DE112017002374T5

DE112017002374T5 - Stromwandler

Info

Publication number: DE112017002374T5
Application number: DE112017002374.2T
Authority: DE
Inventors: David Giuliano
Original assignee: PSemi Corp
Current assignee: PSemi Corp
Priority date: 2016-05-09
Filing date: 2017-05-09
Publication date: 2019-01-17
Also published as: CN109478845A; CN112838760A; WO2017196826A1; CN109478845B

Abstract

Eine Vorrichtung zur Stromumwandlung enthält eine Transformationsstufe zum Transformieren einer ersten Spannung in eine zweite Spannung. Die Transformationsstufe enthält ein Schaltnetzwerk, einen Filter und eine Steuerung. Der Filter ist so konfiguriert, dass er die Transformationsstufe mit einem Regler verbindet. Die Steuerung steuert das Schaltnetzwerk.

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Offenbarung bezieht sich auf Stromversorgungen und insbesondere auf Stromwandler.
HINTERGRUND
Viele Stromwandler enthalten Schalter und einen oder mehrere Kondensatoren, die beispielsweise zur Stromversorgung tragbarer elektronischer Geräte und Verbraucherelektronik verwendet werden. Schaltmodusstromwandler regeln die Ausgangsspannung oder den Strom durch Schalten von Energiespeicherelementen (d.h. Induktoren und Kondensatoren) in verschiedene elektrische Konfigurationen unter Verwendung eines Schaltnetzwerks.
Wandler mit geschalteten Kondensatoren sind Schaltmodusstromwandler, die hauptsächlich Kondensatoren zur Übertragung von Energie verwenden. Diese Wandler übertragen Energie von einem Eingang zu einem Ausgang, indem sie Schalter verwenden, um ein Netzwerk von Kondensatoren durch verschiedene topologische Zustände periodisch zu betätigen. Ein üblicher Wandler dieses Typs, bekannt als „Ladepumpe“, wird üblicherweise verwendet, um die Hochspannungen in FLASH-Speichern und anderen umprogrammierbaren Speichern zu erzeugen. Ladepumpen wurden auch in Verbindung mit der Überwindung der starken Kernkraft verwendet, um ein Element in ein anderes zu transformieren.
In einem Wandler mit geschalteten Kondensatoren nimmt die Anzahl von Kondensatoren und Schaltern mit dem zunehmenden Transformationsverhältnis zu. Schalter in dem Schaltnetzwerk sind in der Regel aktive Geräte, die mit Transistoren implementiert sind. Das Schaltnetzwerk kann auf einem einzelnen oder auf mehreren monolithischen Halbleitersubstraten integriert sein oder unter Verwendung von Einzelbauelementen gebildet sein. Da jeder Schalter in einem Stromwandler normalerweise einen Hochstrom führt, kann er außerdem aus zahlreichen kleineren Schaltern zusammengesetzt sein, die in Reihe geschaltet sind.
KURZDARSTELLUNG
Typische Gleichstromwandler führen eine Spannungstransformation und eine Ausgangsregelung durch. Dies wird normalerweise in einem einstufigen Wandler wie etwa einem Abwärtswandler durchgeführt. Es ist jedoch möglich, diese zwei Funktionen in zwei spezialisierte Stufen aufzuteilen, nämlich in eine Transformationsstufe, wie etwa ein Schaltnetzwerk, und in eine separate Regelstufe, wie etwa eine Regelschaltung. Die Transformationsstufe transformiert eine Spannung in eine andere, während die Regelstufe sicherstellt, dass der Spannungs- und/oder Stromausgang der Transformationsstufe die gewünschten Eigenschaften beibehält.
In jenen Fällen, in denen die Transformationsstufe und die Regelstufe nahe beieinander liegen, ist eine direkte Verbindung möglich. In anderen Fällen kann jedoch die Regelstufe weit von der Transformationsstufe entfernt liegen. Unter diesen Umständen ist es nützlich, die Ausgabe der Transformationsstufe zu filtern, um Verluste zu reduzieren.
In einem Aspekt hat die Erfindung eine Transformationsstufe zum Transformieren einer ersten Spannung in eine zweite Spannung. Eine solche Transformationsstufe enthält ein Schaltnetzwerk, einen Filter und eine Steuerung. Das Filter ist konfiguriert, um die Transformationsstufe mit einem Regler zu verbinden, und die Steuerung steuert das Schaltnetzwerk.
In einigen Ausführungsformen enthält das Filter ein LC-Filter.
In anderen Ausführungsformen enthält das Filter eine Induktivität, die bei Betrieb mit einer bestimmten Schaltfrequenz eine Spitze-Spitze-Spannungswelligkeit aufrechterhält und einen Induktorstrom unterstützt, der in eine Last fließt, wobei der Induktorstrom einen durchschnittlichen Induktorstrom definiert. Unter diesen sind Ausführungsformen, in denen die Induktivität durch Teilen der Spitze-Spitze-Spannungswelligkeit durch ein Produkt des durchschnittlichen Induktorstroms und der Schaltfrequenz, multipliziert mit 13/24, ausgewählt wird.
Einige Ausführungsformen enthalten die Regelschaltung.
Unter den Ausführungsformen sind auch jene, in denen das Filter konfiguriert ist, die Transformationsstufe mit mehr als einem Regler zu verbinden.
Noch andere Ausführungsformen enthalten mehrere Regelschaltungen, wobei das Filter die Transformationsstufe mit allen Reglern verbindet.
Unter den Ausführungsformen sind auch jene, bei denen die Transformationsstufe mehrere Schaltnetzwerke enthält. In diesen Ausführungsformen verbindet das Filter alle Schaltnetzwerke mit einer Regelschaltung.
Andere Ausführungsformen enthalten solche, bei denen die Transformationsstufe eine Vielzahl von in Reihe geschalteten Einheiten enthält. Jede Einheit enthält ein Schaltnetzwerk in Reihe geschaltet mit einem Filter.
Typische Gleichstromwandler führen eine Spannungstransformation und eine Ausgangsregulierung durch. Dies wird normalerweise in einem einstufigen Wandler wie etwa einem Abwärtswandler durchgeführt. Es ist jedoch möglich, diese zwei Funktionen in zwei spezialisierte Stufen aufzuteilen, nämlich in eine Transformationsstufe, wie etwa ein Schaltnetzwerk, und in eine separate Regelstufe, wie etwa eine Regelschaltung. Die Transformationsstufe wandelt eine Spannung in eine andere um, während die Regelstufe sicherstellt, dass der Spannungs- und/oder Stromausgang der Transformationsstufe die gewünschten Eigenschaften beibehält.
In jenen Fällen, in denen die Transformationsstufe und die Regelstufe nahe beieinander liegen, ist eine direkte Verbindung möglich. In anderen Fällen kann jedoch die Regelstufe weit von der Transformationsstufe entfernt liegen. Unter diesen Umständen ist es nützlich, die Ausgabe der Transformationsstufe zu filtern, um Verluste zu reduzieren.
In einem Aspekt enthält die Erfindung eine Vorrichtung mit Phasen- und Stapelschaltern zum Betreiben eines Wandlers mit geschalteten Kondensatoren. Die Phasen- und Stapelschalter befinden sich auf dem jeweiligen ersten und dem zweiten Chip.
Einige Ausführungsformen enthalten eine erste Steuerung, die die Schalter an dem ersten Chip steuert, und eine zweite Steuerung, die die Schalter an dem zweiten Chip steuert. Eine Zwischensteuerungsverbindung stellt eine Verbindung zwischen der ersten und der zweiten Steuerung bereit, um zuzulassen, dass ein Betrieb der ersten Schalter zumindest teilweise von dem Betrieb der zweiten Schalter abhängt und um zuzulassen, dass der Betrieb der zweiten Schalter zumindest teilweise von dem Betrieb der ersten Schalter abhängt. Unter diesen sind Ausführungsformen, bei denen die erste Steuerung auf dem ersten Chip ist, die zweite Steuerung auf dem zweiten Chip ist und sich die Zwischensteuerungsverbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Chip sich erstreckt. Unter den Ausführungsformen sind auch solche, die einen dritten Chip und einen vierten Chip enthalten. In diesen Ausführungsformen befindet sich die erste Steuerung auf dem dritten Chip, die zweite Steuerung befindet sich auf dem vierten Chip und die Zwischensteuerungsverbindung erstreckt sich zwischen dem dritten Chip und dem vierten Chip.
In einigen Ausführungsformen ist der Wandler mit geschalteten Kondensatoren ein Zweiphasenwandler. Einige dieser Ausführungsformen weisen einen dritten und einen vierten Chip auf. Die Stapelschalter umfassen einen ersten und einen zweiten Satz, von denen jeder einer der zwei Phasen zugeordnet ist. Der erste Satz von Stapelschaltern befindet sich auf dem zweiten Chip und der zweite Satz von Stapelschaltern befindet sich auf dem vierten Chip. Unterdessen umfassen die Phasenschalter einen ersten und einen zweiten Satz von Phasenschaltern, von denen jeder einer der zwei Phasen zugeordnet ist. Der erste Satz Phasenschalter befindet sich auf dem ersten Chip und der zweite Satz Phasenschalter befindet sich auf dem dritten Chip.
Unter den Ausführungsformen sind auch jene, die Ladungstransferkondensatoren enthalten, die mit den Stapelschaltern und den Phasenschaltern verbunden sind. Unter diesen sind Ausführungsformen mit einem dritten Chip, in dem die Ladungstransferkondensatoren integriert sind. Unter diesen sind auch Ausführungsformen, bei denen die Ladungstransferkondensatoren diskrete Kondensatoren sind, die mit dem ersten und zweiten Chip verbunden sind. In einigen dieser Ausführungsformen sind der erste Chip und der zweite Chip über eine Zwischenchipverbindung mit einer Länge verbunden, die einem Abstand zwischen positiven und negativen Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren entspricht. Zu den Ausführungsformen gehören auch solche, die eine Zwischenchipverbindung aufweisen, die den ersten und den zweiten Chip verbindet, wobei der erste und der zweite Chip erste Anschlüsse zur Verbindung mit positiven Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren und zweite Anschlüsse zur Verbindung mit negativen Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren aufweisen, wobei der erste und der zweite Anschluss und die zweiten Anschlüsse an gegenüberliegenden Enden der Zwischenchipverbindung angeordnet sind, und wobei die Ladungstransferkondensatoren so orientiert sind, dass die positiven Anschlüsse davon näher an den ersten Anschlüssen als an den zweiten Anschlüssen liegen und die negativen Anschlüsse davon näher an den zweiten Anschlüssen als an den ersten Anschlüssen liegen. Unter den Ausführungsformen sind auch jene, bei denen die Zwischenchipverbindung erste und zweite Regionen aufweist, sodass während des Betriebs die erste Region mehr Strom führt als die zweite Region. In diesen Ausführungsformen ist die erste Region breiter als die zweite Region.
In einigen Ausführungsformen weisen die Ladungstransferkondensatoren Kapazitäten auf, die eine Funktion der an die Ladungstransferkondensatoren angelegten Spannung sind. Im Betrieb halten die Ladungstransferkondensatoren unterschiedliche maximale Spannungen aus. Die Ladungstransferkondensatoren sind so ausgewählt, dass die Ladungstransferkondensatoren bei ihren jeweiligen maximalen Spannungen alle die gleiche Kapazität aufweisen.
Einige Ausführungsformen enthalten eine Zwischenchipverbindung, die den ersten und den zweiten Chip verbindet. Als Ergebnis einer Faltung in der Zwischenchipverbindung liegt der erste und der zweite Chip auf verschiedenen Ebenen. Andere Ausführungsformen haben koplanare erste und zweite Chip.
Ausführungsformen enthalten jene, in denen der Wandler mit geschalteten Kondensatoren ein Mehrphasenwandler ist und die Vorrichtung einen dritten Chip aufweist. In diesen Ausführungsformen enthalten die Phasenschalter einen ersten Satz von Phasenschaltern, die einer ersten Phase zugeordnet sind, und einen zweiten Satz von Phasenschaltern, die einer zweiten Phase zugeordnet sind, wobei sich der erste Satz auf dem ersten Chip und der zweite Satz auf dem zweiten Chip befindet. Unter diesen sind Ausführungsformen die einen ersten und einen zweiten Satz von Ladungstransferkondensatoren aufweisen, wobei der erste Satz von Ladungstransferkondensatoren zwischen dem ersten Chip und dem zweiten Chip verbunden ist und wobei der zweite Satz von Ladungstransferkondensatoren zwischen dem dritten Chip und dem zweiten Chip verbunden ist.
Andere Ausführungsformen enthalten ein Substrat und Ladungstransferkondensatoren. In diesen Ausführungsformen trägt das Substrat die Ladungstransferkondensatoren, den ersten Chip und den zweiten Chip. Unter diesen sind Ausführungsformen, bei denen die Geräteflächen des ersten und des zweiten Chips dem Substrat zugewandt sind und leitende Höcker zwischen der Gerätefläche und dem Substrat eine elektrische Kommunikation zwischen den Chips und den Ladungstransferkondensatoren bereitstellen. Unter diesen sind auch Ausführungsformen, die ein Gehäuse aufweisen, wobei der erste und der zweite Chip in dem Gehäusesind und so orientiert sind, dass sie entweder koplanar oder nicht-koplanar sind.
Andere Ausführungsformen enthalten ein Substrat, ein Gehäuse, einen dritten Chip und Ladungstransferkondensatoren. In diesen Ausführungsformen sind die Ladungstransferkondensatoren in den dritten Chip integriert, trägt das Substrat das Gehäuse, enthält das Gehäuse den ersten Chip, den zweiten Chip und den dritten Chip, und sind der erste, der zweite und der dritte Chip auf verschiedene Schichten des Gehäuse verteilt. Unter diesen sind Ausführungsformen, in denen das Gehäuse eine erste Schicht und eine zweite Schicht umfasst. In diesen Ausführungsformen befinden sich der erste und der zweite Chip in der ersten Schicht und der dritte Chip befindet sich in der zweiten Schicht. Unter diesen sind auch Ausführungsformen, bei denen das Gehäuse eine erste Schicht und eine zweite Schicht umfasst. In diesen Ausführungsformen befinden sich der erste und der dritte Chip in der ersten Schicht und der zweite Chip befindet sich in der zweiten Schicht. Unter diesen sind auch Ausführungsformen, bei denen das Gehäuse eine erste Schicht, eine zweite Schicht und eine dritte Schicht umfasst. In diesen Ausführungsformen enthält jede Schicht höchstens einen Chip. In einigen dieser Ausführungsformen befindet sich die zweite Schicht zwischen der ersten und der dritten Schicht und der dritte Chip befindet sich in der zweiten Schicht.
Einige Ausführungsformen enthalten ein Substrat, das ein Gehäuse trägt. Das Gehäuse weist eine obere Schicht und eine untere Schicht auf, wobei die untere Schicht näher am Substrat ist als die obere Schicht. Die untere Schicht enthält einen Chip und die obere Schicht enthält Ladungstransferkondensatoren. Der Induktor befindet sich auf dem Substrat außerhalb des Gehäuses. Unter diesen sind Ausführungsformen, bei denen die Vorrichtungsseite des Chips dem Substrat zugewandt ist. Unter diesen sind Ausführungsformen, bei denen die Gerätefläche des Chips dem Substrat zugewandt ist. Die Einrichtung enthält eine erste Zwischenverbindungsschicht und eine zweite Zwischenverbindungsschicht und elektrisch leitende Höcker. Die erste Zwischenverbindungsschicht verbindet die Ladungstransferkondensatoren mit dem Chip und die zweite Zwischenverbindungsschicht verbindet den Chip mit den Ladungstransferkondensatoren und den elektrischen Höckern. Die elektrischen Höcker verbinden das Gehäuse mit dem Induktor.
Unter diesen sind auch Ausführungsformen, in denen eine Gerätefläche des Chips von dem Substrat weg weist. Diese Ausführungsformen enthalten eine Wärmesenke, thermisch leitende Höcker, eine erste Zwischenverbindungsschicht, eine zweite Zwischenverbindungsschicht und elektrisch leitende Höcker. Die erste Zwischenverbindungsschicht verbindet die Ladungstransferkondensatoren mit dem Chip. Die zweite Zwischenverbindungsschicht verbindet den Chip mit den Ladungstransferkondensatoren und den elektrisch leitenden Höckern. Die elektrisch leitenden Höcker verbinden das Gehäuse mit dem Induktor. In diesen Ausführungsformen ist die Wärmesenke dem Substrat zugewandt, und die thermisch leitenden Höcker verbinden die Wärmesenke mit dem Substrat. Diese thermisch leitenden Höcker führen nur Wärme. Sie sind elektrisch von der Schaltung getrennt.
Unter diesen sind auch Ausführungsformen, in denen eine Gerätefläche von dem Substrat weg weist. In diesen Ausführungsformen verbindet eine erste Zwischenverbindungsschicht Ladungstransferkondensatoren mit dem Chip und eine zweite Zwischenverbindungsschicht verbindet den Chip mit den Ladungstransferkondensatoren und mit elektrisch leitenden Pads. Die elektrisch leitenden Pads verbinden das Gehäuse mit dem Induktor. Das thermisch leitende Pad verbindet die dem Substrat zugewandte Wärmesenke mit dem Substrat. Dieses thermisch leitende Pad führt nur Wärme. Es ist elektrisch von dem Induktor, dem Ladungstransferkondensator und dem Chip isoliert.
Andere Ausführungsformen enthalten auch ein Substrat, das ein Gehäuse mit einer oberen und einer unteren Schicht trägt, wobei die untere Schicht näher an dem Substrat liegt als die obere Schicht. Der Induktor ist in dem Gehäuse. Die untere Schicht enthält einen Chip und die obere Schicht enthält Ladungstransferkondensatoren in der oberen Schicht. Unter diesen sind Ausführungsformen, in denen der Induktor in der oberen Schicht angeordnet ist. Unter diesen Ausführungsformen sind auch diejenigen, in denen Leiterbahnen um einen Induktorkern in der Schicht den Induktor bilden.
Unter den vorstehenden Ausführungsformen sind jene, in denen eine Gerätefläche des Chips von dem Substrat weg weist. In diesen Ausführungsformen verbinden thermisch leitende Höcker eine Wärmesenke mit dem Substrat. Diese thermisch leitenden Höcker führen nur Wärme. Sie sind von dem Chip, den Ladungstransferkondensatoren und dem Induktor elektrisch isoliert.
Noch andere Ausführungsformen enthalten Reglerschalter in dem ersten Chip.
Diese und andere Merkmale der Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung und den begleitenden Figuren ersichtlich, hierbei zeigen:
Figurenliste

1 einen Stromwandler mit einer trennbaren Transformationsstufe und einer Regelstufe;
2 einen Stromwandler ähnlich dem in 1 gezeigten jedoch mit einer isolierten Transformationsstufe;
3 bis 10 verschiedene Arten der Verbindung von Transformations- und Regelstufen;
11 einen Gleichstromwandler mit einer separaten Regelschaltung und Schaltnetzwerk;
12 einen Stromwandler mit einem Filter zwischen dem Schaltnetzwerk und der Regelstufe;
13 den Stromwandler von 12 aber ohne die Regelphase;
14 explizit eine Steuerschaltung, die mit einem Wandler wie in 11 gezeigt verbunden ist;
15 Details der in 14 gezeigten Steuerschaltung;
16 Signale, die während des Betriebs der Steuerschaltung von 15 vorhanden sind;
17 eine Nahansicht von vier Signalen aus 12, die das Totzeitintervall zeigen;
18 Details des Schalterlayouts in einem Wandler ähnlich dem in 1 gezeigten;
19 und 20 die Abhängigkeit der Schaltperiode und der Spitze-Spitze-Welligkeit als eine Funktion des Ausgangslaststroms in zwei Ausführungsformen der Steuerschaltung, wie in 14 gezeigt;
21 einen Mehrphasenwandler ähnlich dem in 14 gezeigten;
22 und 23 Signale, die während des Betriebs der Steuerschaltung von 21 vorhanden sind;
24 einen anderen Stromwandler ähnlich dem in 14 gezeigten, jedoch mit einem Regler und mehreren Schaltnetzwerken;
25 einen anderen Stromwandler ähnlich dem in 14 gezeigten, jedoch mit einem Schaltnetzwerk und mehreren Reglern;
26 einen Stromwandler ähnlich dem in 25 gezeigten, jedoch mit einem Filter zwischen dem Schaltnetzwerk und den Reglern;
27 einen Stromwandler ähnlich dem in 24 gezeigten, jedoch mit einem Filter zwischen den Schaltnetzwerken und dem Regler;
28 eine zweiseitige Version von 11;
29-30 Gleichstromwandler mit alternativen Konfigurationen von Regelschaltungen und Schaltnetzwerken;
31 einen Gleichstromwandler ähnlich dem in 30 gezeigten mit einer Steuerung;
32 eine andere Konfiguration eines Gleichstromwandler;
33 eine spezielle Implementierung des in 32 dargestellten Stromwandlers;
34 eine Ausführungsform mit mehreren Regelschaltungen;
35 eine RC-Schaltung;
36 ein Modell eines Gleichstromwandler mit geschalteten Kondensatoren;
37 eine isolierte Variante von 36;
38 den Ausgangswiderstand eines Netzwerks mit geschalteten Kondensatoren als eine Funktion der Schaltfrequenz;
39-40 einen serienparallelen SC-Wandler, der in der Ladephase beziehungsweise der Entladephase betrieben werden kann;
41 einen Reihe gepumpten symmetrischen Kaskadenvervielfacher mit Dioden;
42 einen parallel gepumpten symmetrischen Kaskadenvervielfacher mit Dioden;
43 Ladungspumpensignale;
44 einen zweiphasigen symmetrischen Reihe gepumpten Kaskadenverfielfacher mit Schaltern;
45 einen zweiphasigen symmetrischen parallel gepumpten Kaskadenvervielfacher mit Schaltern;
46 vier Kaskadenvervielfacher zusammen mit entsprechenden Halbwellenversionen;
47 die Schaltung von 35 mit einem Hilfswandler, der verwendet wird, um den mit dem Laden eines Kondensators verbundenen Verlust zu reduzieren;
48 eine Implementierung der Schaltung von 47;
49 einen Kaskadenvervielfacher mit getakteten Stromquellen;
50 die Ausgangsimpedanz eines Wandlers mit geschalteten Kondensatoren als eine Funktion der Frequenz;
51, 52 und 53 getaktete Stromquellen;
54 einen Kaskadenvervielfacher mit der getakteten Stromquelle von 52;
55 eine Ausführungsform der in 54 gezeigten Schaltung;
56 Strom und Spannung an ausgewählten Stellen in der Schaltung von 55;
57 eine spezielle Implementierung des in 28 dargestellten Gleichstromwandlers mit einem adiabatisch geladenen Vollwellenschaltnetzwerk;
58 den Gleichstromwandler, der in 54 während der Phase A dargestellt ist;
59 den Gleichstromwandler, der in 54 während Phase B dargestellt ist;
60 verschiedene Wellenformen, die einem adiabatisch geladenen 4: 1-Wandler zugeordnet sind;
61 adiabatisches Aufladen von in Reihe geschalteten Stufen;
62 eine spezielle Implementierung des in 61 dargestellten Stromwandlers;
63 adiabatisches Aufladen von in Reihe geschalteten Stufen mit Filtern zwischen jeder Stufe;
64 eine spezielle Implementierung des in 63 dargestellten Stromwandlers;
65 eine AC/DC-Stromwandlerarchitektur;
66 eine Wechselspannung, die unter Verwendung einer rekonfigurierten geschalteten Stufe mit geschalteten Kondensatoren gleichgerichtet wurde;
67 eine Ausführungsform der AC/DC-Stromwandlerarchitektur in 65, die ein Wechselstrom-Schaltnetzwerk enthält;
68 eine spezielle Implementierung des in 67 dargestellten AC/DC-Wandlers;
69-70 den AC/DC-Wandler in 68 während der positiven beziehungsweise negativen Abschnitte des Wechselstromzyklus;
71 eine AC/DC-Wandlerarchitektur mit Leistungsfaktorkorrektur;
72 einen Wandler mit einer isolierten Steuerung;
73 eine alternative Architektur des Wandlers in 72, wobei das Schaltnetzwerk durch ein LC-Filter geladen wird;
74 einen Wandler, in dem ein Steuersignal für die Regelschaltung von einem Steuersignal für das Schaltnetzwerk isoliert ist;
75 eine Konfiguration von 29 mit einer isolierten Steuerung, wie in 74 gezeigt;
76 eine Konfiguration von 32 mit einer isolierten Steuerung, wie in 74 gezeigt;
77 eine Implementierung des in 65 gezeigten Gleichrichters;
78 eine alternative Implementierung des in 65 gezeigten Gleichrichters;
79 ein EMI-Filter von den in 77 und 78 gezeigten Gleichrichtern;
80 ein alternatives EMI-Filter von den in 77 und 78 gezeigten Gleichrichtern;
81 eine Wechselstrombrücke zur Verwendung in 77 und 78 gezeigten Ausführungsformen;
82 eine Transformationsstufe, die zwei parallele Regelstufen antreibt;
83 eine Transformationsstufe, die einen gefilterten Ausgang für parallele Regelstufen bereitstellt;
84 und 85 Implementierungen des in 28 dargestellten Gleichstromwandlers;
86 und 87 Implementierungen des in 30 dargestellten Gleichstromwandlers;
88 und 89 Implementierungen des in 29 dargestellten Gleichstromwandlers;
90 und 91 Implementierungen des in 32 dargestellten Gleichstromwandlers;
92 ein Schaltnetzwerk, das als ein Stapel von Schichten implementiert ist;
93-96 Querschnitte des Stapels in 92 mit unterschiedlichen Anordnungen von passiven und aktiven Schichten;
97-100 verschiedene Positionen von aktiven und passiven Geräteflächen für den in 93 gezeigten zweischichtigen Stapel;
101-104 verschiedene Positionen von aktiven und passiven Geräteflächen für den in 94 gezeigten zweischichtigen Stapel;
105 eine Implementierung von 93, in der die passive Geräteschicht einen planaren Kondensator aufweist;
106 eine Implementierung von 93, in der die passive Geräteschicht einen Grabenkondensator aufweist;
107 eine Implementierung von 105 mit einer Wafer-Wafer-Kontaktierung anstelle einer Chip-Chip-Kontaktierung;
108 eine Implementierung von 107, wobei jedoch die Gerätefläche der aktiven Schicht ihre obere Fläche anstelle ihrer unteren Fläche ist;
109 drei unterteilte Strompfade eines Schaltnetzwerks;
110 eine aktive Schicht mit acht Schaltern, die auf acht Kondensatoren auf einer passiven Schicht darunter überlagert sind;
111 einen der Schalter in 110, der in neun Partitionen unterteilt wurde;
112 einen geteilten, aber nicht unterteilten Schalter und Kondensator;
113 einen unterteilten Schalter und Kondensator;
114 einen Kondensator, der in zwei Dimensionen unterteilt ist;
115 ein Funktionsblockdiagramm einer Ausführungsform des in den 13 und 12 gezeigten Schaltnetzwerks;
116 eine beispielhafte Schaltung des 115 gezeigten Koppelnetzwerks;
117 ein bestimmtes Anschlusslayout zur Implementierung des in 115 gezeigten Koppelnetzwerks;
118 ein Funktionsblockdiagramm einer weiteren Ausführungsform des in den 13 und 12 gezeigten Schaltnetzwerks;
119 eine beispielhafte Schaltung des 118 gezeigten Schaltnetzwerks;
120 ein spezielles Anschlusslayout zur Implementierung des in 118 gezeigten Schaltnetzwerks;
121 das Anschlusslayout für den Phasenchip in 120, wobei die Positionen der Phasenschalter in 119 explizit darin gezeigt sind;
122 ein Funktionsblockdiagramm einer weiteren Ausführungsform des in den 13 und 12 gezeigten Schaltnetzwerks, außer der Einbeziehung von Schaltern für einen Regler, mit dem das Schaltnetzwerk verbunden werden soll;
123 ein Substrat, das Komponenten zum Implementieren eines Schaltnetzwerks trägt;
124 den Phase-Chip und das Stapeldiagramm von 123 innerhalb des gleichen Gehäuses;
125 einen gestapelten Phasen-Chip und Stapelchip;
126 die Schaltung von 124, wobei jedoch die Ladungstransferkondensatoren nun auf ihrem eigenen Kondensatorchip sind und auf ihrer eigenen Schicht in dem Gehäuse enthalten sind.
