KR20090127957A - 직접형 전력 변환 장치 - Google Patents

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Abstract

본 발명은, 방전 저항이 필요로 하는 전력 용량을 저감한 직접형 전력 변환 장치이다. 트랜지스터(S1)는 예를 들면 제2의 클램프 콘덴서(C2)의 양단 전압이 소정의 기준 전압을 넘었을 때에 도통한다. 방전 저항(R1)의 저항값은, 기준 전압에, 방전 저항(R1)을 흐르는 전류의 최대값을 제산하는 값보다도 작다. 제2의 클램프 콘덴서(C2)의 양단 전압(Vc1)이 소정의 기준 전압을 넘음으로 트랜지스터(S1)가 도통을 했을때, 회생 전류에 기인하는 방전 저항(R1)에 인가되는 전압은, 제2의 클램프 콘덴서(C2)의 양단 전압(Vc1) 및 회생 전류에 의한 방전 저항(R1)에서의 전압 강하가 큰 쪽이다. 당해 전압 강화 및 양단 전압(Vc1)은 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압보다도 작으므로, 방전 저항(R1)의 전력 용량을 저감할 수 있다.

Description

직접형 전력 변환 장치{DIRECT POWER CONVERTER}
본 발명은, 직접형 전력 변환 장치에 관한 것으로, 상세하게는, 직류 링크부에 클램프 회로를 구비한 직접형 전력 변환 장치에 관한 것이다.
후술하는 비특허 문헌 1에는, 클램프 회로를 구비한 직접형 교류 전력 변환 장치가 개시되어 있다. 도 9는 비특허 문헌 1에 기재된 직접형 교류 전력 변환 장치를 나타내고 있다. 당해 직접형 교류 전력 변환 장치의 출력측에 IPM 모터가 설치되어 있다고 한다. IPM모터의 유효 인덕턴스의 평균값에 상당하는 1상당의 인덕턴스를 La, IPM 모터로의 전류 공급을 차단하는 기준이 되는 과부하 전류를 i, 클램프 콘덴서의 양단 전압을 Vc, 클램프 콘덴서의 전기 용량을 Cc, 3상 교류 전원의 선간 전압을 Vs로 하고, IPM 모터가 갖는 3상분의 인덕터에 모아지는 전력이 전부 클램프 콘덴서에 회생된다고 하면, 다음 식의 관계식을 만족한다.
Figure 112009070814913-PCT00001
따라서, 클램프 콘덴서의 양단 전압은 다음 식으로 표시된다.
Figure 112009070814913-PCT00002
도 10은, 식(2)에 기초하는, 클램프 콘덴서의 전기 용량에 대한 양단 전압의 관계를 나타내고 있다. 예를 들면 전원 전압 Vs를 400V, 인덕턴스 La를 12mH, 과부하 전류 i를 40A, 클램프 콘덴서의 전기 용량을 10μF로 하면, 클램프 콘덴서의 양단 전압 Vc는 대략 1800V가 된다. 전압값은, 전원 전압 400V급의 트랜지스터 및 다이오드의 소자 정격 1200V를 넘는다.
클램프 콘덴서의 양단 전압 Vc가 예를 들면 750V 정도 이하이기 위해서는, 식(2) 및 도 10으로부터 클램프 콘덴서의 전기 용량을 200μF 이상으로 하는 것이 필요하다.
한편, 클램프 콘덴서의 전기 용량을 크게 할 수록, 전원 투입시의 돌입 전류가 커진다. 예를 들면 1상분의 직렬 회로로서, 전원, 리액터, 저항, 콘덴서가 직렬로 접속된 직렬 회로를 생각한다. 리액터의 인덕턴스를 L, 저항의 저항값을 R, 클램프 콘덴서의 전기 용량을 C로 한다. 당해 직렬 회로에 있어서의, 입력(전원 전압 Vs)에 대한 출력(전류)의 전달 특성은 다음 식으로 표시된다.
Figure 112009070814913-PCT00003
스텝 입력에 대한 응답은 다음 식으로 표시된다.
Figure 112009070814913-PCT00004
여기서, 1/L=D, R/L=E, 1/LC=F로 하고, 식(4)을 역라플라스 변환하여 전류의 응답을 구하면 다음 식이 유도된다.
Figure 112009070814913-PCT00005
Figure 112009070814913-PCT00006
콘덴서의 전기 용량 C가 커질수록 F가 작아지고, D, E는 전기 용량 C에 상관 없이 일정하므로, 콘덴서의 전기 용량 C가 커질수록 ω이 작아진다. 따라서, 시간에 의한 감쇠를 제외한 진폭항 D/ω는 콘덴서의 전기 용량 C가 커질수록 커진다. 즉, 콘덴서의 전기 용량 C의 증대에 수반하여 돌입 전류가 커진다.
또한, 식(5)로부터 i(t)를 시간으로 미분한 값을 0(i(t)＇=0)로 하고, 전류의 최대값을 구하면, 다음 식이 유도된다.
Figure 112009070814913-PCT00007
당해 최대값을 돌입 전류로서 파악할 수 있다. 도 11은, 전기 용량 C에 대한 돌입 전류 (i((π-α)/ ω))의 관계를 나타내고 있다.
상기 서술한 바와 같이, 회생 전류에 의해 충전된 클램프 콘덴서의 양단 전압이 750V 정도 이하이기 위해서, 클램프 콘덴서의 전기 용량을 200μF로 한 경우, 식(6), (7) 및 도 11로부터 전류의 최대값(돌입 전류)은 150A에 이른다.
