KR20140043508A - 분기 회로, 고주파 회로 및 고주파 모듈 - Google Patents

Abstract

공통 단자, 저주파 단자, 고주파 단자, 및 공통 단자와 저주파 단자 사이에 설치된 저주파 필터를 가지는 저주파측 경로와, 공통 단자와 고주파 단자 사이에 설치된 고주파 필터를 가지는 고주파측 경로를 포함하는 분기 회로로서, 저주파 필터는 상기 저주파측 경로에 직렬로 접속된 제1 전송 선로와, 상기 제1 전송 선로의 일부에 병렬로 접속된 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 분기 회로.

Description

분기 회로, 고주파 회로 및 고주파 모듈{BRANCH CIRCUIT, HIGH FREQUENCY CIRCUIT AND HIGH FREQUENCY MODULE}

본 발명은, 휴대 전화기 등 이동체 통신 기기, 전자 기기, 전기 기기 등의 사이에서의 무선 통신 장치 등의 통신 장치에 사용하는 분기 회로, 고주파 회로 및 이것을 사용한 고주파 모듈에 관한 것이다.

휴대 무선 시스템에는, 예를 들면, 주로 유럽에서 많이 채용하는 EGSM(Extended Global System for Mobile Communications) 방식 및 DCS(Digital Cellular System) 방식, 미국에서 많이 채용하는 PCS(Personal Communication Service) 방식, 일본에서 채용하고 있는 PDC(Personal Digital Cellular) 방식 등의 시분할 멀티플 엑세스(TDMA)를 사용한 다양한 시스템이 있다. 종래, 복수의 시스템에 대응한 소형 경량의 고주파 회로 부품으로서, 예를 들면, EGSM와 DCS의 2개의 시스템에 대응한 휴대 통신기에 사용되는 듀얼 밴드에 대응하는 고주파 스위치 모듈이나, EGSM, DCS 및 PCS의 3개의 시스템에 대응한 휴대 통신기에 사용되는 트리플 밴드에 대응하는 고주파 스위치 모듈 등이 제안되어 있다. 현재, IEEE802.11 규격으로 대표되는 무선 LAN에 의한 데이터 통신이 널리 일반화되어 있지만, 이 무선 LAN의 규격에는 주파수 대역 등이 상이한 복수의 규격이 있다. 무선 LAN을 사용한 멀티 밴드 통신 장치에도 각종 고주파 회로가 사용되고 있다.

1대의 휴대 전화기를 복수의 주파수 대역에 공용하는 경우, 안테나로 송수신하는 복수의 주파수 대역의 송수신 신호를 분기하는 회로, 및 송수신 경로를 전환하는 스위치를 내장한 고주파 스위치 모듈이 필요하다. 멀티 밴드 무선 통신의 중요 부품인 고주파 스위치 모듈에는 소형화 및 고성능화가 강하게 요구되며, 특히 불필요 대역의 노이즈 제거가 필수적이다.

전술한 바와 같은 요청에 대응하기 위하여, 일본 특허출원 공개번호 평11-27177호는, 파워 앰프로부터의 송신 신호에 생기는 고조파 왜곡을 제거하기 위하여 안테나와 그라운드 사이에 생기는 부유 용량을 이용함으로써, 필터의 개수를 줄인 고주파 스위치를 제안하고 있다. 이 고주파 스위치에서는, 안테나용 단자, 송신 회로용 단자, 및 수신 회로 단자와 그라운드 사이에 발생하는 부유 용량을 조정하고, 또한 초크 소자인 전송 선로 길이를 실질적으로 λ/6로 조정함으로써, 3배 고조파 대역에 감쇠 극을 설치하고 있다. 구체적인 조정 방법은 명기되어 있지 않지만, 이들 모든 부유 용량을 조정하면, 동시에 전송 선로를 원하는 길이로 제조하는 것은 매우 번잡하다. 또 예를 들면, GSM 시스템에서는 약 7배파까지의 고조파 레벨을 저감할 필요가 있지만, 이 방법으로는 3배파의 감쇠 극만을 이용하고 있으므로, 이와 같은 고차의 고조파 레벨을 저감할 수 없다.

일본 특허출원 공개번호 2003-69362호는, 2배의 고조파를 효율적으로 제거하기 위하여, 저대역 통과 필터 단자 측에 2배파의 주파수를 공진 주파수로 하는 병렬 공진 회로를 설치한 다이플렉서를 제안하고 있다. 이 다이플렉서에서는, 공통 단자 및 저대역 통과 필터 단자에 병렬 공진 회로를 형성함으로써, 신호 손실을 저감시키고, 또한 저주파 측의 제1 주파수의 2배의 고조파를 양호한 효율로 제거하고 있다. 구체적으로 설명하면, 다이플렉서의 저대역 통과 필터 회로는, 코일과 커패시터에 의해 구성된 2개의 병렬 공진 회로를 포함하고, 이들 병렬 공진 회로의 접속부와 저대역 통과 필터 단자에 접지 용량이 설치되어 있다. 그러나, 2개의 병렬 공진 회로를 접속하면, 다이플렉서가 대형화될 뿐만 아니라, 그 회로 구성이 복합해진다. 또한, 다단의 저대역 통과 필터에서는 삽입 손실이 커지므로, 특성 열화의 폐해가 있다. 거기에 더하여, 이 다이플렉서의 저대역 통과 필터 회로는, 제1 주파수의 2배 또는 제2 주파수를 감쇠하도록 설정되어 있으므로, n차 고조파 이외의 불필요 대역을 충분히 저감할 수 없다.

EGSM 및 DCS는 각각 900MHz 대역 및 1800MHz 대역으로 서로 다른 주파수 대역을 이용하지만, 양자의 회로가 혼재하면 간섭하여 신호가 누출되어, 아이솔레이션 특성이 열화된다. 이 문제는 고주파 부품의 소형화에 따라 한층 더 표면화된다. 이에 대하여, 일본 특허출원 공개번호 2001-352202호는, 통과 대역이 상이한 복수의 송수신계를 취급하는 고주파 스위치 모듈에서, 한쪽 송수신계와 다른 쪽 송수신계를 적층체의 평면 방향으로 영역을 나누어 형성하는 고주파 스위치 모듈을 제안하고 있다. 그러나, 적층체의 평면 방향으로 서로 다른 영역을 나누어 형성하고 있으므로, 한쪽 송수신계와 다른 쪽 송수신계 사이의 실드성을 충분히 확보할 수 없는 문제가 있다.

고주파 스위치 모듈에 사용되는 저대역 통과 필터에 관하여, 일본 특허출원 공개번호 2004-328136호는, 신호파(기본파)의 2배파 및 3배파의 감쇠량 특성을 향상시키기 위하여, 직렬 공진 회로와 병렬 공진 회로를 종속한 저대역 통과 필터로서, 상기 병렬 공진 회로의 양단에 접지 용량이 접속되고, 상기 직렬 공진 회로와 상기 병렬 공진 회로 사이에 위상 조정용 전송 선로가 개재된 저대역 통과 필터를 제안하고 있다. 그러나, 멀티 밴드화 등에 따른 고성능화의 요청에 대하여, 이 저대역 통과 필터의 감쇠량 특성 및 삽입 손실은 반드시 충분하다고는 볼 수 없다. 또한, 저대역 통과 필터와 노치 필터를 복합 필터로 하고, 또한 이들을 접속하는 전송 선로를 추가하면, 회로간, 필터를 구성하는 전송 선로, 용량 사이의 전자기 간섭이나 기생 용량에 의한 특성 열화가 많이 발생한다. 여기에 더하여, 복합 필터는 특성을 향상시키기 위해 소형화를 희생하고 있다. 이와 같이 적층 모듈의 고집적화가 진행되는 가운데, 소형화 및 고성능화의 요청을 만족하면서, 저대역 통과 필터나 이것을 사용한 적층 모듈을 구성하는 인덕터 등의 소자의 배치를 설계하기가 곤란하다.

따라서, 본 발명의 제1 목적은, 회로의 복잡화 및 대형화, 및 삽입 손실의 증가를 억제하면서, 불필요 대역을 저감한 분기 회로를 제공하는 것이다.

본 발명의 제2 목적은, 이러한 분기 회로를 포함한 고주파 회로를 제공하는 것이다.

본 발명의 제3 목적은, 이러한 고주파 회로를 다층 기판에 구성한 고주파 모듈을 제공하는 것이다.

본 발명의 제4 목적은, 실장 면적의 증가를 억제하면서, 주파수 대역이 서로 다른 송수신 회로끼리의 상호 간섭 및 신호 누출을 억제한 고주파 모듈을 제공하는 것이다.

본 발명의 제5 목적은, 인덕터 및 커패시터의 설계가 용이하며, 필터 성능이 우수한 저대역 통과 필터를 포함하는 고주파 모듈을 제공하는 것이다.

본 발명의 제1 분기 회로는, 공통 단자와, 저주파 단자와, 고주파 단자와, 상기 공통 단자와 상기 저주파 단자 사이에 설치된 저주파 필터를 가지는 저주파측 경로와, 상기 공통 단자와 상기 고주파 단자 사이에 설치된 고주파 필터를 구비하는 고주파측 경로를 포함하고, 상기 저주파 필터는 상기 저주파측 경로에 직렬로 접속된 제1 전송 선로와, 상기 제1 전송 선로의 일부에 병렬로 접속된 커패시터를 포함한 것을 특징으로 한다. 이 분기 회로에서는, 불필요 대역을 억제하는 병렬 공진 회로가 저주파측 경로의 제1 전송 선로의 일부를 사용하여 구성되므로, 분기 회로를 소형화할 수 있다.

상기 분기 회로에 있어서, 상기 커패시터는 상기 제1 전송 선로의 저주파 단자 측의 일부에 병렬로 접속하여 병렬 공진 회로를 구성하고, 상기 제1 전송 선로의 상기 일부 이외의 부분은 인덕턴스부를 구성하고 있는 것이 바람직하다. 저주파 필터의 제1 전송 선로 중에서, 인덕턴스부를 구성하는 부분을 공통 단자 측에, 상기 병렬 공진 회로를 구성하는 부분을 상기 저주파 단자 측에 각각 배치함으로써, 상기 병렬 공진 회로의 배치의 자유도가 향상된다. 커패시터의 일단을, 상기 제1 전송 선로의 일부에 병렬로 접속하고, 타단을 저주파 단자에 접속된 다른 회로 소자에 접속해도 된다.

