 1/3, 1/2 및 1의 세 가지 별개의 전환비율(conversion ratios)을 제 공하기 위해 테이블1에 도시한 것처럼 선택적으로 닫히거나 개방된다.
Figure pat00022
AC 스위칭 네트워크 13A는 디지털 클록 신호 CLK를 전달한다. 또한, 두번째 신호 CLKB는 단순하게 CLK(예를 들어, CLK 가 로우(low)일 때 하이(high)가되고, CLK가 하이(high)일 때 로우(low)가 된다 )의 보수(complement)로 생 성되거나, 또는 종래에 알려진 것처럼 비중첩 보수(non-overlapping complement)로서 생성되어 질 수 있다. 테이블 1의 첫번째 열에 따라 설정된 스위칭 패턴들을 갖는 AC 스위칭 네트워크 13A는 1/3의 감압 비율(ste pdown ratio)을 제공한다. 테이블 1의 두번째 열에 따라 설정된 스위칭 패턴들을 갖는 AC 스위칭 네트워크 13A는 1/2의 감압 비율을 제공한다. 테이블 1의 첫번째 열에 따라 설정된 스위칭 패턴들을 갖는 AC 스위칭 네트워크 13A는 1의 감압 비율을 제공한다.
장벽이 포함된 대부분의 파워 서플라이들은 소정의 역률(po wer factor) 사양을 충족시킨다. 역률은 피상 전력(apparent power)으로 흐르는 실제 전력의 비율로 정의된 0과 1 사이의 무차원의 수(dimensionless number)이다. 고조파 전류(harmonic current) 제어 및 역률 증가를 위한 공통 방법은 도 28에 도시한 바와 같은, 능동 PFC(active power factor corrector)를 사용하는 것이다 . 역률개선회로(power-factor correction circuit) 17A는 입력 전류가 선간 전압(line voltage)과 같은 위상 이 되는 원인이며, 또한 무효전력소비(reactive power consumption)가 제로(0)가 되는 원인이다.
도 29 내지 도 36은 도 1 내지 도 4에 도시한 아키텍처 다이어그램들에 따른 파워 컨버터들의 구체적인 실시예를 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에 따른 조절 회로 및 다중 조절 회로들은 각 스위칭 네트워크 내 적어도 하나의 커패시터의 RMS 충전 전류 및 RMS 방전 전류를 제한할 수 있으므로 이러한 스위칭 네트워크 들은 모두 단열적으로 충전되는 스위칭 네트워크들이다. 그러나, 비커플링 커패시터들(decoupling capacito rs) 9A 또는 9B가 존재하면, RMS 충전 및 방전 전류를 제한하는 조절 회로의 기능은 줄어들 수 있다. 커패시 터들 9A 또는 9B는 선택적이며, 아주 일정한 출력 전압을 유지하기 위해 커패시터 Co를 사용한다. 뿐만 아니 라, 용이함을 위해, 각 실시예의 스위칭 네트워크는 단일 전환 비율(conversion ratio)을 구비한다. 그러나 , 복수의 별개 전환 비율로 전력 변환을 제공하는 재구성 스위칭 네트워크들이 대신 사용될 수 도 있다.
구동면에서, 1 및 2로 표시된 스위치들은 항상 상호 보완적인 상태이다. 따라서, 제1 전환 상태는, "1"로 표 시된 모든 스위치들이 개방되고, "2"로 표시된 스위치들이 모두 닫히게 된다. 제2 전환 상태는, "1"로 표시 된 모든 스위치들은 닫히게 되고, "2"로 표시된 모든 스위치들은 모두 개방된다. 유사하게, "3" 및 "4"로 표 시된 스위치들은 상호 보완적인 상태에 있으며, "5" 및 "6"으로 표시된 스위치들은 상호 보완적인 상태에 있으며, "7" 및 "8"로 표시된 스위치들은 상호 보완적인 상태에 있다. 전형적으로, 조절 회로들은 스위칭 네 트워크들보다 더 높은 스위칭 주파수들로 구동된다. 그러나, 스위칭 네트워크들 및 조절 회로들 사이에 스위 칭 주파수들은 요구되지 않는다.