이러한 돌입 전류를 저감함과 함께, 회생 전류에 의해 충전된 클램프 콘덴서의 양단 전압을 저감하기 위해서, 비특허 문헌 1에 있어서는 클램프 콘덴서에 방전 회로를 설치하고 있다. 보다 구체적으로는, 방전 회로는 클램프 콘덴서와 병렬로 접속된 방전 저항을 구비하고 있다. 그리고, 클램프 콘덴서의 전기 용량을 작게 하여 돌입 전류를 저감하고, 회생 전류에 의해 클램프 콘덴서의 양단 전압이 소정의 기준 전압을 넘었을 때에 클램프 콘덴서에 충전된 전하를 방전 저항으로 방전시켜 당해 양단 전압의 증대를 억제하고 있다.
또한, 본 발명에 관련하는 기술로서 특허 문헌 1~4가 개시되어 있다.
비특허 문헌 1: J.Schoenberger, T.Friedli, S.D.Round, J.W.Kolar, "An Ultra Sparse Matrix Converter with a Novel Active Clamp Circuit.”Proc. of the 4th Power Conversion Conference(PCC＇07), p.784－791
특허 문헌 1: 미국 특허 제6, 995, 992호 명세서
특허 문헌 2：일본국 공개특허2006－54947호 공보
특허 문헌 3：일본국 공개특허 평2－65667호 공보
특허 문헌 4：일본국 공고특허 소62－53918호 공보
그러나, 비특허 문헌 1에 기재된 기술에서는, 방전 저항에는 클램프 콘덴서의 양단 전압(=기준 전압)과 동일한 정도의 전압이 인가되므로, 당해 방전 저항은, 기준 전압×기준 전압/저항값 이상의 전력 용량을 필요로 한다.
본 발명의 목적은, 방전 저항이 필요로 하는 전력 용량을 저감할 수 있는 직접형 전력 변환 장치를 제공하는 것이다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제1의 형태는, 정측 직류 전원선(L1)과, 상기 정측 직류 전원선에 인가되는 전위보다도 낮은 전위가 인가되는 부측 직류 전원선(L2)과, 다상 교류 전원과 접속된 복수의 입력선의 상호 간에 접속되어, 전압원으로서 기능하는 입력 콘덴서(Cr, Cs, Ct)와, 상기 입력선으로부터 입력되는 다상 교류 전압을 2개의 전위를 갖는 방형파상의 직류 전압으로 변환하여, 상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선에 상기 직류 전압을 공급하는 전류형 전력 변환기(1)와, 상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선 사이의 2개의 전위를 갖는 상기 직류 전압을, 방형파상의 교류 전압으로 변환하여 유도성 다상 부하(5)로 출력하는 전압형 전력 변환기(4)와, 일단이 상기 정측 직류 전원선에 접속된 제1 커패시턴스 소자(C1)와, 상기 제1 커패시턴스 소자의 타단 및 상기 부측 직류 전원선과 접속된 제2 커패시턴스 소자(C2)와, 상기 제1 커패시턴스 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자 사이에서, 애노드가 상기 제1 커패시턴스 소자에, 캐소드가 상기 제2 커패시턴스 소자에 각각 접속된 제1 다이오드 소자(D1)와, 애노드가 상기 제2 커패시턴스 소자와 상기 제1 다이오드 소자 사이에, 캐소드가 상기 정측 직류 전원선에 각각 접속된 제2 다이오드 소자(D2)와, 애노드가 상기 부측 직류 전원선에, 캐소드가 상기 제1 커패시턴스 소자와 상기 제1 다이오드 사이에 각각 접속된 제3 다이오드 소자(D3)와, 상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선 사이에 접속된 방전 저항(R1)과, 상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선 사이에서 상기 방전 저항과 직렬로 접속되어, 상기 제1 커패시턴스 소자 또는 상기 제2 커패시턴스 소자의 양단 전압(Vc1)이 제1 소정값(Vref－h)을 넘었을 때에 도통하고, 제2 소정값(Vref－L)을 밑돌았을 때에 차단하는 스위치 소자(S1)를 구비한다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제2의 형태는, 제1의 형태에 관련된 직접형 전력 변환 장치로서, 상기 방전 저항(R1)의 저항값은, 상기 소정값(Vref－h)에, 자신을 흐르는 전류의 최대값을 제산한 값 이하이다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제3의 형태는, 제1 또는 제2의 형태에 관련된 직접형 전력 변환 장치로서, 상기 제1 다이오드 소자(D1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2) 사이에 접속된 제3 커패시턴스 소자(C3)와, 상기 제2 커패시터스 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에서, 애노드가 상기 제3 커패시턴스 소자에, 캐소드가 상기 제2 커패시턴스 소자 및 상기 제2 다이오드 소자(D2)에 각각 접속된 제4 다이오드 소자(D6)와, 애노드가 상기 제1 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에, 캐소드가 상기 정측 직류 전원선에 각각 접속된 제5 다이오드 소자(D7)와, 애노드가 상기 부측 직류 전원선에, 캐소드가 상기 제4 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에 각각 접속된 제6 다이오드 소자(D8)를 더 구비한다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제4의 형태는, 제1 내지 제3의 형태 중 어느 하나에 관련된 직접형 전력 변환 장치로서, 상기 전압형 전력 변환 장치, 상기 스위치 소자는, PIM(Power Integrated Module) 모듈로 구성되어 있다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제1의 형태에 의하면, 제1 커패시턴스 소자 및 제2 커패시턴스 소자는 유도성 다상 부하로부터의 회생 전류에 의해 충전된다. 이 때, 제1 다이오드 소자 내지 제3 다이오드 소자의 정류 기능에 의해 제1 커패시턴스 소자 및 제2 커패시턴스 소자는 상호 직렬 상태로 충전된다(도 3을 참조). 제1 커패시턴스 소자와 제2 커패시턴스 소자는 정측 직류 전원선과 부측 직류 전원선 사이의 전압을 분압하므로, 제1 커패시턴스 소자와 제2 커패시턴스 소자의 내압을 저감할 수 있다.