본 발명의 제2 분기 회로는, 공통 단자와, 저주파 단자와, 고주파 단자와, 상기 공통 단자와 상기 저주파 단자 사이에 설치된 저주파 필터를 가지는 저주파측 경로와, 상기 공통 단자와 상기 고주파 단자 사이에 설치된 고주파 필터를 구비하는 고주파측 경로를 포함하고, 상기 공통 단자 측에 형성된 기생 용량을 불필요 파를 억제하는 커패시터로 하는 것을 특징으로 한다. 이 분기 회로의 공통 단자를 다른 회로 소자에 접속하면, 상기 기생 용량이 용량 소자로서 기능하고, 설계의 효율 및 자유도가 향상된다. 예를 들면, 상기 공통 단자를 안테나와 접속하면, 안테나 단자에 상기 기생 용량을 부가할 수 있으므로, 고조파 억제에 효과를 발휘한다.

상기 분기 회로에 있어서, 상기 고주파 필터는 상기 공통 단자에 접속된 제1 커패시터를 포함하고, 상기 제1 커패시터의 상기 공통 단자 측에 상기 기생 용량이 형성되어 있어도 된다.

상기 분기 회로에 있어서, 상기 제1 커패시터를 구성하는 대향 전극 중에서 상기 공통 단자에 접속된 전극과, 그라운드 전극이 대향하여 배치되고, 따라서, 양 전극의 사이에 상기 기생 용량이 형성되어 있는 것이 바람직하다. 분기 회로를 구성하는 커패시터 중에서 공통 단자에 접속된 커패시터의 접속 단자 측의 전극을 이용함으로써, 간단한 구조로 효율적으로 기생 용량을 형성할 수 있고, 따라서, 회로의 대형화를 회피할 수 있다.

상기 분기 회로에 있어서, 상기 고주파 필터는, 상기 공통 단자에 접속된 제1 커패시터와, 상기 제1 커패시터와 상기 고주파 단자 사이에 접속된 제2 커패시터와, 상기 제1 커패시터와 상기 제2 커패시터 사이와 그라운드 사이에 접속된 제3 전송 선로 및 제3 커패시터로 이루어지는 직렬 공진 회로를 포함하고, 상기 제3 전송 선로, 상기 제1 커패시터, 상기 제2 커패시터 및 상기 제3 커패시터는 전극 패턴이 형성된 유전체층을 적층하여 이루어지는 적층체 내에 구성되어 있고, 상기 적층체 내에서 상기 제1 커패시터를 구성하는 대향 전극 중에서 상기 공통 단자에 접속된 전극이 그라운드 전극에 대향하고 있는 것이 바람직하다. 분기 회로를 구성하는 커패시터 중에서 공통 단자에 접속된 전극을 그라운드 전극에 대향시키므로, 효율적으로 기생 용량을 발생시킬 수 있을 뿐만 아니라, 그라운드 전극의 면적이나, 상기 제1 커패시터를 구성하는 대향 전극 중에서 상기 공통 단자에 접속된 전극과 그라운드 전극의 거리 등을 변경함으로써 간단하게 기생 용량을 조정할 수 있다.

본 발명의 제1 고주파 회로는, 상기 제1 분기 회로를 포함하고, 상기 저주파 단자에 접속된 제2 전송 선로를 포함하고, 상기 커패시터는 상기 제1 전송 선로의 일부와 상기 제2 전송 선로 중에서 적어도 일부에 병렬로 접속되어 있는 것을 특징으로 한다. 제1 전송 선로와 저주파 단자에 접속된 다른 회로의 전송 선로를 사용하여, 불필요 대역을 억제하는 병렬 공진 회로를 구성하므로, 분기 회로를 소형화할 수 있다. 또한, 커패시터가 제1 전송 선로와 제2 전송 선로에 걸쳐서 접속되어 있으므로 이 고주파 회로를 다층 기판에 형성하는 경우 상기 커패시터의 배치가 용이하게 된다.

상기 고주파 회로는, 상기 저주파 단자에 접속되고, 상기 저주파측 경로의 송신측 경로와 수신측 경로의 전환을 행하는 스위치 회로를 포함하고, 상기 제2 전송 선로는 상기 스위치 회로의 수신측 경로에 설치된 전송 선로인 것이 바람직하다. 이 구성에 의해, 분기 회로의 후단에 스위치 회로를 포함하고, 불필요 대역을 억제하는 소형의 고주파 회로를 얻을 수 있다.

본 발명의 제1 고주파 모듈은, 상기 분기 회로 또는 상기 고주파 회로가, 전극 패턴이 형성된 유전체층을 적층하여 이루어지는 다층 기판에 구성되어 있는 것을 특징으로 한다. 이 구성에 의해 불필요 대역을 억제하는 소형의 고주파 회로를 얻을 수 있다.

상기 고주파 모듈에 있어서, 상기 제1 전송 선로의 일부를 구성하는 전극 패턴, 상기 제2 전송 선로 중의 적어도 일부를 구성하는 전극 패턴, 및 상기 커패시터의 전극 패턴이 적층체의 적층 방향으로 중첩되어 있는 것이 바람직하다. 이 구성에 의해 병렬 공진 회로를 작게 할 수 있고, 고주파 모듈의 소형화에 유리하게 된다.

본 발명의 제2 고주파 모듈은, 상기 제2 분기 회로가, 전극 패턴이 형성된 유전체층을 적층하여 이루어지는 다층 기판에 구성되어 있는 것을 특징으로 한다. 이 분기 회로의 공통 단자를 다른 회로 소자에 접속하면, 상기 기생 용량은 용량 소자로서 기능하고, 고주파 모듈의 설계의 효율 및 자유도가 향상된다.

상기 고주파 모듈은, 상기 분기 회로에 의해 나누어진 제1 주파수 대역의 송신계와 수신계를 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 분기 회로에 의해 나누어진 제2 주파수 대역의 송신계와 수신계를 전환하는 제2 스위치 회로를 포함하는 것이 바람직하다. 이러한 구성의 고주파 안테나 스위치 모듈의 분기 회로를 안테나와 접속하면, 상기 분기 회로에 발생하는 기생 용량을 안테나 단자에 부가할 수 있어서, 고조파가 억제된다.

본 발명의 제3 고주파 모듈은, 적어도 제1 주파수 대역과, 상기 제1 주파수 대역보다 높은 제2 주파수 대역을 선택적으로 사용하는 멀티 밴드 무선 통신 장치에 사용되며, 상기 제1 주파수 대역에서의 제1 송수신계와 상기 제2 주파수 대역에서의 제2 송수신계를 나누는 분기 회로와, 상기 분기 회로에 접속되고 상기 제1 송수신계의 송신계와 수신계를 전환하는 제1 스위치 회로와, 상기 분기 회로에 접속되고 상기 제2 송수신계의 송신계와 수신계를 전환하는 제2 스위치 회로를 포함하고, 상기 분기 회로, 상기 제1 스위치 회로 및 상기 제2 스위치 회로는 전극 패턴이 형성된 유전체층을 적층하여 이루어지는 적층체로 구성되어 있고, 상기 분기 회로, 상기 제1 스위치 회로 및 상기 제2 스위치 회로가 포함하는 전송 선로 중에서, 상기 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로는 상기 적층체 내의 유전체층에 설치된 그라운드 전극의 적층 방향의 일측에 형성되어 있고, 상기 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로는 상기 그라운드 전극의 적층 방향의 다른 측에 형성되어 있는 것을 특징으로 한다.

상기 분기 회로 등이 가지는 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로와 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로를 그라운드 전극에 의해 적층 방향으로 분리하므로, 양측 송수신 회로 사이에서의 상호 간섭이나, 신호 및 불필요 고조파의 누출을 억제할 수 있다. 상기 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로와 상기 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로를 적층 방향으로 분리하고 있으므로, 양 회로의 분리에 의해 평면 치수가 증대하는 것을 회피할 수 있다.

제1 주파수 대역 및 제2 주파수 대역 외에, 주파수 대역이 상이한 제3 주파수 대역 등의 송수신 회로를 설치해도 된다. 이 경우, 제3 주파수 대역 또는 제4 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로는 상기 그라운드 전극의 한쪽에 모아서 형성하는 것이 바람직하다.

제3 고주파 모듈에서, 상기 제2 주파수 대역과 상기 제1 주파수 대역의 2배파의 주파수 대역은 실질적으로 동일한 것이 바람직하다. 제2 주파수 대역과 제1 주파수 대역의 2배파의 주파수 대역이 동일하면, 제1 주파수 대역의 불필요 고조파의 누출 등이 제2 주파수 대역의 신호에 미치는 영향이 크기 때문에, 제1 주파수 대역과 제2 주파수 대역을 확실하게 실딩하는 제3 고주파 모듈은, 특히 효과적이다.

제3 고주파 모듈은, 고조파의 억제를 도모하기 위하여, 인덕턴스를 형성하는 전송 선로와 커패시터를 구비한 저대역 통과 필터를 포함하고, 상기 전송 선로를 구성하는 전극 패턴이 형성된 유전체층과 상기 커패시터를 구성하는 전극 패턴이 형성된 유전체층은 그라운드 전극에 의해 적층 방향으로 분리되어 있고, 또한 상기 전송 선로를 구성하는 전극 패턴에 있어서 상기 그라운드 전극의 적층 방향과는 반대측에 대향하는 그라운드 전극을 포함하지 않는 것이 바람직하다. 이 경우, 상기 그라운드 전극의 적층 방향의 한쪽은 인덕턴스 형성부, 반대측은 커패시터 형성부로 되어 있다. 이러한 구성에서는, 전송 선로와 커패시터의 사이에 그라운드 전극이 배치되어 있으므로, 전송 선로 및 커패시터의 간섭이 방지되어 필터 성능이 향상되고, 또한 전송 선로 및 커패시터의 설계도 용이하게 된다.