도 29는 도 1에 도시한 아키텍처에 해당하는 승압 컨버터(step-up co nverter)에 대한 도면이다. 본 발명의 실시예에서, 스위칭 네트워크 12A는 1:3의 전환 비율을 갖는 2 상 승 압 캐스케이드 멀티플레이어(two-phase step-up cascade multiplier)인 반면, 조절 회로 16A는 2 상 부스터 컨버터(two-phase boost converter)이다. 구동면에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들 및 2로 표시된 개방 스위치 들은 커패시터들 C3 및 C4를 충전시키는 반면 C1 및 C2 는 방전시킨다. 반대로, 1로 표시된 개방 스위치들 및 2로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터들 C1 및 C2를 충전시키는 반면 C3 및 C4는 방전시킨다.
도 30는 도 1A에 도시한 아키텍처에 해당하는 양방향 감압 컨버터(bidirectional step-down converter)를 나타내는 도면 이다. 본 발명의 실시예에서, 스위칭 네트워크 12A는 4:1의 전환 비율을 갖는 2상 감압 캐스케이드 멀티플레 이어(twophase step-down cascade multiplier)인 반면, 조절 회로 16A는 동기식 벅 컨버터(synchronous bu ck converter)이다. 구동면에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들 및 2로 표시된 개방 스위치들은 커패시터들 C 1, C2 및 C3을 충전시키는 반면, 커패시터 C4, C5 및 C6 을 방전시킨다. 반대로, 1로 표시된 개방 스위치들 및 2로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터들 C4, C5 및 C6을 충전시키는 반면, 커패시터 C 1, C2 및 C3 을 방전시킨다. 능동 소자들 모두는 스위치들로 구현되므로 컨버터는 양방향으로 전력을 처리할 수 있다.
도 31은 도 3에 도시한 아키텍처에 해당하는 승압 컨버터 (step-up converter) 구성을 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에서, 조절 회로 16A는 부스트 컨버터인 반면, 스위칭 네트워크 12A는 2:1의 전환 비율을 갖는 2 상 승압 직병렬 SC 컨버터(two-phase step-up serie s-parallel SC converter)이다. 구동면에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C2 를 충전시키는 반면, 커패시터 C1 을 방전시킨다. 2로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다.
도 32는 도 3에 도시한 아키텍처에 해당하는 양방향 업다운 컨버터(bidirectional up-do wn converter)를 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에서, 조절 회로 16A는 동기식 4개의 스위치 벅 부스 트 컨버터(buck-boost converter)인 반면, 스위칭 네트워크 12A는 4:1의 전환 비율을 갖는 2 상 승압 캐스케이드 멀티플레이어(two-phase step-up cascade multiplier)이다. 구동면에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C4, C5 및 C6을 충전시키는 반면, 커패시터 C1 , C2 및 C3 을 방전시킨다. 2로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다. 능동 소자들 모두는 스위치들로 구현되므로 컨버터는 양방향으로 전력을 처리할 수 있다.
도 3 3은 도 2에 도시한 아키텍처에 해당하는 인버팅 업다운 컨버터(inverting up-down converter)를 나타내는 도 면이다. 본 발명의 실시예에서, 스위칭 네트워크 12A는 2:1의 전환 비율을 갖는 승압 직병렬 SC 컨버터(ste p-up seriesparallel SC converter)이고, 조절 회로 16A는 벅/부스트 컨버터(buck/boost converter)이며, 스위칭 네트워크 12B는 2:1의 전환 비율을 갖는 승압 직병렬 SC 컨버터(step-up series-parallel SC converte r)이다. 구동면에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C1을 충전시키는 반면, 2로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C1을 방전시킨다. 유사하게, 7로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C2을 방전시키는 반면, 8로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C2를 충전시킨다.