그리고, 제1 커패시턴스 소자 또는 제2 커패시턴스 소자의 양단 전압이 제1 소정값을 넘었을 때에 스위치 소자가 도통한다. 이 때, 제1 다이오드 소자 내지 제3 다이오드 소자의 정류 기능에 의해 제1 커패시턴스 소자 및 제2 커패시턴스 소자는 상호 병렬 상태로 방전 저항으로 방전한다(도 4를 참조). 이와 같이, 제1 커패시턴스 소자 및 제2 커패시턴스 소자를 방전할 수 있으므로, 회생 전류에 의한 제1 커패시턴스 소자의 양단 전압 및 제2 커패시턴스 소자의 양단 전압의 증대를 억제할 수 있다.
또, 방전 저항에, 제1 커패시턴스 소자 및 제2 커패시턴스 소자의 1세트의 양단 전압을 인가할 수 있어, 정측 직류 전원선과 부측 직류 전원선의 사이에 1개의 클램프 콘덴서가 설치된 형태에 비해, 방전 저항이 필요로 하는 전력 용량을 저감할 수 있다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제2의 형태에 의하면, 스위치 소자가 도통하여 가장 큰 전류가 방전 저항에 흘렀을 때의 방전 저항의 양단 전압은 제1 소정값보다도 작다. 당해 양단 전압은 제1 커패시턴스 소자 및 제2 커패시턴스 소자의 양단 전압과 동등하다. 따라서, 당해 양단 전압이 가장 큰(방전 저항에 가장 큰 전류가 흐른) 경우라도, 스위치 소자가 오랫동안 도통하는 것을 방지할 수 있어, 스위치 소자의 시간 정격을 저감할 수 있다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제3의 형태에 의하면, 스위치 소자가 도통할 때에, 제1 다이오드 소자 내지 제6 다이오드 소자의 정류 기능에 의해, 제1 커패시턴스 소자 내지 제3 커패시턴스 소자는 상호 병렬 상태로 방전 저항으로 방전한다. 따라서, 제1 커패시턴스 소자 내지 제3 커패시턴스 소자가 상호 직렬 상태로 방전하는 경우에 비해 방전 저항의 전력 용량을 더 저감할 수 있다.
본 발명에 관련된 직접형 전력 변환 장치의 제4의 형태에 의하면, 전압형 전력 변환 장치, 스위치 소자를 일체화하여 제조할 수 있어, 간접형 교류 전력 변환 장치에 널리 적용되고 있기 때문에, 직접형 전력 변환 장치를 소형이며 염가로 구성할 수 있다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백해진다.
도 1은 모터 구동 장치의 개념적인 구성도이다.
도 2는 브레이크 회로가 갖는 트랜지스터로의 스위치 신호를 출력하기 위한 회로의 개념적인 구성도이다.
도 3은 클램프 콘덴서가 충전되는 모습을 나타내는 도이다.
도 4는 클램프 콘덴서가 방전하는 모습을 나타내는 도이다.
도 5는 제1의 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치에 있어서의, 모터가 갖는 코일에 흐르는 전류와, 직류 전원선을 흐르는 전류와, 1개의 클램프 콘덴서의 양단 전압, 2개의 클램프 콘덴서의 1세트의 양단 전압, 직류 전원선 사이의 전압과, 방전 저항(트랜지스터)에 흐르는 전류를 나타내는 그래프이다.
도 6은 제2의 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치에 있어서의, 모터가 갖는 코일에 흐르는 전류와, 직류 전원선을 흐르는 전류와, 1개의 클램프 콘덴서의 양단 전압, 2개의 클램프 콘덴서의 1세트의 양단 전압, 직류 전원선 사이의 전압과, 방전 저항(트랜지스터)에 흐르는 전류를 나타내는 그래프이다.
도 7은 제2의 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치에 있어서의, 모터가 갖는 코일에 흐르는 전류와, 직류 전원선을 흐르는 전류와, 1개의 클램프 콘덴서의 양단 전압, 2개의 클램프 콘덴서의 1세트의 양단 전압, 직류 전원선 사이의 전압과, 방전 저항(트랜지스터)에 흐르는 전류를 나타내는 그래프이다.
도 8은 제3의 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치가 갖는 클램프 회로의 개념적인 구성도이다.
도 9는 비특허 문헌 1에 관련된 전력 변환 장치를 나타내는 도이다.
도 10은 클램프 콘덴서의 전기 용량과 클램프 콘덴서의 양단 전압의 관계를 나타내는 그래프이다.
도 11은 클램프 콘덴서의 전기 용량과 클램프 콘덴서의 돌입 전류의 관계를 나타내는 그래프이다.
제1의 실시의 형태.