제3 고주파 모듈은, 상기 커패시터를 구성하는 전극 패턴에 있어서 상기 그라운드 전극의 적층 방향과는 반대측에 대향하는 그라운드 전극을 포함하지 않는 것이 바람직하다. 이러한 구성에 의하면, 저대역 통과 필터를 소형화할 수 있다.

상기 고주파 모듈은 상기 커패시터를 복수개 포함하는 것이 바람직하다. π형이나 사다리꼴 저대역 통과 필터 등과 같이 복수개의 커패시터를 포함하는 경우, 커패시터를 인덕턴스에 근접하여 배치하면 간섭이 생기기 쉽다. 이에 비해, 복수개의 상기 커패시터를 그라운드 전극의 적층 방향의 한쪽에 모아서 형성함으로써, 인덕턴스를 형성하는 전송 선로와 커패시터의 간섭을 효과적으로 억제할 수 있다. 사다리꼴의 저대역 통과 필터와 같이 인덕턴스를 형성하는 전송 선로도 복수개일 수 있다. 이 경우, 상기 전송 선로를 그라운드 전극에 있어서 커패시터의 반대측에 모아서 형성한다.

상기 고주파 모듈에서, 상기 커패시터 중에서 적어도 하나는 상기 전송 선로에 병렬로 접속되어도 된다. 이렇게 구성되어도 전송 선로와 커패시터의 간섭이 효과적으로 억제된다.

[발명의 효과]

본 발명의 분기 회로는, 저주파 필터가 저주파측 경로에 직렬로 접속된 제1 전송 선로와 제1 전송 선로의 일부에 병렬 접속된 커패시터를 포함하는 구성을 가지므로, 소형이고 손실을 작게 하면서 불필요 대역을 효과적으로 억제할 수 있다. 또한, 본 발명의 고주파 모듈은, 소형을 유지하면서, 주파수 대역이 상이한 송수신계끼리의 신호의 누출 및 간섭을 억제할 수 있다.

도 1은 본 발명의 일실시형태에 의한 분기 회로의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 다른 실시형태에 의한 고주파 회로의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 3은 본 발명의 콰드 밴드(Quad-band)용 안테나 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 4는 본 발명의 일실시형태에 의한 고주파 모듈을 구성하는 전극 패턴이 부착된 유전체층을 나타낸 부분 전개도이다.
도 5는 본 발명의 일실시형태에 의한 고주파 모듈의 통과 특성을 나타낸 그래프이다.
도 6은 비교예의 고주파 스위치 모듈의 통과 특성을 나타낸 그래프이다.
도 7은 본 발명의 다른 실시형태에 의한 분기 회로의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 8은 본 발명의 다른 실시형태에 의한 분기 회로의 등가 회로에서의 기생 용량을 나타낸 도면이다.
도 9는 본 발명의 다른 실시형태에 의한 고주파 모듈의 적층체의 일부를 개략적으로 나타낸 단면도이다.
도 10은 본 발명의 다른 실시형태에 의한 콰드 밴드용 안테나 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 11은 본 발명의 또 다른 실시형태에 의한 고주파 모듈을 나타낸 블록도이다.
도 12는 본 발명의 또 다른 실시형태에 의한 고주파 모듈을 구성하는 전극 패턴이 부착된 유전체층을 나타낸 부분 전개도이다.
도 13은 본 발명의 또 다른 고주파 스위치 모듈을 구성하는 전극 패턴이 부착된 유전체층을 나타낸 부분 전개도이다.
도 14는 본 발명의 일실시형태에 의한 저대역 통과 필터를 사용한 적층 고주파 모듈을 구성하는 전극 패턴이 부착된 유전체층을 나타낸 부분 전개도이다.
도 15는 본 발명의 일실시형태에 의한 저대역 통과 필터의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 16은 본 발명의 다른 실시형태에 의한 저대역 통과 필터의 등가 회로를 나타낸 도면이다.
도 17a는 본 발명에 사용하는 저대역 통과 필터의 일례를 개략적으로 나타낸 단면도이다.
도 17b는 본 발명에 사용하는 저대역 통과 필터의 다른 예를 개략적으로 나타낸 단면도이다.

[1] 제1 실시형태

(A) 분기 회로

도 1은 본 발명의 일실시형태에 의한 분기 회로의 등가 회로를 나타낸다. 분기 회로는, 송신 시에는 고주파측 송신 회로 또는 저주파측 송신 회로의 송신 신호를 통과시키고, 수신 시에는 주파수가 서로 다른 수신 신호를 분기하여 고주파측 수신 회로 또는 저주파측 수신 회로에 분배하는 기능을 가진다. 도 1에 나타낸 분기 회로는, 공통 단자 Pc, 저주파 단자 Pl 및 고주파 단자 Ph를 포함하고, 저주파 필터 및 고주파 필터를 포함하며, 이들 필터를 사용하여, 공통 단자 Pc에 접속하는 신호 경로를 공통 단자 Pc와 저주파 단자 Pl을 접속하는 저주파측 경로와, 공통 단자 Pc와 고주파 단자 Ph를 접속하는 고주파측 경로로 분기한다.

저주파 필터는, 공통 단자 Pc와 저주파 단자 Pl 사이의 설치된 제1 전송 선로 LL1과, 제1 전송 선로 LL1과 저주파 단자 Pl 사이에 일단이 접속되고 타단이 접지된 전송 선로 LL2와, 제1 커패시터 CL1의 직렬 공진 회로로 이루어진다. 전송 선로 LL2와 제1 커패시터 CL1의 직렬 공진 회로의 공진 주파수를, 예를 들면, 고주파 측의 신호 주파수와 동일하게 설정함으로써, 고주파 측의 신호가 저주파 측으로 혼입하는 것을 방지할 수 있다. 본 실시형태에서는, 저주파 필터의 제1 전송 선로 LL1의 일부(저주파 단자 Pl측)에 커패시터 C가 병렬로 접속되어, 병렬 공진 회로를 구성하고 있다. 제1 전송 선로 LL1의 나머지 부분(공통 단자 Pc측)은 인덕터를 구성하고 있다. 제1 전송 선로 LL1의 상기 일부가 커패시터 C와 병렬 공진 회로를 구성하고 있으므로, 병렬 공진 회로의 부가에 따른 저주파 필터 회로의 대형화를 회피할 수 있다. 도 1에 나타낸 예에서는 커패시터 C는 제1 전송 선로 LL1의 상기 일부와 병렬로 접속되어 있지만, 이 구성에 한정되지 않고, 커패시터 C는 제1 전송 선로 LL1과 직렬로 접속되는 다른 회로 소자도 포함하는 부분에 대하여 병렬로 접속해도 된다. 상기 직렬 공진 회로, 및 제1 전송 선로 LL1의 상기 일부와 커패시터 C와의 병렬 공진 회로 외에 대해서는, 도 1에 나타낸 구성에 한정되지 않고, 다르게 구성될 수도 있다.

고주파 필터는, 공통 단자 Pc와 고주파 단자 Ph 사이에 접속된 제2 커패시터 CH4 및 제3 커패시터 CH5와, 제2 커패시터 CH4 및 제3 커패시터 CH5의 접속점과, 그라운드 사이에 접속된 전송 선로 LH4 및 제4 커패시터 CH6로 이루어지는 직렬 공진 회로를 포함하고 있다. 그러나, 고주파 필터의 회로 구성은 이 구성에 한정되지 않고, 적절하게 변경될 수 있다.

제1 전송 선로 LL1의 일부와 커패시터 C를 병렬로 접속하는 구성을 가지는 분기 회로는, 전극 패턴을 가지는 유전체 층으로 이루어지는 다층 기판 중에서 하기와 같이 구성할 수 있다. 예를 들면, 유전체층에 형성된 제1 전송 선로 LL1의 전극 패턴의 일부에 대향하도록, 인접하는 유전체층에 커패시터 C의 전극 패턴을 형성하고, 이들 전극 패턴의 일단을 저주파 단자 Pl에 접속한다. 제1 전송 선로 LL1의 일부의 폭을 다른 부분보다 크게 해도 된다.

(B) 고주파 회로

도 2는 본 발명의 일실시형태에 의한 고주파 회로의 등가 회로를 나타낸다. 이 고주파 회로는, 분기 회로를 포함하고, 또한 분기 회로의 저주파 단자 Pl에 접속되는 후단의 회로에 설치된 제2 전송 선로 Lg2를 포함하고, 제1 전송 선로 LL1의 저주파 단자 Pl측의 일부와, 제2 전송 선로 Lg2의 저주파 단자 Pl측의 적어도 일부에 커패시터 C가 병렬로 접속되어 있다. 도 2에 나타낸 예에서는, 후단의 회로는 저주파측 경로의 송신측 경로와 수신측 경로의 전환을 행하는 스위치 회로(회로 구성은 후술함)이다. 제2 전송 선로 Lg2는 스위치 회로의 수신측 경로에 설치되어 있다. 도 2는 저주파 단자 Pl에 접속된 스위치 회로의 다이오드 Dg1도 나타낸다.

이와 같이 분기 회로의 저주파 필터의 제1 전송 선로 LL1과, 스위치 회로의 수신측 경로에 설치된 제2 전송 선로 Lg2와, 이들에 병렬로 접속된 커패시터 C에 의해 병렬 공진 회로를 구성하고 있으므로, 회로가 대형화되지 않는다. 이 병렬 공진 회로의 공진 주파수를 수신 신호의 주파수 이외의 대역으로 조정함으로써, 불필요 대역의 감쇠를 도모할 수 있다. 그리고, 고주파 필터 등, 다른 회로 구성은 도 1에 나타낸 것과 동일하므로, 그 설명을 생략한다. 또한, 커패시터 C는, 제2 전송 선로 Lg2의 일부와 병렬로 접속해도 되고, 제2 전송 선로 Lg2의 전체와 병렬로 접속해도 된다.

도 2에 나타낸 고주파 회로를, 전극 패턴이 형성된 유전체 층으로 이루어지는 다층 기판에 구성하여, 고주파 모듈로 할 수 있다. 고주파 모듈의 예로서는, 안테나에 접속된 송신계와 수신계의 신호 경로를 전환하는 안테나 스위치 모듈이나, 송신 신호를 증폭하는 고주파 증폭기 회로를 포함하는 고주파 증폭기 모듈과 상기 안테나 스위치 모듈을 일체화한 복합 모듈 등을 예를 들 수 있지만, 이에 한정되지는 않는다.