도 34는 도 2에 도시한 아키텍처에 해당하는 양방향 인버팅 컨버터(bidirectional inverting up-down conve rter)를 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에서, 스위칭 네트워크 12A는 2:1의 전환 비율을 갖는 2 상 승압 직병렬 SC 컨버터인 반면, 조절 회로 16A는 동기식 벅/부스트 컨버터이며, 스위칭 네트워크 12B는 2:1의 전환 비율을 갖는 2 상 승압 직병렬 SC 컨버터(two-phase step-up series-parallel SC converter)이다. 구동 면에서, 1로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터 C1을 충전시키는 반면, 커패시터 C2 를 방전시킨다. 2로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다. 유사하게, 7로 표시된 닫힌 스 위치들은 커패시터 C4을 충전시키는 반면, 커패시터 C3을 방전시킨다. 2로 표시 된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다. 능동 소자들 모두는 스위치들로 구현되므로 컨버터는 양 방향으로 전력을 처리할 수 있다.
도 35는 도 4에 도시한 블록 다이어그램에 해당하는 감압 컨버터(ste p-down converter)를 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에서, 조절 회로 300A는 부스트 컨버터(boost co nverter)이며, 스위칭 네트워크 200은 2:1의 전환 비율을 갖는 2 상 승압 직병렬 SC 컨버터(two-phase step -up series-parallel SC converter)이며, 조절 회로 300B는 부스트 컨버터(boost converter)이다. 구동면에 서, 1로 표시된 닫힌 스위치들은 커패시터들 C1 및 C2를 충전시키는 동시에 커패시터 C3 및 C4를 방전시킨다. 2로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다.
도 36은 도 4에 도시한 블록 다이어그램에 해당하는 양방향 업다운 컨버터(bi directional up-down converter)를 나타내는 도면이다. 본 발명의 실시예에서, 조절 회로 300A는 동기식 부 스트 컨버터(synchronous
boost converter)이며, 스위칭 네트워크 200은 3:2의 전 환 비율을 갖는 2 상 단편 승압 직병렬 SC 컨버터(a two-phase fractional step-down seriesparallel SC co nverter)이며, 조절 회로 300B는 동기식 벅 컨버터(buck converter)이다. 구동면에서, 1로 표시된 닫힌 스위 치들은 커패시터 C3 및 C4을 충전시키는 동시에 커패시터들 C1 및 C2를 방전시킨다. 2로 표시된 닫힌 스위치들은 상호 보완적인 효과를 갖는다. 능동 소자들 모두는 스위치들로 구현되므로 컨버터는 양방향으로 전력을 처리할 수 있다.
조절 회로의 토폴로지는 출력 전압을 조절하기 위한 기능을 구비한 모든 타입의 파워 컨버터가 될 수 있으며 , 동기식 벅(synchronous buck), 3 상 동기식 벅(three-level synchronous buck), SEPIC, 소프트 스위칭(so ft switched) 또는 공진 컨버터들(resonant converters)을 포함할 수 있으며, 그 타입은 제한되지 않는다. 유사하게, 스위칭 네트워크들은 원하는 전압 변환 및 허용된 스위치 전압에 따라 다양한 스위치드 커패시터 토폴로지들을 실현할 수 있다.
하나 이상의 바람직한 실시예들에 대해 설명하였으며, 다른 통합 실시예 에서 이러한 회로들, 기술들 및 개념들을 사용할 수 있음은 당업자에게는 자명할 것이다. 따라서, 특허의 범위는 도시된 실시예들에 제한되지 않지만, 첨부된 청구범위들의 사상 및 범위에 의해서만 제한될 수 있다.