본 발명에 관련된 제1의 실시의 형태의 직접형 전력 변환 장치의 일례로서, 모터 구동 장치의 개념적인 구성도를 도 1에 나타낸다. 본 모터 구동 장치는, 전원(E1)과, 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과, 리액터(Lr, Ls, Lt)와, 콘덴서(Cr, Cs, Ct)와, 전류형 컨버터(1)와, 직류 전원선(L1, L2)과, 클램프 회로(2)와, 브레이크 회로(3)와, 전압형 인버터(4)와, 모터(5)를 구비하고 있다.
전원(E1)은 다상 교류 전원으로서 예를 들면 3상 교류 전원이며, 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)에 3상 교류 전류를 공급한다.
리액터(Lr, Ls, Lt)의 각각은 입력선(ACLr, ACLs, ACLt) 상에 각각 설치되어 있다.
콘덴서(Cr, Cs, Ct)는 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)의 상호 간에 각각 접속되어 있다. 보다 구체적으로는, 각각 일단이 전원(E1)과 반대측에서 리액터(Lr, Ls, Lt)와 접속되고, 타단끼리가 각각 접속되어 있다. 이들은 전류형 컨버터(1)의 입력측에 설치되어, 전압원으로서 기능한다. 콘덴서(Cr, Cs, Ct)는 리액터(Lr, Ls, Lt)와 함께 각각 스위칭 전류를 억제하는 LC필터를 구성하고 있다.
전류형 컨버터(1)는, LC필터를 통하여 전원(E1)과 접속되어 있으며, 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)으로부터 입력되는 다상 교류 전압을 2개의 전위를 갖는 방형파상의 직류 전압으로 변환하여, 직류 전원선(L1, L2)의 사이에 당해 직류 전압을 공급한다(후술하는 도 5~7의 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압 파형 참조).
보다 구체적으로는, 전류형 컨버터(1)는, 트랜지스터(Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn)와, 다이오드(Drp, Drn, Dsp, Dsn, Dtp, Dtn)를 구비하고 있다.
다이오드 Drp, Dsp, Dtp의 각 캐소드는 직류 전원선 L1에 각각 접속되어 있다. 다이오드 Dm, Dsn, Dtn의 각 애노드는 직류 전원선 L2에 각각 접속되어 있다.
트랜지스터 Srp, Ssp, Stp의 각 이미터는 각각 다이오드 Drp, Dsp, Dtp의 애노드와 접속되어 있다. 트랜지스터 Srn, Ssn, Stn의 각 컬렉터는 각각 다이오드 Drn, Dsn, Dtn의 캐소드와 접속되어 있다. 트랜지스터 Srp의 컬렉터 및 트랜지스터 Srn의 이미터, 트랜지스터 Ssp의 컬렉터 및 트랜지스터 Ssn의 이미터, 트랜지스터 Stp의 컬렉터 및 트랜지스터 Stn의 이미터는 각각 공통으로 입력선(ACLr, ACLs, ACLt)과 접속되어 있다.
그리고, 도시하지 않은 제어부 등에 의해, 이들 트랜지스터(Srp, Srn, Ssp, Ssn, Stp, Stn)의 각각의 베이스에 스위치 신호가 부여되고, 전류형 컨버터(1)는 3상 교류 전압을 2개의 전위를 갖는 방형파상의 직류 전압으로 변환한다. 또한, 직류 전원선 L1은 정측 직류 전원선으로, 직류 전원선 L2는, 직류 전원선 L1에 인가되는 전위보다도 낮은 전위가 인가되는 부측 직류 전원선으로 파악할 수 있다.
클램프 회로(2)는, 적어도 2개의 클램프 콘덴서를 구비하고 있다. 당해 2개의 클램프 콘덴서는 상호 직렬 상태로 방형파상 전압의 높은 전위보다도 전압이 커지도록 충전되고, 방형파상 전압의 낮은 전위보다도 전압이 낮아지도록 상호 병렬 상태로 방전된다. 이와 같이, 클램프 회로는 정상 상태에서는 상기 충방전 동작에 의해, 방전 전류가 충전 전류에 비해 큰 경우에 전압이 평형하도록 작용한다. 보다 구체적으로는, 클램프 회로(2)는, 클램프 콘덴서(C1, C2)와, 다이오드(D1~D3)를 구비하고 있다.
클램프 콘덴서 C1은 일단이 직류 전원선 L1과 접속되어 있다. 클램프 콘덴서 C2는 클램프 콘덴서 C1의 타단 및 직류 전원선 L2와 접속되어 있다. 즉, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 직류 전원선(L1, L2)의 사이에서 상호 직렬로 접속되어 있다.
다이오드 D1은, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 사이에서, 애노드가 클램프 콘덴서 C1에 캐소드가 클램프 콘덴서 C2에 각각 접속되어 있다. 다이오드 D2는, 애노드가 클램프 콘덴서 C2와 다이오드 D1 사이에, 캐소드가 직류 전원선 L1에 각각 접속되어 있다. 다이오드 D3은 애노드가 직류 전원선 L2에, 캐소드가 클램프 콘덴서 C1과 다이오드 D1 사이에 각각 접속되어 있다.
브레이크 회로(3)는, 방전 저항(R1)과, 트랜지스터(S1)와, 다이오드(D4, D5)를 구비하고 있다. 방전 저항 R1은 직류 전원선(L1, L2)의 사이에 접속되어 있다. 트랜지스터(S1)는 방전 저항 R1과 직렬로 접속되어 있다. 다이오드 D4는, 애노드가 방전 저항 R1과 트랜지스터(S1) 사이에, 캐소드가 직류 전원선 L1에 각각 접속되어 있다. 다이오드 D5는, 애노드가 트랜지스터(S1)의 이미터에, 캐소드가 트랜지스터(S1)의 컬렉터에 접속되어 있다.