본 발명의 일실시형태인 고주파 모듈로서, 도 3은 저주파 대역인 GSM850 대역(송신 주파수: 824∼849MHz, 수신 주파수: 869∼ 894MHz) 및 EGSM 대역(송신 주파수: 880∼915MHz, 수신 주파수: 925∼960MHz), 및 고주파 대역인 DCS 대역(송신 주파수: 1710∼1785MHz, 수신 주파수: 1805∼1880MHz) 및 PCS 대역(송신 주파수: 1850∼1910MHz, 수신 주파수: 1930∼1990MHz)을 사용하는 콰드 밴드용 안테나 스위치 회로의 등가 회로를 나타낸다. 이 안테나 스위치 회로는, 저주파 필터 및 고주파 필터로 이루어지는 분기 회로 Dip와, 분기 회로의 저주파 필터의 후단에 배치되고, 제어 단자 Vc로부터 공급되는 전압에 의해 송신 단자 Tx-LB와 수신 단자 Rx-LB를 전환하는 제1 스위치 회로 SW1과, 분기 회로의 고주파 필터의 후단에 배치되고, 제어 단자 Vc로부터 공급되는 전압에 의해 송신 단자 Tx-HB와 수신 단자 Rx-HB를 전환하는 제2 스위치 회로 SW2를 포함한다. 저주파 측의 송신 단자 Tx-LB 및 수신 단자 Rx-LB는 GSM 및 EGSM에서 공용하고 있고, 고주파 측의 송신 단자 Tx-HB 및 수신 단자 Rx-HB는 DCS 및 PCS에서 공용하고 있다. 저주파 측의 수신 단자 Rx-LB 및 고주파 측의 수신 단자 Rx-HB는 본 모듈이 탑재된 휴대 단말기가 사용되는 지역에 따라 선택적으로 사용되며, 예를 들면, 유럽에서는 Rx-LB를 EGSM, Rx-HB를 DCS에 할당하고, 미국에서는 Rx-LB를 GSM, Rx-HB를 PCS에 할당한다. 이 때, 각 송수신 단자에서는 저주파 대역인 GSM850 및 EGSM의 대역, 고주파 대역인 DCS 및 PCS의 대역에서 원하는 특성을 가지는 광대역 설계가 필요하게 된다. 또한, 저주파 측의 수신 단자 Rx-LB 및 고주파 측의 수신 단자 Rx-HB의 후단은 스위치 회로(도시하지 않음)로 하고, 4개의 수신 단자를 설치해도 된다.

고주파 모듈을, 콰드 밴드에 한정되지 않고, 트리플 밴드 또는 듀얼 밴드의 고주파 스위치 모듈로 해도 된다. 예를 들면, 저주파 대역인 GSM850 및 EGSM 중에서 한쪽을 제1 주파수 대역으로 하고, 고주파 대역인 DCS 및 PCS의 한쪽을 제2 주파수 대역으로 해도 된다. 또한, 고주파 모듈은 휴대 전화기의 통신 시스템용에 한정되지 않고, 무선 LAN 등 다른 통신 시스템용일 수도 있다. 고주파 회로 및 고주파 모듈에 사용하는 필터 회로, 스위치 회로, 검파 회로, 평형 불평형 회로 등의 회로 소자의 개수 및 배치는, 필요에 따라 변경해도 된다.

도 3에 나타낸 안테나 스위치 회로에서, 제1 주파수 대역의 송수신계와 제2 주파수 대역의 송수신계를 나누기 위해, 저주파 필터 및 고주파 필터로 이루어지는 분기 회로(다이 플렉서) Dip는, GSM 및 EGSM의 송수신 신호를 통과시키고, 또한 DCS 및 PCS의 송수신 신호를 감쇠시키는 저주파측(GSM/EGSM Side) 필터로서 저대역 통과 필터를 포함하고, DCS 및 PCS의 송수신 신호를 통과시키고, 또한 GSM 및 EGSM의 송수신 신호를 감쇠시키는 고주파측(DCS/PCS Side) 필터로서 고대역 통과 필터를 포함하고 있다. 공통 단자인 안테나 단자 Ant에 접속되어 있는 저주파 필터 및 고주파 필터는, 각각 전송 선로와 커패시터에 의해 구성되어 있지만, 대역 통과 필터 또는 노치 필터로 구성할 수도 있다.

저주파측(GSM/EGSM Side) 필터로서의 저대역 통과 필터에 있어서, 전송 선로 LL1은, 저주파 대역(GSM 및 EGSM)의 신호를 저손실로 통과시키지만, 고주파 대역(DCS 및 PCS)의 신호에 대하여 고임피던스가 되고, DCS 및 PCS 대역의 신호가 혼입하는 것을 방지한다. 전송 선로 LL1은, DCS 및 PCS 대역의 신호가 GSM계의 경로에 전송되지 않도록, DCS 및 PCS 대역의 신호의 주파수로 고임피던스로 되는 길이로 설정되는 것이 바람직하다. 전송 선로 LL2 및 커패시터 CL1은, DCS 및 PCS 대역에 공진 주파수를 가지는 직렬 공진 회로를 구성하고, DCS 및 PCS 대역의 신호를 그라운드까지 떨어뜨려, 혼입을 방지한다. 고주파측(DCS/PCS Side) 필터로서의 고대역 통과 필터에서, 커패시터 CH4 및 커패시터 CH5는, 고주파 대역(DCS 및 PCS)의 신호를 저손실로 통과시키지만, 저주파 대역(GSM 및 EGSM)의 신호에 대하여 고임피던스가 되고, GSM 및 EGSM 대역의 신호가 혼입하는 것을 방지한다. 전송 선로 LH4 및 커패시터 CH4는, GSM 및 EGSM 대역에 공진 주파수를 가지는 직렬 공진 회로를 구성하고, GSM 및 EGSM 대역의 신호를 그라운드로 떨어뜨려, 혼입을 방지한다.

도 3에 나타낸 스위치 회로는, 상기 분기 회로에 접속되어 제1 송수신계의 송신계(송신 단자 Tx-LB)와 수신계(수신 단자 Rx-LB)를 전환하는 제1 스위치 회로 SW1과, 상기 분기 회로에 접속되어 제2 송수신계의 송신계(송신 단자 Tx-HB)와 수신계(수신 단자 Rx-HB)를 전환하는 제2 스위치 회로 SW2를 포함한다. 제1 스위치 회로 SW1 및 제2 스위치 회로 SW2는 모두 스위치 소자 및 전송 선로를 주요 소자로 포함한다. 스위치 소자로서는 PIN 다이오드가 매우 적합하지만, GaAs 스위치도 사용할 수 있다. PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로는 GaAs 스위치를 사용한 스위치 회로보다 저비용이지만, GaAs 스위치는 PIN 다이오드를 사용한 스위치 회로보다 저소비 전력화가 가능하므로, 이러한 특징을 살릴 수 있도록 선택한다.

GSM/EGSM의 송신 단자 Tx-LB와 수신 단자 Rx-LB를 전환하는 제1 스위치 회로 SW1(도 3의 상단에 있음)은, 2개의 다이오드 Dg1, Dg2 및 2개의 전송 선로 Lg1, Lg2를 주요 소자로 포함한다. 다이오드 Dg1은, 분기 회로의 저주파 필터와 송신 단자 Tx-LB 사이에 개재되고, 다이오드 Dg1의 애노드는 분기 회로의 저주파 필터에 접속되고, 다이오드 Dg1의 캐소드는, 전송 선로 LL3와 커패시터 CL2, CL3에 의해 구성된 L형의 저대역 통과 필터 LPF1에 접속되어 있다. 저대역 통과 필터 LPF1을 구성하는 전송 선로 LL3의 타단과 그라운드 사이에는 전송 선로 Lg1이 접속되어 있다. 저대역 통과 필터 LPF1은, GSM/EGSM 측의 파워 앰프(도시하지 않음)로부터 입력되는 송신 신호에 포함되는 고차의 고조파 불균일을 억제하기 위하여, GSM/EGSM 송신 신호를 통과시키지만, GSM/EGSM 송신 신호의 2배 이상의 주파수를 충분히 감쇠시키는 특성을 가지는 것이 바람직하다. 파워 앰프로부터 입력되는 GSM/EGSM 송신 신호에 포함되는 고조파 불균일을 충분히 감쇠시키기 위하여, 인덕턴스를 형성하는 전송 선로 LL3와 커패시터 CL3는, GSM/EGSM의 송신 주파수의 2배 또는 3배의 공진 주파수를 가지는 병렬 공진 회로를 구성한다.

커패시터 Cg6, Cg2, Cg1은, 직류 분을 제거하여 다이오드 Dg1 및 Dg2를 포함하는 회로에 제어용 직류 전압을 인가하는 DC 컷 커패시터로서 기능하고, 또한 위상 조정 회로의 일부로서도 기능한다. 다이오드 Dg1의 애노드와 수신 단자 Rx-LB 사이에는 전송 선로 Lg2가 개재되고, 전송 선로 Lg2의 일단과 그라운드 사이에 다이오드 Dg2가 접속되고, 다이오드 Dg2의 애노드와 그라운드 사이에 커패시터 Cg1이 접속되어 있다. 또한, 다이오드 Dg2의 애노드와 제어 단자 Vc 사이에는 저항 Rg가 직렬로 접속되어 있다. 제어 단자 Vc와 그라운드 사이에 접속된 커패시터 Cvg는, 제어용 전원으로의 노이즈 혼입을 저지하여, 제어를 안정화시킨다. 전송 선로 Lg1 및 전송 선로 Lg2는, λ/4 선로이며, 모두 공진 주파수가 GSM/EGSM의 송신 신호의 주파수 대역 내가 되는 선로 길이를 가지는 것이 바람직하다. 예를 들면, 각각의 공진 주파수를 GSM의 송신 신호 주파수의 실질적으로 중간의 주파수(869.5MHz)로 하면, 원하는 주파수 대역 내에서 우수한 삽입 손실 특성을 얻을 수 있다.