127 zeigt die Schaltung von 124, jedoch mit den Ladungstransferkondensatoren, die sich nun auf ihrem eigenen Kondensatorchip befinden, der in dem Gehäuse enthalten ist und die gleiche Schicht wie der Phase-Chip belegt.
128 ein Gehäuse, in dem der Ladungstransferkondensatorchip zwischen dem Phasen-Chip und dem Stapelchip eingeschoben ist; und
129-133 Ausführungsformen einer Schaltung, die auch einen Induktor enthält.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Einige Stromwandler führen sowohl eine Regelung als auch eine Transformation mit einer begrenzten Anzahl von Schaltungskomponenten durch, indem diese Funktionen zu einer einzigen Stufe zusammengefasst werden. Infolgedessen werden bestimmte Komponenten sowohl für die Regelung als auch für die Transformation verwendet. Manchmal wird die Regelstufe als Regelschaltung bezeichnet und die Transformationsstufe wird als Schaltnetzwerk bezeichnet. Wie hierin verwendet, bedeuten diese Ausdrücke das Gleiche.
1 zeigt einen modularen Mehrphasenstromwandler, der die Transformations- und Regelfunktionen des Wandlers trennt. Diese Funktionen werden nicht mehr zusammen erreicht, wie dies bei einem einstufigen Wandlerdesign der Fall wäre. Infolgedessen ist es in einem Mehrphasenstromwandler, wie in 1 gezeigt, möglich, eine Transformationsstufe und eine Regelstufe für ihre spezifischen Funktionen zu optimieren. Die Transformationsstufe und die Regelstufe können entweder als unabhängige Instanzen oder als gekoppelte Instanzen behandelt werden.
In dem Stromwandler von 1 empfängt eine Transformationsstufe eine Eingangsspannung V_IN über ihre zwei Eingangsanschlüsse und gibt eine Zwischenspannung V_X über ihre zwei Ausgangsanschlüsse mit einem festen Spannungsumwandlungsverhältnis aus. Daher ändert sich die Zwischenspannung V_X als Reaktion auf Änderungen der Eingangsspannung V_IN . Die Transformationsstufe wird somit als „variabel“ angesehen, wenn das Spannungsumwandlungsverhältnis variiert werden kann. Es ist jedoch nicht erforderlich, dass eine Transformationsstufe „variabel“ ist.
In der speziellen Ausführungsform, die in 1 gezeigt ist, existiert eine elektrische Verbindung zwischen dem negativen Eingangsanschluss der Transformationsstufe und ihrem negativen Ausgangsanschluss. In dieser Konfiguration wird die Transformationsstufe als „nicht isoliert“ bezeichnet. Im Gegensatz dazu existiert bei der in 2 gezeigten Ausführungsform keine solche Verbindung zwischen dem negativen Eingang der Transformationsstufe und ihrem negativen Ausgang. Ein Beispiel einer solchen Transformationsstufe ist in 37 mit einem Spannungsumwandlungsverhältnis von N₁ :N₂ gezeigt.
Im Allgemeinen werden zwei funktionale Komponenten einer Schaltung oder eines Systems als galvanisch isoliert bezeichnet, wenn zwischen diesen beiden Komponenten kein direkter Leitungsweg existiert, und dennoch Energie und Information zwischen diesen Komponenten kommuniziert werden können. Die Kommunikation solcher Energie und Information kann auf einer Vielzahl von Wegen ausgeführt werden, die keinen tatsächlichen Stromfluss erfordern. Beispiele enthalten die Kommunikation über Wellen, ob elektromagnetisch, mechanisch oder akustisch. Elektromagnetische Wellen enthalten in diesem Zusammenhang Wellen im sichtbaren Bereich sowie gerade außerhalb des sichtbaren Bereichs. Eine solche Kommunikation kann auch über statische oder quasistatische elektrische oder magnetische Felder auf kapazitivem, induktivem oder auf mechanischem Wege erfolgen.
Die galvanische Isolierung ist besonders nützlich für Fälle, in denen die zwei funktionellen Komponenten Erdungswiderstände aufweisen, die auf unterschiedlichen Potentialen liegen. Durch die galvanische Isolierung von Komponenten ist es möglich, das Auftreten von Erdschleifen im Wesentlichen auszuschließen. Es ist auch möglich, die Wahrscheinlichkeit zu verringern, dass Strom durch einen unbeabsichtigten Weg, beispielsweise durch den Körper einer Person, auf den Boden gelangt.
Die Transformationsstufe stellt effizient eine Zwischenspannung V_X bereit, die sich von der Eingangsspannung V_IN unterscheidet und die über einen viel kleineren Bereich als die Eingangsspannung V_IN variiert. In der Praxis variiert die Zwischenspannung V_X während des Betriebs, wenn sich Änderungen entweder am Eingang oder am Ausgang der Transformationsstufe ergeben. Diese Variationen erfordern eine Korrektur, um die gewünschte Ausgangsspannung V_O . zu erreichen. Aus diesem Grund ist eine Regelstufe notwendig. Wie in den 1 und 28 gezeigt, empfängt eine Regelstufe die Zwischenspannung V_X über ihre Eingangsanschlüsse und stellt eine geregelte Spannung Vo über ihre Ausgangsanschlüsse bereit.
Die in 1 gezeigte Architektur ist flexibel genug, um Designs mit unterschiedlichen Anforderungen zu ermöglichen. Wenn beispielsweise eine magnetische Isolierung erforderlich ist, kann ein magnetisch isolierter Rücklaufwandler verwendet werden. Designs, die mehrere geregelte Ausgangsspannungen erfordern, können unter Verwendung von zwei getrennten Regelstufen und einer einzelnen Transformationsstufe erreicht werden.
Die in 1 gezeigte Architektur schafft effektiv eine modulare Architektur für Stromwandler, in denen fundamentale Bausteine auf verschiedene Arten gemischt und angepasst werden können, um bestimmte Ziele zu erreichen.
3-10 sind Blockdiagramme, die verschiedene Wege zeigen, die Transformationsstufe und die Regelstufe relativ zu einer Quelle oder einer Last anzuordnen. Dass diese überhaupt als Blockdiagramme dargestellt werden können, rührt von der Modularität der Architektur her. Eine solche Modularität ist bei einem herkömmlichen einstufigen Wandler nicht gegeben. In einem solchen Wandler sind die Funktionen der Regelung und der Transformation so eng miteinander verbunden, dass es nicht möglich ist, zwei getrennte Schaltungen zu extrahieren und zu sagen, dass die eine die Regelung und die andere die Transformation durchführt. Wenn man stattdessen in einem herkömmlichen Wandler versucht, zwei Schaltkreise zu extrahieren, von denen der eine ein Regler und der andere ein Spannungstransformator ist, sind zwei Schaltkreise, die nicht funktionieren, das übliche Ergebnis.
3 zeigt eine generische Architektur, bei der ein Paar Transformationsstufen eine Regelstufe einschiebt. Jede Transformationsstufe enthält ein oder mehrere Netzwerke mit geschalteten Kondensatoren. Auf ähnliche Weise enthält jede Regelstufe eine oder mehrere Regelschaltungen. Es ist auch möglich, mehr als eine Quelle und mehr als eine Last aufzuweisen. Die Doppelpfeile in 3 und in anderen Figuren zeigen einen zweiseitigen Stromfluss an.
4 zeigt eine quellregelnde Konfiguration, in der Strom von einer Quelle zu einer Transformationsstufe fließt. Die Transformationsstufe stellt dann den Strom einer Regelstufe bereit, die diese dann an eine Last weitergibt. Somit empfängt die Last in dieser Konfiguration letztendlich Strom von der Regelstufe.
Im Gegensatz dazu zeigt 5 eine lastregulierende Konfiguration. In einer lastregulierenden Konfiguration fließt Strom von einer Quelle zu einer Regelstufe, die sie dann regelt und an eine Transformationsstufe weiterleitet. In dieser Ausführungsform empfängt die Last Strom direkt von der Transformationsstufe anstatt direkt von der Regelstufe.
6 zeigt eine umgekehrte quellregelnde Konfiguration, die der in 4 gezeigten ähnlich ist, wobei jedoch der Strom in der entgegengesetzten Richtung fließt.
7 zeigt eine umgekehrte lastregulierende Konfiguration, die der in 5 gezeigten ähnlich ist, wobei jedoch Strom in die andere Richtung fließt.
In den in den 8 und 9 gezeigten Ausführungsformen umspannen zwei Transformationsstufen eine Regelstufe. Diese unterscheiden sich durch die Richtung des Stromflusses. 8 zeigt eine quell-/lastregulierende Konfiguration, bei der Strom von der Quelle zu der Last über eine erste Transformationsstufe, eine Regelstufe und eine zweite Transformationsstufe fließt, und 9 zeigt eine quell-/lastregulierende Konfiguration, in der Strom von der Last zu der Quelle über eine erste Transformationsstufe, eine Regelstufe und eine zweite Transformationsstufe fließt.
In einer anderen Ausführungsform, die in 10 gezeigt ist, beruhen mehrere Regelschaltungen auf dem gleichen Wandler mit geschalteten Kondensatoren. Man beachte, dass von den drei Strompfaden ein erster und ein zweiter Strompfad in der lastregulierende Konfiguration sind, während der dritte Strompfad in der quellregulierenden Konfiguration ist. Eine Ausführungsform mit mehreren Regelschaltungen ist besonders nützlich, da sie ermöglicht, dass unterschiedliche Ausgangsspannungen für unterschiedliche Lasten bereitgestellt werden können.
11 zeigt einen Stromwandler 10, der durch Kombinieren zweier Module unter Verwendung der in 1 vorgeschlagenen Prinzipien zusammengebaut ist. Der dargestellte Stromwandler 10 enthält ein Schaltnetzwerk 12A, eine Spannungsquelle 14, eine Regelschaltung 16A, und eine Zwischenmodulverbindung 11A, die einen Ausgang des Schaltnetzwerkes 12A mit einem Eingang der Regelschaltung 16A verbindet. Eine Last 18A verbindet sich mit einem Ausgang der Regelschaltung 16A. Strom fließt zwischen der Spannungsquelle 14 und der Last 18A in der durch die Pfeile angegebenen Richtung. Um die Darstellung zu vereinfachen, wurde die Trennung der Verbindung in positive und negative Linien weggelassen.
In der in 11 gezeigten Ausführungsform kann die Regelschaltung 16A in einigem Abstand von dem Schaltnetzwerk 12A.sein. In solchen Fällen ist es nützlich, ein Filter am Ausgang des Schaltnetzwerkes 12A vorzusehen.
12 zeigt einen Stromwandler 10, der wie die in 11 gezeigte Ausführungsform eine Spannungsquelle 14 aufweist, die eine erste Spannung V₁ an ein Schaltnetzwerk 12A liefert. In dieser Ausführungsform stellt das Schaltnetzwerk 12A jedoch eine zweite SpannungV₂ für eine Induktivität L₁ bereit. In der dargestellten Ausführungsform gibt es auch eine Kapazität C₁ über eine Last 18A. Die Induktivität L₁ und die Kapazität C₁ definieren zusammen ein LC-Filter, das eine dritte Spannung V₃ ausgibt, die schließlich zu der in 11 gezeigten Regelschaltung 16A gelangt. Die Regelschaltung 16A stellt die ungeregelte dritte Spannung V₃ ein, um eine geregelte vierte Spannung V₄ , zu ergeben, die sie dann der Last 18A zuführt.
Eine alternative Ausführungsform, die in 13 gezeigt ist, verbindet die dritte Spannung V₃ direkt mit der Last 18A. In dieser Ausführungsform regelt das durch die Kombination des Kondensators C₁ und des Induktors L₁ gebildete Filter die dritte Spannung V₃ ohne die Notwendigkeit einer Regelschaltung 16A. Die verschiedenen oben gezeigten Konfigurationen weisen Schalter auf, die zu bestimmten Zeiten geöffnet und geschlossen werden müssen. Somit erfordern sie alle implizit eine oder mehrere Steuerungen, um Steuersignale bereitzustellen, die diese Schalter öffnen und schließen. Die Struktur und der Betrieb einer solchen Steuerung 20A wird in Verbindung mit den 14-23 beschrieben.
14 zeigt den Stromwandler 10 von 11, jedoch mit einer explizit gezeigten Steuerung 20A. Die Steuerung 20A hat drei Sensoreingänge: einen Zwischenspannungseingang für eine Zwischenspannung V_X , einen Ausgangsspannungseingang für die Ausgangsspannung V_O und einen optionalen Eingangsspannungseingang für die Eingangsspannung V_IN . Die Steuerung 20A weist zwei andere Eingänge auf: einen Takteingang zum Empfangen eines Taktsignals CLK und einen Referenzeingang zum Empfangen einer Referenzspannung V_REF . Beispiele für die verschiedenen oben genannten Signale sowie andere, die nachstehend beschrieben werden, sind in 16 zu sehen.
Auf der Grundlage der zuvor genannten Eingaben stellt die Steuerung 20A ein erstes Steuersignal ø zum Steuern von Schaltern in dem Element mit geschalteten Kondensatoren 12A und ein zweites Steuersignal PWM zum Steuern des Schaltens der Regelschaltung 16A bereit. Das erste Steuersignal ist ein zweidimensionaler Vektor mit einer ersten und einer zweiten komplementären Phase ø, ø. In einigen Ausführungsformen ist das erste Steuersignal ein Vektor mit höherer Dimensionalität. In der dargestellten Ausführungsform ist das zweite Steuersignal PWM ein Skalar. In den nachstehend beschriebenen mehrphasigen Ausführungsformen ist das zweite Steuersignal PWM jedoch auch ein Vektor.
Die Steuerung 20A verlässt sich auf das Taktsignal CLK und die Zwischenspannung V_X , um den Zeitraum des zweiten Steuersignals PWM zum Steuern der Regelschaltung 16A einzustellen. Ein Vergleich zwischen der Referenzspannung V_REF und der Ausgangsspannung Vo stellt eine Basis zum Steuern der Ausgangsspannung Vo bereit.
Die Steuerung 20A synchronisiert den Betrieb des Schaltnetzwerks 12A und der Regelschaltung 16A. Dies geschieht durch Synchronisieren einer Welligkeit auf der Zwischenspannung V_X mit dem zweiten Steuersignal PWM. Eine solche Synchronisation lockert die Anforderung, die Regelschaltung 16A mit einer wesentlich höheren Frequenz als das Schaltnetzwerk 12A zu betreiben, in einem Versuch, eine effektive Vorwärtssteuerung zu erreichen.
Das hierin beschriebene Steuerverfahren vermeidet auch Störimpulse, die mit der Änderung der Schaltfrequenz des Schaltnetzwerks 12A einhergehen. Dies geschieht unter Verwendung einer Regelschaltung 16A, die einen diskontinuierlichen Eingangsstrom aufnimmt. Ein Beispiel einer solchen Regelschaltung 16A ist eine, die einen Abwärtswandler verwendet.
Unter Bezugnahme auf 15 weist die Steuerung 20A einen Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 und einen Reglerabschnitt 302 auf. Diese können sich auf demselben Chip oder auf verschiedenen Chips befinden.
Der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 gibt das erste Steuersignal ø aus. Die komplementären ersten und zweiten Phasen ø, ø die das erste Steuersignal bilden, sind in 16 als die letzten beiden Spuren gezeigt.
Der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 weist einen Unterschreitungsbegrenzer 36 auf, der die Eingangsspannung V_IN und die Zwischenspannung V_X empfängt. Basierend darauf bestimmt der Unterschreitungsbegrenzer 36 ein Auslöserniveau V_{X_L} . Das Auslöserniveau V_{X_L} ist als eine gestrichelte horizontale Linie gezeigt, die der sechsten Spur in 16 überlagert ist. Der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 verwendet schließlich dieses Auslöserniveau V_{X_L} , um zu bestimmen, wann es Zeit ist, das erste Steuersignal ø zu erzeugen. Die Details dazu werden im Folgenden beschrieben.
Nachdem das Auslöserniveau V_{X_L} basierend auf der Eingangsspannung V_IN und der Zwischenspannung Vx erzeugt wurde, liefert der Unterschreitungsbegrenzer 36 dieses an einen ersten Komparator 35. Der erste Komparator 35 vergleicht dann das Auslöserniveau V_{X_L} mit dem Zwischensignal V_X . Basierend auf dem Vergleich liefert der erste Komparator 35 ein erstes Auslösersignal an einen ersten Steuersignalgenerator 34, der schließlich das erste Steuersignal ø ausgibt.
Der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 bildet somit eine erste Rückkopplungsschleife, die das erste Steuersignal ø manipuliert, um die Zwischenspannung V_X basierend auf der Kombination der Zwischenspannung V_X und der Eingangsspannung V_IN zu steuern.
Der erste Steuersignalgenerator 34 erzeugt das erste Steuersignal ø nicht unmittelbar. Stattdessen wartet der erste Steuersignalgenerator 34 auf einen geeigneten Moment, um dies zu tun. Das Auftreten dieses geeigneten Moments hängt davon ab, was der Reglerabschnitt 302 macht.
Während der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 damit beschäftigt ist, das erste Auslösersignal an den ersten Steuersignalgenerator 34 zu liefern, ist der Reglerabschnitt 302 auch damit beschäftigt, das zweite Steuersignal PWM zu erzeugen. Der Reglerabschnitt 302 beginnt diesen Vorgang mit einem Spannungskompensator 31, der eine Spannungsausgabe Vo und eine Referenzspannung V_REF empfängt. Von diesen erzeugt der Spannungskompensator 31 eine Fehlerspannung V_ERR .
Einige Implementierungen des Spannungskompensators 31 enthalten eine lineare Spannungsmodussteuerung und eine Spitzenstrommodussteuerung. Andere Modi sind jedoch möglich. Unter der Annahme einer linearen Spannungsmodussteuerung für die Regelschaltung 16A vergleicht der Spannungskompensator 31 die Ausgangsspannung Vo des Stromwandlers 10 mit einer Referenzspannung V_REF und stellt ein Fehlersignal V_ERR an einen zweiten Komparator 32 bereit. Dieses Fehlersignal V_ERR ist in 16 gezeigt und ist einer gezahnten Wellenform V_SAW auf der in 16 gezeigten zweiten Spur überlagert.
Der Reglerabschnitt 302 bildet somit eine zweite Rückkopplungsschleife, die das zweite Steuersignal PWM manipuliert, um die Ausgangsspannung Vo basierend auf der Kombination eines Referenzsignals V_REF und der Ausgangsspannung V_O zu steuern. Aus Gründen, die nachstehend ausführlicher erörtert werden, werden der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 und der Reglerabschnitt 302 jedoch nicht unabhängig voneinander betrieben. Stattdessen synchronisiert die Steuerung 20A ihren Betrieb.
Um eine Grundlage für eine solche Synchronisation bereitzustellen, enthält der Reglerabschnitt 302 einen Sägezahngenerator 30. Der Sägezahngenerator 30 erzeugt die gezahnte Wellenform V_SAW basierend auf einem Taktsignal CLK und der Zwischenspannung V Diese gezahnte Wellenform V_SAW bietet schließlich eine Möglichkeit zum Synchronisieren des ersten Steuersignals ø und des zweiten Steuersignals PWM.
Der zweite Komparator 32 vergleicht die Fehlerspannung V_ERR mit der gezackten Wellenform V_SAW und gibt basierend auf diesem Vergleich ein zweites Auslösersignal aus. Wie in 16 gezeigt, ändert das zweite Steuersignal PWM den Zustand als Reaktion auf eine Änderung des Vorzeichens der Differenz zwischen der Fehlerspannung V_EER und der gezahnten Wellenform V_SAW . Da die gezahnte Wellenform V_SAW letztendlich auf der Zwischenspannung V_X basiert, liefert dies eine Grundlage zum Synchronisieren des Betriebs des Abschnitts mit geschalteten Kondensatoren 301 und des Reglerabschnitts 302.
Der zweite Steuersignalgenerator 33 empfängt das zweite Auslösersignal von dem zweiten Komparator 32 und verwendet es als eine Grundlage zum Erzeugen des zweiten Steuersignals PWM.
Dieses zweite Steuersignal PWM dient schließlich als ein Gate-Antrieb zum tatsächlichen Antreiben des Gates eines Transistors, der einen Hauptschalter 152 in einer Regelschaltung 16A implementiert, von der Einzelheiten in 18 zu sehen sind. Dieser Hauptschalter 152 steuert schließlich eine Induktorspannung V_L und einen Induktorstrom I_L über und durch einen Induktor 154 innerhalb der Regelschaltung 16A, wie durch die vierte und fünfte Spur in 16 gezeigt.
Die spezielle gezeigte Konfiguration veranschaulicht die Vorwärtssteuerung der Regelschaltung 16A, die in dem Sägezahngenerator 30 implementiert ist. Eine solche Steuerung könnte jedoch auch in dem Spannungskompensator 31 implementiert werden.
Der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 implementiert ein Hysteresesteuersystem, in dem eine gesteuerte Variable, nämlich die Zwischenspannung V_x , abrupt zwischen zwei Zuständen basierend auf einem Hystereseband wechselt. Die Zwischenspannung V_x ist eine stückweise lineare Annährung einer gezahnten Wellenform.
Die Synchronisation zwischen dem Reglerabschnitt 302 und dem Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 ist wichtig, um zu ermöglichen, dass das Totzeitintervall des Schaltnetzwerkes 12A auftritt, wenn durch die Regelschaltung 16A kein Strom gezogen wird.
In einem praktischen Schaltnetzwerk 12A wird das erste Steuersignal ø tatsächlich drei Zustände durchlaufen, nicht nur zwei. In dem ersten Zustand öffnet das erste Steuersignal ø einen ersten Satz von Schaltern und schließt einen zweiten Satz von Schaltern. In dem zweiten Zustand schließt das erste Steuersignal den ersten Satz von Schaltern und öffnet den zweiten Satz von Schaltern.
Ein praktisches Problem, das auftritt, ist, dass Schalter nicht sofort öffnen und schließen können. Es kann auch nicht garantiert werden, dass sie gleichzeitig betrieben werden. Somit durchläuft das erste Steuersignal ø einen dritten Zustand, der für ein Totzeitintervall DT andauert. Während dieses dritten Zustands öffnen sich alle Schalter. Dies minimiert die unangenehme Möglichkeit, dass ein Schalter in dem zweiten Satz nicht geöffnet worden ist, wenn die Schalter in dem ersten Satz geschlossen sind.
Unterdessen ziehen bestimmte Regelschaltungen 16A, wie beispielsweise Abwärtswandler und dergleichen, den Eingangsstrom diskontinuierlich. Insbesondere weisen derartige Regelschaltungen 16A, kurze Intervalle auf, in denen sie einen Nullstrom ziehen.
Die Steuerung 20A vermeidet Störimpulse durch Synchronisieren des Betriebs des Schaltnetzwerks 12A und der Regelschaltung 16A derart, dass die Regelschaltung 16A während des Totzeitintervalls DT Nullstrom zieht.
Ein weiterer Vorteil einer solchen Synchronisation ist die Fähigkeit, Schalter im Schaltnetzwerk 12A zu veranlassen, den Zustand zu ändern, wenn kein Strom durch sie fließt. Dies reduziert Kommutierungsverluste. Dadurch, dass das Totzeitintervall DT auftritt, wenn die Regelschaltung 16A keinen Strom zieht, und bewirkt, dass Schalter im Schaltnetzwerk 12A nur den Zustand zu Beginn und am Ende des Totzeitintervalls DT ändern, wird somit eine Nullstromschaltung sichergestellt wie in 17 gezeigt.
Im Betrieb arbeiten der Reglerabschnitt 302 und der Abschnitt mit geschalteten Kondensatoren 301 zusammen, um sicherzustellen, dass die Länge eines Zyklus des ersten Steuersignals ø gleich einer ganzzahligen Anzahl von Zyklen des zweiten Steuersignals PWM ist. In 16 ist diese Beschränkung erfüllt, da der eine Zyklus des ersten Steuersignals ø gleich einer ganzzahligen Anzahl von Zyklen des zweiten Steuersignals PWM ist.
Der erste Steuersignalgenerator 34 empfängt ein erstes Auslösersignal von dem ersten Komparator 35, das anzeigt, dass die Zwischenspannung V_X unter den Auslöserpegel V_{X_L} gefallen ist. Wie oben erwähnt, wirkt der erste Steuersignalgenerator 34 jedoch nicht sofort. Stattdessen wartet es, bis es eine günstige Zeit gibt, um eine Zustandsänderung vorzunehmen. Während der erste Steuersignalgenerator 34 wartet, fällt die Zwischenspannung V_X weiter ab, wie in 16 gezeigt.
Wie in 16 gezeigt, ist zu dem Zeitpunkt, zu dem der erste Steuersignalgenerator 34 wirkt, die Zwischenspannung bereits auf eine Unterschwingung ΔV_d unter den Auslöserpegel V_{X_L} gefallen. In den meisten Fällen ist die Unterschwingung ΔV_d klein und durch eine Unterschwingungskappe von ½ΔV_X begrenzt, die nur auftritt, wenn die Schaltfrequenz des Reglerabschnitts 302 und des Abschnitts mit geschalteten Kondensatoren 301 gleich ist. Diese Unterschwingungskappe hängt vom Laststrom und der Eingangsspannung V_IN ab.
Große Schwankungen der Unterschwingung ΔV_d sind unerwünscht, da sie die Regelschaltung 18A beanspruchen. Der Unterschwingungsbegrenzer 36 wählt einen geeigneten Auslösepegel V_{X_L} aus, um diese Unterschwingung ΔV_d zu begrenzen, indem die Unterschwingungskappe ½ΔV_X indirekt gesteuert wird. Der Unterschwingungsbegrenzer 36 verwendet die Zwischenspannung V_X und die Eingangsspannung V_IN , um einen geeigneten Wert des Auslöserniveaus V_{X_L} auszuwählen.
17 zeigt eine Nahansicht ausgewählter Wellenformen in 16 in einem Maßstab, der tatsächlich groß genug ist, um ein Totzeitintervall DT zwischen den beiden Phasen ø, ø, die das erste Steuersignal ø bilden, zu zeigen. Um die Diskussion zu unterstützen, ist es nützlich, die in 18 gezeigte Schaltung zu betrachten, die zuvor in einer Diskussion der Funktion des zweiten Steuersignals PWM eingeführt wurde.
18 zeigt einen ersten Satz von Schaltern 141, 143, 146, 148, der durch die erste Phase ø gesteuert wird, und einen zweiten Satz von Schaltern 142, 144, 145, 147, der durch die zweite Phase ø gesteuert wird. 18 zeigt auch den Hauptschalter 152, der die Regelschaltung 16A mit dem Schaltnetzwerk 12A verbindet. Der Hauptschalter 152 wurde bereits oben diskutiert.