트랜지스터(S1)는, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압 중 적어도 어느 한쪽이 소정값을 넘었을 때에 도통한다. 트랜지스터(S1)로 스위치 신호를 출력하는 회로의 일예를 예를 들면 도 2에 나타낸다. 차동 증폭기(6)의 비반전 입력 단자에는 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 인가되고, 반전 입력 단자에는 소정값의 기준이 되는 기준 전압 Vref(여기에서는, 도시하지 않지만 기준 전압을 기초로 차동 증폭기는 기준 전압 Vref－h, Vref－L의 히스테리시스 특성을 갖는다.)이 인가되어 있다. 그리고 차동 증폭기(6)의 출력이 스위치 신호로서 트랜지스터(S1)의 베이스에 입력된다.
방전 저항 R1의 저항값 r1은, 기준 전압 Vref－h에 클램프 콘덴서(C1, C2)의 갯수를 승산한 값에, 방전 저항 R1을 흐르는 전류의 최대값 Imax를 제산한 값보다도 작다. 즉 r1<2·Vref－h/Imax (이하, 식(8)로 부른다)을 만족한다. 이 점에 대 해서는 후에 상세히 서술한다.
전압형 인버터(4)는, 직류 전원선(L1, L2) 사이의 2개의 전위를 갖는 방형파상의 직류 전압을, 방형파상의 교류 전압으로 변환하여 모터(5)에 출력한다. 보다 구체적으로는, 전압형 인버터(4)는, 트랜지스터(Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn)와, 다이오드(Dup, Dun, Dvp, Dvn, Dwp, Dwn)를 구비하고 있다.
트랜지스터 Sup, Svp, Swp의 각 컬렉터 및 다이오드 Dup, Dvp, Dwp의 각 캐소드는 직류 전원선 L1에, 트랜지스터 Sun, Svn, Swn의 각 이미터 및 다이오드 Dun, Dvn, Dwn의 각 애노드는 직류 전원선 L2에 각각 접속되어 있다.
트랜지스터 Sup의 이미터, 트랜지스터 Sun의 컬렉터, 다이오드 Dup의 애노드 및 다이오드 Dun의 캐소드는 공통으로 모터(5)에 접속되고, 트랜지스터 Svp의 이미터, 트랜지스터 Svn의 컬렉터, 다이오드 Dvp의 애노드 및 다이오드 Dvn의 캐소드는 공통으로 모터(5)에 접속되고, 트랜지스터 Swp의 이미터, 트랜지스터 Swn의 컬렉터, 다이오드 Dwp의 애노드 및 다이오드 Dwn의 캐소드는 공통으로 모터(5)에 접속되어 있다.
그리고, 도시하지 않은 제어부 등에 의해, 이들 트랜지스터 Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn의 각각의 베이스에 스위치 신호가 부여되고, 전압형 인버터(4)는 직류 전원선(L1, L2) 사이의 2개의 전위를 갖는 방형파상의 직류 전압을 방형파상의 교류 전압으로 변환하여 모터(5)에 출력한다.
모터(5)는 예를 들면 3상 교류 모터로서, 그 인덕턴스분 및 저항분을 코일 Lu, Lv, Lw와, 저항 Ru, Rv, Rw로 각각 표시하고 있다. 코일 Lu, Lv, Lw는 각각 저 항 Ru, Rv, Rw와 직렬로 접속되어 있다. 저항 Ru, Rv, Rw의 반대측에서의 코일 Lu, Lv, Lw의 일단은 각각 트랜지스터 Sup, Sun의 사이, 트랜지스터 Svp, Svn의 사이, 트랜지스터 Swp, Swn 사이에 각각 접속되어 있다. 코일 Lu, Lv, Lw의 반대측에서의 저항 Ru, Rv, Rw의 일단은 중성점 P에서 공통으로 접속되어 있다.
모터(5)에는 전압형 인버터(4)로부터 방형파상의 교류 전압이 주어진다. 모터(5)가 갖는 인덕턴스분에 의해, 모터(5)를 구동하는 교류 전류는 매끄러워진다. 다시 말하면 모터(5)는 전압형 인버터(4)로부터 주어진 방형파상의 교류 전압을 교류 전류로 변환한다.
이 모터(5)를 흐르는 교류 전류는, 전압형 인버터(4), 전류형 컨버터(1)를 경유하여 콘덴서(Cr, Cs, Ct)를 충전하고, 교류 전압으로 변환된다. 다시 말하면, 모터(5)는, 전류형 컨버터(1)에 대한 전류원으로서 파악할 수도 있다.
이러한 구성의 모터 구동 장치에 있어서의 클램프 회로(2)에 의하면, 전압형 인버터(4)측의 부하 역률에 의해 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압에 대해서 모터(5)를 흐르는 전류가 늦어진 경우에, 소정의 기간에 있어서, 모터(5)로부터 직류 전원선(L1, L2)으로 환류 전류가 흐르고, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 상호 직렬 상태로 충전된다. 이 때의 충전 전압(클램프 콘덴서(C1, C2)의 1세트의 양단 전압)도 부하 역률에 기초하여 결정된다. 한편, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압이, 직류 전원선(L1, L2) 사이의 방형파상 전압의 낮은 쪽의 전압보다 상승했을 때에, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 상호 병렬 상태로 방전한다. 또한, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 상호 직렬 상태로 충전하고, 상호 병렬 상태로 방전하기 때문에, 방 전 전압은 충전 전압의 1/2이다.