제2 스위치 회로 SW2(도 3의 하단에 있음)는, DCS 및 PCS에 공통의 수신 단자 Rx-HB와, DCS 및 PCS에 공통의 송신 단자 Tx-HB를 전환한다. 제2 스위치 회로 SW2는, 2개의 다이오드 Dd1 및 Dd2와 2개의 전송 선로 Ld1 및 Ld2를 주요 소자로 포함한다. 다이오드 Dd1은, 분기 회로의 고주파 필터와 송신 단자 Tx-HB 사이에 개재되고, 다이오드 Dd1의 애노드는 분기 회로의 고주파 필터에 접속되고, 다이오드 Dd1의 캐소드는 전송 선로 LH5 및 커패시터 CH7, CH8에 의해 구성된 L형의 저대역 통과 필터 LPF2에 접속되어 있다. 저대역 통과 필터 LPF2를 구성하는 전송 선로 LH5의 타단과 그라운드 사이에는 전송 선로 Ld1이 접속되어 있다. 저대역 통과 필터 LPF2는, DCS 및 PCS 측의 파워 앰프(도시하지 않음)로부터 입력되는 송신 신호에 포함된 고차 고조파 불균일을 억제하기 위하여, DCS 또는 PCS 송신 신호를 통과시키지만, DCS 또는 PCS 송신 신호의 2배 이상의 주파수를 충분히 감쇠시키는 특성을 가지는 것이 바람직하다. 다이오드 Dd1의 OFF 시에 송신 단자 Tx-HB와 안테나 단자 Ant 사이, 및 송신 단자 Tx-HB와 수신 단자 Rx-HB 사이의 아이솔레이션을 확보하기 위하여, 인덕터 Ls 및 커패시터 Cs의 직렬 회로가 다이오드 Dd1에 병렬로 접속되어, OFF 시의 다이오드의 용량 성분을 상쇄한다.

전송 선로 Ld1 및 Ld2는 λ/4 선로이며, 모두 공진 주파수가 DCS와 PCS의 송수신계의 송신 신호의 주파수 대역 내에 들어가는 선로 길이를 가지는 것이 바람직하고, 특히 상기 주파수 대역의 중간 주파수로 되는 선로 길이를 가지는 것이 바람직하다. 예를 들면, 전송 선로 Ld1 및 Ld2의 공진 주파수를 DCS 대역 및 PCS 대역의 송신 신호의 실질적으로 중간의 주파수(1810MHz)로 하면, 각각의 모드에서 우수한 전기적 특성을 얻을 수 있고, 2개의 송신 신호를 하나의 회로로 취급할 수 있다. 커패시터 Cd2는, 직류분을 제거하여 다이오드 Dd1 및 Dd2를 포함하는 회로에 제어용 직류 전압을 인가하는 DC 컷 커패시터로서 기능하며, 또한 위상 조정 회로의 일부로서도 기능한다. 전송 선로 Ld2의 일단은 분기 회로의 고주파 필터를 구성하는 커패시터 CH5에 접속되어 있고, 전송 선로 Ld2의 타단은 그라운드에 접속된 다이오드 Dd2 및 커패시터 Cd1에 접속되어 있다. 다이오드 Dd2의 애노드에는 저항 Rd를 통하여 제어 단자 Vc가 접속되어 있다. 커패시터 Cvd는, 제어용 전원으로의 노이즈 혼입을 저지하여 제어를 안정화시킨다. 커패시터 Cd5는 DC 컷용 커패시터이다.

인덕터 L1은, 안테나 단자에 정전기, 낙뢰 등에 의한 과전류가 인가되었을 때, 그것을 그라운드 GND로 흘려보내어, 모듈의 파괴를 방지하는 기능을 한다. 인덕터 L2와 Cg2, 및 인덕터 L5와 Cd2는 각각 접속 위상을 조정하는 하이 패스형 위상 조정 회로로서 기능하고, 고주파 증폭기 회로 HPA로부터 누출되는 고조파를 억제한다. 안테나 스위치 측 임피던스와의 관계를, 기본파에서는 공역 정합이 되고, 불필요한 n배파에서는 비공역 정합이 되도록 조정한다. L3, C2, L4 및 C1은, LC 공진 회로와 LC 하이 패스 회로를 구성하고, 250MHz 부근에 공진점을 갖게 하여 정전 펄스를 감쇠시키고, 정전 펄스의 수신 단자 후방으로의 누출을 방지하고, 후방에 있는 대역 통과 필터의 파괴를 방지한다. C3는 정합 조정용 커패시터이다.

(C) 고주파 모듈

도 4는 도 3에 나타낸 안테나 스위치 회로를 11층의 다층 기판에 형성하여 이루어지는 고주파 모듈을 나타낸다. BOTTOM은 다층 기판의 배면을 나타낸다. 각 층의 우측 약 1/3의 영역(1)에 안테나 스위치 회로가 형성되어 있고, 좌측 약 2/3의 영역(2)에 고주파 증폭기 회로(도시하지 않음)가 형성되어 있다. 분기 회로는 도 2에 나타낸 구성을 가진다. 고주파 증폭기 회로는, 예를 들면, 안테나 스위치 회로의 GSM/EGSM의 송신 단자 Tx-LB에 접속되고, 증폭된 송신 신호를 안테나 스위치 회로에 보낸다. 고주파 증폭기와 안테나 스위치 회로의 접속을 상층 측에 설치하고, 또한 상호 간섭을 회피하기 위해 고주파 증폭기의 선로와 안테나 스위치 회로의 선로를 상이한 층에서 상하로 중첩되지 않는 위치에 형성하는 것이 바람직하다.

도 4에서, 도 2 및 도 3에 나타낸 전송 선로 및 커패시터에 대응하는 전극 패턴에는 동일한 부호를 부여하고 있다. 분기 회로의 고주파 필터의 제2 커패시터 CH4와 제3 커패시터 CH5, 및 저주파 필터의 제1 커패시터 CL1은 그라운드 전극이 설치된 제6 유전체층의 아래쪽에 설치되어 있다. 직렬 공진 회로를 구성하는 전송 선로 LL2와 제1 커패시터 CL1의 전극 패턴은 적층 방향으로 중첩되도록 형성되어 있다. 마찬가지로 직렬 공진 회로를 구성하는 전송 선로 LH4와 제4 커패시터 CH6의 전극 패턴도 적층 방향으로 중첩되도록 형성되어 있다. 저주파 필터의 제1 전송 선로 LL1의 전극 패턴은, 코일형이 되도록 제2 층 내지 제5 층에 형성되어 있다. 또 제1 스위치 회로 SW1의 제2 전송 선로 Lg2의 전극 패턴은, 코일형이 되도록 제5 층, 제7 층 내지 제11 층에 형성되어 있다.

제2 층에 형성된 제1 전송 선로 LL1의 전극 패턴의 단부는 스루홀 전극을 통하여 제3 층에 형성된 커패시터 C의 전극 패턴에 접속되어 있다. 커패시터 C의 전극 패턴은, 제5 층에 형성된 제2 전송 선로 Lg2의 전극 패턴의 단부와 대향하고, 커패시터를 구성하고 있다. 또 제2 층에 형성된 제1 전송 선로 LL1의 전극 패턴의 단부와 제7 층에 형성된 제2 전송 선로 Lg2의 전극 패턴의 단부는, 최상층에 탑재되는 커패시터 Cg6에 스루홀 전극을 통하여 접속되어 있다. 전술한 전극 패턴의 배치에 의해, 커패시터 C가 제1 전송 선로 LL1의 일부와 제2 전송 선로 Lg2의 일부에 병렬로 접속된 구성을 얻을 수 있다. 전술한 바와 같이 도 4에 나타낸 실시형태에서는, 제1 전송 선로 LL1의 일부를 구성하는 전극 패턴, 제2 전송 선로 Lg2의 일부를 구성하는 전극 패턴, 및 커패시터 C의 전극 패턴이 적층 방향으로 중첩되는 부분을 포함하고 있다.

[실시예 1]

도 4에 나타낸 고주파 모듈을, 950℃ 이하의 저온 소성이 가능한 LTCC로 이루어지는 11층의 유전체 그린 시트에 의해 제작하였다. 그린 시트의 두께는, 전송 선로 및 커패시터를 용이하게 형성할 수 있도록 40∼200㎛인 것이 바람직하다. 전극 패턴은 은계의 도전 페이스트에 의해 형성하는 것이 바람직하다. 각 그린 시트에 전송 선로 및 커패시터용 전극 패턴을 형성하고, 적절하게 스루홀을 형성하고, 적층한 후, 압착하고, 950℃로 소성하고, 약 10mm× 약 8mm× 약 0.65mm의 적층체를 얻는다. 적층체의 상면에 다이오드, 트랜지스터, 칩 인덕터, 칩 커패시터, 저항 등을 탑재하고, 고주파 모듈을 얻는다. 고주파 모듈 상에는 통상적으로 높이 약 1.6mm인 금속 케이스(도시하지 않음)를 씌운다. 금속 케이스 대신, 수지로 밀봉된 패키지일 수도 있고, 이 경우 높이는 약 1.5mm가 된다.

실시예 1의 고주파 모듈의 통과 특성을 도 5에 나타내고, 종래의 회로 구조를 가지는 고주파 모듈의 통과 특성을 도 6에 나타낸다. 종래의 특성은 3GHz 부근의 불필요 대역에 약 -15dB의 큰 상승이 있으며, 제조 불균일에 따라서는, 약 -10dB을 초과할 수도 있으므로, 수신 특성에 문제가 생길 우려가 있다. 한편, 실시예 1의 고주파 모듈에서는, 3GHz 부근이 약 -25dB 이하로 억제할 수 있어서, 수신 특성의 악영향이 배제되어 있다. 또한, 실시예 1의 고주파 모듈의 통과 손실은 약 -1.0dB이며, 불필요한 파형 억제용 커패시터가 설치되어 있지 않은 종래의 고주파 모듈과 같은 정도이다.