Während dieses Totzeitintervalls DT, öffnen die Phasen ø, ø alle Schalter 141, 143, 146, 148, 142, 144, 145, 147. Dieses Totzeitintervall DT muss auftreten, während der Hauptschalter 152 offen ist. Diese Anforderung stellt einen maximalen möglichen Arbeitszyklus D_max für die Regelschaltung 16A während des Schaltübergangs des ersten Steuersignals ø ein: $D_{max} = \frac{T_{sw} - DT}{T_{sw}}$
Wie aus der obigen Beziehung ersichtlich ist, begrenzt die Totzeit DT den maximal möglichen Arbeitszyklus D_max . Es ist daher wünschenswert, die Totzeit DT so weit wie möglich zu reduzieren, um den Bereich möglicher Transformationsverhältnisse für die Regelschaltung 16A zu erhöhen.
Bei vielen praktischen Stromwandlern erfordert ein Wunsch nach elektromagnetischer Kompatibilität, dass die Regelschaltung 16A mit einer konstanten Schaltfrequenz betrieben werden sollte. In diesen Fällen ist die obige Beschränkung des maximal möglichen Arbeitszyklus D_max nicht besonders aufwendig, insbesondere wenn der Rückführregler für die Regelschaltung 16A ansonsten eine maximale Arbeitzyklusanforderung aufweisen würde.
Die Steuerstrategie, wie oben beschrieben und implementiert durch die Steuerung 20A in 15, ist eine von vielen möglichen Implementierungen. Im Allgemeinen ändert sich die Schaltfrequenz für die Schalter 141, 143, 146, 148, 142, 144, 145, 147 in dem Schaltnetzwerk 12A in diskreten Schritten, wenn der Laststrom des Stromwandlers 10 variiert.
19 zeigt, wie sich der Ausgangsstrom sowohl auf die Periode, mit der die Schalter 141, 143, 146, 148, 142, 144, 145, 147 des Schaltnetzwerkes 12A den Zustand ändern, als auch auf die entsprechende ΔV_X -Welligkeit auswirkt.
Für diese spezielle Steuerstrategie variiert die Welligkeitsgröße ΔV_X als eine Funktion des Laststroms. Insbesondere definiert die Welligkeitsgröße ΔV_X eine gezahnte Wellenform mit einer Spitze-Spitze-Amplitude, die mit dem Laststrom abnimmt. Wenn sich der Laststrom Null annähert, nähert sich die Spitze-Spitze-Amplitude der Hälfte der maximalen Spitze-Spitze-Amplitude. Mit einigen Modifikationen an der Steuerung ist es auch möglich, die ΔV_X -Welligkeit dazu zu bringen, sich der maximalen Spitze-Spitze-Amplitude zu nähern, wenn sich der Laststrom Null nähert, wie in 20 gezeigt
Wie aus den 19 und 20 ersichtlich, bleibt die Schaltperiode für die Schalter 141, 143, 146, 148, 142, 144, 145, 147 bei einem Anstieg des Laststroms für einen Bereich von Ausgangsströmen gleich. Innerhalb dieses Bereichs von Ausgangsströmen verlässt sich der Wandler auf die Regelschaltung 16A, um die Differenz zwischen der Spannung auszugleichen, die das Schaltnetzwerk 12A bereitstellt, welche Spannung auch immer benötigt wird. Irgendwann kann die Regelschaltung 16A die notwendige Korrektur nicht mehr vornehmen. Zu diesem Zeitpunkt nimmt die Periode einen Schritt zurück.
Die in 14 gezeigte Steuerung 20A ist ein Einphasenwandler. Somit ist das erste Steuersignal ø ein zweidimensionaler Vektor und das zweite Steuersignal PWM ist ein Skalar. Im Fall eines N-Phasen-Wandlers ist das erste Steuersignal ø ein 2N-dimensionaler Vektor und das zweite Steuersignal PWM ist ein N-dimensionaler Vektor mit Komponenten PWM₁ , PWM₂ ... PWM_n , die zueinander phasenverschoben sind. Typischerweise beträgt die Phasenverschiebung zwischen diesen Komponenten 360/N Grad.
21 zeigt ein Beispiel eines N-Phasen-Wandlers mit mehreren Regelschaltungen 16A, 16B. Jede Regelschaltung 16A, 16B weist ein entsprechendes Schaltnetzwerk 12A, 12B auf. Jede Regelschaltung 16A, 16B wird auch von ihrem eigenen Steuersignal betrieben, weshalb ein N-dimensionales zweites Steuersignal PWM benötigt wird. Jedes Schaltnetzwerk 12A, 12B wird durch ein Paar Phasen angesteuert, sodass ein 2N-dimensionales erstes Steuersignal benötigt wird.
Eine N-Phasen-Steuerung 20A steuert den N-Phasen-Wandler. Die N-Phasen-Steuerung 20A ist der Einphasen-Steuerung in 14 ähnlich, jedoch mit zusätzlichen Eingängen für die N Zwischenspannungen V_X1 , V_X2 ... V_XN .
22 zeigt Wellenformen ähnlich denen, die in 16 gezeigt sind, jedoch für eine Dreiphasenversion der in 14 gezeigten Steuerung.
Wie in 22 gezeigt, besteht das zweite Steuersignal PWM aus zweiten Steuersignalelementen PWM₁ , PWM₂ , PWM₃ , die voneinander durch eine Verzögerungszeit getrennt sind, die einer Phasenverschiebung von 120° zwischen ihnen entspricht. Die drei Zwischenspannungen V_X1 , V_X2 , V_X3 sind zueinander um ein ganzzahliges Vielfaches dieser Verzögerungszeit verschoben. In 22 ist die ganze Zahl Eins. Wie in 23 gezeigt, sind jedoch andere Ganzzahlen möglich.
Da die Perioden der Zwischenspannungen V_X1 , V_X2 , V_X3 länger als diejenigen der zweiten Steuersignalelemente PWM₁ , PWM₂ , PWM₃ sind, bewirkt ihre Verschiebung um die Verzögerungszeit nicht, dass sie zueinander um 120 Grad phasenverschoben sind. Da ihre Periode viel länger ist, verursacht eine Verschiebung um diese Verzögerungszeit nur eine sehr kleine Phasenverschiebung der Zwischenspannungen V_X1 , V_X2 , V_X3 .
23 zeigt ein alternatives Betriebsverfahren ähnlich dem in 22 gezeigten, wobei jedoch die Zwischenspannungen V_X1 , V_X2 , V_X3 um ein Größeres Vielfaches der Verzögerungszeit verschoben sind. Dies führt zu einer signifikanteren Phasenverschiebung zwischen den Zwischenspannungen V_X1 , V_X2 , V_X3 , woraus sich eine verringerte Welligkeit in der Ausgangsspannung V_O ergibt.
Eine mehrphasige Steuerung 20A zum Steuern des in 21 gezeigten N-Phasen-Wandlers kann als N-Einphasensteuerungen 20A, wie in 15 gezeigt, betrachtet werden, die parallel betrieben werden, aber mit einer spezifischen Phasenbeziehung zwischen ihnen. Eine mehrphasige Steuerung 20A würde somit der in 15 sehr ähnlich aussehen, jedoch mit zusätzlichen Eingangs- und Ausgangssignalen. Im Allgemeinen sind die Zwischenspannungen (V_X1 , V_X2 , ... V_XN ) und die Ausgangsspannung V₀ für einen ordnungsgemäßen Betrieb der Steuerung 20A erforderlich.
24 zeigt einen Wandler, der dem in 21 gezeigten ähnlich ist, jedoch nur eine Regelschaltung 16A aufweist, die mit mehreren Schaltnetzwerken 12A, 12B verbunden ist. Da nur eine Regelschaltung 16A vorhanden ist, wird nur ein 1-dimensionales zweites Steuersignal PWM benötigt. Jedes Schaltnetzwerk 12A, 12B wird durch ein Paar Phasen angetrieben, sodass ein 2N-dimensionales erstes Steuersignal benötigt wird.
25 zeigt einen Wandler, der im Wesentlichen das Gegenteil von 24 ist. In 25 weist der Wandler mehrere Regelschaltungen 16A, 16B auf, von denen alle mit dem gleichen Schaltnetzwerk 12A gekoppelt sind. Jede Regelschaltung 16A, 16B wird durch ihr eigenes Steuersignal angetrieben, weshalb ein N-dimensionales zweites Steuersignal PWM benötigt wird. Das einzige Schaltnetzwerk 12A wird durch ein Paar Phasen angetrieben, sodass ein zweidimensionales erstes Steuersignal benötigt wird.
26 zeigt einen Wandler ähnlich dem in 25 gezeigten, jedoch mit einer Induktivität L₁ , die sowohl mit dem Ausgang des Schaltnetzwerkes 12A als auch mit den Eingängen der Regelschaltungen 16A,16B verbunden ist. Ein geerdeter Kondensator C₁ stellt einen Platz zum Speichern überschüssiger Ladung während des Betriebs bereit. Die N-Phasen-Steuerung 20A beobachtet sowohl die Ausgangsspannung V_Y eines Schaltnetzwerks als auch die Eingangsspannung V_X einer Regelschaltung.
27 zeigt einen Wandler ähnlich dem in 24 gezeigten, jedoch mit einer Induktivität L₁ ..L_N , die mit den Ausgängen von jedem der Schaltnetzwerke 12A, 12B und mit dem Eingang der Regelschaltung 16A verbunden ist. Ein geerdeter Kondensator C₁ stellt einen Platz zum Speichern überschüssiger Ladung während des Betriebs bereit. Die N-Phasen-Steuerung 20A verwendet die Ausgangsspannungen V_Y1 ... V_YN der Schaltnetzwerke und die Eingangsspannung V_X der Regelungsschaltung, um geeignete Steuersignale zu erzeugen.
In 14 lädt eine nicht kapazitive Regelschaltung 16A das Schaltnetzwerk 12A herunter. Diese Regelschaltung 16A wird mit einer hohen Frequenz geschaltet. Die Komponenten von dem Hochfrequenzschalten der Regelschaltung 16A werden schließlich der gezahnten Wellenform mit niedrigerer Frequenz der Zwischenspannung V_X überlagert, wie es in der sechsten Spur in 16 gezeigt ist. Der Arbeitszyklus der Sägezahnnäherungswellenform hängt von der Topologie des Schaltnetzwerkes 12A ab. Im Allgemeinen variiert die Frequenz der Steuersignale des komplementären Schaltnetzwerks mit Änderungen in Reaktion auf Änderungen der Steigung des Zwischensignals. Diese Änderungen ergeben sich wiederum durch Änderungen des Betriebspunktes des Stromwandlers.
Das Schaltnetzwerk 12A und die Regelschaltung 16A sind im Wesentlichen modular und können auf verschiedene Arten gemischt und angepasst werden. Somit stellt die in 11 gezeigte Konfiguration nur einen von mehreren Wegen dar, um ein oder mehrere Schaltnetzwerke 12A mit einer oder mehreren Regelschaltungen 16A zu konfigurieren, um einen mehrstufigen Wandler 10 zu bilden.
Zum Beispiel zeigt 28 eine bidirektionale Version von 11, in der Strom entweder von einer Spannungsquelle 14 zu einer Last 18A oder von der Last 18A zu der Spannungsquelle 14 fließen kann, wie durch die Pfeile angezeigt.
Es gibt zwei grundlegende Elemente, die in Verbindung mit den folgenden Ausführungsformen beschrieben sind: Schaltnetzwerke 12A und Regelschaltungen 16A. Unter der Annahme, dass in Reihe geschaltete Elemente des gleichen Typs kombiniert werden, gibt es insgesamt vier Grundbausteine. Diese sind in den 28, 29, 30 und 32 gezeigt. Die hierin offenbarten Stromwandler enthalten mindestens einen der vier Grundbausteine. Komplexere Wandler können durch Kombination der fundamentalen Bausteine realisiert werden.
Der erste Baustein, der in 28 gezeigt ist, hat ein Schaltnetzwerk 12A, dessen Ausgang mit einem Eingang einer Regelschaltung 16A verbunden ist. Der in 29 gezeigte zweite Baustein hat ein erstes Schaltnetzwerk 12A, dessen Ausgang mit einer Regelschaltung 16A über eine erste Zwischenmodulverbindung 11A verbunden ist, deren Ausgang über eine zweite Zwischenmodulverbindung 12B mit einem Eingang eines zweiten Schaltnetzwerks 11B verbunden ist. In dem in 30 gezeigten dritten Baustein ist ein Ausgang einer Regelschaltung 16A eines Schaltnetzwerks 12A über eine Zwischenmodulverbindung 11B mit einem Eingang verbunden. Ein vierter Baustein, der in 33 gezeigt ist, hat eine erste Regelschaltung 300A mit einem Ausgang, der mit einem Eingang eines ersten Schaltnetzwerks 200 verbunden ist, dessen Ausgang mit einem Eingang einer zweiten Regelschaltung 300B verbunden ist.
Zusätzliche Ausführungsformen ziehen ferner die Anwendung von objektorientierten Programmierkonzepten für den Entwurf von Stromwandlern in Betracht, indem ermöglicht wird, dass die Schaltnetzwerke 12A und Regelschaltungen 16A auf verschiedene Arten „instanziiert“ werden, solange ihre Eingänge und Ausgänge weiterhin auf eine Weise zusammenpassen, die den modularen Zusammenbau von Stromwandlern mit verschiedenen Beschaffenheiten erleichtert.
Das Schaltnetzwerk 12A wird in vielen Ausführungsformen als ein Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren instanziiert. Zu den nützlicheren Topologien mit geschalteten Kondensatoren gehören: Ladder, Dickson, Reihen-Parallel, Fibonacci und Doubler, die alle adiabatisch geladen und in mehrphasigen Netzwerken konfiguriert werden können. Ein besonders nützliches Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren ist eine adiabatisch geladene Version eines Vollwellen-Kaskadenvervielfachers. Diabatisch geladene Versionen können jedoch ebenfalls verwendet werden.
Wie hierin verwendet, bedeutet das „adiabatische“ Ändern der Ladung an einem Kondensator, dass bewirkt wird, dass sich eine Ladungsmenge, die in diesem Kondensator gespeichert ist, ändert, indem die Ladung durch ein nicht-kapazitives Element geleitet wird. Eine positive adiabatische Ladungsänderung am Kondensator wird als adiabatische Ladung betrachtet, während eine negative adiabatische Ladungsänderung am Kondensator als adiabatische Entladung angesehen wird. Beispiele für nicht kapazitive Elemente enthalten Induktoren, magnetische Elemente, Widerstände und Kombinationen davon.
In einigen Fällen kann ein Kondensator adiabatisch für einen Teil der Zeit und diabatisch für den Rest der Zeit geladen werden. Solche Kondensatoren werden als adiabatisch geladen angesehen. Ähnlich kann in einigen Fällen ein Kondensator adiabatisch für einen Teil der Zeit und diabatisch für den Rest der Zeit entladen werden. Solche Kondensatoren gelten als adiabatisch entladen.
Diabatisches Laden enthält alle Ladungen, die nicht adiabatisch sind und diabatische Entladungen beinhalten alle Entladungen, die nicht adiabatisch sind.
Wie hierin verwendet, ist ein „adiabatisch geladenes Schaltnetzwerk“ ein Schaltnetzwerk mit mindestens einem Kondensator, der sowohl adiabatisch geladen als auch adiabatisch entladen wird. Ein „diabatisch geladenes Schaltnetzwerk“ ist ein Schaltnetzwerk, das kein adiabatisch geladenes Schaltnetzwerk ist.
Die Regelschaltung 16A kann als irgendein Wandler mit der Fähigkeit, die Ausgangsspannung zu regeln, instanziiert werden. Ein Abwärtswandler beispielsweise ist aufgrund seiner hohen Effizienz und Geschwindigkeit ein attraktiver Kandidat. Andere geeignete Regelschaltungen 16A enthalten Hochsetzsteller, Hoch-/Tiefsetzsteller, Rücklaufwandler, Vorwärtswandler, Halbbrückenwandler, Vollbrückenwandler, Cuk-Wandler, Resonanzwandler und lineare Regler. Der Rücklaufwandler kann spezifischer ein quasi-resonanter Rücklaufwandler oder ein Active-Clamp-Rücklaufwandler oder ein verschachtelter Rücklaufwandler oder ein Zwei-Schalter-Rücklaufwandler sein. In ähnlicher Weise kann der Vorwärtswandler spezifischer ein multiresonanter Vorwärtswandler oder ein Active-Clamp-Vorwärtswandler oder ein verschachtelter Vorwärtswandler oder ein Zwei-Schalter-Vorwärtswandler sein. Und der Halbbrückenwandler kann spezifischer ein asymmetrischer Halbbrückenwandler oder ein multiresonanter Halbbrückenwandler oder eine resonante LLC-Halbbrücke sein.
In der in 28 gezeigten Ausführungsform stellt eine Quellenspannung 14 einen Eingang für ein erstes Schaltnetzwerk 12A bereit, das als ein Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren instanziiert ist. Der Ausgang des ersten Schaltnetzwerks 12A ist eine niedrigere Spannung als die Eingangsspannung, die an eine Regelschaltung 16A geliefert wird (z. B. ein Abwärts-, ein Aufwärts- oder ein Abwärts/Aufwärts-Wandler). Diese Regelschaltung 16A stellt eine geregelte Eingangsspannung an ein zweites Schaltnetzwerk 12B bereit, beispielsweise ein anderes Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren. Ein Hochspannungsausgang dieses zweiten Schaltnetzwerkes 12B wird dann an eine Last 18A angelegt.
Ein Ausführungsbeispiel wie das in 28 gezeigte kann konfiguriert sein, um die Last 18A zu regeln oder um die Spannungsquelle 14 abhängig von der Richtung des Energieflusses zu regeln.
In einer anderen Ausführungsform, die in 30 gezeigt ist, ist eine Niederspannungsquelle 14 mit einem Eingang einer Regelschaltung 16A verbunden, deren Ausgang an einen Eingang eines Schaltnetzwerkes 12A bereitgestellt wird, um auf einen höheren Gleichstromwert verstärkt zu werden. Der Ausgang des Schaltnetzwerks wird dann einer Last 18Abereitgestellt.
Eine Ausführungsform wie die in 30 gezeigte kann verwendet werden, um die Spannungsquelle 14 oder die Last 18A abhängig von der Richtung des Energieflusses zu regeln.
31 zeigt den modularen Gleichstromwandler 10C von 30, jedoch mit einer explizit gezeigten Steuerung 20A. Die Steuerung 20A ist der in Verbindung mit 15 beschriebenen ähnlich.
Wie in Verbindung mit 15 erörtert wurde, hat die Steuerung 20A drei Sensoreingänge, einen für eine Zwischenspannung Vx, einen für die Ausgangsspannung Vo und einen optionalen für die Eingangsspannung V_IN . Die Steuerung 20A weist ebenso zwei Eingänge auf, die keine Sensoreingänge sind. Ein Nicht-Sensoreingang empfängt ein Taktsignal CLK und der andere empfängt eine Referenzspannung V_REF . Das Taktsignal CLK wird verwendet, um die Periode eines zweiten Steuersignals PWM einzustellen, und die Referenzspannung V_REF wird verwendet, um die gewünschte Ausgangsspannung einzustellen. Basierend auf diesen Eingaben gibt die Steuerung 20A ein erstes Steuersignal mit zwei Phasen an das Element mit geschalteten Kondensatoren 12A und ein zweites Steuersignal PWM aus, um das Schalten der Regelschaltung 16A zu steuern. Dieses zweite Steuersignal PWM ist ein pulsbreitenmoduliertes Signal.
Wie in 32 gezeigt, enthält eine weitere Ausführungsform eines Wandlers 100 eine erste Regelschaltung 300A, die mit einem Wandlereingang 102 verbunden ist, und eine zweite Regelschaltung 300B, die mit einem Wandlerausgang 104verbunden ist. Zwischen der ersten und der zweiten Regelschaltung 300A, 300B befindet sich ein Schaltnetzwerk 200 mit einem Schaltnetzwerkeingang 202 und einem Schaltnetzwerkausgang 204. Das Schaltnetzwerk 200 enthält Ladungsspeicherelemente 210, die durch Schalter 212 miteinander verbunden sind. Diese Ladungsspeicherelemente 210 sind in eine erste und eine zweite Gruppe 206, 208 unterteilt.
In einigen Ausführungsformen ist das Schaltnetzwerk 200 ein bidirektionales Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren, wie das in 33 gezeigte.
Das Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren in 33 hat einen ersten Kondensator 20 und einen zweiten Kondensator 22 parallel. Ein erster Schalter 24 verbindet selektiv den ersten oder den zweiten Kondensator 20, 22 mit einer ersten Regelschaltung 300A, und ein zweiter Schalter 26 verbindet selektiv den ersten oder den zweiten Kondensator 20, 22 mit der zweiten Regelschaltung 300B. Sowohl der erste als auch der zweite Schalter 24, 26 können mit hoher Frequenz betrieben werden, wodurch das adiabatische Laden und Entladen des ersten und des zweiten Kondensators 20, 22 erleichtert wird.
Die spezielle Ausführungsform, die in 33 gezeigt ist, weist ein zweiphasiges Schaltnetzwerk 200 auf. Es können jedoch auch andere Arten von Schalternetzwerken verwendet werden.
Bei noch einer anderen Ausführungsform, die in 34 gezeigt ist, sind mehrere Regelschaltungen 16A, 16B, 16C an einem Ausgang eines ersten Schaltnetzwerkes 12A zum Antreiben mehrerer Lasten 18A-18C bereitgestellt. Für eine der Lasten 18C ist ein zweites Schaltnetzwerk 12B zwischen der Last 18C und der entsprechenden Regelschaltung 16C bereitgestellt, wodurch ein Weg ähnlich dem in 30 gezeigten erzeugt wird. 34 stellt somit ein Beispiel dafür dar, wie der modulare Aufbau von Regelkreisen und Schaltnetzwerken die Fähigkeit erleichtert, Komponenten zu mischen und anzupassen, um Flexibilität bei dem Aufbau von Gleichstromwandlern zu schaffen.
Ein Stromwandler mit geschalteten Kondensatoren enthält ein Netzwerk von Schaltern und Kondensatoren. Durch das Durchlaufen des Netzwerks durch verschiedene topologische Zustände unter Verwendung dieser Schalter kann man Energie von einem Eingang zu einem Ausgang des Netzwerkes mit geschalteten Kondensatoren übertragen. Einige Wandler, die als „Ladungspumpen“ bekannt sind, können verwendet werden, um hohe Spannungen in Flash- und anderen umprogrammierbaren Speichern zu erzeugen.
Um die Verlustmechanismen in Wandlern mit geschalteten Kondensatoren zu verstehen, ist es aufschlussreich, zunächst das klassische Kondensatorladeproblem zu analysieren, wie in 35 dargestellt.
35 zeigt einen Kondensator C, der anfänglich auf einen Wert V_C (0) geladen ist. Bei t = 0 ist der Schalter S geschlossen. Zu diesem Zeitpunkt fließt ein kurzer Stromstoß, wenn sich der Kondensator C auf seinen Endwert von V_IN auflädt. Die Ladegeschwindigkeit kann durch eine Zeitkonstante τ = RC, beschrieben werden, die die Zeit angibt, die die Spannung benötigt, um entweder auf einen Wert von 1/e ihres Endwertes zu steigen oder zu fallen. Die Momentanwerte für die Spannung am Kondensator v_c(t) und den Strom durch den Kondensator i_c (t) sind durch die folgenden Gleichungen gegeben: $v_{c} (t) = v_{c} (0) + [V_{i n} - v_{c} (0)] (1 - e^{- t / R C}),$
und $i_{c} (t) = C \frac{d v_{c}}{d t} = \frac{V_{i n} - v_{c} (0)}{R} e^{- t / R C} .$
Der Energieverlust, der während des Ladens des Kondensators auftritt, kann durch Berechnen der Energie, die durch den Widerstand R verbraucht wird, gefunden werden $E_{l o s s} (t) = \int_{t = 0}^{\infty} i_{R} (t) \times v_{R} (t) d t = \int_{t = 0}^{\infty} {[i_{c} (t)]}^{2} R d t .$
Die Gleichung kann weiter vereinfacht werden, indem der Ausdruck für i_c (t) in die obige Gleichung eingesetzt wird. Die Auswertung des Integrals ergibt dann $E_{l o s s} (t) = \frac{1}{2} {[V_{i n} - v_{c} (0)]}^{2} C [1 - e^{- 2 t / R C}] .$
Es ist daher offensichtlich, dass der einzige Ausdruck, der den Widerstand beinhaltet, in einer abnehmenden Exponentialfunktion liegt. Wenn sich die Transienten absetzen können (i.e. t → ∞), ist somit der gesamte Energieverlust, der beim Laden des Kondensators auftritt, unabhängig von seinem Widerstand R. In diesem Fall ist die Menge an Energieverlust gleich $E_{l o s s} (\infty) = \frac{1}{2} C Δ v_{c}^{2}$
Ein Wandler mit geschalteten Kondensatoren kann als idealer Transformator modelliert werden, wie in 36 gezeigt, mit einem endlichen Ausgangswiderstand R_o , der den Leistungsverlust beim Laden oder Entladen der Energieübertragungskondensatoren berücksichtigt, wie in 36 gezeigt. Die in 36 gezeigte Ausführungsform ist nicht isoliert, da die negativen Anschlüsse auf beiden Seiten des Transformators verbunden sind. Dies ist jedoch keinesfalls erforderlich. Als ein Beispiel zeigt 37 eine Ausführungsform, in der die gleichen Anschlüsse nicht verbunden sind, in welchem Fall der Wandler isoliert ist.
Es ist zu beachten, dass der gezeigte Transformator nur für Modellzwecke dient. Ein Wandler dieses Typs würde im Allgemeinen keine Wicklungen haben, die um einen Eisenkern gewickelt sind. Die mit dem Laden und Entladen verbundenen Stromverluste werden typischerweise in dem EIN-Widerstand der MOSFETs und dem äquivalenten Reihenwiderstand der Kondensatoren dissipiert.
Die Ausgangsspannung des Wandlers mit geschalteten Kondensatoren ist gegeben durch $V_{o} = V_{i n} \frac{N_{2}}{N_{1}} - I_{o} R_{o}$
Es gibt zwei Grenzfälle, in denen der Betrieb von Wandlern mit geschalteten Kondensatoren vereinfacht und R_o leicht gefunden werden kann. Diese werden als die „Langsamschaltgrenze“ und die „Schnellschaltgrenze“ bezeichnet.
In der Schnellschaltgrenze (τ >>T_sw) sind die Lade- und Entladeströme ungefähr konstant, was zu einer dreieckigen Wechselstromwelligkeit an den Kondensatoren führt. Daher ist R_o empfindlich für den Serienwiderstand der MOSFETs und der Kondensatoren, ist jedoch keine Ableitung der Betriebsfrequenz. In diesem Fall ist R_o des Wandlers, der in der Schnellschaltgrenze arbeitet, eine Ableitung des parasitären Widerstandes und R_o ist gegeben durch: ${R_{o} |}_{τ □ T_{s w}} = R_{F S L} = n \sum_{i \in s w} \sum_{j = 1}^{n} R_{i} {(a_{r, i}^{j})}^{2} .$
Obwohl R_O tendenziell unterschätzt wird, ist eine nützliche Annäherung für R_o , die als guter Ausgangspunkt für den Entwurfsvorgang dient, gegeben durch $R_{o} (f) \approx \sqrt{R_{F S L}^{2} + R_{S S L}^{2}} .$
In der Langsamschaltgrenze ist die Schaltperiode T_sw viel länger als die RC -Zeitkonstante τ der Energieübertragungskondensatoren. Unter dieser Bedingung tritt ein durch 1/2C × ΔV_c ² gegebener systemischer Energieverlust unabhängig von den Widerständen der Kondensatoren und Schalter auf. Dieser systemische Energieverlust entsteht teilweise deshalb, weil das quadratische Mittel (root mean square - RMS) des Lade- und Entladestroms eine Funktion der RC -Zeitkonstante ist. Unter diesen Umständen ist R_o gegeben durch ${R_{o} |}_{τ □ T_{s w}} = R_{S S L} = \sum_{i \in c a p s} \sum_{j = 1}^{n} \frac{{(a_{r, i}^{j})}^{2}}{2 C_{i} f_{s w}}$
Das Verhalten des Ausgangswiderstandes als eine Funktion der Frequenz kann durch das Betrachten von 38 erkannt werden, die zeigt, dass mit zunehmender Frequenz der Ausgangswiderstand in einer mit dem 1/f_sw -Ausdruck übereinstimmenden Weise abfällt und dass der Ausgangswiderstand bei höheren Frequenzen auf einen stetigen Wert absinkt.