이러한 충방전 동작에 의해, 방전 전류가 충전 전류에 비해 큰 경우에 클램프 콘덴서(C1, C2)의 전압이 평형한다.
이상과 같이, 모터(5)로부터의 환류 전류를 충전하고, 또 방전하여 모터(5)로 다시 공급할 수 있으므로, 효율적으로 모터(5)를 구동할 수 있다. 또, 클램프 회로(2)는 스위치 소자 등의 이른바 액티브 소자를 필요로 하지 않기 때문에, 소비 전력이나 제조 코스트를 저감할 수 있다.
또, 모터(5)로의 동작 전류를 감소시키는(모터(5)를 감속시키는) 경우나 모터(5)로의 동작 전류의 공급을 정지한 경우에는, 모터(5)로부터의 회생 전류가 클램프 콘덴서(C1, C2)에 공급된다. 이 때에도 클램프 콘덴서(C1, C2)는 상호 직렬 상태로 충전된다. 도 3은 회생 전류가 흘렀을 때에 클램프 콘덴서(C1, C2)가 충전되는 모습을 나타내고 있다. 클램프 콘덴서(C1, C2)는 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압을 분압하므로, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 내압을 저감할 수 있다.
또, 상기 서술한 바와 같이, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압이 방형파상 전압의 낮은 전위보다도 상승했을 때에, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 예를 들면 모터(5)측으로 방전한다. 이 때, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 다이오드 D1~D3의 정류 기능에 의해 상호 병렬 상태로 방전한다.
이하, 예를 들면 모터(5)로 공급되는 동작 전류가 소정값을 넘은 경우, 모터(5)의 과부하 보호를 위해서 전압형 인버터(4)의 동작을 정지하고 모터(5)로의 전류 공급을 정지할 때에 대해서 구체적으로 설명한다.
구체적인 동작예로서, 전원(E1)의 전원 전압 Vs=400V, 회생 전류의 최대값 Imax=40A, 방전 저항 R1의 저항값 r1이 15Ω, 기준 전압 Vref－h가 400V인 경우에 대해 설명한다. 또한 이들은 식(8)을 만족하고 있다. 도 4는 클램프 콘덴서(C1, C2)가 방전할 때의 모습을 나타내고 있다. 도 5는, 코일 Lu, Lv, Lw를 흐르는 전류와, 직류 전원선(L1, L2)을 흐르는 전류와, 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압의 합, 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압과, 방전 저항 R1(트랜지스터(S1))을 흐르는 전류를 나타내고 있다.
예를 들면 모터(5)로의 전류 공급을 정지하기 위해, 전원(E1)의 공급을 정지한 경우(도 5에 있어서의 각 70ms 참조), 모터(5)로부터의 회생 전류가 직류 전원선(L1, L2)을 흐르고(도 5를 참조), 당해 회생 전류가 클램프 콘덴서(C1, C2)에 공급된다. 이 때, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 상호 직렬 상태로 충전되고, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압은 상승한다(도 3, 도 5를 참조).
그리고, 예를 들면 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 기준 전압 Vref－h를 넘었을 때에 트랜지스터(S1)가 도통한다. 또한, 기준 전압 Vref－h(400V)은, 모터(5)를 구동할 때의 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1(350V 정도)보다도 큰 값으로 설정된다. 그리고 당해 트랜지스터(S1)가 도통했을 때에는, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전하지 않고 회생 전류의 전부는 브레이크 회로(3)를 흐른다. 이하에 구체적으로 설명한다. 또한, 간단하게 하기 위해 트랜지스터(S1)에서의 전압 강하를 무시하고 설명한다.
회생 전류가 방전 저항 R1을 흐름으로써 발생하는 방전 저항 R1의 전압 강하 Vr1은, 방전 저항 R1의 저항값 r1에 회생 전류를 곱하여 구해진다. 트랜지스터(S1)가 최초로 도통한 시점에서는 회생 전류는 Imax와 거의 동일하다고 하면, Vr1=r1·Imax=600V이다.
한편, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압은 400V(기준 전압 Vref－h과 동일)이다. 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압의 합은 800V이며, 방전 저항 R1에 회생 전류의 전부가 흐른 경우의 전압 강하 Vr1이 600V이므로, 회생 전류와 방전 저항 R1의 관계가 지배적이 된다. 보다 구체적으로는, 방전 저항 R1에 흐르는 회생 전류는 클램프 콘덴서(C1, C2)에 흐르는 일 없이, 방전 저항 R1로 흐른다. 바꾸어 말하면, 저항값 r1이 식(8)을 만족하고 있으므로, 회생 전류에 의해 클램프 콘덴서(C1, C2)가 충전되는 것을 방지할 수 있다.
또, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 상호 병렬 상태로 방전하는 바, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압(=기준 전압)이 방전 저항 R1의 전압 강하 Vr1보다도 작기 때문에 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전하지 않는다.
그리고, 회생 전류의 저하에 수반하여 전압 강하 Vr1이 감소하고(도 5에 있어서의 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압을 참조), 전압 강하 Vr1이 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압을 밑돌았을 때에, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전 저항 R1로 방전하기 시작한다(도 4, 도 5를 참조).
그 후에는, 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 기준 전압 Vref－L을 밑돌면 트랜지스터(S1)가 비도통이 되고, 클램프 콘덴서(C1, C2)에 회생 전류가 흘러 이들이 충전되고, 다시 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 기준 전압 Vref－h를 넘으면 트랜지스터(S1)가 도통하여 클램프 콘덴서(C1, C2)가 방전한다.