[2] 제2 실시형태

(A) 분기 회로

도 7은 본 발명의 제2 실시형태에 의한 분기 회로의 등가 회로를 나타낸다. 분기 회로는, 송신 시에는 고주파측 송신 회로 또는 저주파측 송신 회로의 송신 신호를 통과시키고, 수신 시에는 주파수가 상이한 신호를 분기하고, 고주파측 수신 회로 또는 저주파측 수신 회로에 수신 신호를 분배하는 기능을 가진다. 저주파 필터 및 고주파 필터로 이루어지는, 도 7에 나타낸 분기 회로는, 공통 단자 Pc, 저주파 단자 Pl 및 고주파 단자 Ph를 포함한다. 고주파 필터는, 공통 단자 Pc에 접속된 제1 커패시터 CH4와, 제1 커패시터 CH4와 고주파 단자 Ph 사이에 접속된 제2 커패시터 CH5와, 제1 커패시터 CH4와 제2 커패시터 CH5의 접속점과 그라운드 사이에 접속된 제1 전송 선로 LH4 및 제3 커패시터 CH6로 이루어지는 직렬 공진 회로를 포함한다. 저주파 필터는, 저주파 단자 Pl과 공통 단자 Pc 사이에 설치된 제2 전송 선로 LL1과, 제2 전송 선로 LL1과 저주파 단자 Pl 사이에 일단이 접속되고, 타단이 접지된 제3 전송 선로 LL2 및 제4 커패시터 CL1으로 이루어지는 직렬 공진 회로를 포함한다. 그리고, 분기 회로가 포함하는 저대역 통과 필터 등의 회로 구성은 전술한 것에 한정되지 않고, 적절하게 변경될 수 있다.

분기 회로 중에서 제1 전송 선로 LH4, 제1 커패시터 CH4, 제2 커패시터 CH5 및 제3 커패시터 CH6는, 적층체를 구성하는 유전체층에 형성된 전극 패턴에 의해 구성된다. 유전체층(7)를 적층한 적층체에서, 제1 커패시터 CH4를 구성하는 대향 전극 중에서 공통 단자 Pc에 접속되는 전극(5)은, 도 9에 나타낸 바와 같이, 그라운드 전극에 대향하고 있다. 이에 따라, 분기 회로의 일부인 커패시터의 전극을 사용하여 기생 용량을 발생시킬 수 있다. 도 9의 구성에서는, 한층의 유전체층의 양측에 제1 커패시터 CH4를 구성하는 전극(5)과 그라운드 전극(6)이 대향하고 있다. 기생 용량의 크기는, 유전체층의 두께, 그라운드 전극(6)의 면적, 및/또는 유전체층의 유전율을 조정함으로써 용이하게 제어할 수 있다. 제1 커패시터 CH4의 다른 쪽 전극과, 제2 커패시터 CH5의 전극(제1 커패시터 CH4 측)은, 공통 전극(4)으로서 적층체 내에서 전극(5)의 위쪽에 형성되어 있다. 제2 커패시터 CH5의 다른 쪽 전극(3)(고주파 단자 Ph에 접속)은 공통 전극(4)의 위쪽에 형성되어 있다. 이와 같이 전극(5)과 공통 전극(4)으로 제1 커패시터 CH4를 구성하고, 공통 전극(4)과 전극(3)으로 제2 커패시터 CH5를 구성하고, 또한 그라운드 전극(6) 사이에서 기생 용량을 발생시킨다. 종래 하이 패스 필터부에 기생 용량이 가능한 생기지 않도록 하였지만(예를 들면, 일본 특허출원 공개번호 2002-26677호), 본 발명에서는 고조파 억제의 관점에서 이것을 적극적으로 이용한다. 분기 회로를 안테나 스위치 모듈에 사용하는 경우, 도 8에 나타낸 바와 같이, 기생 용량 Cp는 안테나에 부속되어, 고조파를 억제한다.

(B) 고주파 회로

상기 분기 회로를 포함하는 고주파 회로는, 분기 회로에 의해 나누어진 저주파 측의 제1 주파수 대역의 송신계와 수신계를 전환하는 제1 스위치 회로와, 분기 회로에 의해 분류 고주파 측의 제2 주파수 대역의 송신계와 수신계를 전환하는 제2 스위치 회로를 포함한다. 본 실시형태의 고주파 회로의 등가 회로로서, 도 10은 저주파 대역인 GSM850 대역(송신 주파수: 824∼849MHz, 수신 주파수: 869∼894MHz) 및 EGSM 대역(송신 주파수: 880∼915MHz, 수신 주파수: 925∼960MHz), 고주파 대역인 DCS 대역(송신 주파수: 1710∼1785MHz, 수신 주파수: 1805∼1880MHz) 및 PCS 대역(송신 주파수: 1850∼1910MHz, 수신 주파수: 1930∼1990MHz)을 사용한 콰드 밴드용 안테나 스위치 회로의 등가 회로를 나타내고, 도 11은 그 블록도를 나타낸다. 이 등가 회로는 제2 실시형태의 분기 회로를 사용한 점 외에 제1 실시형태의 등가 회로와 동일하므로, 그 설명을 생략한다.

(C) 고주파 모듈

도 12는 도 10에 나타낸 안테나 스위치 회로를 다층 기판에 형성한 고주파 스위치 모듈을 나타낸다. 제6 층에는, 스루홀 전극이 형성된 영역 외에 실질적으로 전체면에 그라운드 전극이 형성되어 있다. 분기 회로의 고주파 필터의 제1 커패시터 CH4 및 제2 커패시터 CH5는 그라운드 전극이 설치된 제6 층의 아래쪽에 설치되어 있다. 구체적으로는, 제2 커패시터 CH5의 전극(3)(고주파 단자 Ph측)은 제9 층에 형성되고, 제1 커패시터 CH4 및 제2 커패시터 CH5의 공통 전극(4)은 제10 층에 형성되고, 제1 커패시터 CH4의 전극(5)(공통 단자 Pc측)은 제11 층에 형성되고, 전극(5)은 적층체의 배면에 형성된 그라운드 전극에 대향하고 있다. 전극(3, 4 및 5)끼리도 대향하고 있다. 본 실시형태에서는 배면에 형성된 그라운드 전극과의 대향을 이용하여 기생 용량을 발생시키고 있지만, 이에 한정되지 않고, 적층체 내의 그라운드 전극을 이용해도 된다.

분기 회로에 칩 커패시터, 칩 인덕터 등의 개별 부품을 사용하는 경우, 안테나 단자(공통 단자 Pc)와 동일한 전위의 탑재 패드의 바로 아래에 그라운드 전극을 설치하거나, 탑재 패드 주변에 그라운드 전극을 배치함으로써, 기생 용량을 발생시켜도 된다. 또한, 안테나 단자에 기생 용량을 부가시키기 위하여, 안테나 단자에 분파기를 접속하지 않은 형태일 수도 있다. 어느 경우도, 기생 용량이 너무 크면 삽입 손실이 열화되므로, 전극 간격 등을 조정하여 기생 용량을 약 1pF 이하로 하는 것이 바람직하다.

[실시예 2]

안테나 스위치 모듈로서, 도 12에 나타낸 구조를 가지는 적층 모듈을 제작하였다. 도 12에 나타낸 적층 모듈에는 고주파 증폭기도 병행하여 형성하였다. 적층 모듈은 제1 층∼제11 층의 유전체 그린 시트로 구성되며, BOTTOM은 적층체의 배면을 나타낸다. 본 실시예에서 사용한 유전체 그린 시트는 950℃ 이하의 저온 소성이 가능한 LTCC이다. 적층체의 치수 및 제작 방법은 실시예 1과 동일하다.

실시예 2의 분기 회로와, 제1 커패시터 CH4의 전극(공통 단자 Pc에 접속)이 그라운드 전극에 대향하고 있지 않은 종래의 분기 회로를 비교하면, 삽입 손실은 실질적으로 동일하지만, 감쇠량은 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 1.5∼7dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 1.5∼3dB로 크게 개선된 것을 알았다.

실시예 2의 분기 회로를 포함하는 고주파 스위치 모듈로서, 도 12에 나타낸 적층 모듈을 제작하였다. 분기 회로의 주요 커패시터를 형성하는 유전체의 두께를 25㎛로 하고, 제1 커패시터 CH4의 대향 전극과 배면의 그라운드 전극의 거리를 100㎛로 함으로써, 적층 모듈에서의 기생 용량을 약 0.5pF로 조정하였다. 실시예 2의 고주파 스위치 모듈을 종래의 분기 회로를 포함하는 고주파 스위치 모듈과 비교하면, 삽입 손실은 동일하지만, 감쇠량은 저주파 측에서 약 2∼7dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 1.5∼14dB로 크게 개선된 것을 알았다.

[3] 제3 실시형태

제3 실시형태에 의한 고주파 모듈은, 분기 회로 Dip 및 제1 스위치 및 제2 스위치 회로가 포함하는 전송 선로 LL1, LL2, LH4, Lg1, Lg2, Ld2를 배치한 점 외에, 제1 실시형태와 동일하다. Ld1은 제2 주파수 대역의 고조파가 통과하는 전송 선로이다. 전송 선로 LL1, LH4 및 Lg2에는 저주파 측의 제1 주파수 대역의 신호가 통과하고, 전송 선로 LL2, Lg1 및 Ld2에는 고주파 측의 제2 주파수 대역의 신호가 통과한다. 전송 선로 LL2, Lg1은 저주파 측의 회로 요소이지만, 저주파측 회로에 누출된 고주파측 성분이 통과하고, 전송 선로 LH4는 저주파 측의 회로 요소이지만, 고주파측 회로에 누출된 저주파 성분이 통과한다.