Die oben angegebenen Berechnungen für R_SSL und R_FSL basieren auf dem Konzept des Ladungsvervielfachervektors. Der Vektor a¹ bis aⁿ kann durch Inspektion für jeden treffenden Standard-n-Phasen-Wandler erhalten werden. Die Ladungsvervielfachervektoren werden unter Verwendung von Beschränkungen berechnet, die durch das Kirchhoffsche Stromgesetz in jedem topologischen Zustand auferlegt werden, zusammen mit der stationären Bedingung, dass die n Ladungsvervielfachergrößen auf jedem Kondensator zu Null summieren müssen.
Sobald R_o bekannt ist, kann der Leitungsverlust P_cond berechnet werden durch $P_{c o n d} = I_{o}^{2} R_{o}$
Zusätzlich können andere Verluste wie Schaltverluste, Treiberverluste und Steuerverluste berechnet werden. Vorzugsweise ist der Schaltverlust vergleichbar mit einem Leitungsverlust. Diese Verluste, die durch das Laden und Entladen der Transistorknoten entstehen, sind gegeben durch $P_{s w} = W_{s w} f_{s w} = (W_{d s} + W_{o n} + W_{g}) f_{s w}$
wobei W_g der Gatekapazitätsverlust ist, W_on der Überlappungs- oder Kommutierungsverlust ist und W_ds der Ausgangskapazitätsverlust ist. Somit kann der gesamte Wandlerverlust berechnet werden unter Verwendung von $P_{l o s s} = I_{o}^{2} R_{o} + W_{s w} f_{s w} + P_{e t c} .$
Sobald R_o und die zusätzlichen Verlustmechanismen bestimmt worden sind, ist der Gesamtwirkungsgrad des Wandlers gegeben durch $η_{s c} = \frac{P_{o}}{P_{o} + P_{l o s s}} = \frac{P_{o}}{P_{o} + P_{c o n d} + P_{s w} + P_{e t c}}$
Um den Wirkungsgrad des Wandlers mit geschalteten Kondensatoren zu optimieren, müssen die optimale Schaltfrequenz, Kapazität und Gerätegröße ausgewählt werden. Ist die Schaltfrequenz zu niedrig, dominieren die Leitungsverluste P_cond ,. Auf der anderen Seite, wenn die Schaltfrequenz zu hoch ist, dominiert P_sw . Obwohl dies dazu tendiert, die Ausgangswelligkeit zu verringern, wird ein Wandler mit geschalteten Kondensatoren selten weit oberhalb der Übergangsregion zwischen der Langsamschaltgrenze und der Schnellschaltgrenze betrieben. Immerhin neigt ein Betrieb über dieser Region dazu, die Schaltverluste zu erhöhen, ohne den Ausgangswiderstand zu verringern, um diese erhöhten Schaltverluste zu kompensieren. Daher ist es wenig zu gewinnen, wenn oberhalb dieser Region gearbeitet wird.
Wenn der effektive Widerstand R_eff des Ladepfads reduziert wird, beispielsweise durch Reduzieren der RC -Zeitkonstante, erhöht sich der RMS-Strom und es kommt vor, dass der gesamte Ladeenergieverlust (E_loss=I_RM ²R_eff=1/2C × Δ V_C2) unabhängig von R_eff ist. Eine Lösung, um diesen Energieverlust zu minimieren, besteht darin, die Größe der Pumpkondensatoren in dem Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren zu erhöhen.
Obwohl viele Netzwerke mit geschalteten Kondensatoren eine spezifische Spannungstransformation bereitstellen können, sind die meisten von ihnen aus einer Vielzahl von Gründen unpraktisch. Ein praktisches Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren weist typischerweise ein großes Transformationsverhältnis, eine niedrige Schaltspannung, eine niedrige Gleichstromkondensatorspannung und einen niedrigen Ausgangswiderstand auf. Geeignete Topologien für die hier beschriebenen Wandler enthalten Ladder-, Dickson-, Serien-Parallel-, Fibonacci- und Doubler-Topologien.
Ein nützlicher Wandler ist ein Wandler mit einem serien-parallel geschalteten Kondensator. 39 - 40 zeigen einen 2: 1 Wandler mit einem serien-parallel geschalteten Kondensator, der in der Ladephase beziehungsweise in der Entladephase betrieben wird. Während der Ladephase sind die Kondensatoren in Reihe geschaltet. In der Entladephase sind die Kondensatoren parallel geschaltet. In ihrer Ladungsphase addieren sich die Kondensatorspannungen ν_C1 und ν_C2 zu V₁ , während in ihrer Entladungsphase ν_C1 und ν_C2 gleich V₂ sind. Dies bedeutet, dass V₂ = V₁/2.
Eine andere nützliche Topologie ist die in den 41 und 42 gezeigte. In beiden Ladepumpen befindet sich die Quelle an V₁ und die Last befindet sich an V₂ . Bei diesen Typen von Ladepumpen werden Ladungspackete entlang einer Diodenkette gepumpt, wenn die Kopplungskondensatoren nacheinander geladen und entladen werden. Wie in 43 gezeigt, sind die Taktsignale v_clk und v_clk mit der Amplitude ν_pump um 180 Grad phasenverschoben. Die Kopplungskondensatoren können entweder in Reihe oder parallel gepumpt werden.
Es dauert n Taktzyklen für die Anfangsladung, um den Ausgang zu erreichen. Die Ladung am endgültigen Pumpkondensator ist n -mal größer als die Ladung am anfänglichen Pumpkondensator. Somit ist V₂ für die Wandler in 42 in beiden Pumpkonfigurationen V₁+(n-1)×ν_pump.
Obwohl die vorstehenden Topologien zum Erhöhen der Spannung geeignet sind, können sie auch dazu verwendet werden, die Spannung zu verringern, indem der Ort der Quelle und der Last geschaltet wird. In solchen Fällen können die Dioden durch gesteuerte Schalter wie MOSFETs und BJTs ersetzt werden.
41 und 42 zeigen Topologien, die Ladung nur während einer Phase des Taktsignals übertragen. Solche Topologien werden als „Halbwellen“-Topologien bezeichnet, da die Ladungsübertragung nur während eines halben Taktzyklus stattfindet. Ein Nachteil einer Halbwellen-Topologie ist ein diskontinuierlicher Eingangsstrom.
Es ist möglich, die in den 41 und 42 gezeigten Topologien so umzuwandeln, dass sie Ladung während beider Phasen des Taktsignals übertragen. Dies kann durchgeführt werden, indem zwei derartige Topologien parallel verbunden werden und sie um 180 Grad phasenverschoben angetrieben werden. Eine solche Topologie wird hierin als eine „Vollwellen“-Topologie bezeichnet, da eine Ladungsübertragung in beiden Hälften des Taktzyklus auftritt.
44 zeigt eine Topologie, die von der in 41 gezeigten abgeleitet ist, aber modifiziert ist, sodass eine Ladungsübertragung in beiden Phasen des Taktsignals auftritt. 45 zeigt eine Topologie, die von der in 42 gezeigten abgeleitet ist, aber modifiziert ist, sodass eine Ladungsübertragung in beiden Phasen der Taktsignale auftritt. Anstelle von Dioden, wie in den Topologien der 41 und 42 gezeigt, verwenden die Topologien, die in den 44 und 45 gezeigt sind, Schalter. Im Gegensatz zu Dioden, die von Natur aus unidirektional sind, sind die in 44 und 45 gezeigten Schalter bidirektional. Infolgedessen kann in den Topologien, die in den 44 und 45 gezeigt sind, Strom entweder von dem V₁ -Anschluss zu dem V₂ -Anschluss oder umgekehrt fließen. Somit können diese Topologien verwendet werden, um eine Spannung hinaufzusetzen oder eine Spannung herabzusetzen.
In den bisher gezeigten Topologien gibt es zwei Schalterketten, von denen jede gepumpt wird. Es ist jedoch auch möglich, nur eine der beiden Schalterketten zu pumpen. Solche Topologien werden als „asymmetrisch“ bezeichnet.
In asymmetrischen Topologien wird die Hälfte der Kondensatoren verwendet, um eine Gleichstromspannung zu unterstützen und keine Energie zu übertragen. Diese Ausführungsformen erfordern jedoch nicht, dass jeder Schalter eine so hohe Spitzenspannung aushält. Insbesondere ist die Spitzenspannung in dem Fall, in dem nur eine Schalterkette gepumpt wird, nur die Hälfte dessen, was sie wäre, wenn beide Ketten tatsächlich gepumpt würden. Bei diesen asymmetrischen Topologien kann die einzige Schalterkette, die zum Übertragen von Energie verwendet wird, modifiziert werden, um Ladung während beider Phasen des Taktsignals unter Verwendung von Prinzipien zu übertragen, die in Verbindung mit 44 dargelegt sind.
46 zeigt acht beispielhafte Topologien, die die Prinzipien verwenden, die in Verbindung mit den 41-45 dargelegt sind. Die erste und die zweite Spalte zeigen Halbwellen-Topologien sowohl in asymmetrischen als auch symmetrischen Konfigurationen, während die dritte und vierte Spalte Vollwellen-Topologien sowohl in asymmetrischen als auch in symmetrischen Konfigurationen zeigen. Die in 46 gezeigten Topologien können weiter modifiziert werden, um N-Phasen parallel zu kombinieren und sie um 180 Grad/N phasenverschoben zu betreiben. Dies reduziert die Welligkeit der Ausgangsspannung und erhöht die Leistungsfähigkeit der Ausgangsleistung.
Die grundlegenden Bausteine in der modularen Architektur, die in den 28, 29, 30 und 32 gezeigt sind, können entweder als unabhängige Einheiten oder als gekoppelte Einheiten verbunden sein. In der Situation, in der Schaltnetzwerke und Regelschaltungen eng gekoppelt sind, ist es möglich, den systemischen Energieverlustmechanismus der Schaltnetzwerke durch adiabatische Aufladung zu verhindern und/oder zu reduzieren. Dies beinhaltet im Allgemeinen die Verwendung einer Regelschaltung, um das Laden und Entladen der Kondensatoren in dem Schaltnetzwerk zu steuern. Ferner kann die Ausgangsspannung der Regelschaltung und damit des Gesamtwandlers als Reaktion auf äußere Reizen geregelt werden. Ein Ansatz zum Regulieren der Ausgangsspannung besteht darin, den durchschnittlichen Gleichstrom in dem Magnetspeicherelement zu steuern.
Im Allgemeinen ist es wünschenswert, dass die Regelschaltung in einer Weise betrieben wird, die den quadratischen Mittel(RMS)-Strom durch die Kondensatoren in dem Schaltnetzwerk begrenzt. Die Regelschaltung kann dies entweder unter Verwendung von Widerstandselementen oder Magnetspeicherelementen tun. Da Widerstandselemente Strom verbrauchen, sind Magnetspeicherelemente für diesen Zweck im Allgemeinen vorzuziehen. Daher beruhen die hierin beschriebenen Ausführungsformen auf einer Kombination von Schaltern und einem Magnetspeicherelement in der Regelschaltung, um den RMS-Strom in dem Schaltnetzwerk zu begrenzen.
Um den RMS-Strom zu begrenzen, zwingt die Regelschaltung den Kondensator durch das Magnetspeicherelement in eine Regelschaltung, die einen durchschnittlichen Gleichstrom aufweist. Die Schalter in der Regelschaltung werden dann betrieben, um einen durchschnittlichen Gleichstrom durch das Magnetspeicherelement aufrechtzuerhalten.
Die Regelschaltung kann sowohl den RMS-Ladestrom als auch den RMS-Entladestrom von mindestens einem Kondensator im Schaltnetzwerk begrenzen. Eine einzelne Regelschaltung kann den Strom in oder aus dem Schaltnetzwerk durch Senken und/oder Liefern von Strom begrenzen. Daher gibt es vier grundlegende Konfigurationen, die in den 28, 29, 30 und 32 gezeigt sind.
Unter der Annahme, dass Strom von der Quelle zur Last fließt, kann in 28 die Regelschaltung 16A sowohl den Lade- als auch den Entladestrom des Schaltnetzwerkes 12A absenken.
In 29 kann die Regelschaltung 16A sowohl den Lade- als auch den Entladestrom des Schaltnetzwerkes 12B liefern, während auch sowohl der Lade- als auch Entladestrom des Schaltnetzwerkes 12A abgesenkt wird. Wenn sowohl die Schaltnetzwerke als auch die Regelschaltungen Strom in beide Richtungen fließen lassen, ist ferner ein bidirektionaler Stromfluss möglich.
In 30 kann die Regelschaltung 16A sowohl den Lade- als auch den Entladestrom des Schaltnetzwerkes 12A liefern.
In 32 kann die Regelschaltung 300A den Ladestrom des Schaltnetzwerkes 200 liefern, und die Regelschaltung 300B kann den Entladestrom desselben Schaltnetzwerkes 200 absenken und umgekehrt.
Eine grundlegende Schwierigkeit, die Netzwerke mit geschalteten Kondensatoren betrifft, ist, dass der bloße Vorgang des Ladens eines Kondensators einen Energieverlust mit sich bringt. Dieser Energieverlust hängt stark davon ab, wie stark sich die Spannung am Kondensator infolge des Ladevorgangs ändert. Der Energieverlust E_L , der mit der Verwendung einer festen Spannungsquelle bei einer Spannung V zum Laden einer Kapazität C von Null auf V verbunden ist, ist 1/2CV². Dieser Verlust hängt nicht vom parasitären Serienwiderstand R ab. Da dieser Verlust immer dann auftritt, wenn sich die Spannung ändert, hat jedes Ladungsintervall während des Betriebs einen Verlust von 1/2CAV², wobei ΔV der Differenz zwischen dem Anfangs- und Endwert der Kondensatorspannung entspricht.
Der feste Aufladungsverlust kann nicht durch das Einsetzen von Schaltern mit niedrigerem Einschaltwiderstand verringert werden. Bekannte Möglichkeiten, dies zu reduzieren, vermeiden einfach, dass sich die Spannung während des Betriebs stark ändert. Aus diesem Grund werden solche Wandler nur bei bestimmten Umsetzungsverhältnissen am effizientesten betrieben.
Da die Ladungsmenge, die in einen Ladezyklus oder aus einem Ladezyklus transferiert wird, das Produkt aus der Spannungsdifferenz und der Kapazität ist, ist eine Möglichkeit, eine große Ladung mit nur einer geringen Spannungsdifferenz zu übertragen, die Kapazität sehr groß zu machen. Große Kondensatoren sind jedoch nicht ohne Nachteile. Zum einen verbraucht eine große Kapazität sehr viel physischen Raum. Außerdem sind Netzwerke mit geschalteten Kondensatoren mit großen Kapazitäten für einen effizienten Betrieb nicht geeignet.
Ein Wandler, wie er hier beschrieben ist, überwindet den vorstehenden Nachteil, indem er eine effizientere Verwendung der Kondensatoren bereitstellt. Dies bedeutet, dass Kondensatoren kleiner gemacht werden können und/oder dass sich die Systemeffizienz insgesamt verbessert. Obwohl ein Wandler, wie er hierin beschrieben wird, keine rekonfigurierbare Schaltung mit geschalteten Kondensatoren erfordert, kann er dennoch den oben beschriebenen Vorteil ausnutzen.
47 zeigt ein Verfahren zum Verbessern der Aufladeeffizienz des in 35 gezeigten Kondensators C, nachdem der Schalter S geschlossen ist. Die Regelschaltung 16A lädt den Kondensator C adiabatisch. In einigen Ausführungsformen ist die Regelschaltung 16A ein Schaltmoduswandler, der einen Ausgang liefert. Eine geeignete Regelschaltung ist ein magnetbasierter Niederspannungswandler.
In dem in 47 gezeigten System, erscheint, während der Kondensator C geladen wird, der größte Teil der Differenz zwischen der Eingangsspannung V_IN und der Kondensatorstapelspannung V_C am Eingang der Regelschaltung 16A. Anstatt in einem parasitären Widerstand R als Wärme abgeleitet zu werden, wird die Energie, die mit dem Laden des Kondensatorstapels verbunden ist, stattdessen an den Ausgang der Regelschaltung 16A geliefert. Daher kann ein Großteil der Kondensatorladeenergie wiedergewonnen werden (d.h. zu der Last umgeleitet werden), indem der scheinbare Eingangswiderstand der Regelschaltung 16A höher als der parasitäre Widerstand R gemacht wird.
Die in 47 gezeigte Ausführungsform ermöglicht somit eine effizientere Verwendung von Kondensatoren als die in 35 gezeigte. Dies ermöglicht eine Verringerung der erforderlichen Kondensatorgröße und/oder Verbesserung der Systemeffizienz, wenn sie auf Wandler mit geschalteten Kondensatoren ausgedehnt wird.
48 zeigt eine Implementierung der vorhergehenden Ausführungsform, bei der ein Schaltnetzwerk 12A mit der Regelschaltung 16A verbunden ist, die sowohl als ein Mittel zum adiabatischen Laden/Entladen der Kondensatoren in dem Schaltnetzwerk 12A als auch zum Regeln der Ausgangsspannung Vo dient. Es sei daraufhingewiesen, dass die Regelschaltung 16A nicht auf einer höheren Frequenz als das Schaltnetzwerk sein muss, um einen adiabatischen Betrieb zu fördern; es kann sogar auf einer niedrigeren Frequenz sein. In der speziellen gezeigten Ausführungsform ist die Regelschaltung 16A ein synchroner Abwärtswandler und das Schaltnetzwerk 12A ist ein einphasiger Serien-Parallel-Wandler. Das Schaltnetzwerk 12A hat erste Schalter 1, die sich öffnen und schließen, zweite Schalter 2, die auch zusammen öffnen und schließen, einen ersten Pumpkondensator C₁ und einen zweiten Pumpkondensator C₂ .
Die Regelschaltung 16A enthält einen Filterkondensator Cx, der nur als ein Filter und ein Bypass für die Regelschaltung 16A dient. Folglich sollte die Kapazität des Filterkondensators Cx viel kleiner als die des ersten und des zweiten Pumpkondensators C₁ und C₂ des Schaltnetzwerkes 12A sein.
Das Schaltnetzwerk 12A wechselt zwischen einem Ladezustand und einem Entladezustand. Während des Ladezustands lädt es den ersten und den zweiten Pumpkondensator C₁ , C₂ . Dann entlädt es während des Entladezustands den ersten und den zweiten Pumpkondensator C₁ , C₂ parallel.
Im Ladezustand schließen die ersten Schalter 1 und die zweiten Schalter 2 öffnen sich. Die Differenz zwischen der Eingangsspannung V_IN und der Summe der Spannungen über den ersten und zweiten Pumpkondensator C₁ , C₂ erscheint am Eingangsanschluss der Regelschaltung 16A. Als ein Ergebnis laden sich der erste und der zweite Pumpkondensator C₁ , C₂ mit geringem Verlust und mit einer Rate auf, die durch die von der Regelschaltung 16A entnommene Leistung bestimmt wird, um die Systemausgabe zu steuern.
In ähnlicher Weise schließen sich die zweiten Schalter 2 im Entladezustand und öffnen sich die ersten Schalter 1. Das Schaltnetzwerk 12A entlädt sich dann parallel mit einer Rate basierend auf dem Strom, der benötigt wird, um die Ausgabe zu regeln.
Eine andere Ausführungsform beruht auf einem zumindest teilweise adiabatischen Aufladen von Vollwellen-Kaskadenvervielfachern. Kaskadenvervielfacher sind aufgrund ihrer überlegenen schnell schaltenden Grenzimpedanz, der einfachen Spannungserhöhung, ihres zweiphasigen Betriebs und ihrer niedrigen Schaltspannung ein bevorzugtes Schaltnetzwerk.
In Kaskadenvervielfachern werden die Kopplungskondensatoren typischerweise mit einer getakteten Spannungsquelle ν_clk & ν_clk. gepumpt. Wenn jedoch die Kopplungskondensatoren stattdessen mit einer getakteten Stromquelle i_clk & i_clk gepumpt werden, wie in 49 gezeigt, dann kann der RMS-Lade- und Entladestrom in dem Kopplungskondensator begrenzt sein. In diesem Fall werden die Kondensatoren zumindest teilweise adiabatisch geladen, wodurch der 1/2C Δ V_C ²-Verlust verringert oder sogar beseitigt wird, der einem Wandler mit geschalteten Kondensatoren zugeordnet ist, wenn er in der Langsamschaltgrenze betrieben wird. Dies hat zur Folge, dass die Ausgangsimpedanz auf die schnell schaltende Grenzimpedanz abgesenkt wird. Wie durch die schwarze gepunktete Linie in 50 gezeigt, die einen adiabatischen Betrieb unter voller adiabatischer Ladung zeigt, wäre die Ausgangsimpedanz nicht länger eine Funktion der Schaltfrequenz.
Wenn alles andere gleich ist, kann ein adiabatisch geladener Wandler mit geschalteten Kondensatoren mit einer viel niedrigeren Schaltfrequenz als ein herkömmlich geladener Wandler mit geschalteten Kondensatoren betrieben werden, jedoch mit einer höheren Effizienz. Umgekehrt kann ein adiabatisch geladener Wandler mit geschalteten Kondensatoren mit der gleichen Frequenz und mit der gleichen Effizienz wie ein konventionell geladener Wandler mit geschalteten Kondensatoren betrieben werden, jedoch mit viel kleineren Kopplungskondensatoren, beispielsweise zwischen vier und zehn mal kleiner.
Die hierin beschriebenen Ausführungsformen können mit zwei getakteten Stromquellen i_clk , i_clk betrieben werden, die um 180 Grad phasenversetzt betrieben werden, wie in 51 gezeigt. Eine Implementierung, die in 52 gezeigt ist, verwendet eine Stromquelle 72, ein erstes Schalterpaar 1 und ein zweites Schalterpaar 2. Das erste und das zweite Schalterpaar 1, 2 sind am besten mit einer Schalterkette synchronisiert. Eine geeignete Implementierung der Stromquelle in 52 ist eine Induktivität, die in 53 durch einen Induktor L dargestellt ist.
54 zeigt den Kaskadenvervielfacher von 49 mit den getakteten Stromquellen in 52. 55 zeigt den Kaskadenvervielfacher von 49 mit den getakteten Stromquellen in 53. Es gibt zahlreiche Möglichkeiten, die aktuelle Stromquelle 72 zu implementieren. Dazu gehören Abwärtswandler, Aufwärtswandler, Fly-Back-Wandler, Resonanzwandler und lineare Regler. In einigen Ausführungsformen implementiert ein Stromwandler mit einem konstanten Eingangsstrom die Konstantstromquelle. In anderen Ausführungsformen implementiert ein Stromwandler, der einen konstanten Eingangsstrom für einen Teil eines Intervalls aufweist, das durch den Kehrwert seiner Schaltfrequenz definiert ist, die Konstantstromquelle. In noch anderen Ausführungsformen implementiert ein linearer Regler die Konstantstromquelle.
In der in 55 gezeigten Ausführungsform sollte der Induktor L den RMS-Strom durch die Kopplungskondensatoren begrenzen (um einen adiabatischen Betrieb bereitzustellen), während er auch eine relativ konstante Ausgangsspannung Vo bereitstellt. Dies kann erreicht werden, indem eine große Induktivität und/oder eine Kapazität (nicht gezeigt) parallel zu der Last 18A vorgesehen ist. Eine große Induktivität benötigt jedoch einen beträchtlichen Raum. Und zu allem Überfluss verursachen die Wicklungen, die für eine große Induktivität notwendig sind, beträchtliche Widerstandsverluste .
Durch richtiges Wählen der Induktivität und der Kapazität (nicht gezeigt) in 55 ist es möglich, den Strom I_X zu begrenzen, während eine relativ statische Ausgangsspannung Vo erzeugt wird. Insbesondere wird eine geeignete Wahl der Induktivität einen gleichgerichteten Sinusstrom I_X erzeugen, wie in 56 gezeigt, der dennoch zu einem begrenzten RMS-Strom durch die Kopplungskondensatoren und einer relativ konstanten Ausgangsspannung Vo führt.
In 56 ist die Grenze zwischen jedem Halbzyklus der Sinuskurve einem Schaltereignis der Schalter der getakteten Stromquelle entsprechend. Idealerweise sollte der Strom I_X immer Null sein, wenn ein Schaltereignis auftritt. Dies minimiert Schaltverluste. In der Praxis ist es jedoch schwierig, eine solche Genauigkeit zu erreichen. Darüber hinaus besteht bei jedem Versuch, eine solche Genauigkeit zu erreichen, die Gefahr, dass die Induktivität kleiner als erwartet ist. Dies wird bewirken, dass der Strom I_X negativ wird, wodurch die Schaltung möglicherweise destabilisiert wird.
Dementsprechend ist es wünschenswert, wenn die Induktivität von L in 55 gewählt wird, eine Induktivität zu wählen, die klein genug ist, um einen übermäßigen Raum zu vermeiden und Verluste zu erzeugen, aber die groß genug ist, um eine gewisse Sicherheit zu bieten, dass der Strom I_X nur die Nulllinie streift, ohne tatsächlich negativ zu werden. Ein geeigneter Induktivitätswert kann erhalten werden, indem der Spitze-Spitze-Wert der Spannung Vx durch das Produkt des Durchschnittswerts des Stroms I_X und der Schaltfrequenz dividiert wird. Das Ergebnis wird dann mit einer Konstante multipliziert. Eine geeignete Konstante ist 13/24.
57 zeigt einen Abwärtswandler, der mit der in 28 gezeigten Architektur konsistent ist. In dieser Ausführungsform wird jedoch ein Schaltnetzwerk 12A unter Verwendung einer Regelschaltung 16A adiabatisch geladen. Die getakteten Stromquellen i_clk & i_clk werden durch vier Schalter emuliert, und die Regelschaltung 16A emuliert die getakteten Stromquellen i_clk , i_clk . Der Ausgangskondensator C_O wurde ebenfalls entfernt, um zu ermöglichen, dass V_X schwingt. In diesem Beispiel ist die Regelschaltung 16A ein Vorwärtswandler, der sich als Konstantquelle mit einer kleinen Wechselstromwelligkeit verhält. Jeder Stromwandler, der bei der Betriebsfrequenz eine nicht kapazitive Eingangsimpedanz aufweist, hätte einen adiabatischen Betrieb ermöglicht. Obwohl Schaltmodusstromwandler aufgrund ihrer hohen Effizienz attraktive Kandidaten sind, sind lineare Regler auch praktisch.
Im Betrieb werden durch Schließen der mit „1“ bezeichneten Schalter die Kondensatoren C₄ , C₅ , und C₆ geladen, während die Kondensatoren C₁ , C₂ , und C₃ entladen werden. Auf ähnliche Weise weist das Schließen der Schalter „2“ den komplementären Effekt auf. Der erste topologische Zustand (Phase A) ist in 57 gezeigt, wo alle Schalter mit der Bezeichnung „1“ geschlossen sind und alle mit „2“ gekennzeichneten Schalter geöffnet sind. Auf ähnliche Weise ist der zweite topologische Zustand (Phase B) in 58 gezeigt, wo alle Schalter mit der Bezeichnung „2“ geschlossen sind und alle Schalter mit der Bezeichnung „1“ geöffnet sind.