Claims (8)

  1. 전력 변환을 위한 장치에 있어서,
    상기 장치는 입력 단자 및 출력 단자를 구비한 컨버터를 포함하며, 상기 컨버터는 조절 회로를 포함하며, 상기 조절 회로는 인덕턴스 및 상기 인덕턴스에 연결된 스위칭 소자들을 포함하며, 상기 스위칭 소자들은 스위칭 구성들 사이의 스위치 제어를 수행하며, 상기 조절 회로는 상기 인덕턴스를 통해 평균 DC 전류를 유지하며, 입력 포트 및 출력 포트를 구비한 스위칭 네트워크를 포함하며, 상기 스위칭 네트워크는 충전 저장 소자들 및 상기 충전 저장 소자들에 연결된 스위칭 소자들을 포함하며, 상기 스위칭 소자들은 하나의 스위치 구성 내 스위치 구성들 사이의 스위치 제어를 수행하며, 상기 스위칭 소자들은 충전 저장 소자들의 제1 배열을 형성하며, 충전 저장 소자는 상기 스위칭 네트워크의 상기 입력 포 트 및 상기 출력 포트 중 하나를 통해 충전되며, 또 다른 구성 내에서, 상기 스위칭 소자들은 충전 저장 소 자들의 제2 배열을 형성하며, 충전 저장 소자는 상기 스위칭 네트워크의 상기 입력 포트 및 상기 출력 포트 의 하나를 통해 방전되며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 컨버터의 상기 출력 단자 사이에 연결된 상기 조절 회로 중의 적어도 하나를 포함하며, 상기 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전된 스위칭 네트워크이며, 상기 조절 회로는 상기 컨버터 및 상기 스위칭 네트워크의 출력 단자 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트 워크 중의 적어도 하나는 다상(multi phase) 스위칭 네트워크이며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로 는 양방향이며, 상기 조절 회로는 다상(multi phase)이며, 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상 기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이에 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크는 단열적으로 충전되는 스 위칭 네트워크이며, 상기 조절 회로는 상기 컨버터의 입력 단자 및 상기 스위칭 네트워크의 입력 포트 사이 의 연결되어 있으며, 상기 스위칭 네트워크의 적어도 하나는 다상(multiphase) 스위칭 네트워크이며, 상기 스위칭 네트워크 및 상기 조절 회로는 양방향이며, 상기 조절 회로는 다상이며, 상기 스위칭 네트워크는 상기 조절 회로 및 추가적인 조절 회로 사이에 연결되어 있으며, 상기 조절 회로는 상기 스위칭 네트워크 및 추가적인 스위칭 네트워크 사이에 연결되어 있으며,
    상기 변환기는 DC-DC 컨버터이고, 상기 스위칭 소자들은 스위칭 네트워크를 정의하며, 상기 스위칭 네트워크는 스위칭 네트워크들의 집합으로부터 선택되며, 스위칭 네트워크들 각각은 상기 DC-DC 컨버터의 조립을 위한 모듈러 상호 접속(modular interconnection)을 허용하는 단자들을 포함하며, 상기 조절 회로는 조절 회로들의 집합으로부터 선택되며 조절회로들 각각은 상기 DC-DC 컨버터의 조립을 위한 모듈러 상호 접속(modular interconnection)을 허용하는 단자들을 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  2. 제 1항에 있어서,
    적어도 하나의 스위칭 네트워크는 스위치드 커패시터 네트워크를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 스위치드 커패시터 네트워크는 단열적으로 충전된 스위치드 커패시터 네트워크를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 단열적으로 충전된 스위치드 커패시터 네트워크는 캐스케이드 멀티플레이어를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 캐스케이드 멀티플레이어는 상호 보완적 클록된(clocked) 전류 소스들에 의해 구동되는 것을 특징으로 하는 장치.
  6. 제1항에 있어서,
    상기 조절 회로들의 적어도 하나는 선형 레귤레이터(linear regulator)를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  7. 제1항에 있어서,
    상기 스위치드 커패시터 네트워크는 복수의 직렬 연결된 스위치드 커패시터 네트워크들 중의 하나를 포함하는 것을 특징으로 하는 장치.
  8. 제1항에 있어서,
    상기 조절 회로는 복수의 조절 회로들 중의 하나이고, 상기 스위칭 네트워크는 상기 조절 회로들 모두에 공통인 것을 특징으로 하는 장치.

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