제1 주파수 대역(GSM850 및 EGSM)과 제2 주파수 대역(DCS 및 PCS)의 송수신 회로 사이에서의 상호 간섭을 억제하기 위하여, 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로 LL1, LH4, Lg2를 적층체 내의 그라운드 전극의 적층 방향의 한쪽에 설치하고, 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로 LL2, Lg1, Ld2를 상기 그라운드 전극의 적층 방향의 다른 쪽에 설치한다. 즉, 상기 전송 선로를 그라운드 전극으로 적층 방향으로 분리한다. 제1 주파수 대역인 GSM850 및 EGSM의 2배파는, 제2 주파수 대역인 DCS 및 PCS의 주파수 대역과 실질적으로 동일하므로, 제1 주파수 대역의 2배파가 제2주파수 대역에게 미치는 영향은 크다. 전술한 구성은, 이와 같은 제1 주파수 대역과 제2 주파수 대역의 관계일 경우에 특히 유효하다. 그라운드 전극은, 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로와 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로를 적어도 부분적으로 분리하도록 유전체층에 형성되어 있으면 되지만, 완전하게 분리할 수 있도록 양 전송 선로보다 넓게 유전체층에 형성되어 있는 것이 바람직하다. 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로의 전극 패턴 사이나, 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로의 전극 패턴 사이에, 다른 그라운드 전극이 형성되어 있어도 된다. 복수 층에 설치된 그라운드 전극은 스루홀 전극으로 접속하는 것이 바람직하고, 스루홀 전극 수는 많을수록 좋다.

도 13은 도 10에 나타낸 안테나 스위치 회로를 적층체로 형성한 고주파 모듈을 나타낸다. 각 층의 우측 약 1/3의 영역(1)에 안테나 스위치 회로가 형성되어 있고, 좌측 약 2/3의 영역(2)에 고주파 증폭기 회로가 형성되어 있다. 고주파 증폭기 회로는, 도 10의 안테나 스위치 회로의 예를 들면, GSM/EGSM의 송신 단자 Tx-LB에 접속하고, 증폭된 송신 신호를 안테나 스위치 회로에 보낸다. 고주파 증폭기와 안테나 스위치 회로의 접속을 상층 측에 설치하고, 또한 상호 간섭을 회피하기 위해 고주파 증폭기의 선로와 안테나 스위치 회로의 선로를 상이한 층에서 상하로 중첩되지 않는 위치에 형성하는 것이 바람직하다.

도 13은 좌상측부터 차례로, 전극 패턴을 형성한 11층의 유전체층과 적층체의 배면 BOTTOM을 나타낸다. 제6 층에는, 스루홀 전극이 형성된 영역 외에 실질적으로 전체면에 그라운드 전극이 형성되어 있다. 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로 LL1, LH4, Lg2의 전극 패턴은, 그라운드 전극을 설치한 제6 층의 위쪽의 제2 층∼ 제5 층에 형성되어 있지만, 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로 LL2, Ld2, Lg1의 전극 패턴은, 그라운드 전극이 설치된 제6 층의 아래쪽의 제7 층∼ 제11 층에 형성되어 있다. 제1 주파수 대역 및 제2 주파수 대역의 송수신계로 사용되는 저대역 통과 필터 LPF1, LPF2를 구성하는 전송 선로 및 커패시터의 전극 패턴 중에서, 전송 선로의 상기 전극 패턴은 그라운드 전극의 위쪽에 설치되어 있고, 커패시터의 전극 패턴은 상기 그라운드 전극의 아래쪽에 설치되어 있다.

[실시예 3]

안테나 스위치 모듈로서, 도 13에 나타낸 적층 모듈을 제작하였다. 950℃ 이하의 저온 소성이 가능한 LTCC로 이루어지는 11층의 유전체 그린 시트를 제1 실시형태와 동일한 조건으로 적층하였다. 적층 모듈을 구성하는 모든 층에서, 안테나 스위치 회로를 구성하는 전극 패턴은 우측 영역(1)에 형성하고, 고주파 증폭기를 구성하는 전극 패턴은 좌측 영역(2)에 형성하였다.

실시예 3의 고주파 모듈과 제1 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로와 제2 주파수 대역의 신호가 통과하는 전송 선로를 적층 방향으로 분리하고 있지 않은 종래의 고주파 모듈을 비교하면, 송신측에서는 삽입 손실이 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 0.1∼0.2dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 0.05∼0.2dB로 크게 개선되며, 또한 감쇠량이 저주파 측에서 약 3∼12dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 5∼15dB로 크게 개선된 것을 알았다. 수신측에서는, 삽입 손실이 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 0.05∼0.1dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 0.1∼0.3dB로 크게 개선된 것을 알았다. 전파의 누출은 고주파일수록 크기 때문에, 본 발명의 효과는 고주파측일수록 크다.

간섭에 의한 것으로 여겨지는 불필요 대역에서의 특성 열화도 해소되었다. 이 효과는, 수신간 아이솔레이션 특성(저주파측 수신 단자와 고주파측 수신 단자 사이의 통과 특성)으로부터 명확하게 확인할 수 있었다. 아이솔레이션 개선 효과는, 저주파 대역에서는 약 5dB이며, 고주파 대역에서는 약 2dB이며, 각 n배파 대역에서는 약 3∼20dB이었다. 이와 같은 삽입 손실 및 감쇠량의 개선 효과가 얻어진 것은, 저주파측과 고주파측의 차폐 효과에 의한 것으로 여겨진다. 그리고, GaAs 스위치를 사용하는 경우, 저주파측 라인과 고주파측 라인을 그라운드 전극으로 분리함으로써, 동일한 효과를 얻을 수 있다.

[4] 제4 실시형태

본 발명의 고주파 회로 및 고주파 모듈에 바람직한 저대역 통과 필터에 대하여 상세하게 설명한다. 도 10은 저주파대의 GSM 및 EGSM과 고주파대의 DCS 및 PCS를 커버하는 콰드 밴드용 안테나 스위치 회로의 등가 회로의 일례를 나타내고, 도 14는 저대역 통과 필터를 내장한 적층체를 구성하는 각 유전체층상의 전극 패턴을 나타낸다. 안테나 스위치 회로의 저대역 통과 필터 이외의 부분은 제1 실시형태와 동일하므로, 이들에 대한 설명은 생략한다.

*저대역 통과 필터는 단일체의 적층 저대역 통과 필터일 수도 있다. 저대역 통과 필터를 이용한 적층 모듈의 구성은 특히 한정되지 않지만, 안테나 스위치 모듈, 또는 안테나 스위치 회로와 고주파 증폭기 회로의 복합 모듈로 구성하는 것이 바람직하다.

도 10 및 도 11에 나타낸 제1 저대역 통과 필터 LPF1 및 제2 저대역 통과 필터 LPF2는 동일한 구성이면 된다. 도 15는 저대역 통과 필터 LPF(LPF1 또는 LPF2)의 등가 회로를 나타낸다. 제1 저대역 통과 필터 LPF1은, 인덕턴스를 형성하는 전송 선로 LL3와 커패시터 CL2, CL3로 이루어지는 L형 저대역 통과 필터이다. 커패시터 CL3는 전송 선로 LL3에 병렬로 접속되어, 병렬 공진 회로를 구성하고 있다. 저대역 통과 필터의 구성은 도 15에 나타내는 것에 한정되지 않고, 예를 들면, 도 16에 나타낸 π형 저대역 통과 필터일 수도 있다.

전극 패턴을 형성한 11층의 유전체층과 적층체의 배면 BOTTOM을 나타낸 도 14에 의해, 적층체에서의 제1 저대역 통과 필터 LPF1을 설명한다. 도 14는 좌상측부터 차례로 제1 층∼제11 층 및 배면을 나타낸다. 저대역 통과 필터 LPF1을 구성하는 전송 선로 LL3 및 커패시터 CL2, CL3를 구성하는 전극 패턴도 각각 LL3, CL2, CL3로 나타낸다. 제6 층에는 그라운드 전극 G1이 형성되어 있고, 그라운드 전극 G1보다 위쪽의 제2 층∼제5 층에 전송 선로용 전극 패턴 LL3가 형성되어 있다. 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3는 그라운드 전극 G1의 아래쪽의 제9 층∼제11 층에 형성되어 있다. 즉, 제1 저대역 통과 필터 LPF1을 구성하는 복수의 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3와 전송 선로용 전극 패턴 LL3는 그라운드 전극 G1에 의해 적층 방향으로 분리되어 있다. 양 전극 패턴은 그라운드 전극 G1에 의해 전체면에서 분리되어 있는 것이 바람직하다. 저대역 통과 필터가 복수의 전송 선로를 포함하는 경우도 마찬가지로, 복수의 전송 선로를 구성하는 전극 패턴은, 그라운드 전극의 적층 방향의 한쪽에 모아서 형성한다.

적층체의 소형화를 위하여, 도 14에 나타낸 구성에서는, 전송 선로용 전극 패턴 LL3와 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3는 적층 방향으로 중첩된다. 본 발명의 저대역 통과 필터에서는 전송 선로와 커패시터가 그라운드 전극으로 분리되어 있으므로, 인덕터와 커패시터가 적층 방향으로 중첩되어도 상호 간섭이 없다. 전송 선로 LL3보다 바깥쪽의 제1 층 등에는, 전송 선로용 전극 패턴 LL3와 적층 방향으로 중첩되는 그라운드 전극은 설치되어 있지 않으므로, 전송 선로 LL3보다 바깥쪽에 대향하는 그라운드 전극을 배치한 경우에 생기는 기생 용량의 형성이나, 삽입 손실의 증가를 회피할 수 있다.

도 14에 나타낸 구성에서는, 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3 측에 그라운드 전극 G1과는 별도의 그라운드 전극(커패시터 CL2의 대향 그라운드 전극)을 설치하고 있다. 이 경우, 전송 선로용 전극 패턴 LL3와 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3 사이의 그라운드 전극 G1은, 커패시터 CL2, CL3의 대향 그라운드 전극으로서 기능해도 되고 기능하지 않아도 된다. 전송 선로용 전극 패턴 LL3와 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3 사이의 그라운드 전극 G1과 커패시터 CL2, CL3의 대향 그라운드 전극을 단일 그라운드 전극으로 구성해도 된다. 이 경우, 그라운드 전극 G1과는 별도의 그라운드 전극을 커패시터용 전극 패턴 CL2, CL3의 바깥쪽에 포함하지 않는다. 이러한 구성은 소형화에 유리하다.