In dieser Ausführungsform begrenzt die Regelschaltung 16A den RMS-Lade- und Entladestrom jedes Kondensators. Zum Beispiel wird der Kondensator C₃ während der Phase A durch den Filterinduktor in der Regelschaltung 16A entladen, während der Kondensator C₃ während der Phase B durch den Filterinduktor in der Regelschaltung 16A geladen wird, was das adiabatische Konzept deutlich zeigt. Darüber hinaus sind alle aktiven Komponenten mit Schaltern implementiert, sodass der Wandler Strom in beide Richtungen verarbeiten kann.
Einige repräsentative Knotenspannungen und -ströme sind in 60 gezeigt. Die aufsteigenden und fallenden Flanken der beiden dargestellten Ströme (I_P1 und I_P2 ) sind leicht verzerrt, aber die Ströme ähneln größtenteils zwei Takten, die um 180 Grad phasenverschoben sind. Im Allgemeinen tritt adiabatisches Laden in Kaskadenvervielfachern auf, wenn mindestens ein Ende eines Schaltstapels nicht mit einer großen Kapazität geladen ist, wie es in dieser Ausführungsform der Fall ist, wo der V_X -Knoten durch die Regelschaltung 16A herunter geladen wird.
Im Betrieb fließen unterschiedliche Stromstärken durch verschiedene Schalter. Es ist daher nützlich, die Schalter in einer Weise zu bemessen, die für die Ströme, die durch sie fließen, geeignet ist. Zum Beispiel führen die mit V_P1 und V_P2 verbundenen Schalter mehr Strom als die anderen Schalter in 57. Indem diese Schalter größer als die anderen Schalter gemacht werden, vermeidet dies die Notwendigkeit, unnötig große Schalter aufzuweisen, und führt somit zu einer kleineren Schaltungsstellfläche. Dies vermeidet auch unnötige zusätzliche kapazitive Verluste, die proportional zur Größe des Schalters sind.
Die in 57 gezeigten Schalter wechseln zwischen Zuständen mit einer bestimmten Schaltfrequenz. Es ist wünschenswert, dass, um Verluste zu reduzieren, das Schaltnetzwerk 12A so betrieben wird, dass der RMS-Strom durch die Schalter bei dieser Schaltfrequenz beschränkt ist. Eine Möglichkeit, dies sicherzustellen, besteht darin, die Widerstände der Schalter so zu wählen, dass sie so groß sind, dass die RC-Zeitkonstante der Ladungsübertragung zwischen den Kondensatoren ähnlich ist, wenn nicht länger als die Schaltfrequenz. Wie in 50 zu sehen ist, kann durch Steuern der Breite „W“ der Schalter und somit ihres Widerstands und ihrer Größe das Schaltnetzwerk 12A in die schnell schaltenden Grenzregion gezwungen werden.
Da der Widerstand der Schalter dazu verwendet wird, den RMS-Strom zu begrenzen, steigen die Verluste durch leitenden Strom und die Gesamteffizienz nimmt ab. Die Regelschaltung 16A ermöglicht es jedoch, den Widerstand der Schalter zu reduzieren und adiabatisch betrieben zu werden. Daher können die Schalter optimal für die höchste Effizienz bemessen werden, ohne dass man befürchten muss, den RMS-Strom einzuschränken, da er von der Regelschaltung 16A (oder optional einem Magnetfilter) gehandhabt wird. Die optimale Größe für jeden Schalter wird gewählt, indem die ohmschen und kapazitiven Verluste in jedem Schalter bei einer gegebenen Schaltfrequenz und bei einem gegebenen Strom ausgeglichen werden.
Die modulare Architektur mit den Grundbausteinen, die in den 11, 29, 30 und 32 gezeigt sind, kann erweitert werden, um einen breiteren Bereich von Anwendungen abzudecken, wie zum Beispiel Hochspannungsgleichstrom-, Wechselstrom-Gleichstrom-, Wechselstrom-Wechselstrom-, Abwärts-Aufwärts- und mehrere Ausgangsspannungen. Jede dieser Anwendungen enthält die Trennung der Transformation- und Regelfunktionen. Die Erweiterung der Architektur kann auch adiabatisch geladene Wandler mit geschalteten Kondensatoren enthalten.
Bei vielen Wandlern mit geschalteten Kondensatoren steigt die Anzahl von Kondensatoren und Schaltern linear mit dem Transformationsverhältnis an. Somit ist eine große Anzahl von Kondensatoren und Schaltern erforderlich, wenn das Transformationsverhältnis groß ist. Alternativ kann ein großes Transformationsverhältnis erreicht werden, indem zahlreiche Stufen mit niedriger Verstärkung in Reihe geschaltet werden, entweder ohne einschreitende Filter, wie in 61 dargestellt, oder mit einschreitende Filtern zwischen Stufen, wie in 63 gezeigt. Das Transformationsverhältnis des gesamten Schaltkondensatorstapels (V_IN/V_X) ist wie folgt: $\frac{V_{i n}}{V_{x}} = N_{1} \times N_{2} \dots N_{n}$
Der Hauptnachteil der Reihenstapelkonfiguration besteht darin, dass die Spannungsbeanspruchungen an den vorderen Stufen viel höher sind als diejenigen der hinteren Stufen. Dies erfordert normalerweise Stufen mit unterschiedlichen Spannungswerten und -größen. Das Übersetzungsverhältnis kann jedoch leicht geändert werden, indem eine oder zwei Stufen umgangen werden.
Eine adiabatische Aufladung eines vorhergehenden in Reihe geschalteten Schaltnetzwerkes erfolgt nur dann, wenn das nachfolgende Schaltnetzwerk den Lade- und Entladestrom der vorhergehenden Stufe steuert. Daher ist es vorzuziehen, Vollwellenwandler mit geschalteten Kondensatoren in den vorderen Stufen zu verwenden oder Stufen mit geschalteten Kondensatoren zu verwenden, wie etwa die einphasigen, serien-parallelen Wandler mit geschalteten Kondensatoren mit Magnetfiltern.
62 zeigt einen Wandler mit zwei in Reihe geschalteten Schaltnetzwerken, der mit der in 61 gezeigten Architektur übereinstimmt. 64 zeigt eine ähnliche Architektur, jedoch mit Filtern zwischen den in Reihe geschalteten Schaltnetzwerken in einer Weise, die mit der in 63 gezeigten Architektur übereinstimmt. Beide Schaltnetzwerke 12A, 12D sind zweiphasige Kaskadenvervielfacher. Im Betrieb sind Schalter mit der Bezeichnung „1“ und „2“ immer in komplementären Zuständen und Schalter mit der Bezeichnung „7“ und „8“ sind immer in komplementären Zuständen. Somit sind in einem ersten geschalteten Zustand alle Schalter mit der Bezeichnung „1“ offen und alle Schalter mit der Bezeichnung „2“ sind geschlossen. In einem zweiten Schaltzustand sind alle Schalter mit der Bezeichnung „1“ geschlossen und alle Schalter mit der Bezeichnung „2“ sind geöffnet. In dieser Ausführungsform lädt das Schließen der Schalter 1 die Kondensatoren C₁ , C₂ , C3, während das Entladen der Kondensatoren C4, C₅ , C₆ und das Schließen der Schalter 2 den komplementären Effekt aufweist. Außerdem lädt das Schließen der Schalter 7 die Kondensatoren C₇ , C₈ , C₉ , während das Entladen der Kondensatoren C₁₀, C₁₁, C₁₂ und das Schließen der Schalter 8 den komplementären Effekt aufweist.
Der Stromwandler sieht eine Gesamtabsenkung von 32:1 vor, unter der Annahme, dass die Regelschaltung 16A ein Abwärtswandler mit einem nominellen Herabsetzungsverhältnis von 2:1 ist. Wenn ferner die Eingangsspannung 32 V beträgt und die Ausgangsspannung 1 V beträgt, müssen die Schalter in dem ersten Schaltnetzwerk 12A 8 Volt sperren, während die Schalter in dem zweiten Schaltnetzwerk 12D 2 Volt sperren müssen.
Die modulare Architektur mit den Grundbausteinen, die in den 11, 29, 30 und 32 gezeigt sind, kann konfiguriert sein, um eine Wechselstrom-Eingangsspannung zu handhaben, wie in 65 gezeigt. Eine Wechselstromgleichrichtungsstufe 19A empfängt eine Wechselstromwellenform von einer Wechselstromquelle 14B und liefert eine durchschnittliche Gleichstromspannung an einen Stromwandler 10, dessen Ausgang mit einer Last 18A verbunden ist. In dieser Ausführungsform kann der Wandler 10 isoliert oder nicht isoliert sein.
Eines der Hauptattribute von Wandlern mit geschalteten Kondensatoren ist ihre Fähigkeit, Effizienz über einen großen Eingangsbereich durch Rekonfigurieren des Netzwerks mit geschalteten Kondensatoren zu betreiben. Wenn die Wechselstromwandspannung (d. h. 60 Hz & 120 V_RMS ) als eine sich langsam bewegende Gleichstromspannung betrachtet werden kann, sollte ein Front-End-Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A in der Lage sein, die zeitlich variierende Eingangsspannung in eine relativ stabile Gleichstromspannung zu entfalten.
66 zeigt ein Diagramm einer Wechselstromwellenform mit 120 V_RMS über einen einzelnen 60 Hz-Zyklus, überlagert mit der entfalteten Gleichspannung. 67 zeigt ein Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A der Art, das die Wechselstromgleichrichtungsstufe 19A von 65 enthalten kann. Das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ist eine Front-End-Stufe mit geschaltetem Kondensator (d.h. ein Schaltnetzwerk) in Kombination mit einer selektiven invertierenden Stufe (d.h. einer Gleichrichtungsstufe). Die Front-End-Stufe mit geschalteten Kondensatoren weist verschiedene Konfigurationen (1/3, 1/2, 1/1) auf. In den gezeigten bestimmten Ausführungsformen hält das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A die Gleichsstromspannung unter 60 V. In einigen Ausführungsformen ist das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ein adiabatisches Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren mit einem speziellen Zweck.
Sobald das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A die Wechselstromspannung entfaltet hat, erzeugt eine in 67 gezeigte Regelschaltung16A eine endgültige Ausgangsspannung. In einigen Ausführungsformen konditioniert ein anderes Schaltnetzwerk 16A zwischen dem Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A und der Regelschaltung 16A die Spannung weiter. Wenn dies der Fall ist, gelten die Vorbehalte für in Reihe geschaltete Stufen, da das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ein Schaltnetzwerk 12A für spezielle Zwecke ist. Eine gewisse Form von magnetischer oder elektrischer Isolation ist auch bei Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlern aus Sicherheitsgründen üblich. Daher sind in 67 die Spannungen: V_AC , V_DC , und V_O absichtlich so definiert, dass sie für einen gemeinsamen Erdungswiderstand agnostisch sind.
68 zeigt einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler entsprechend der in 67 gezeigten Architektur. In dieser Ausführungsform ist das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ein synchroner Wechselstrom-Brückengleichrichter, gefolgt von einem rekonfigurierbaren Zweiphasen-Herabsetzungskaskadenvervielfacher mit drei verschiedenen Umwandlungsverhältnissen (1/3, 1/2, 1/1), während die Regelschaltung 16A ein Synchronabwärtswandler ist. Im Betrieb sind die mit 7 und 8 bezeichneten Schalter immer in komplementären Zuständen. Während des positiven Teils des Wechselstromzyklus (0 bis π Radiant) sind alle Schalter mit der Bezeichnung „7“ geschlossen, während alle Schalter mit der Bezeichnung „8“ geöffnet sind, wie in 69 gezeigt. In ähnlicher Weise sind während des negativen Teils des Wechselstromzyklus (π bis 2 π Radianten) alle Schalter mit der Bezeichnung „8“ geschlossen, während alle Schalter mit der Bezeichnung „8“ geöffnet sind, wie in 70 gezeigt.
Zusätzlich zu der invertierenden Funktion, die von den Schaltern 7 und 8 bereitgestellt wird, können die Schalter 1A- 1E und die Schalter 2A-2E selektiv geöffnet und geschlossen werden, wie in Tabelle 1 gezeigt, um drei verschiedene Umwandlungsverhältnisse von: 1/3, 1/2, und 1 bereitzustellen. TABELLE 1

V₂/V₁ 1A 1B 1C 1D 1E 2A 2B 2C 2D 2E

1/3 CLK CLK CLK CLK CLK CLKB CLKB CLKB CLKB CLKB

1/2 CLKB CLK CLK CLK CLK CLK CLKB CLKB CLKB CLKB

1/1 EIN EIN EIN AUS AUS EIN EIN EIN AUS AUS
Das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ist mit einem digitalen Taktsignal CLK versehen. Ein zweites Signal CLKB wird ebenfalls erzeugt, das einfach das Komplement von CLK sein kann (d.h. hoch ist, wenn CLK niedrig und niedrig ist, wenn CLK hoch ist), oder das als ein nicht überlappendes Komplement erzeugt werden kann. Mit einem Schaltmuster, das in Übereinstimmung mit der ersten Reihe von Tabelle 1 eingestellt ist, stellt das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ein Herabsetzungsverhältnis von einem Drittel (1/3) bereit. Mit einem Schaltmuster, das in Übereinstimmung mit der zweiten Reihe von Tabelle 1 eingestellt ist, stellt das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ein Herabsetzungsverhältnis von anderthalb (1/2) bereit. Mit einem Schaltmuster, das in Übereinstimmung mit der dritten Zeile von Tabelle 1 eingestellt ist, stellt das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A ein Herabsetzungsverhältnis von eins bereit.
Die meisten Stromversorgungen, die an der Wand befestigt sind, erfüllen einiges einer Stromfaktorspezifikation. Der Stromfaktor ist eine dimensionslose Zahl zwischen 0 und 1, die ein Verhältnis des echten Stroms, der zu dem scheinbaren Strom fließt, definiert. Eine übliche Art, den Oberschwingungsstrom zu steuern und somit den Stromfaktor zu erhöhen, ist die Verwendung eines aktiven Stromfaktorkorrektors. 71 zeigt einen Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler 8, der den Oberschwingungsstrom steuert und den Stromfaktor in Richtung Eins verstärkt. Der dargestellte Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler 8 hat ein Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A, das eine Wechselstromspannung von einer Wechselstromquelle 14B empfängt und diese gleichrichtet. Ein Ausgang des Wechselstromschaltnetzwerkes 13A ist mit einem Eingang einer aktiven Stromfaktorkorrekturschaltung 17A verbunden. Das Wechselstrom-Schaltnetzwerk 13A kann auch eine Spannungstransformation über eine Schaltung mit geschalteten Kondensatoren bereitstellen. Die Stromfaktorkorrekturschaltung 21A steuert ihren Eingangsstrom so, dass sie im größtmöglichen Ausmaß in Phase mit der von der Wechselstromquelle 14B bereitgestellten Spannungswellenform bleibt. Dies treibt den relativen Strom gegen Null. Der Ausgang der Stromfaktorkorrekturschaltung 17A wird dann einer Regelschaltung 16A zugeführt, die auf die gleiche Weise wie in 67 betrieben wird.
72 zeigt eine besondere Ausführungsform des modularen Stromwandlers 10 der 65, der zwischen der ersten und der zweiten Schaltung 51, 52 verbunden ist. Die erste und die zweite Schaltung 51, 52 können eine Quelle, eine Last oder eine andere Schaltung sein, beispielsweise ein Stromwandler, eine PFC-Schaltung oder ein EMI-Filter.
Der dargestellte Stromwandler 10 enthält eine Regelschaltung 16A, ein Schaltnetzwerk 12A und eine isolierte Steuerung 60. Wie hierin verwendet, wird eine Schaltung mit einem Eingang und einem Ausgang als isoliert betrachtet, wenn die Eingangsspannung und die Ausgangsspannung keinen gemeinsamen Erdungswiderstand teilen. Eine solche Isolierung kann durchgeführt werden, indem die Eingangsspannung einer Eingangsspannung eines Transformators entspricht und die Ausgangsspannung aufweist, die einer Ausgangsspannung eines Transformators entspricht. In einigen Ausführungsformen ist die Regelschaltung 16A isoliert. In anderen Ausführungsformen ist das Schaltnetzwerk 12A isoliert. Obwohl nur eines der Vorstehenden erforderlich ist, um den modularen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 10 als Ganzes isoliert zu betrachten, gibt es auch Ausführungsformen, in denen sowohl das Schaltnetzwerk 12A als auch die Regelschaltung 16A isoliert sind.
In einigen Ausführungsformen ist das Schaltnetzwerk 12A ein ungeregelter Wandler mit geschalteten Kondensatoren mit einem festen Spannungsumwandlungsverhältnis. Diese Ausführungsformen enthalten im Allgemeinen eine Regelschaltung 16A zum Regeln des Ausgangs des Schaltnetzwerkes 12A. Beispiele für eine geeignete Regelschaltung 16A enthalten einen Aufwärtswandler, einen Abwärtswandler, einen Rücklaufwandler und einen linearen Regler.
73 zeigt eine Variation des in 72 gezeigten Wandlers, in der ein LC-Filter 21A zwischen dem Schaltnetzwerk 12A und der zweiten Schaltung 252 hinzugefügt ist. Der Zweck des LC-Filters besteht darin, das adiabatische Laden des Schaltnetzwerkes 12A über das in 53 gezeigte Verfahren zu fördern.
74 zeigt eine besondere Ausführungsform des in 73 gezeigten modularen Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 10. Die Regelschaltung 16A ist als ein Rücklaufwandler mit einem Schalter S₁ , einer Diode D₁ , einem Kondensator C₁ und einem Transformator T₁ implementiert. Wenn sie im kontinuierlichen Leitungsmodus betrieben werden, wechselt die Regelschaltung 16A zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand. Im ersten Zustand ist der Schalter S₁ geschlossen und die Diode D₁ leitet nicht. Während dieses ersten Zustands wirkt der Kondensator C₁ als ein Ladungsreservoir, um dem Ausgang des Reglers 16A Strom zuzuführen. Im zweiten Zustand ist der Schalter S₁ geöffnet und die Diode D₁ leitet.
Wie in 74 gezeigt, enthält die isolierte Steuerung 60 ein erstes Steuersignal CTR1, das das Schaltnetzwerk 12A steuert, ein zweites Steuersignal CTR2, das die Regelschaltung 16A steuert, und eine Isolationsbarriere 61 zwischen ihnen. Als ein Ergebnis weisen das erste und das zweite Steuersignal CRT1, CTR2 unterschiedliche Erdungswiderstände auf und sind mit verschiedenen Seiten des Transformators T₁ verbunden. Die Isolationsbarriere 61 kann irgendeine oder mehrere von Schallisolation, optischer Isolation, kapazitiver Isolation, induktiver Isolation und mechanischer Isolation enthalten.
Die in 29 gezeigte Ausführungsform kann modifiziert werden, um mit einer Wechselstromquelle 14B betrieben zu werden, wie in 75 gezeigt, die einen modularen Gleichstrom-Gleichstrom-WandlerlO zeigt, der zwischen einer ersten und einer zweiten Schaltung 51, 52 geschaltet ist. Der modulare Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler 10 enthält ein erstes und ein zweites Schaltnetzwerk 12A, 12B und eine Regelschaltung 16A. Das erste Schaltnetzwerk 12A empfängt an seinem Eingang eine Spannung von der ersten Schaltung 251. Das zweite Schaltnetzwerk 12B stellt seinen Ausgang an die zweite Schaltung 252 bereit. Die Regelschaltung 16A nimmt einen Ausgang von dem ersten Schaltnetzwerk 12A auf und stellt ihren eigenen Ausgang an einen Eingang des zweiten Schaltnetzwerks 12B bereit. Eine isolierte Steuerung 60 stellt ein erstes Steuersignal an das erste Schaltnetzwerk 12A, ein zweites Steuersignal an das zweite Schaltnetzwerk 12B und ein drittes Steuersignal an die Regelschaltung 16A bereit.
In ähnlicher Weise kann die in 32 gezeigte Ausführungsform modifiziert werden, um mit einer Wechselstromquelle 14B betrieben zu werden, wie in 76 gezeigt, die eine erste und eine zweite Regelschaltung 16A, 16B und ein Schaltnetzwerk 12A zeigt. Die erste Regelschaltung 16A empfängt an ihrem Eingang eine Spannung von der ersten Schaltung 251. Die zweite Regelschaltung 16B stellt ihren Ausgang an die zweite Schaltung 252 bereit. Das Schaltnetzwerk 12A nimmt einen Ausgang von der ersten Regelschaltung 16A auf und stellt seinen eigenen Ausgang einem Eingang der zweiten Regelschaltung 126 bereit. Eine isolierte Steuerung 60 stellt ein erstes Steuersignal an die erste Regelschaltung 16A, ein zweites Steuersignal an die Regelschaltung 16B und ein drittes Steuersignal an das Schaltnetz 12A bereit. In einigen Ausführungsformen, wie in 73 gezeigt, kann die zweite Regelschaltung 16B als ein LC-Filter 21A implementiert sein. Die Wechselstromgleichrichtungsstufe 19A, die in 65 gezeigt ist, kann auf eine Vielzahl von Arten implementiert werden. In einer Ausführungsform, die in 77 gezeigt ist, hat der Gleichrichter 19A eine Sicherung 71, einen Kondensator C₁ , eine Wechselstrombrücke 80 und ein erstes elektromagnetisches Interferenzfilter 70A zwischen der Wechselstrombrücke 80 und der Wechselstromquelle 14B. In einer anderen Ausführungsform, die in 78 gezeigt ist, ersetzen ein zweites EMI-Filter 70B und eine Stromfaktorkorrekturschaltung 90 den Kondensator C₁ .
Das erste elektromagnetische Interferenzfilter 70A, dessen Implementierungen in den 79 und 80 zu sehen sind, reduziert das von dem Wechselstrom-Gleichstrom-Wandler 8 erzeugte Gleichtakt- und Gegentaktrauschen um einen gewünschten Betrag. Das Ausmaß, in dem ein solches Rauschen reduziert wird, wird typischerweise durch eine Regierungsstelle, wie die FCC, festgelegt.
Die Wechselstrombrücke 80 akzeptiert eine Wechselspannung und gibt eine durchschnittliche Gleichstromspannung aus. Eine spezielle Implementierung einer Wechselstrombrücke 80 ist in 81 gezeigt. Die Brücke enthält eine erste, eine zweite, eine dritte und eine vierte Diode D₁ , D₂ , D₃ , D₄ . Im Betrieb wechselt die Wechselstrombrücke 80 zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand. In dem ersten Zustand sind die erste und dritte Diode D₁ , D₃ in Sperrrichtung vorgespannt, und die zweite und vierte Diode sind in Durchlassrichtung vorgespannt. In dem zweiten Zustand sind die zweite und vierte Diode D₂ , D₄ in Durchlassrichtung vorgespannt und die erste und dritte Diode D₁ , D₃ sind in Sperrrichtung vorgespannt.
Viele moderne Geräte benötigen unterschiedliche Spannungen, um verschiedene Komponenten zu betreiben, wie z. B. integrierte Stromüberwachungsschaltungen (PMICs) in Mobiltelefonen. Zum Beispiel kann eine Spannung erforderlich sein, um einen Prozessor zu betreiben, während eine andere Spannung benötigt werden kann, um eine Anzeige zu betreiben. Im Prinzip könnte man eine separate Transformationsstufe und Regelstufe entsprechend jeder erforderlichen Ausgangsspannung aufweisen. Diese Lösung ist jedoch sowohl eine Verschwendung von physischem Raum als auch von Pinanzahl. Eine Lösung für diese Schwierigkeit ist die in 82 gezeigte, bei der eine Transformationsstufe zwei oder mehr Regelstufen parallel antreibt. Jede Regelstufe stellt somit eine separate Ausgangsspannung bereit. Die Regelstufe kann irgendeine der bereits beschriebenen sein, einschließlich eines linearen Reglers. Wie in 83 gezeigt, enthalten einige Ausführungsformen einen Filter zwischen der Transformationsstufe und den Regelstufen.
Um ein adiabatisches Laden des geschalteten Netzwerkes mit geschalteten Kondensatoren in der Transformationsstufe zu gewährleisten, ist es vorzuziehen, dass der Großteil des von den verschiedenen Regelstufen gezogenen Stroms über einen konstanten Strom (oder beschränkten Strom) kommt. Dies kann beispielsweise erreicht werden, indem die Regelstufen so synchronisiert werden, dass sie einen möglichst konstanten Strom ziehen, wodurch größere Widerstandsverluste (d.h. aufgrund eines höheren RMS-Stroms) in dem Netzwerk mit geschalteten Kondensatoren der Transformationsstufe vermieden werden.
84-80 zeigen spezifische Implementierungen von modularen Stromwandlern, die den in den 28, 29, 30 und 32 gezeigten Architekturdiagrammen entsprechen. In jeder Implementierung können eine Regelschaltung oder mehrere Regelschaltungen sowohl den RMS-Ladestrom als auch den RMS-Entladestrom von mindestens einem Kondensator in jedem Schaltnetzwerk begrenzen, sodass alle diese Schaltnetzwerke adiabatisch geladene Schaltnetzwerke sind. Wenn jedoch die Entkopplungskondensatoren 9A oder 9B vorhanden sind, kann die Fähigkeit der Regelschaltung, den RMS-Lade- und -Entladestrom zu begrenzen, verringert werden. Die Kondensatoren 9A und 9B sind optional, und um die Ausgangsspannung ziemlich konstant zu halten, wird der Kondensator C_O verwendet. Alle Stufen haben eine gemeinsame Basis, dies muss jedoch nicht der Fall sein. Wenn zum Beispiel eine Regelschaltung als ein Rückführwandler implementiert ist, kann der Erdungswiderstand einfach getrennt werden, selbst ein Schaltnetzwerk kann separate Erdungswiderstände durch kapazitive Isolation aufweisen. Darüber hinaus weist das Schaltnetzwerk in jeder Implementierung der Einfachheit halber ein einziges Umwandlungsverhältnis auf. Es können jedoch stattdessen rekonfigurierbare Schaltnetzwerke verwendet werden, die eine Stromumwandlung bei mehreren unterschiedlichen Umwandlungsverhältnissen bereitstellen.
Im Betrieb sind die mit „1“ und „2“ bezeichneten Schalter immer in komplementären Zuständen. Somit sind in einem ersten geschalteten Zustand alle mit „1“ bezeichneten Schalter offen und alle mit „2“ gekennzeichneten Schalter sind geschlossen. In einem zweiten Schaltzustand sind alle mit „1“ beschrifteten Schalter geschlossen und alle mit „2“ beschrifteten Schalter sind geöffnet. Auf ähnliche Weise sind mit „3“ bezeichnete Schalter „4“ in komplementären Zuständen, mit „5“ und „6“ bezeichnete Schalter sind in komplementären Zuständen und mit „7“ und „8“ bezeichnete Schalter sind in komplementären Zuständen. Typischerweise werden die Regelschaltungen mit höheren Schaltfrequenzen als die Schaltnetzwerke betrieben. Es besteht jedoch keine Anforderung an die Schaltfrequenzen zwischen und unter den Schaltnetzwerken und den Regelschaltungen.