이상과 같이, 회생 전류에 의한 클램프 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압의 상승을 방지하면서 회생 전류에 의한 회생 에너지를 소비할 수 있다.
또, 1개의 클램프 콘덴서가 직류 전원선의 사이에 설치되어 있는 형태이면, 트랜지스터(S1)가 도통했을 때에, 방전 저항 R1에는 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압(= 1개의 클램프 콘덴서의 양단 전압, 상기의 조건에서는 800V)과 동일한 전압이 인가된다. 한편, 본 모터 구동 장치에 의하면, 상기 서술한 바와 같이, 방전 저항 R1에서의 전압 강하 Vr1은 이 전압(예를 들면 800V)보다도 낮다. 따라서, 동일한 저항값에 있어서 방전 저항 R1이 필요로 하는 전력 용량을 저감할 수 있다.
제2의 실시의 형태.
본 발명에 관련된 제2의 실시의 형태의 모터 구동 장치의 개념적인 구성도는 도 1과 동일하다. 본 모터 구동 장치에 있어서는, 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 기준 전압 Vref－h를 넘고 있는 기간은 트랜지스터(S1)가 계속 도통하고 있으므로, 당해 기간이 길수록 트랜지스터(S1)가 필요로 하는 시간 정격이 크다. 그래서, 본 제2 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치에 있어서는, 트랜지스터(S1)에 전류가 계속 흐르는 기간을 저감하여 트랜지스터(S1)가 필요로 하는 시간 정격을 저감한다.
방전 저항 R1의 저항값 r1은, 기준 전압 Vref－h에 방전 저항 R1을 흐르는 전류의 최대값 Imax를 제산한 값 이하이다. 즉 r1≤Vref－h/Imax(이하, 식(9)으로 부른다)를 만족한다.
도 6은, 모터(5)로의 전류 공급을 정지하기 위한 예를 들면 전압형 인버터(4)의 동작을 정지했을 때의, 코일 Lu, Lv, Lw를 흐르는 전류와, 직류 전원선(L1, L2)을 흐르는 전류와, 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압의 합, 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압과, 방전 저항 R1(트랜지스터(S1))을 흐르는 전류를 나타내고 있다.
또한, 도 6은, 전원(E1)의 전원 전압 Vs가 400V, 회생 전류의 최대값 Imax가 40A, 방전 저항 R1의 저항값 r1이 10Ω, 기준 전압 Vref－h이 400V인 경우의 결과를 나타내고 있으며, 이것은 식(9)을 만족하고 있다.
도 5와 비교하여 설명한다. 도 5에 있어서는, 저항값 r1이 15Ω, 회생 전류의 최대값 Imax가 40A이므로, 트랜지스터(S1)가 최초로 도통했을 때의 방전 저항 R1에서의 전압 강하 Vr1은 600V이며, 기준 전압 Vref－h의 400V(클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압)보다도 커진다. 따라서, 전압 강하 Vr1이 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압을 밑돌 때까지, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전하지 않고, 트랜지스터(S1)가 오랫동안 계속 도통하고 있었다.
본 제2 실시의 형태에 있어서는, 트랜지스터(S1)가 최초로 도통한 시점에서의 회생 전류에 기인하는 방전 저항 R1에서의 전압 강하 Vr1은 400V(=10Ω×40A)이며, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압과 동일하다. 당해 전압 강하 Vr1은, 회생 전류의 저하와 함께 저하하므로, 트랜지스터(S1)가 최초로 도통한 직후에 당해 전압 강하 Vr1은 클램프 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압을 밑돈다. 따라서, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전 저항 R1로 방전하기 시작한다. 그 후에는, 제1의 실시의 형태와 동일하게, 예를 들면 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1에 기초하여 트랜지스터(S1)가 도통/비도통을 반복한다.
이상과 같이, 방전 저항 R1의 저항값 r1이, 기준 전압 Vref－h에 회생 전류의 최대값 Imax를 제산한 값 이하이므로, 트랜지스터(S1)의 도통 직후에 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전을 개시하여, 트랜지스터(S1)가 계속 도통하는 기간을 저감할 수 있다.
또, 방전 저항 R1의 전압 강하 Vr1은 기준 전압 Vref－h 이하이므로, 방전 저항 R1이 필요로 하는 전력 용량을 더 저감할 수 있다.
도 7은, 전원(E1)의 전원 전압 Vs가 400V, 회생 전류의 최대값 Imax가 40A, 방전 저항 R1의 저항값 r1이 5Ω, 기준 전압 Vref－h가 400V인 경우의 결과를 나타내고 있으며, 이들은 식(9)을 만족하고 있다.
예를 들면 시각 70ms에서, 모터(5)로부터의 회생 전류가 클램프 콘덴서(C1, C2)로 공급되어 클램프 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압이 상승한다(도 7을 참조). 그리고, 예를 들면 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 기준 전압 Vref－h를 넘으면 트랜지스터(S1)가 도통한다.