일본 특허출원 공개번호 평11-27177호의 저대역 통과 필터에서는, 인덕턴스와 커패시터 사이에 그라운드 전극이 부분적으로 형성되어 있으므로, 인덕턴스용 전극 패턴과 커패시터용 전극 패턴은 완전히 분리되어 있지 않지만, 본 실시형태의 저대역 통과 필터에서는, 인덕턴스용 전극 패턴과 커패시터용 전극 패턴 사이에 그라운드 전극이 존재하고 있는 점에서, 양자는 매우 상이하다. 또한, 전송 선로용 전극 패턴의 바깥쪽에 별도의 대향하는 그라운드 전극을 포함하고 있지 않으므로, 인덕턴스로서 기능하는 전송 선로의 기생 용량의 형성이 억제되고, 손실 저감에 기여한다.

도 17a에 나타낸 저대역 통과 필터에 있어서, 적층 방향에서 인덕턴스를 형성하는 전송 선로의 전극 패턴(13)과 커패시터용 전극 패턴(15) 사이에 그라운드 전극(14)이 설치되어 있고, 커패시터용 전극 패턴(15)의 아래쪽에는 그라운드 전극(16)이 설치되어 있다. 그라운드 전극(14)은 그 상하에 설치된 전송 선로용 전극 패턴(13)과 커패시터용 전극 패턴(15)에 의해 접지 면적이 크며, 적층 방향에서 전송 선로용 전극 패턴(13)과 커패시터용 전극 패턴(15)이 대향하는 영역에 전면적으로 그라운드 전극(14)이 존재하므로, 그라운드 전극(14)은 전송 선로와 커패시터 간의 간섭을 방지한다.

전송 선로용 전극 패턴(13)의 위쪽에 그라운드 전극이 설치되어 있지 않으므로, 전송 선로의 위쪽에 기생 용량이 생기지 않는다. 이 경우, 임피던스 설계가 허용하는 한, 인덕턴스를 형성하는 전송 선로와 그라운드 전극의 거리를 길게 설정함으로써, 전송 선로의 아래쪽에 발생하는 기생 용량을 억제하고, 따라서 삽입 손실을 저감시킬 수 있다. 그라운드 전극(14)을 커패시터의 대향 전극의 하나로서 사용하지 않을 경우, 전송 선로의 전극 패턴 중에서 그라운드 전극(14) 측의 전극 패턴과 그라운드 전극의 거리를 길게 설정하여 기생 용량의 발생을 억제하는 것이 바람직하지만, 그라운드 전극(14)을 커패시터의 대향 전극의 하나로서 사용하는 경우에는 이에 한정하지 않는다.

도 17b에 나타낸 구성에서는, 적층 방향에서 인덕터를 형성하는 전송 선로의 전극 패턴(13)과 커패시터의 전극 패턴(15) 사이에 그라운드 전극(14)이 설치되어 있지만, 커패시터용 전극 패턴(15)의 아래쪽에 다른 그라운드 전극이 설치되어 있지 않고, 그라운드 전극(14)을 커패시터의 대향 전극으로서 사용하고 있다. 이러한 구성이라 하더라도 도 17a에 나타낸 구성과 동일한 효과를 얻을 수 있다. 이러한 구성에서는, 그라운드 전극(14)을 대향 전극의 하나로서 사용하므로, 전극 패턴(15)과 그라운드 전극(14)의 거리는 50㎛ 이하로 설정하는 것이 바람직하다.

도 10에 나타낸 제2 저대역 통과 필터도 제1 저대역 통과 필터와 동일하게 구성할 수 있다. 이와 같이 적층 모듈이 복수의 저대역 통과 필터를 포함하는 경우, 복수의 저대역 통과 필터의 그라운드 전극을 반드시 동일한 유전체층에 형성할 필요는 없지만, 동일한 유전체층 상에 형성하는 것이 바람직하다. 이와 같은 구성은, 적층체의 소형화 및 불필요한 부유 용량의 억제에 효과적이다.

상기 저대역 통과 필터는, 제1 실시형태 내지 제3 실시형태의 모든 안테나 스위치 회로에 사용할 수 있고, 또 제1 실시형태 및 제2 실시형태에 의한 고주파 모듈에 한정되지 않고, 다른 멀티 밴드 고주파 모듈에도 널리 사용할 수 있다.

[실시예 4]

안테나 스위치 모듈로서, 도 14에 나타낸 적층 모듈을, 950℃ 이하의 저온 소성이 가능한 LTCC로 이루어지는 11층의 유전체 그린 시트에 의해 제작하였다. 이 적층 모듈은 고주파 증폭기도 포함한다. 적층체의 치수 및 제작 방법은 제1 실시형태와 동일하다.

실시예 4의 저대역 통과 필터와 인덕턴스를 형성하는 전송 선로의 위쪽에 그라운드 전극을 포함하는 종래의 저대역 통과 필터를 비교하면, 삽입 손실이 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 0.3∼0.35dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 0.2∼0.3dB로 크게 개선되며, 또한 감쇠량이 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 2∼5dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 4∼10dB로 크게 개선된 것을 알 수 있다. 이는, 인덕턴스를 형성하는 전송 선로의 기생 용량이 감소하므로, 종래 설계보다 전송 선로가 짧아졌기 때문이다. 저대역 통과 필터를 고주파 스위치 모듈에 내장한 경우도, 동일한 개선 효과가 얻어진다.

전송 선로의 기생 용량이 크면 삽입 손실이 열화되므로 전송 선로의 전극과 그라운드 전극의 거리는 가능한 길게 설정하는 것이 바람직하고, 시험 제작된 적층 모듈에서는 10O㎛로 조정하였다. 한편, 시험 제작된 회로 구성에서는 커패시터 측의 기생 용량이 크면 임피던스를 50Ω으로 설계하기 곤란하여, 저대역 통과 필터와 다른 회로와의 정합이 곤란하게 되므로, 커패시터의 전극과 그라운드 전극의 거리는 가능한 길게 설정하는 것이 바람직하고, 시험 제작된 적층 모듈에서는 225㎛로 조정하였다.

실시예 4의 저대역 통과 필터와 중간의 그라운드 전극을 포함하지 않는 종래의 저대역 통과 필터를 비교하면, 삽입 손실이 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 0.2∼0.3dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 0.2∼0.3dB로 크게 개선되며, 또한 감쇠량이 저주파측(GSM 및 EGSM)에서 약 5∼8dB로 크게 개선되고, 고주파측(DCS 및 PCS)에서 약 5∼12dB로 크게 개선된 것을 알았다. 또한, 종래의 저대역 통과 필터에서는 저주파측 및 고주파 측의 감쇠 극이 명확하게 나타나지 않아서, 설계하기 곤란했지만, 본 발명의 저대역 통과 필터에는 설계된 감쇠 극이 명확하게 나타나고, 간섭에 의한 것으로 여겨졌던 불필요 대역에서의 특성 열화가 해소되었다. 이와 같이 원하는 특성을 얻기 위한 설계가 간편하게 되고, 설계 시간이 단축되었다. 또한, 고주파 스위치 모듈로 한 경우, 동등한 개선 성능을 가지고 있었다.

본 발명의 저대역 통과 필터의 중간에 배치한 그라운드 전극을 저대역 통과 필터의 접지한 대향 전극으로서 이용한 경우, 제반 특성은 전술한 바와 마찬가지로 개선되고, 적층체의 두께를 약 10O㎛ 삭감할 수 있어서 소형화가 가능하게 되었다. 물론, 이 효과는 적층 모듈로 형성한 경우에도 얻어진다.

스위치 회로의 전송 선로를 필수적인 구성으로 하는 경우를 제외하면, 모든 실시형태에서, 제1 스위치 회로 SW1 및 제2 스위치 회로 SW2로서, 예를 들면, SPDT(단극쌍투형)스위치와 같은 GaAs 스위치를 사용할 수도 있다. GaAs 스위치의 사용에 의해 스위치에 사용하는 전송 선로가 단축된다. 또한, 고주파 회로에서의 분기 회로의 배치는 도시한 위치에 한정되지 않고, 예를 들면, 스위치 회로 SW1, SW2의 공통 단자를 안테나 ANT에 접속하여, 스위치 회로의 송신측 단자 및 수신측 단자에 분기 회로를 접속해도 되고, 또한 안테나 ANT와 분기 회로 사이에 다른 회로를 설치해도 된다. 또한, 분기 회로를 SPnT 스위치(n은 2 이상의 자연수)로 바꾸고, 주파수 대역과 송수신의 전환을 행해도 된다.

본 발명은 상기 실시형태에 한정되지 않고, 각종 멀티 밴드 고주파 모듈에 적용할 수 있다.

본 발명의 고주파 모듈에 사용하는 유전체층은 세라믹 또는 수지에 의해 형성할 수 있다. 수지를 기판으로서 사용하는 경우, 커패시터 등의 다층 기판에 전극 패턴으로 형성할 수 없는 소자는, 기판상에 탑재하는 칩 소자일 수도 있다.

Claims (3)

1. 공통 단자, 저주파 단자, 고주파 단자, 및 상기 공통 단자와 상기 저주파 단자 사이에 설치된 저주파 필터를 가지는 저주파측 경로와, 상기 공통 단자와 상기 고주파 단자 사이에 설치된 고주파 필터를 가지는 고주파측 경로를 포함하는 분기 회로로서,
   상기 저주파 필터는 상기 저주파측 경로에 직렬로 접속된 제1 전송 선로와, 상기 제1 전송 선로의 저주파 단자측의 일부에 병렬로 접속된, 고조파를 억제하기 위한 커패시터와, 상기 제1 전송 선로와 상기 저주파 단자 사이에 일단이 접속되고 타단이 접지된, 다른 전송선로와 다른 커패시터의 직렬 공진 회로를 포함하는, 분기 회로.
2. 제1항에 있어서,
   상기 커패시터는 상기 제1 전송 선로의 저주파 단자 측의 일부에 병렬로 접속하여 병렬 공진 회로를 구성하고,
   상기 제1 전송 선로의 상기 일부 이외의 부분은 인덕턴스부를 구성하는, 분기 회로.
3. 제1항 또는 제2항에 기재된 분기 회로가, 전극 패턴이 형성된 유전체층을 적층하여 이루어지는 다층 기판에 구성되어 있는, 고주파 모듈.

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