84 zeigt einen Heraufsetzungswandler, der der in 11 gezeigten Architektur entspricht. In dieser Ausführungsform ist das Schaltnetzwerk 12A ein Zweiphasen-Heraufsetz-Kaskadenvervielfacher mit einem Umwandlungsverhältnis von 1:3, während die Regelschaltung 16A ein Zweiphasen-Aufwärtswandler ist. Im Betrieb lädt das Schließen der mit 1 bezeichneten Schalter und das Öffnen der mit 2 bezeichneten Schalter die Kondensatoren C₃ und C₄ , während es die Kondensatoren C₁ und C₂ entlädt. Umgekehrt lädt das Öffnen der Schalter 1 und das Schließen der Schalter 2 die Kondensatoren C₁ und C₂ , während die Kondensatoren C₃ und C₄ entladen werden.
8 zeigt einen bidirektionalen Herabsetzungswandler, der der in 28 gezeigten Architektur entspricht. In dieser Ausführungsform ist das Schaltnetzwerk 12A ein Zweiphasen-Herabsetzungskaskadenvervielfacher mit einem Umwandlungsverhältnis von 4:1, während die Regelschaltung 16A ein Synchron-Abwärtswandler ist. Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 und das Öffnen der Schalter 2 die Kondensatoren C₁ , C₂ und C₃ , während die Kondensatoren C₄ , C₅ und C₆ entladen werden. Umgekehrt lädt das Öffnen der Schalter 1 und des Schließens der Schalter 2 die Kondensatoren C₄ , C₅ und C₆ , während die Kondensatoren C₁ , C₂ und C₃ entladen werden. Alle aktiven Komponenten sind mit Schaltern implementiert, sodass der Wandler Strom in beide Richtungen verarbeiten kann.
86 zeigt einen Heraufsetzungswandler, der mit der in 30 gezeigten Architektur konsistent ist. In dieser Ausführungsform ist die Regelschaltung 16A ein Aufwärtswandler, während das Schaltnetzwerk 12A ein Zweiphasen-Serien-Parallel-Heraufsetzungswandler mit geschalteten Kondensatoren mit einem Umwandlungsverhältnis von 1:2 ist. Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 den Kondensator C₂ , während es den Kondensator C₁ entlädt. Das Schließen der Schalter 2 weist den komplementären Effekt auf.
87 zeigt einen bidirektionalen Auf-Ab-Wandler, der mit der in 30 gezeigten Architektur konsistent ist. In dieser Ausführungsform ist die Regelschaltung 16A ein synchroner Vier-Takt-Abwärts/Aufwärtswandler, während das Schaltnetzwerk 12A ein Zweiphasen-Heraufsetzungskaskadenvervielfacher mit einem Umwandlungsverhältnis von 1:4 ist. Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 die Kondensatoren C₄ , C₅ und C₆ , während die Kondensatoren C₁ , C₂ und C₃ entladen werden. Das Schließen der Schalter 2 hat den komplementären Effekt. Alle aktiven Komponenten sind mit Schaltern implementiert, sodass der Wandler Strom in beide Richtungen verarbeiten kann.
88 zeigt einen invertierenden Auf-Ab-Wandler, der mit der in 2 gezeigten Architektur konsistent ist. In dieser Ausführungsform ist das erste Schaltnetzwerk 12A ein Serien-Parallel-Herabsetzungswandler mit geschalteten Kondensatoren mit einem Umwandlungsverhältnis von 2:1, wobei die erste Regelschaltung 16A ein Abwärts/Aufwärts-Wandler ist; und das zweite Schaltnetzwerk 12B ist ein Serien-Parallel-Heraufsetzungswandler mit einem Umwandlungsverhältnis von 1:2. Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 den Kondensator C₁ , während das Schließen der Schalter 2 den Kondensator C₁ entlädt. Auf ähnliche Weise entlädt das Schließen der Schalter 7 den Kondensator C₂ , während das Schließen der Schalter 8 den Kondensator C₂ auflädt.
89 zeigt einen bidirektionalen invertierenden Auf/Ab-Wandler, der mit der in 29 gezeigten Architektur konsistent ist. In dieser Ausführungsform ist das erste Schaltnetzwerk 12A ein Zweiphasen-Seriell-Parallel-Wandler mit geschalteten Kondensatoren mit einem Umwandlungsverhältnis von 2:1, die Regelschaltung 16A ist ein synchroner Abwärts-/Aufwärtswandler und das zweite Schaltnetzwerk 12B ist ein Zweiphasen-Serien-Parallel-Heraufsetzungswandler mit einem Umwandlungsverhältnis von 1:2. Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 den Kondensator C₁ , während der Kondensator C₂ entladen wird. Das Schließen der Schalter 2 weist den komplementären Effekt auf. Auf ähnliche Weise lädt der das Schließen der Schalter 7 den Kondensator C₄ , während er den Kondensator C₃ entlädt. Das Schließen der Schalter 2 weist den komplementären Effekt auf. Alle aktiven Komponenten sind mit Schaltern implementiert, sodass der Wandler Strom in beide Richtungen verarbeiten kann.
90 zeigt einen Herabsetzungswandler, der dem in 32 gezeigten Blockdiagramm entspricht. In dieser Ausführungsform ist die erste Regelschaltung 300A ein Aufwärtswandler, das Schaltnetzwerk 200 ist ein Zweiphasen-Serien-Parallel-Heraufsetzungswandler mit geschalteten Kondensatoren mit einem Umwandlungsverhältnis von 1:2 und die zweite Regelschaltung 300B ist ein Aufwärtswandler Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 die Kondensatoren C₁ und C₂ , während gleichzeitig die Kondensatoren C₃ und C₄ entladen werden. Das Schließen der Schalter 2 weist den komplementären Effekt auf.
80 zeigt einen bidirektionalen Auf-Ab-Wandler, der mit dem in 32 gezeigten Blockdiagramm übereinstimmt. In dieser Ausführungsform ist die erste Regelschaltung 300A ein synchroner Aufwärtswandler, das Schaltnetzwerk 200 ist ein fraktioneller Zweiphasen-Serien-Parallel-Herabsetzungswandler mit geschalteten Kondensatoren mit einem Umwandlungsverhältnis von 3:2 und die zweite Regelschaltung 300B ist ein synchroner Abwärtswandler. Im Betrieb lädt das Schließen der Schalter 1 die Kondensatoren C₃ und C₄ , während gleichzeitig die Kondensatoren C₁ und C₂ entladen werden. Das Schließen der Schalter 2 weist den komplementären Effekt auf. Alle aktiven Komponenten sind mit Schaltern implementiert, sodass der Wandler Strom in beide Richtungen verarbeiten kann.
Es sollte verstanden werden, dass die Topologie der Regelschaltung jede Art von Stromwandler mit der Fähigkeit sein kann, die Ausgangsspannung zu regeln, einschließlich, ohne jedoch darauf beschränkt zu sein, synchrone Abwärts-, synchrone Dreipegelabwärts-, SEPIC-, weichgeschaltete oder Resonanz-Wandler. Auf ähnliche Weise können die Schaltnetzwerke in Abhängigkeit von der gewünschten Spannungstransformation und der zulässigen Schaltspannung mit einer Vielzahl von Topologien mit geschalteten Kondensatoren realisiert werden.
Die physikalische Implementierung der vorangehenden Schaltnetzwerke 12A enthält vier Hauptkomponenten: passive Geräteschichten, aktive Geräteschichten, Zwischenverbindungsstrukturen und Durchkontaktierungen. Die passiven Geräteschichten weisen passive Geräte wie etwa Kondensatoren auf. Die aktiven Geräteschichten weisen aktive Geräte, z. B. Schalter auf.
Die Trennung von aktiven und passiven Geräten in verschiedenen Schichten ergibt sich, weil aktive Geräte durch CMOS-Verarbeitung hergestellt werden. Wenn also passive Geräte auf der gleichen Schicht sind, müssen sie durch CMOS-kompatible Verarbeitungsschritte hergestellt werden, um eine Zerstörung der aktiven Geräte zu vermeiden. Diese Einschränkung macht es schwierig, Kondensatoren herzustellen, die eine hohe Kapazität in einem kleinen Raum des Chips bereitstellen. Es macht es auch schwierig, Induktoren mit hohem Q herzustellen. Um diese Schwierigkeiten zu vermeiden, ist es bevorzugt, integrierte passive Geräte auf ihrem eigenen Wafer mit einem Vorgangsablauf herzustellen, der für die Herstellung solcher passiven Geräte optimiert ist.
In einigen Ausführungsformen sind die Geräte in einem einzigen monolithischen Substrat integriert. In anderen Ausführungsformen sind die Geräte in mehrere monolithische Substrate integriert. Die monolithischen Substrate bestehen typischerweise aus einem Halbleitermaterial, beispielsweise Silizium.
In einer bevorzugten Praxis stellt man passive Geräte auf einer passiven Geräteschicht unter Verwendung eines integrierten Vorgangs für passive Geräte her und stellt aktive Geräte auf einer aktiven Geräteschicht unter Verwendung eines CMOS-Vorgangs her. Diese Geräteschichten sind elektrisch miteinander durch eine feine Zwischenverbindungsstruktur verbunden, die Durchkontaktierungen enthält, um elektrische Verbindungen über Geräteschichten hinweg zu ermöglichen.
92 zeigt ein Blockschaltungsdiagramm eines modularen Wandlers, der Kondensatoren in einer Schaltung mit geschalteten Kondensatoren verwendet, um Energie zu übertragen. Das Blockdiagramm zeigt einen Stapel von Schichten, der Schichten für sowohl Schalter als auch Kondensatoren enthält. Die Schalter innerhalb des Schichtstapels enthalten einen ersten und einen zweiten Schalter S₁ , S₂ . Die Kondensatoren innerhalb des Schichtstapels enthalten einen ersten und einen zweiten Kondensator C₁ , C₂ . Ein diskreter Induktor L₁ ist außerhalb des Schichtstapels angebracht.
Die Schichten innerhalb des Schichtstapels in 92 können auf verschiedene Arten gestapelt werden. 93-95 zeigen Seitenansichten von verschiedenen Arten des Stapelns von Schichten und die Anordnung der Zwischenverbindungsstruktur und der Durchkontaktierungen, die jeder derartigen Konfiguration von Schichten entsprechen. Die aktiven Geräteschichten (auch als Schaltergeräteschicht bekannt) enthalten Schalter, während die passiven Geräteschichten Kondensatoren enthalten.
In 93 ist eine aktive Geräteschicht über einen Satz von C4-Höckern mit einer Leiterplatte verbunden, und eine passive Geräteschicht ist über der aktiven Geräteschicht gestapelt. Durchkontaktierungen TV stellen eine Verbindung zwischen der Leiterplatte und einer Zwischenverbindungsstruktur zwischen den zwei Schichten bereit.
In 94 ist diese Ausrichtung umgekehrt, wobei die passive Schicht durch die C4-Höcker und die aktive Schicht über der passiven Schicht mit der Leiterplatte verbunden ist. Wiederum stellen Durchkontaktierungen TV eine Verbindung zwischen der Leiterplatte und einer Zwischenverbindungsstruktur zwischen den zwei Schichten bereit.
95 zeigt die Möglichkeit, mehrere passive oder aktive Schichten übereinander zu stapeln. In der speziellen gezeigten Ausführungsform gibt es n passive Geräteschichten und eine aktive Geräteschicht. Durchkontaktierungen TV stellen einen Weg zum Verbinden der Leiterplatte bereit, um Strukturen zwischen benachbarten Schichten zu verbinden.
96 zeigt eine Ausführungsform, die mindestens zwei Geräteschichten aufweist, von denen eine Schalter aufweist und eine andere Kondensatoren aufweist.
Die C4-Höcker sind entlang der Leiterplatte in einem ersten Abschnitt angeordnet. Eine Zwischenverbindungsstruktur enthält C5-Höcker, die in einem zweiten Abstand angeordnet sind, der kleiner als der erste Abstand ist. Ein Beispiel für solche C5-Höcker ist in 106 zu sehen.
Jede passive Schicht weist Kondensatoren auf, die eine bestimmte Stellfläche auf dem Chip einnehmen. Die Kondensatoren sind so angeordnet, dass sich jeder innerhalb einer Stellfläche eines Schalters auf einer aktiven Schicht befindet, die über oder unter der passiven Schicht liegt. Eine solche Anordnung hilft, den Energieverlust und andere parasitäre Verluste in den Zwischenverbindungsstrukturen zu reduzieren.
Zusätzliche Permutationen ergeben sich, weil es als ein Ergebnis der Art von bekannten Halbleiterherstellungsvorgängen üblich ist, nur eine Fläche eines Wafers zu bearbeiten. Auf dieser Fläche des Wafers sind Geräte integriert. Aus diesem Grund wird es das „Gerätefläche“ genannt.
Für jede Stapelkonfiguration gibt es nun zusätzliche Permutationen, ob die Gerätefläche eine obere Fläche oder eine untere Fläche ist. Für eine gegebene Schicht mit Bezug auf die in den 93-95 gezeigte z-Achse ist eine „obere Fläche“ dieser Schicht in der + z-Richtung einer „unteren Fläche“ in der -z -Richtung zugewandt.
Wie hierin verwendet, wird gesagt, dass eine Schicht der +z -Richtung „zugewandt“ ist, wenn ein Vektor, der senkrecht zu einer durch diese Schicht definierten Ebene ist und der in einer Richtung weg von dieser Schicht gerichtet ist, in die +z -Richtung gerichtet ist. Eine Schicht wird als in die -z Richtung gewandt angezeigt, wenn sie nicht in die +z -Richtung gewandt ist.
Für den Fall, dass es nur zwei Geräteschichten gibt, zeigen 97-99 die vier möglichen Konfigurationen von Geräteflächen, wenn die obere Schicht die passive Schicht ist, wie in 93 gezeigt. 101-104 zeigen die vier möglichen Konfigurationen von Geräteflächen, wenn die obere Schicht die aktive Schicht ist, wie in 94 gezeigt.
In 97 ist die Gerätefläche der aktiven Schicht ihre obere Fläche und die Gerätefläche der passiven Schicht ist ihre untere Fläche. Da es nur zwei Schichten gibt, bedeutet dies, dass sie sich zugewandt sind. 99 zeigt einen umgekehrten Fall, in dem die Gerätefläche der passiven Schicht ihre obere Fläche ist und die Gerätefläche der aktiven Schicht ihre untere Fläche ist. In 98 befinden sich die Geräteflächen der aktiven und der passiven Schicht auf oberen Flächen, während sich in 100 beide auf unteren Flächen befinden.
101-104 zeigen das Gegenteil der 97-100 für den Fall, in dem die aktive Schicht nun die obere Schicht ist. In 101 befinden sich die aktiven Geräte auf einer unteren Fläche und die passiven Geräte auf einer oberen Fläche. Da es nur zwei Schichten gibt, sind die aktiven Geräte und passiven Geräte wie in 97 einander zugewandt. In 102 befinden sich die aktiven Geräte und passiven Geräte auf den oberen Flächen ihrer jeweiligen Schichten, während sie sich in 104 auf den unteren Flächen ihrer jeweiligen Schichten befinden. In 103 befinden sich die aktiven Geräte auf einer oberen Fläche und die passiven Geräte auf einer unteren Fläche.
Natürlich sind bestimmte Konfigurationen anderen vorzuziehen. Die Wahl hängt von zahlreichen Faktoren ab, von denen sich die meisten auf die Durchkontaktierungstechnologie und die Anzahl der Stifte beziehen, die verfügbar sind, um die Schichten mit externen Schaltungen zu verbinden.
Die passive Geräteschicht und die aktive Geräteschicht können in irgendeiner Form vorliegen, wenn sie angebracht sind. Zwei übliche Möglichkeiten würden in der Chip- oder Waferform sein.
104-106 zeigen Querschnitte von zwei Chip-Chip-Anordnungen, bei denen eine Zwischenverbindungsstruktur Schalter in einem aktiven Chip mit Kondensatoren auf einem passiven Chip verbindet. In 104 sind die Schalter mit einem planaren Kondensator verbunden, während in 106 die Schalter mit einem Grabenkondensator verbunden sind. Die ersten Höcker C4, die die elektrischen Verbindungen von dem Chipstapel zu der Leiterplatte bereitstellen, und die Durchkontaktierungen TV sind in den 104-106 weggelassen, können jedoch in den 107-108 gesehen werden.
Obwohl jede Art von Kondensator verwendet werden kann, sind Grabenkondensatoren den planaren Kondensatoren vorzuziehen, da Grabenkondensatoren eine größere Kapazität pro Einheit der Chipfläche als planare Kondensatoren bieten, manchmal um eine oder zwei Größenordnungen. Außerdem bieten Grabenkondensatoren einen geringeren äquivalenten Serienwiderstand als planare Kondensatoren. Diese beiden Kondensatorattribute sind zur Verwendung in Stromwandlern wünschenswert, die eine kapazitive Energieübertragung verwenden, da sie die Effizienz des Stromwandlers beeinflussen.
Wie in 104-106 gezeigt, verbindet eine Zwischenverbindungsstruktur die Schalter an dem aktiven Chip mit den Kondensatoren an dem passiven Chip. Diese Zwischenverbindungsstruktur kann auf zahlreiche Arten implementiert werden. Im Fall der 104-106 ist die Zwischenverbindungsstruktur die Vereinigung einer mehrschichtigen Zwischenverbindungsstruktur auf dem passiven Chip, einer einzelnen Schicht von zweiten Höckern C5 und einer mehrschichtigen Zwischenverbindungsstruktur auf dem aktiven Chip. Die einzigen Anforderungen sind, dass die Zwischenverbindungsstruktur die Schalter auf einer Geräteschicht mit den Kondensatoren auf der anderen Geräteschicht verbindet, dass die zwei Geräteschichten übereinander gestapelt sind, und dass die zweiten Höcker C5 einen viel feineren Abstand als die ersten Höcker C4 aufweisen. In einigen Ausführungsformen ist der Abstand der zweiten Höcker C5 viermal größer als der Abstand der ersten Höcker. Wie hier verwendet, bedeutet „Abstand“ die Anzahl der Höcker pro Längeneinheit.
107-108 zeigen eine weitere Ausführungsform, die durch Wafer-Wafer-Stapeln implementiert wird. In dieser Ausführungsform besteht keine Notwendigkeit für die zweiten Höcker C5. Stattdessen verbinden sich die aktiven und passiven Wafer elektrisch miteinander unter Verwendung eines Bindevorgangs. In 107 ist die Gerätefläche der aktiven Schicht die untere Fläche und in 108 ist die Gerätefläche der aktiven Schicht die obere Fläche. Beispiele für geeignete Bindevorgänge sind Kupfer-Kupfer- und Oxid-Oxid-Bindungen. Ferner zeigen die 107-108 die Durchkontaktierungen und einige der ersten Höcker C4, die in den 104-106 weggelassen wurden.
Ein Stromwandler mit geschalteten Kondensatoren der hierin diskutierten Art weist sehr viele Schalter und Kondensatoren in einem Stromwandler mit geschalteten Kondensatoren auf. Diese müssen alle korrekt miteinander verbunden sein, damit der Stromwandler betrieben wird. Es gibt viele Möglichkeiten, die Leiterbahnen, die diese Komponenten verbinden, physikalisch auszulegen. Nicht alle diese Wege sind jedoch gleichermaßen effizient. Abhängig von ihrer Geometrie können einige dieser Leiterbahnen einen bemerkbaren parasitären Widerstand und/oder eine parasitäre Induktivität einführen. Da es so viele Zwischenverbindungen gibt, kann es eine gewaltige Herausforderung sein, einen Satz von Zwischenverbindungen zu wählen, die sowohl einen akzeptablen parasitären Widerstand als auch eine Induktivität für den Stromwandler als Ganzes bereitstellen.
Ein Verfahren, das zur Steuerung dieser parasitären Größen verwendet werden kann, ist die Aufteilung der Schalter und Kondensatoren.
Eine Möglichkeit, solche parasitären Größen zu reduzieren, besteht darin, die Form und die Positionen der Schalter auf der aktiven Schicht so zu wählen, dass sie unter die Kondensatoren auf der passiven Schicht passen. Dadurch wird vermieden, dass Strom gezwungen wird, eine lange Reise entlang der Flächen der Schichten zu unternehmen, wenn er zwischen einem Schalter und einem Kondensator läuft. Ein Beispiel für diese Technik ist in 110 gezeigt, in der acht Schalter S₁ -S₈ und eine Steuerung 20A auf einer aktiven Schicht angeordnet sind, die unter einer passiven Schicht mit zwei Kondensatoren angeordnet ist. Obwohl die Schalter nicht vollständig durch die passive Schicht sichtbar sind, sind ihre Positionen in 110 durch gestrichelte Linien markiert. Die Figur zeigt einen ersten Kondensator C₁ auf den Schaltern S₁ , S₂ , S₅ , S₆ und einen zweiten Kondensator C₂ auf den Schaltern S₃ , S₄ , S₇ , S₈ .
Ein anderer Weg, solche parasitären Größen zu reduzieren, ergibt sich aus der Erkenntnis, dass Schalter in einem Schaltnetzwerk 12A üblicherweise aktive Geräte sind, die mit Transistoren implementiert sind. Das Schaltnetzwerk 12A kann auf einem einzelnen monolithischen Halbleitersubstrat oder auf mehreren monolithischen Halbleitersubstraten integriert sein oder unter Verwendung diskreter Geräte gebildet sein. Da das Gerät ein Stromwandler ist, kann ferner erwartet werden, dass jeder Schalter eine große Menge an Strom führt. Ein Schalter, der viel Strom führt, wird oft durch zahlreiche Strompfade implementiert, die parallel mit einem gemeinsamen Anschluss verbunden sind.
In einem Schalter, wie er oben beschrieben wurde, sind die Strompfade, die den Schalter bilden, physisch nebeneinander angeordnet und nehmen somit einen Raum ein, der eine von Null verschiedene Breite aufweist. Diese Strompfade sind alle mit einem Anschluss verbunden, der selbst mit einer Leiterbahn verbunden ist. Ein Beispiel für diese Konfiguration ist in 109 und 112 gezeigt. Insbesondere zeigt 112 einen Transistor auf einer ersten Schicht und einen Kondensator auf einer unteren Schicht. Der Transistor weist erste, zweite und dritte Strompfade auf, wobei der zweite Strompfad zwischen dem ersten und dem dritten liegt. Die drei Strompfade erstrecken sich zwischen einem Quellenanschluss und einem Abflussanschluss des Transistors.
Etwas Strom, der in den in 112 gezeigte Quellenanschluss eintritt, geht geradeaus in den zweiten Strompfad. Aber einiges davon dreht sich nach links oder rechts, bevor es sich erneut dreht, um auf dem ersten und dem dritten Strompfad fortzuschreiten. Am anderen Ende des Transistorkanals muss der Strom, der den ersten und den dritten Strompfad durchlaufen hat, erneut eine Drehung ausführen, um den Abflussanschluss zu erreichen. Diese Ströme werden als „lateraler“ Strom bezeichnet.
Auf ähnliche Weise zeigt die untere Schicht von 112 einen Kondensator, der drei getrennte Strompfade aufweist, die mit einem ersten und einem zweiten Kondensatoranschluss verbunden sind. Im Verlauf des Ladens und Entladens ist ein wenig lateraler Strom aus Gründen, die im Zusammenhang mit dem Transistor in der oberen Schicht diskutiert wurden, unvermeidbar.
Eine Möglichkeit, diesen lateralen Strom zu reduzieren, besteht darin, die Schalter und die Kondensatoren in zahlreiche Partitionen aufzuteilen, wie in 109 und 113 gezeigt. Dieses Aufteilen beinhaltet im Wesentlichen die Umwandlung eines n-anschlüssigen Geräts in ein (n+m) Endgerät, wobei m von der Anzahl der Partitionen abhängt. Nach dem Aufteilen wird somit der Kondensator mit zwei Anschlüssen von 112 in 113 in einen Kondensator mit sechs Anschlüssen umgewandelt. Auf ähnliche Weise werden der Quellenanschluss und der Abflussanschluss des Transistors in 112 in drei Quellenanschlüsse und drei Abflussanschlüsse in dem Transistor von 113 umgewandelt.
Der Unterschied zwischen 112 und 113 besteht darin, dass jeder Strompfad in 113 ein eigenes Terminal aufweist. Im Gegensatz dazu teilen sich in 112 alle Strompfade die gleichen Anschlüsse. Somit zeigt 112 drei parallel verbundene Strompfade, während 113 drei Strompfade zeigt, die partitioniert und daher voneinander isoliert sind.
Die drei gemeinsam gezeigten Strompfade stellen einen Schalter auf einer aktiven Schicht dar, die durch verschiedene Dotierungsprofile entlang eines Stücks Silizium gebildet wird, um Ladungsträger bereitzustellen und dann diese drei Leitungen mit einem Paar externer Anschlüsse zu verbinden, wie in 112 gezeigt, oder um jede Leitung mit ihrem eigenen Paar externer Anschlüsse zu verbinden, wie in 113 gezeigt.
Der Kondensator, der durch die untere Schicht von 112 dargestellt ist, ist ein Kondensator mit zwei Anschlüssen, wie jeder herkömmliche Kondensator. Wandler nach dem Stand der Technik verwenden Kondensatoren dieses Typs. Anders als Wandler nach dem Stand der Technik, die Kondensatoren mit zwei Anschlüssen verwenden, verwendet ein Wandler, wie er hierin offenbart ist, einen Kondensator mit sechs Anschlüssen, wie in 113 gezeigt. Obwohl ein solcher Kondensator komplexer ist, weil er mehr Anschlüsse aufweist, die sowohl hergestellt als auch richtig ausgerichtet werden müssen, reduziert er parasitäre Effekte, die durch den lateralen Strom verursacht werden.
Auf ähnliche Weise weist der durch die obere Schicht von 112 dargestellte Transistorschalter einen Quellenanschluss und einen Abflussanschluss auf. Dies ist die Art von Transistor, der in herkömmlichen Stromwandlern verwendet wird. Im Gegensatz dazu weist der durch die obere Schicht von 113 dargestellte Transistor drei Quellenanschlüsse und drei Abflussanschlüsse auf. Obwohl ein solcher Transistor komplexer ist, weil er mehr Anschlüsse aufweist, die sowohl hergestellt als auch richtig ausgerichtet werden müssen, reduziert er parasitäre Effekte, die durch den lateralen Strom verursacht werden.
Es sollte offensichtlich sein, dass der Akt des Aufteilens geometrienunabhängig ist. Seine Essenz besteht darin, ein n-anschlüssiges Gerät in ein (n+m) Endgerät umzuwandeln, um parasitäre Effekte zu reduzieren. Es gibt keine Anforderung, dass das Gerät in irgendeiner bestimmten Weise ausgerichtet sein muss. Insbesondere besteht keine Anforderung, dass das Aufteilen nur in einer Dimension ausgeführt wird, wie in 113 gezeigt. Zum Beispiel ist es durchaus möglich, eine Komponente entlang der x - und y-Richtung aufzuteilen, wie in dem Schalter mit neun Partitionen von 111 und dem Kondensator mit sechs Partitionen in 114 gezeigt.
Beide Techniken, die in 113 und 114 gezeigt sind, reduzieren die vertikale und laterale Entfernung zwischen den aktiven und passiven Geräten, während sie auch eine gleichmäßige Stromverteilung für jeden einzelnen Schalter und/oder jede Zelle mit geschalteten Kondensatoren bereitstellen. Dies neigt dazu, den parasitären Widerstand und die Induktivität der Verbindung zwischen den Schaltern und Kondensatoren zu reduzieren. Dies bietet erhebliche Vorteile. Die parasitäre Induktivität begrenzt die Schaltgeschwindigkeit, während der parasitäre Widerstand die Effizienz des Stromswandlungsvorgangs begrenzt.
115 zeigt ein Funktionsblockdiagramm des Schalternetzwerks 12A der 13 und 12. Das veranschaulichte Schaltnetzwerk 12A ist ein Zweiphasen-Kaskadenvervielfacher, der eine erste Spannung V1 in eine zweite Spannung V2 umwandelt. Dies geschieht durch eine Choreographie des Ladungsflusses in und aus Ladungstransferkondensatoren (auch als Kopplungskondensatoren bekannt) in einem ersten Ladungstransferkondensatorsatz 50A.
Abhängig von dem Typ des Kondensators kann jeder Ladungstransferkondensator eine Kapazität aufweisen, die eine Funktion der Spannung über ihn ist. Die Ladungstransferkondensatoren sind so ausgewählt, dass sie alle die gleiche Kapazität bei ihren jeweiligen Betriebsspannungen aufweisen. Bei der gleichen Spannung kann es jedoch gut sein, dass die verschiedenen Ladungstransferkondensatoren unterschiedliche Kapazitäten aufweisen (z. B. weisen MLCC eine starke Kapazitätsabhängigkeit von der Gleichstromspannungsvorspannung auf).
Das Schaltnetzwerk 12A enthält einen ersten und einen zweiten Phasenschaltersatz 54A, 54B, einen für jede Phase. Die Schalter in jedem Phasenschaltersatz 54A, 54B werden hierin als „Phasenschalter“ bezeichnet. Auf ähnliche Weise enthält das Schaltnetzwerk 12A einen ersten und einen zweiten Stapelschaltsatz 52A, 52B, wiederum einen für jede Phase. Die Schalter in jedem Stapelschaltsatz 52A, 52B werden hierin als „Stapelschalter“ bezeichnet.
Jeder der Schalter nimmt eine bestimmte Menge an Raum auf dem Halbleitersubstrat (z. B. Silizium, GaAs, GaN und SiC) ein. Die von jedem Schalter eingenommenen Räume müssen jedoch nicht gleich sein. Im Allgemeinen ist es nützlich, dass Schalter, von denen erwartet wird, dass sie beträchtliche Mengen an Strom führen, größer sind als jene, die weniger Strom führen. Dies ermöglicht, dass die gesamte Schaltung kleiner ist, während übermäßige Leitungsverluste vermieden werden.
Einer oder mehrere der Schalter können aufgeteilt sein, um einen seitlichen Stromfluss innerhalb des durch den Schalter definierten Raums zu verhindern. Dies kann durch mehrere Anschlüsse an jedem Ende des Schalters ausgeführt werden. Mit solchen Mehrfachanschlüssen fließt der Strom, der durch irgendeinen Anschluss eintritt, wahrscheinlicher direkt zu einem gegenüberliegenden Anschluss, wodurch das Ausmaß des seitlichen Stromflusses innerhalb des Schalters reduziert wird.
Um den Betrieb der Phasenschalter und der Stapelschalter zu steuern, weist das Schaltnetzwerk 12A zwei getrennte und unterschiedliche Steuerungen auf: eine Phasensteuerung 59A zum Steuern der Phasenschalter und eine Stapelsteuerung 51 zum Steuern der Stapelschalter.
Der Phasenregler 59A steuert die Phasenschalter zumindest teilweise basierend auf einem Phasensteuerungseingangssignal I_O1 . Dies geschieht über einen Phasensteuerpfad 55B, der den Phasenregler 59A mit den Phasenschaltern verbindet. Unterdessen steuert die Stapelsteuerung 51 die Stapelschalter zumindest teilweise basierend auf einem Stapelsteuerungseingangssignal I_O2 . Dies geschieht über einen Stapelsteuerpfad 55A, der die Stapelsteuereinheit 51 mit den Stapelschaltern verbindet. Eine Zwischensteuerungsverbindung 57 stellt eine Kommunikation zwischen der Phasensteuerung 59A und der Stapelsteuerung 51bereit. Dies erlaubt es der Phasensteuerung 59A und der Stapelsteuerung 51, die Phasenschalter und Stapelschalter in koordinierter Weise und nicht unabhängig voneinander zu steuern.
Ein Vorteil der Herstellungsprozesse, die in integrierten Schaltungen verwendet werden, ist die Fähigkeit, viele Komponenten auf einem einzigen Chip zu integrieren. Dies macht es einfacher, viele Komponenten auf einmal herzustellen und somit die Herstellungskosten pro Komponente zu reduzieren.
Eine Möglichkeit, das Schaltnetzwerk 12A, das in 115 gezeigt ist, herzustellen, besteht darin, den ersten und den zweiten Stapelschaltersatz 52A, 52B und den ersten und den zweiten Phasenschaltersatz 54A, 54B auf demselben Chip anzuordnen. Da nur ein Chip hergestellt werden muss, würden die Herstellungskosten pro Schaltbasis voraussichtlich reduziert werden.
Aufgrund ihrer Rollen in der Schaltung weisen die Stapelschalter und die Phasenschalter unterschiedliche Anforderungen auf. Insbesondere erfahren die Phasenschalter keine so hohen Spannungen oder Ströme. Infolgedessen sind die Phasenschalter relativ einfach und kostengünstig herzustellen. Auf der anderen Seite sind die Stapelschalter regelmäßig ziemlich hohen Spannungsdifferenzen über sie ausgesetzt. Aufgrund dieser speziellen Anforderungen erfordern die Stapelschalter unterschiedliche Herstellungsschritte.
Das komplexere Verfahren zur Herstellung von Stapelschaltern kann auch zur Herstellung von Phasenschaltern verwendet werden. Somit ist es möglich, den ersten und den zweiten Stapelschaltersatz 52A, 52B und den ersten und den zweiten Phasenschaltersatz 54A, 54B auf derselben integrierten Schaltung herzustellen. Dies bietet den Vorteil, dass nur ein Herstellungsvorgang durchgeführt werden muss.
Das Schalternetzwerk 12A, das in 115 gezeigt ist, vermeidet diesen Vorteil, indem der erste und der zweite Stapelschaltersatz 52A, 52B und der erste und der zweite Phasenschaltersatz 54A, 54B auf unterschiedlichen Chips statt auf demselben Chip angeordnet sind. Als ein Ergebnis wird es notwendig, zwei Herstellungsschritte anstelle eines einzelnen Herstellungsschritts zu verwenden.
Insbesondere zeigt 115 einen ersten Phasen-Chip 58A und einen Stapel-Chip 56. Der erste Phasen-Chip 58A enthält den ersten und zweiten Phasenschaltersatz 54A, MB und den Phasenregler 59A. Der Stapel-Chip 56 enthält den ersten und den zweiten Stapelschaltersatz 52A, 52B und die Stapelsteuerung 51.
In einigen Ausführungsformen befinden sich einer oder beide der Phasensteuereinheit 59A und der Stapelsteuereinheit 51 ebenfalls auf separaten Steuerungschips, wodurch die Anzahl von separaten Herstellungsprozessen weiter erhöht wird, die ausgeführt werden müssen, um das Schaltnetzwerk 12A aufzubauen.
In der in 115 gezeigten Ausführungsform befinden sich der erste und der zweite Phasenschaltersatz 54A, 54B beide auf dem ersten Phasenstempel 58A und der erste und der zweite Stapelschaltersatz 52A, 52B befinden sich auf einem separaten Stapel-Chip 56. Somit ist jeder Chip mit beiden Phasen verbunden. Es ist jedoch auch möglich, jede Phase auf einem eigenen Chip zu platzieren.
Zum Beispiel zeigt 116 eine Schaltung, die eine erste Spannung V₁ in eine zweite Spannung V₂ transformiert, die sie der Last 18A bereitstellt. Die Schaltung weist vier separate Chips auf: einen ersten Phasen-Chip für den ersten Phasenschalter-Satz 54A, einen zweiten Phasen-Chip für den zweiten Phasenschaltersatz 54B, einen ersten Stapel-Chip für den ersten Stapelschaltersatz 52A, und einen vierten Stapel-Chip für den zweiten Stapelschaltersatz 52B. In dieser Ausführungsform sind der erste Phasenschaltersatz 54A und der erste Stapel-Chip der ersten Phase zugeordnet und der zweite Phasenschaltersatz 54B und der zweite Stapelschaltersatz 52B sind der zweiten Phase zugeordnet.
In 116 wurden der Phasenregler 59A und die Stapelsteuerung 51 weggelassen, um die Übersichtlichkeit zu verbessern. Die Schalter sind auch schematisch anstelle von Transistoren dargestellt. Wären sie als Transistoren gezeigt worden, würden die Phasensteuereinrichtung 59A und die Stapelsteuereinrichtung 51 mit den Gateanschlüssen dieser Transistoren verbunden sein.
Der erste Phasenschaltersatz 54A in 115 entspricht dem ersten und zweiten Phasenschalter S_P1 , S_P2 in 116. Der zweite Phasenschaltersatz 54B in 115 entspricht dem dritten und dem vierten Schalter S_P3 , S_P4 in 116. Diese werden zusammen auf dem gleichen ersten Phasen-Chip 58A in 115 angeordnet.
Der erste Stapelschaltersatz 52A in 115 entspricht den Schaltern S_1A , S_2A , S_3A , S_4A in 116. Die zweiten Stapelschalter 52B in 115 entspricht den Schaltern S_1B , S_2B , S_3B , S_4B in 116. Diese sind alle zusammen auf dem gleichen Stapel-Chip 56 in 115 angeordnet.
Beim Verbinden der verschiedenen Schalter mit den entsprechenden Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A , C_3A , C_4A , C_1B , C_2B , C_3B , C_4B des ersten Ladungstransferkondensatorsatzes 50A ist es nützlich, übermäßige Weglängen zwischen den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A , C_3A , C_4A , C_1B , C_2B , C_3B , C_4B und den Stapelschaltern S_1A , S_2A , S_3A , S_4A , S_1B , S_2B , S_3B , S_4B , S_P1 , S_P2 , S_P3 , S_P4 zu vermeiden. Übermäßige Weglängen sind unerwünscht, da sie den Widerstand zwischen den Komponenten erhöhen. Diese Weglängen können reduziert werden, indem die Chips und die Positionen der Anschlüsse auf jedem Chip in geeigneter Weise angeordnet werden.
117 zeigt eine besondere Implementierung von Anschlüssen auf dem Stapel-Chip 56 und Anschlüssen auf dem ersten Phasenstempel 58A für das in 115 gezeigte Ausführungsbeispiel. Ladungstransferkondensatoren von dem ersten Ladungstransferkondensatorsatz 50A erstrecken sich zwischen dem Stapel-Chip 56 und dem ersten Phasen-Chip 58A. Die in 116 gezeigten Anschlüsse wurden so konfiguriert, dass alle, die mit den positiven Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren verbunden sind, auf einer Seite sind und alle diejenigen, die mit den negativen Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren verbunden sind, auf der anderen Seite sind. Dies verringert die Weglänge zwischen den Stapelschaltern, den Phasenschaltern und den Ladungstransferkondensatoren.
Wie in 115 gezeigt, sind sowohl der Stapel-Chip 56 als auch der erste Phasen Chip 58A mit dem Ausgang des Schaltnetzwerks 12A verbunden. In 117 verbindet eine leitende Zwischenverbindung 63 der Länge Y1 den Ausgangsanschluss des Schaltnetzwerkes 12A sowohl mit dem Stapel-Chip 56 als auch mit dem ersten Phasen-Chip 58A. Diese Länge Y₁ ist auf die Länge der Kondensatoren in dem ersten Ladungstransferkondensatorsatz 50A abgestimmt.
Die in 117 gezeigte Ausführungsform führt dazu, dass der Stapel-Chip 56 koplanar mit dem ersten Phasen-Chip 58A ist. Es ist jedoch möglich, die Leitungsweglängen weiter zu reduzieren, indem der Stapel-Chip 56 und der erste Phasen-Chip 58A auf unterschiedlichen Ebenen angeordnet sind. Dies kann erreicht werden, indem das in 117 gezeigte Layout um eine vertikale Linie gefaltet wird, die sich in der Mitte der Zwischenchipverbindung 63 erstreckt. Alternativ ist es möglich, unterschiedliche Phasen auf verschiedenen Ebenen aufzuweisen, indem entlang einer horizontalen Symmetrieachse gefaltet wird.
In der Ausführungsform von 116 wird jeder Ladungstransferkondensator C_1A , C_2A , C_3A , C_4A , C_1B , C_2B , C_3B , C_4B an irgendeinem Punkt mit dem ersten Phasenschaltersatz 54A und mit dem zweiten Phasenschaltersatz 54B verbunden sein. Es ist jedoch möglich, die Komponenten so anzuordnen, dass sie ein Schaltnetzwerk 12A bilden, das einen ersten und einen zweiten Ladungstransferkondensatorsatz 50A, 50B aufweist, von denen jeder nur mit einem der ersten und zweiten Phasenschaltersätze 54A, 54B verbunden ist. Ein Beispiel für diese Topologie ist in 118 zu sehen.
118 zeigt ein Funktionsblockdiagramm eines Zweiphasen-Schaltnetzwerkes 12A, das eine erste Spannung V₁ in eine zweite Spannung V₂ transformiert. Dies geschieht durch Choreographie des Ladungsflusses in und aus den Ladungstransferkondensatoren.
Das Schaltnetzwerk 12A von 118 weist erste und zweite Phasenschaltersätze 53A, 53B, einen für jede Phase, und erste und zweite Stapelschaltersätze 52A, 52B auf, einen für jede Phase. Um den Betrieb dieser Schalter zu steuern, weist das Schaltnetzwerk 12A drei getrennte und unterschiedliche Steuerungen auf: eine erste Phasensteuereinrichtung 59A zum Steuern von Phasenschaltern in der ersten Phasenschaltergruppe 53A, eine Stapelsteuerung 51 zum Steuern von Stapelschaltern in den ersten und zweiten Stapelschaltergruppen 52A, 52B und eine zweite Phasensteuerung 59B zum Steuern von Phasenschaltern in der zweiten Phasenschaltergruppe 53B.
Der erste Phasenregler 59A steuert den Betrieb der Phasenschalter in dem ersten Phasenschaltersatz 53A teilweise basierend auf einem ersten Phasensteuerungseingangssignal I_O1 . Dies geschieht über einen ersten Phasensteuerpfad 55B, der den Phasenregler 59A mit den Phasenschaltern verbindet. Der zweite Phasenregler 59B steuert den Betrieb der Phasenschalter in dem zweiten Phasenschaltersatz 53B basierend zumindest teilweise auf einem zweiten Phasensteuerungseingangssignal I_O3 . Dies geschieht über einen zweiten Phasensteuerpfad 55C, der den zweiten Phasenregler 59B mit dem zweiten Phasenschaltersatz 53B verbindet.
Die Stapelsteuereinheit 51 empfängt ein Stapelsteuereingangssignal I_O2 und verwendet dieses, um den Betrieb der Stapelschalter in den ersten und zweiten Stapelschaltergruppen 52A, 52B zu steuern. Dies geschieht über einen Stapelsteuerpfad 55A. Die erste Phasensteuereinheit 59A, die zweite Phasensteuereinheit 59B und die Stapelsteuereinheit 51 kommunizieren alle über eine Zwischensteuerungsverbindung 57.
119 zeigt eine Schaltung mit vier getrennten Chips: ein erster Phasen-Chip für den ersten Phasenschalter-Satz 53A, einen zweiten Phasen-Chip für den zweiten Phasenschalter-Satz 53B, einen ersten Stapel-Chip für den ersten Stapelschaltersatz 52A und einen vierten Stapel-Chip für den zweiten Stapelschaltersatz 52B. In dieser Ausführungsform sind der erste Phasenschaltersatz 54A und der erste Stapel-Chip der ersten Phase zugeordnet und der zweite Phasenschaltersatz 54B und der zweite Stapelschaltersatz 52B sind der zweiten Phase zugeordnet. Der erste und der zweite Phasenregler 59A, 59B und die Stapelsteuerung 51 wurden weggelassen, um die Übersichtlichkeit zu verbessern. Die Schalter sind auch schematisch anstelle von Transistoren dargestellt.
Die in 119 gezeigte Schaltung enthält eine Spannungsquelle 14 und eine Last 18A. Die Spannungsquelle 14 liefert die erste Spannung V1 in 118. Die Last 18A ist mit der zweiten Spannung V₂ in 118 verbunden.
Der erste Phasenschaltersatz 53A in 118 entspricht dem ersten, zweiten, dritten und vierten Phasenschalter S_P1 , S_P2 , S_P3 , S_P4 in 119. Der zweite Phasenschaltersatz 53B entspricht dem fünften, sechsten, siebten Schalter S_P5 , S_P6 , S_P7 , S_P8 in 119. Diese sind auf dem ersten und dem zweiten Phasendüsen 58A, 58B in 118 angeordnet.
Der erste Stapelschalter 52A in 118 entspricht dem ersten, zweiten, dritten, vierten und fünften Schalter S_1A , S_2A , S_3A , S_4A , S_5A in 119. Die zweiten Stapelschalter 52B in 118 entsprechen dem sechsten, siebten, achten, neunten und zehnten Schalter S_1B , S_2B , S_3B , S_4B , S_5B in 119. Diese sind alle zusammen auf dem gleichen Stapel-Chip 56 in 118.
120 zeigt eine besondere Implementierung von Anschlüssen auf dem Stapel-Chip 56, Anschlüssen auf dem zweiten Phasen-Chip 58B und den Ladungstransferkondensatoren C_1B , C_2B , C_3B , C_4B für das in 118 gezeigte Schaltnetzwerk 12A. Die Stellen, an denen die Phasenschalter S_P5 , S_P6 , S_P7 , S_P8 von dem zweiten Phasenschaltersatz 53B mit den Anschlüssen des zweiten Phasen-Chips 58B verbunden sind, sind in den 121 zu sehen.
Die Anschlüsse auf dem zweiten Phasen-Chip 58B sind in einer ähnlichen Weise angeordnet wie die für den ersten Phasen-Chip 58A und wurden daher der Übersichtlichkeit halber weggelassen. In ähnlicher Weise sind die Verbindungen zwischen den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A , C_3A , C_4A und sowohl dem Stapel-Chip 56 als auch dem ersten Phasenstempel 58A ähnlich zu denen, die in 120 gezeigt sind, und sind der Klarheit halber weggelassen.
Unter erneuter Bezugnahme auf 120 verbindet eine Zwischenchipverbindung 63 wiederum den zweiten Phasenschalter-Chip 58B mit dem Stapel-Chip 56. Die Zwischenchipverbindung 63 weist einen Brückenabschnitt mit einer Länge Y2 auf, die von der physikalischen Größe der Ladungstransferkondensatoren C_1B , C_2B , C_3B , C_4B von dem zweiten Ladungstransferkondensatorsatz 50B abhängt. Die Abmessungen der Zwischenchipverbindung 63 sind an ausgewählten Stellen vergrößert, um einen übermäßigen Aufbau der Stromdichte zu vermeiden. Als Ergebnis ist die Zwischenchipverbindung 63 an Stellen, an denen ein beträchtlicher Strom zu fließen erwartet, breiter, an Stellen jedoch, wo kleinere Ströme erwartet werden, enger. Dies vermeidet einen übermäßig großen Platzbedarf, während gleichzeitig Widerstandsverluste vermieden werden.
Unter diesen Umständen ist es nützlich, einen Reglerschaltersatz 65 innerhalb des Phasenchips 58C vorzusehen, wie in 122 gezeigt. Es ist zweckmäßig, den ersten und den zweiten Phasenschaltersatz 54A, 54B und den Reglerschaltersatz 65 im Phasenchip 58C zu integrieren, da der Regler schaltet und die Phasenschalter ähnliche Leistungsanforderungen haben. Sowohl die Phasenschalter als auch die Reglerschalter sollen im Wesentlichen die gleiche Spannung aufrechterhalten. Somit kann der gleiche Herstellungsprozess für beide Arten von Schaltern verwendet werden.
Der Regler, der mit dem Reglerschaltersatz 65 zu koppeln ist, führt eine induktive Last ein, die wiederum beträchtliches Rauschen in das Substrat eines jeden Chips einführt, der den Reglerschaltersatz 65 enthält. Da das Substrat des Phasen-Chips 58C während des Betriebs inhärent lauter als das Substrat des Stapel-Chips 56 ist, ist es vorteilhaft, den Reglerschaltersatz 65 in den Phasen-Chip 58C einzuschließen, so dass der Betrieb des Stapel-Chips 56 mit minimaler Störung aufgrund von elektrischem Rauschen fortschreiten kann.
In der in 122 gezeigten Ausführungsform ist die Phasensteuerung durch eine Hybridsteuerung 59C ersetzt, die konfiguriert ist, um sowohl den Reglerschaltersatz 65 als auch den Phasenschaltersatz 54A, 54B über einen Phasensteuerpfad 55B, der sich von der Hybridsteuerung 59C zu dem Phasenschaltersatz 54A, 54B erstreckt, und einen Reglersteuerpfad 55D zu steuern, der sich von der Hybridsteuerung 59C zu dem Reglerschaltersatz 65 erstreckt.
Ein Vorteil des Anordnens der Phasenschalter und Stapelschalter an separaten Chips, anstatt sie in den gleichen Chip zu integrieren, besteht darin, dass dadurch die Fläche des Chips, der die Stapelschalter hält, reduziert wird. Da dieser Chip einem teureren Herstellungsprozess unterzogen werden muss und da die Herstellungskosten von der Chipfläche abhängig sind, ist es vorteilhaft, die Chipfläche zu reduzieren. Da nur die Stapelschalter tatsächlich den teureren Herstellungsprozess erfordern, ist es vorteilhaft, die Phasenschalter wegzulassen und sie auf einen separaten Chip zu legen, der dann kostengünstiger hergestellt werden kann.
Ein weiterer Vorteil, der entsteht, besteht darin, dass Stapelschalter und Phasenschalter auf separaten Chips mehr Flexibilität beim Routing zwischen den Komponenten bieten. Dies liegt daran, dass, wenn sich alle Komponenten auf demselben Chip befinden, die Komponenten und die Verbindungen auf einen zweidimensionalen Raum beschränkt sind. Wenn im Gegensatz dazu eine dritte Dimension verfügbar wird, gibt es einen zusätzlichen Freiheitsgrad, der verwendet werden kann, um die Platzierung der Chips relativ zueinander zu optimieren, um die Pfadlängen zu minimieren.
123-128 veranschaulichen gemeinsam die Flexibilität, die mit einem separaten Phasenchip 58 und Stapel-Chip 56 verbunden ist.
123 zeigt ein Substrat 28, das Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A , einen ersten Chip U₁ und einen zweiten Chip U₂ trägt. In der gezeigten Ausführungsform entspricht der erste Chip U1 dem Stapel-Chip 56 und der zweite Chip U₂ entspricht dem Phasenchip 58. Der erste und der zweite Chip U₁ , U₂ sind Seite an Seite mit ihren jeweiligen Geräteflächen, die beide dem Substrat 28 zugewandt sind. Elektrisch leitende Höcker 45 stellen eine elektrische Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Chip U₁ , U₂ und den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A bereit.
124 zeigt ein Substrat 28, das Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A , einen ersten Chip U₁ und einen zweiten Chip U₂ trägt. Der erste und der zweite Chip U₁ , U₂ befinden sich Seite an Seite innerhalb einem Gehäuse 82, wobei ihre jeweiligen Geräteflächen beide dem Substrat 28 zugewandt sind. Innerhalb der Packung 82 stellt eine erste elektrische Zwischenverbindungsschicht 43A eine Verbindung zwischen dem ersten und dem zweiten Chip U₁ , U₂ bereit. Elektrisch leitende Höcker 45 stellen eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A bereit.
125 zeigt das Substrat 28, das ein Gehäuse 82 trägt, in dem der zweite Chip U₂ auf dem ersten Chip U₁ gestapelt ist. Eine erste Zwischenverbindungsschicht 43A verbindet den ersten Chip U₁ mit dem Rest des Schaltnetzwerkes 12A und eine zweite Zwischenverbindungsschicht 43B verbindet den zweiten Chip U₂ mit dem Rest des Schaltnetzwerkes 12A. Elektrisch leitende Höcker 45 stellen eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A bereit.
126 zeigt das Substrat 28, das ein Gehäuse 82 mit einer passiven Geräteschicht 41A und einer aktiven Geräteschicht 42A trägt. Die Ladungstransferkondensatoren C_1A -C_4B sind in ihren eigenen Kondensator-Chip 81 integriert, der sich in der passiven Geräteschicht 41A befindet. Der erste und der zweite Chip U₁ , U₂ befinden sich in der aktiven Geräteschicht 42A. In dieser Ausführungsform kann die passive Geräteschicht 41A als eine Ladungstransferschicht betrachtet werden, und die aktive Geräteschicht 42A kann als eine Schaltschicht angesehen werden. Elektrisch leitende Höcker 45 stellen eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und irgendwelchen externen Komponenten bereit.
127 zeigt das Substrat 28, das ein Gehäuse 82 mit einer gemischten Geräteschicht 40A trägt, die eine Hybridschicht ist, die sowohl als eine Schaltschicht als auch eine Ladungstransferschicht dient, und eine aktive Geräteschicht 42A, die nur eine Schaltschicht ist. Die Ladungstransferkondensatoren C_1A -C_4B sind in ihren eigenen Kondensator-Chip 81 integriert, der sich in der gemischten Geräteschicht 40A befindet, zusammen mit dem zweiten Chip U₂ . Der erste Chip U₁ befindet sich in der aktiven Geräteschicht 42A, aber seitlich versetzt von dem zweiten Chip U₂ . Dies stellt eine kürzere Weglänge für Verbindungen zwischen dem ersten und dem zweiten Chip U₁ , U₂ bereit. Elektrisch leitende Höcker 45 stellen eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und irgendwelchen externen Komponenten bereit.
Noch ein weiterer Vorteil der Tatsache, dass die verschiedenen Komponenten einer Schaltung mit geschalteten Kondensatoren auf separaten Chips liegen, besteht darin, dass dies die Wärmeableitung fördern kann. Dies liegt daran, dass mehr Oberflächenbereich verfügbar ist, um Wärme abzustrahlen. Die Fähigkeit, Wärme effizient abzuführen, ist besonders wichtig für einen Stromwandler, da ein Stromwandler dazu neigt, heiß zu werden. Ein Beispiel für die Anordnung von Chips zur Förderung der Kühlung ist in 128 dargestellt.
128 zeigt das Substrat 28, das ein Gehäuse 82 mit einer ersten aktiven Geräteschicht 42A, einer zweiten aktiven Geräteschicht 42B und einer passiven Geräteschicht 41A zwischen der ersten aktiven Geräteschicht 42A und der zweiten aktiven Geräteschicht 42B trägt. Die Ladungstransferkondensatoren C_1A -C4_B sind in ihren eigenen Kondensator-Chip 81 integriert, der sich in der passiven Geräteschicht 41A befindet. Der zweite Chip U₂ befindet sich in der zweiten aktiven Geräteschicht 42B und der erste Chip U₁ befindet sich in der ersten aktiven Geräteschicht 42A. In dieser Ausführungsform ist die passive Geräteschicht 41A die Ladungstransferschicht und die erste und die zweite aktive Geräteschicht 42A, 42B sind beide Schaltschichten. Elektrisch leitende Höcker 45 stellen eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und irgendwelchen externen Komponenten bereit.
Ein Vorteil der in 128 gezeigten Ausführungsform besteht darin, dass die heißesten Komponenten der Schaltung, nämlich die aktiven Geräteschichten 42A, 42B, außerhalb sind, wohingegen die passive Geräteschicht 41A, die kühler bleibt, im Inneren ist. Diese Konfiguration fördert somit die Kühlung.
129 zeigt das Substrat 28, das einen Induktor L₁ und ein Gehäuse 82 mit einer passiven Geräteschicht 41A und einer aktiven Geräteschicht 42A trägt. Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind in der passiven Geräteschicht 41A angeordnet. Die Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind diskrete Elemente, die in einigen Ausführungsformen von einer Matrix 74 umgeben sind, um sie mechanisch zu tragen. Der erste Chip U₁ befindet sich in der aktiven Geräteschicht 42A, wobei seine Gerätefläche elektrisch leitenden Höckern 45 zugewandt ist, die eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und externen Komponenten einschließlich des Induktors L₁ bereitstellen. In dieser Ausführungsform ist die passive Geräteschicht 41A die Ladungstransferschicht und die aktive Geräteschicht 42A ist die Schaltschicht. Die erste und die zweite Zwischenverbindungsschicht 43A, 43B stellen eine elektrische Verbindung zwischen den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A und dem ersten Chip U₁ bereit.
130 zeigt das Substrat 28, das einen Induktor L₁ und ein Gehäuse 82 trägt. Das Gehäuse 82 weist eine passive Geräteschicht 41A und eine aktive Geräteschicht 42A auf. Eine erste Zwischenverbindungsschicht 43A, die auf den elektrisch leitfähigen Höckern 45 aufliegt, stellt eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und externen Komponenten einschließlich des Induktors L₁ bereit. Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind in der passiven Geräteschicht 41A angeordnet. Diese Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind diskrete Elemente, die in einigen Ausführungsformen von einer Matrix 74 umgeben sind, um sie mechanisch zu tragen. Der erste Chip U₁ befindet sich in der aktiven Geräteschicht 42A, wobei seine Gerätefläche einer zweiten Zwischenverbindungsschicht 43B an der passiven Geräteschicht 41A zugewandt ist. Die Schaltschicht entspricht somit der aktiven Geräteschicht 42A, und die Ladungstransferschicht ist die passive Geräteschicht 41A. Die zweite Zwischenverbindungsschicht 43B stellt eine elektrische Verbindung zwischen dem ersten Chip U₁ und den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A bereit. Ein Kühlkörper 76, der der Gerätefläche gegenüberliegt, berührt wärmeleitende Höcker 46. Im Gegensatz zu den elektrisch leitfähigen Höckern 45, die sowohl Wärme als auch Elektrizität leiten, sind die wärmeleitenden Höcker 46 nur für Wärmeübertragung bestimmt.
131 zeigt das Substrat 28, das einen Induktor L₁ und ein Gehäuse 82 trägt. Das Gehäuse 82 hat eine passive Geräteschicht 41A, die als die Ladungstransferschicht dient, und eine aktive Geräteschicht 42A, die als eine Schaltschicht dient. Eine erste Zwischenverbindungsschicht 43A lagert auf einer elektrisch leitenden Kontaktstelle 45B. Diese erste Zwischenverbindungsschicht 43A stellt eine elektrische Verbindung zwischen dem Gehäuse 82 und externen Komponenten einschließlich des Induktors L₁ bereit. Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind in der passiven Geräteschicht 41_A angeordnet. Diese Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind diskrete Elemente, die in einigen Ausführungsformen von einer Matrix 74 umgeben sind, um sie mechanisch zu tragen. Der erste Chip U₁ befindet sich in der aktiven Geräteschicht 42A, wobei seine Gerätefläche einer zweiten Zwischenverbindungsschicht 43B an der passiven Geräteschicht 41A zugewandt ist. Diese zweite Zwischenverbindungsschicht 43B stellt eine elektrische Verbindung zwischen dem ersten Chip U₁ und den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A bereit. Ein Kühlkörper 76, der der Gerätefläche gegenüberliegt, berührt eine thermisch leitende Kontaktstelle 46B. Anders als die elektrisch leitende Kontaktstelle 45B, die sowohl Wärme als auch Elektrizität leitet, ist die wärmeleitende Kontaktstelle 46B nur für die Wärmeübertragung bestimmt.
132 zeigt das Substrat 28, das ein Gehäuse 82 mit einer passiven Geräteschicht 41A und einer aktiven Geräteschicht 42A trägt. Die Passiergeräteschicht 41A dient als die Ladungstransferschicht und die aktive Geräteschicht 42A dient als eine Schaltschicht. Eine erste Zwischenverbindungsschicht 43A, die auf elektrisch leitfähigen Höckern 45 aufliegt, stellt eine elektrische Verbindung zwischen des Gehäuse 82 und externen Komponenten bereit. Ein Induktor L₁ und Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind in der passiven Geräteschicht 41A angeordnet. Dies sind diskrete Elemente, die in einigen Ausführungsformen von einer Matrix 74 umgeben sind, um sie mechanisch zu tragen. Der erste Chip U₁ befindet sich in der aktiven Geräteschicht 42A, wobei seine Gerätefläche einer zweiten Zwischenverbindungsschicht 43B an der passiven Geräteschicht 41A zugewandt ist. Diese zweite Zwischenverbindungsschicht 43B stellt eine elektrische Verbindung zwischen dem ersten Chip U₁ , den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A und dem Induktor L₁ bereit. Ein Kühlkörper 76, der der Gerätefläche gegenüberliegt, berührt wärmeleitende Höcker 46. Im Gegensatz zu den elektrisch leitfähigen Höckern 45, die sowohl Wärme als auch Elektrizität leiten, sind die wärmeleitenden Höcker 46 nur für Wärmeübertragung bestimmt.
133 zeigt das Substrat 28, das ein Gehäuse 82 mit einer passiven Geräteschicht 41A und einer gemischten Geräteschicht 40A trägt. Die passive Geräteschicht 41A dient als die Ladungstransferschicht und die gemischte Geräteschicht 40A dient als eine Schaltschicht. Eine erste Zwischenverbindungsschicht 43A, die auf elektrisch leitfähigen Höckern 45 aufliegt, stellt eine elektrische Verbindung zwischen des Gehäuse 82 und externen Komponenten bereit. Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A sind in der passiven Geräteschicht 41A angeordnet. Dies sind diskrete Elemente, die in einigen Ausführungsformen von einer Matrix 74 umgeben sind, um sie mechanisch zu tragen. Ein Induktor L₁ und der erste Chip U₁ sind Seite an Seite in der gemischten Geräteschicht 40A. Der Induktor L₁ wird durch metallische Spuren gebildet, die um einen Kern in der gemischten Geräteschicht 40A gewickelt sind. Die Gerätefläche des ersten Chips U₁ ist einer zweiten Zwischenverbindungsschicht 43B an der passiven Geräteschicht 41A zugewandt. Diese zweite Zwischenverbindungsschicht 43B stellt eine elektrische Verbindung zwischen dem ersten Chip U₁ , den Ladungstransferkondensatoren C_1A , C_2A und dem Induktor L₁ bereit. Ein Kühlkörper 76, der der Gerätefläche gegenüberliegt, berührt wärmeleitende Höcker 46. Im Gegensatz zu den elektrisch leitfähigen Höckern 45, die sowohl Wärme als auch Elektrizität leiten, sind die wärmeleitenden Höcker 46 nur für Wärmeübertragung bestimmt.
Ein weiterer Vorteil der Verwendung unterschiedlicher Chips zum Aufbauen eines Schalternetzwerks 12A besteht darin, dass Komponenten keine guten Nachbarn auf demselben Chip sind.
Da alle Komponenten auf einem Chip ein gemeinsames Substrat teilen, sind alle Komponenten inhärent gekoppelt. Dies bedeutet, dass die Aktivität an einem Ende des Chips die Aktivität am anderen Ende des Chips signifikant beeinflussen kann.
Die Stapelschalter bewältigen erhebliche Mengen an Energie. Als Ergebnis bilden die Stapelschalter nicht immer gute Nachbarn auf dem gleichen Chip. Insbesondere wenn die Stapelschalter und Phasenschalter sich auf dem gleichen Chip befinden, kann der Phasenschaltbetrieb durch den Stapelschaltbetrieb nachteilig beeinflusst werden.
In einigen Ausführungsformen ist die Stapelsteuerung 51 in den Stapel-Chip integriert. Dies reduziert die Gesamtanzahl der Stifte und vermeidet auch die Notwendigkeit, einen separaten Chip herzustellen. Die sehr hohen Ströme, die mit dem Betrieb der Stapelschalter verbunden sind, können jedoch den Betrieb der Stapelsteuerung 51 sowohl aufgrund von EMI als auch wegen elektrischer Kopplung stören. Somit befindet sich die Stapelsteuerung 51 in einigen Ausführungsformen auf einem separaten Chip.
Unter anderen Vorteilen vermeiden die oben beschriebenen Anordnungen die Komponenten- und Stiftzählungsstrafe, reduzieren den Energieverlust in den parasitären Verbindungsstrukturen und reduzieren den gesamten Platzbedarf von Stromwandlern, die Kondensatoren verwenden, um Energie zu übertragen.
In einigen Implementierungen enthält ein Computer zugängliches Speichermedium eine Datenbank, die für eine oder mehrere Komponenten des Wandlers repräsentativ ist. Zum Beispiel kann die Datenbank Daten enthalten, die für ein Schaltnetzwerk repräsentativ sind, das optimiert wurde, um einen verlustarmen Betrieb einer Ladungspumpe zu fördern.
Im Allgemeinen kann ein computerzugängliches Speichermedium beliebige nicht-flüchtige Speichermedien enthalten, auf die ein Computer während der Verwendung zugreifen kann, um Anweisungen und/oder Daten an den Computer zu liefern. Zum Beispiel kann ein Computer zugängliches Speichermedium Speichermedien wie magnetische oder optische Platten und Halbleiterspeicher enthalten.
Im Allgemeinen kann eine Datenbank, die für das System repräsentativ ist, eine Datenbank oder eine andere Datenstruktur sein, die von einem Programm gelesen und direkt oder indirekt zur Herstellung der das System umfassenden Hardware verwendet werden kann. Zum Beispiel kann die Datenbank eine Beschreibung der Hardwarefunktionalität in einer hochrangigen Designsprache (HDL), wie Verilog oder VHDL, auf Verhaltensebene oder Registerübertragungsebene (RTL) sein. Die Beschreibung kann von einem Synthesewerkzeug gelesen werden, das die Beschreibung synthetisieren kann, um eine Netzliste zu erzeugen, die eine Liste von Gattern aus einer Synthese-Bibliothek umfasst. Die Netzliste umfasst einen Satz von Gattern, die auch die Funktionalität der das System umfassenden Hardware darstellen. Die Netzliste kann dann platziert und weitergeleitet werden, um einen Datensatz zu erzeugen, der geometrische Formen beschreibt, die auf Masken angewendet werden. Die Masken können dann in verschiedenen Halbleiterherstellungsschritten verwendet werden, um eine Halbleiterschaltung oder -schaltungen zu erzeugen, die dem System entsprechen. In anderen Beispielen kann alternativ die Datenbank selbst die Netzliste (mit oder ohne die Synthese-Bibliothek) oder der Datensatz sein.
Nachdem eine oder mehrere bevorzugte Ausführungsformen beschrieben wurden, ist es für den Durchschnittsfachmann offensichtlich, dass andere Ausführungsformen, die diese Schaltungen, Techniken und Konzepte beinhalten, verwendet werden können. Dementsprechend wird behauptet, dass der Umfang des Patents nicht auf die beschriebenen Ausführungsformen beschränkt sein sollte, sondern nur durch den Geist und Umfang der beigefügten Patentansprüche begrenzt sein sollte.

Claims

Einrichtung mit Schaltern zum Betreiben eines Schaltkondensator-Wandlers, wobei die Schalter so konfiguriert sind, dass sie zwischen einem ersten und einem zweiten Zustand übergehen, um das Schaltkondensator-Netzwerk zwischen einer ersten und einer zweiten Schalteranordnung umzuschalten, wobei die Einrichtung einen ersten Chip und einen zweiten Chip enthält, wobei die Schalter Phasenschalter und Stapelschalter enthalten, wobei der erste und der zweite Chip gemäß einer Konfiguration konfiguriert sind, die aus der Gruppe ausgewählt ist, die aus einer ersten Konfiguration und einer zweiten Konfiguration besteht, wobei sich in der ersten Konfiguration die Phasenschalter auf dem ersten Chip befinden und die Stapelschalter sich auf dem zweiten Chip befinden, und wobei sich in der zweiten Konfiguration eine Steuerung auf dem ersten Chip befindet und die Schalter auf dem zweiten Chip sind.
Einrichtung nach Anspruch 1, ferner mit einer ersten Steuerung, einer zweiten Steuerung und eine Zwischensteuerungsverbindung, wobei die erste Steuerung die Schalter an dem ersten Chip steuert, wobei die zweite Steuerung Schalter an dem zweiten Chip steuert, wobei die Zwischensteuerungsverbindung eine Verbindung zwischen der ersten und der zweiten Steuerung bereitstellt, um eine Abhängigkeit des Betriebs der ersten Schalter zumindest teilweise von dem Betrieb der zweiten Schalter zu ermöglichen und die Abhängigkeit des Betriebs der zweiten Schalter wenigstens teilweise von der Betätigung der ersten Schalter zu ermöglichen.
Einrichtung nach Anspruch 2, wobei sich die erste Steuerung auf dem ersten Chip befindet und sich die zweite Steuerung auf dem zweiten Chip befindet und wobei sich die Zwischensteuerungsverbindung zwischen den Steuerungen zwischen dem ersten Chip und dem zweiten Chip erstreckt.
Einrichtung nach Anspruch 2, ferner enthält einen dritten Chip und einen vierten Chip, wobei sich die erste Steuerung auf dem dritten Chip befindet und die zweite Steuerung auf dem vierten Chip ist und wobei sich die Zwischensteuerungsverbindung zwischen den Steuerungen zwischen dem dritten Chip und dem vierten Chip erstreckt.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, wobei der Schaltkondensator-Wandler ein Zweiphasen-Wandler ist, wobei das Gerät ferner einen dritten Chip und einen vierten Chip enthält, wobei die Stapelschalter einen ersten Satz von Stapelschaltern und einen zweiten Satz von Stapelschaltern enthalten, von denen jeder einer der zwei Phasen zugeordnet ist, wobei der erste Satz von Stapelschaltern an dem zweiten Chip ist und der zweite Satz von Stapelschaltern an dem vierten Chip ist, wobei die Phasenschalter einen ersten Satz von Phasenschaltern und einen zweiten Satz von Phasenschaltern enthalten, von denen jeder einer der zwei Phasen zugeordnet ist und wobei der erste Satz Phasenschalter auf dem ersten Chip ist und der zweite Satz Phasenschalter auf dem dritten Chip liegt.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, ferner mit Ladungstransferkondensatoren, die mit den Stapelschaltern und den Phasenschaltern verbunden sind.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, wobei die Ladungstransferkondensatoren Kapazitäten aufweisen, die eine Funktion einer Spannung sind, die an die Ladungstransferkondensatoren angelegt wird, wobei die Ladungstransferkondensatoren im Betrieb unterschiedliche maximale Spannungen aufrechterhalten, und wobei die Ladungstransferkondensatoren so ausgewählt sind, dass die Ladungstransferkondensatoren alle die gleiche Kapazität aufweisen, wenn sie bei ihren jeweiligen maximalen Spannungen sind.
Einrichtung nach Anspruch 6, ferner mit einem dritten Chip, wobei die Ladungstransferkondensatoren in den dritten Chip integriert sind.
Einrichtung nach Anspruch 6, wobei die Ladungstransferkondensatoren diskrete Kondensatoren sind, die mit den ersten und zweiten Chips verbunden sind.
Einrichtung nach Anspruch 6, wobei der erste Chip und der zweite Chip über eine Zwischenchipverbindung mit einer Länge verbunden sind, die einem Abstand zwischen positiven und negativen Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren entspricht.
Einrichtung nach Anspruch 6, ferner enthaltend eine Zwischenchipverbindung, die den ersten und den zweiten Chip verbindet, wobei der erste Chip und der zweite Chip erste Anschlüsse zur Verbindung mit positiven Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren und zweite Anschlüsse zur Verbindung mit negativen Anschlüssen der Ladungstransferkondensatoren, wobei die ersten Anschlüsse und die zweiten Anschlüsse an gegenüberliegenden Enden der Zwischenchipverbindung angeordnet sind, wobei die Ladungstransferkondensatoren so orientiert sind, dass ihre positiven Anschlüsse näher an den ersten Anschlüssen als an den zweiten Anschlüssen liegen und dass ihre negativen Anschlüsse näher an den zweiten Anschlüssen als an den ersten Anschlüssen liegen.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, ferner enthaltend eine Zwischenchipverbindung, die den ersten und den zweiten Chip verbindet, wobei die Zwischenchipverbindung so gefaltet ist, dass der erste und der zweite Chip auf verschiedenen Ebenen liegen.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, wobei der erste und der zweite Chip auf verschiedenen Ebenen liegen.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, wobei der Schaltkondensator-Wandler ein Mehrphasenwandler ist, wobei das Gerät ferner einen dritten Chip enthält, wobei die Phasenschalter einen ersten Satz von Phasenschaltern aufweisen, die einer ersten Phase zugeordnet sind, und einen zweiten Satz von Phasenschaltern, die einer zweiten Phase zugeordnet sind, wobei sich der erste Satz auf dem ersten Chip und der zweite Satz auf dem zweiten Chip befindet.
Einrichtung nach Anspruch 14, die ferner erste und zweite Sätze von Ladungstransferkondensatoren enthält, wobei der erste Satz von Ladungstransferkondensatoren zwischen den ersten Chip und den zweiten Chip geschaltet ist und wobei der zweite Satz von Ladungstransferkondensatoren zwischen dem dritten Chip und dem zweiten Chip geschaltet ist.
Einrichtung nach Anspruch 10, wobei die Zwischenchipverbindung eine erste Region und eine zweite Region aufweist, wobei während des Betriebs die erste Region mehr Strom führt als die zweite Region, und wobei die erste Region breiter ist als die zweite Region.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, die ferner ein Substrat und Ladungstransferkondensatoren aufweist, wobei das Substrat die Ladungstransferkondensatoren, den ersten Chip und den zweiten Chip trägt.
Einrichtung nach Anspruch 17, ferner enthaltend ein Gehäuse, wobei sich der erste und der zweite Chip in dem Gehäuse befinden.
Einrichtung nach Anspruch 18, wobei der erste und der zweite Chip koplanar sind.
Einrichtung nach Anspruch 17, wobei die Gerätefläche der ersten und zweiten Chips dem Substrat zugewandt sind und wobei leitende Höcker zwischen der Gerätefläche und dem Substrat eine elektrische Kommunikation zwischen den Chips und den Ladungstransferkondensatoren bereitstellen.
Einrichtung nach Anspruch 18, wobei sich das erste und das zweite Chip auf unterschiedlichen Ebenen innerhalb des Gehäuses befinden.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, ferner mit einem Substrat, einem Gehäuse, einem dritten Chip und Ladungstransferkondensatoren, wobei die Ladungstransferkondensatoren in den dritten Chip integriert sind, wobei das Substrat das Gehäuse trägt, wobei das Gehäuse den ersten Chip, den zweiten Chip und den dritten Chip enthält, wobei der erste, der zweite und der dritte Chip auf verschiedene Schichten des Gehäuses verteilt sind.
Einrichtung nach Anspruch 22, wobei das Gehäuse eine erste Schicht und eine zweite Schicht enthält, wobei sich der erste und der zweite Chip in der ersten Schicht befinden und der dritte Chip in der zweiten Schicht ist.
Einrichtung nach Anspruch 22, wobei das Gehäuse eine erste Schicht und eine zweite Schicht enthält, wobei sich der erste und der dritte Chip in der ersten Schicht und der zweite Chip in der zweiten Schicht befindet.
Einrichtung nach Anspruch 22, wobei das Gehäuse eine erste Schicht, eine zweite Schicht und eine dritte Schicht enthält, wobei jede Schicht höchstens einen Chip enthält.
Einrichtung nach Anspruch 25, wobei sich die zweite Schicht zwischen der ersten und der dritten Schicht befindet und wobei sich der dritte Chip in der zweiten Schicht befindet.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, ferner enthaltend ein Substrat, ein Gehäuse, einen Induktor und Ladungstransferkondensatoren, wobei das Substrat das Gehäuse trägt, wobei das Gehäuse eine untere Schicht und eine obere Schicht enthält, wobei die untere Schicht näher an dem Substrat als die obere Schicht ist, wobei sich ein Chip in der unteren Schicht befindet, wobei sich die Ladungstransferkondensatoren in der oberen Schicht befinden und wobei der Induktor auf dem Substrat außerhalb des Gehäuses angeordnet ist, wobei der Chip aus dem ersten und dem zweiten Chip ausgewählt ist.
Einrichtung nach Anspruch 27, wobei eine Gerätefläche des Chips dem Substrat zugewandt ist, wobei die Einrichtung ferner eine erste Zwischenverbindungsschicht, eine zweite Zwischenverbindungsschicht und elektrisch leitende Höcker aufweist, wobei die erste Zwischenverbindungsschicht die Ladungstransferkondensatoren mit dem Chip verbindet, wobei die zweite Zwischenverbindungsschicht den Chip mit den Ladungstransferkondensatoren und den elektrischen Höckern verbindet und wobei die elektrischen Höcker das Gehäuse mit dem Induktor verbinden.
Einrichtung nach Anspruch 27, wobei eine Gerätefläche des Chips von dem Substrat weg weist und ferner eine Wärmesenke, thermisch leitende Höcker, eine erste Zwischenverbindungsschicht, eine zweite Zwischenverbindungsschicht und elektrisch leitende Höcker aufweist, wobei die erste Zwischenverbindungsschicht die Ladungstransferkondensatoren mit dem Chip verbindet, wobei die zweite Zwischenverbindungsschicht den Chip mit den Ladungstransferkondensatoren und den elektrisch leitenden Höckern verbindet, wobei die elektrisch leitenden Höcker das Gehäuse mit dem Induktor verbinden, wobei die Wärmesenke dem Substrat zugewandt ist, wobei die wärmeleitenden Höcker die Wärmesenke mit dem Substrat verbinden und wobei die wärmeleitenden Höcker nur Wärme tragen und elektrisch von der Schaltung getrennt sind.
Einrichtung nach Anspruch 27, wobei eine Gerätefläche des Chips von dem Substrat weg weist, wobei die Einrichtung ferner eine Wärmesenke, ein thermisch leitendes Pad, eine erste Zwischenverbindungsschicht, eine zweite Zwischenverbindungsschicht und elektrisch leitende Pads, wobei die erste Zwischenverbindungsschicht die Ladungstransferkondensatoren mit dem Chip verbindet, wobei die zweite Zwischenverbindungsschicht den Chip mit den Ladungtransferkondensatoren und den elektrisch leitenden Pads verbindet, wobei die elektrisch leitenden Pads das Gehäuse mit dem Induktor verbinden, wobei der Wärmesenke dem Substrat zugewandt ist, wobei das thermisch leitende Pad die Wärmesenke mit dem Substrat verbindet und wobei das thermisch leitende Pad nur Wärme trägt und elektrisch von dem Induktor, dem Ladungstransferkondensator und dem Chip isoliert ist.
Einrichtung nach einem der Ansprüche 1-4, ferner mit einem Substrat, einem Gehäuse, einem Induktor und Ladungstransferkondensatoren, wobei das Substrat das Gehäuse trägt, wobei das Gehäuse eine untere Schicht und eine obere Schicht enthält, wobei sich der Induktor in dem Gehäuse befindet, wobei die untere Schicht näher an dem Substrat als die obere Schicht ist, wobei sich ein Chip in der unteren Schicht befindet, wobei sich die Ladungstransferkondensatoren in der oberen Schicht befinden und wobei der Chip aus dem ersten und dem zweiten Chip ausgewählt ist.
Einrichtung nach Anspruch 31, wobei der Induktor in der oberen Schicht angeordnet ist.
Einrichtung nach Anspruch 31, wobei der Induktor einen Induktorkern und Leiterbahnen aufweist, die Wicklungen des Induktors in der unteren Schicht bilden.
Einrichtung nach Anspruch 31, ferner mit einer Wärmesenke und thermisch leitenden Höckern, wobei eine Einrichtungsfläche des Chips von dem Substrat weg weist, wobei die Wärmesenke dem Substrat zugewandt ist, wobei die thermisch leitenden Höcker die Wärmesenke mit dem Substrat verbinden und wobei die thermisch leitenden Höcker nur Wärme tragen und von dem Chip, den Ladungstransferkondensatoren und dem Induktor isoliert sind.
Einrichtung nach Anspruch 1, ferner mit Reglerschaltern, wobei sich die Reglerschalter in dem ersten Chip befinden.
Einrichtung zur Stromwandlung, wobei die Einrichtung eine Transformationsstufe zum Transformieren einer ersten Spannung in eine zweite Spannung aufweist, wobei die Transformationsstufe ein Schaltnetzwerk mit einer Vielzahl von Schaltern enthält, von denen jeder zwischen einem ersten und einem zweiten Zustand übergeht, wobei die Schalter unabhängig gesteuert werden, um zu bewirken, dass das Schaltnetzwerk zwischen mindestens einer ersten und zweiten Schaltanordnung übergeht, wobei die Einrichtung ferner einen Filter und eine Steuerung enthält, wobei das Filter konfiguriert ist, die Transformationsstufe mit einem Regler zu verbinden, und wobei die Steuerung das Schaltnetzwerk steuert, indem sie veranlasst, dass das Schaltnetzwerk zwischen der ersten und der zweiten Schaltanordnung wechselt.
Einrichtung nach Anspruch 36, wobei das Filter ein LC-Filter enthält.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, wobei das Filter eine Induktor aufweist, die im Betrieb bei einer bestimmten Schaltfrequenz eine Spitze-zu-Spitze-Spannungswelligkeit aufrechterhält und einen Induktorstrom unterstützt, der in eine Last fließt, wobei der Induktorstrom einen mittleren Induktorstrom definiert.
Einrichtung nach Anspruch 38, bei der die Induktor proportional zu einem Wert ist, der durch Dividieren der Spitze-zu-Spitze-Spannungswelligkeit durch ein Produkt des mittleren Induktorstroms und der Schaltfrequenz ausgewählt ist.
Einrichtung nach Anspruch 39, wobei eine Proportionalitätskonstante, mit der der Wert multipliziert wird, um die Induktor zu erhalten, 13/24 ist.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, die ferner die Regelschaltung aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 37, wobei das Filter konfiguriert ist, um die Transformationsstufe mit mehr als einem Regler zu verbinden.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, die ferner mehrere Regelschaltungen aufweist, wobei das Filter die Transformationsstufe mit allen Reglern verbindet.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, wobei die Transformationsstufe mehrere Schaltnetzwerke enthält und wobei das Filter konfiguriert ist, um alle der Schaltnetzwerke mit einer Regelschaltung zu verbinden.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, wobei die Transformationsstufe eine Mehrzahl von Einheiten in Reihe aufweist, wobei jede Einheit ein Schaltnetzwerk in Reihe mit einem Filter aufweist.
Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste und der zweite Chip entsprechend der ersten Konfiguration konfiguriert sind.
Einrichtung nach Anspruch 1, wobei der erste und der zweite Chip entsprechend der zweiten Konfiguration konfiguriert sind.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, wobei das Filter eine Induktor aufweist, die eine Rate begrenzt, mit der sich eine Ladungsmenge, die in einem Kondensator in der Transformationsstufe gespeichert ist, als Reaktion auf einen Übergang zwischen der ersten und der zweiten Schaltanordnung ändert.
Einrichtung nach Anspruch 36 oder Anspruch 37, wobei die Transformationsstufe adiabatisch geladen ist.
Einrichtung nach Anspruch 1, wobei als Reaktion auf einen Übergang zwischen der ersten und der zweiten Schalteranordnung eine Rate, mit der sich an einem Kondensator in dem Schaltkondensator-Netzwerk vorhandene Ladung ändert, durch eine Induktor beschränkt ist.