이 때, 회생 전류 Imax에만 기인하는 방전 저항 R1의 전압 강하 Vr1은 200V(=5Ω×40A)이므로, 당해 전압 강하 Vr1은 클램프 콘덴서 C1의 양단 전압 Vc1(=기준 전압 Vref－h=400V)보다도 작다. 이 경우, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압과 저항값 r1의 관계에 의해 방전 저항 R1에 흐르는 전류값이 결정된다. 바꾸어 말하면, 클램프 콘덴서(C1, C2)는 방전 저항 R1로 방전하기 시작한 다. 당해 클램프 콘덴서(C1, C2)의 방전에 의해, 방전 저항 R1에는 회생 전류와 클램프 콘덴서(C1, C2)로부터의 방전 전류가 흐른다. 또한, 이 때의 방전 저항 R1을 흐르는 전류는, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 각각의 양단 전압을 저항값 R1로 나눈 값(=기준 전압 Vref－h/저항값 r1)이다.
그 후, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압이 저하하여 기준 전압 Vref－L을 밑돌면, 트랜지스터(S1)가 비도통이 되고, 클램프 콘덴서(C1, C2)에 회생 전류가 흐르고 이들이 충전되며, 다시 클램프 콘덴서 C2의 양단 전압 Vc1이 기준 전압 Vref－h를 넘으면 트랜지스터(S1)가 도통하고 클램프 콘덴서(C1, C2)가 방전한다.
이상과 같이, 트랜지스터(S1)의 도통과 거의 동시에, 클램프 콘덴서(C1, C2)를 방전할 수 있으므로, 트랜지스터(S1)가 계속 도통하는 기간을 저감할 수 있어, 트랜지스터(S1)의 시간 정격을 저감할 수 있다.
또한, 방전 저항 R1에 인가되는 전압(전압 강하 Vr1)은, 클램프 콘덴서(C1, C2)의 양단 전압(기준 전압 Vref－h)과 거의 동일하게 일정하므로, 저항값 r1이 작을수록 방전 저항 R1에서 발생하는 손실은 커진다. 따라서, 저항값 r1은 가능한 한 큰 것이 바람직하다. 즉 저항값 r1은 기준 전압 Vref－h에 방전 저항 R1을 흐르는 전류의 최대값을 제산한 값인 것이 바람직하다.
제3의 실시의 형태.
제3의 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치의 개념적인 구성도는, 클램프 회로(2)를 제외하고 도 1과 동일하다. 도 8은, 제3의 실시의 형태에 관련된 모터 구동 장치가 구비하는 클램프 회로(2)의 개념적인 구성도이다.
클램프 회로(2)는, 도 1에 나타내는 클램프 회로(2)와 비교해, 클램프 콘덴서 C3와, 다이오드 D6~D7를 더 구비하고 있다. 클램프 콘덴서 C3은, 다이오드 D1과 클램프 콘덴서 C2 사이에 접속되어 있다. 다이오드 D6은, 클램프 콘덴서 C2, C3의 사이에서, 애노드가 클램프 콘덴서 C3에, 캐소드가 클램프 콘덴서 C2 및 다이오드 D2에 각각 접속되어 있다. 다이오드 D7은, 애노드가 다이오드 D1과 클램프 콘덴서 C3 사이에, 캐소드가 직류 전원선 L1에 각각 접속되어 있다. 다이오드 D8은, 애노드가 직류 전원선 L2에, 캐소드가 다이오드 D6과 클램프 콘덴서 C3 사이에 각각 접속되어 있다.
이러한 구성의 클램프 회로(2)에 의하면, 다이오드 D1~D3, D6~D8의 정류 기능에 의해, 클램프 콘덴서 C1~C3은 상호 직렬 상태로 충전되고, 상호 병렬 상태로 방전된다.
따라서, 직류 전원선(L1, L2) 사이의 전압을 클램프 콘덴서 C1~C3에서 분압하므로, 각 클램프 콘덴서 C1~C3에 인가되는 전압을 더 저감할 수 있다. 나아가서는 기준 전압 Vref－h도 저감할 수 있다.
또, 방전 저항 R1의 저항값 r1을, 기준 전압 Vref－h에 방전 저항 R1을 흐르는 전류의 최대값 Imax를 제산한 값 이하로 설정함으로써, 방전 저항 R1이 필요로 하는 전력 용량(=기준 전압 Vref－h×기준 전압 Vref－h/저항값 r1)을 더 저감할 수 있다. 이것은 기준 전압 Vref－h를 더 저감할 수 있기 때문이다.
또한, 본 제1 내지 제3의 실시의 형태에서 서술한 모터 구동 장치에 있어서, 브레이크 회로(3), 전압형 인버터(4)는, PIM(Power Integrated Module) 모듈로 구 성되어 있어도 된다. 이 경우이면, 이들을 일체화하여 제조할 수 있고, 간접형 교류 전력 변환 장치에 널리 적용되고 있기 때문에 모터 구동 장치를 소형이며 염가로 구성할 수 있다.
이 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 이 발명이 이것에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것으로 해석된다.

Claims (5)

  1. 정측 직류 전원선(L1)과,
    상기 정측 직류 전원선에 인가되는 전위보다도 낮은 전위가 인가되는 부측 직류 전원선(L2)과,
    다상 교류 전원과 접속된 복수의 입력선의 상호 간에 접속되어, 전압원으로서 기능하는 입력 콘덴서(Cr, Cs, Ct)와,
    상기 입력선으로부터 입력되는 다상 교류 전압을 2개의 전위를 갖는 방형파상의 직류 전압으로 변환하여, 상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선에 상기 직류 전압을 공급하는 전류형 전력 변환기(1)와,
    상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선 사이의 2개의 전위를 갖는 상기 직류 전압을, 방형파상의 교류 전압으로 변환하여 유도성 다상 부하(5)로 출력하는 전압형 전력 변환기(4)와,
    일단이 상기 정측 직류 전원선에 접속된 제1 커패시턴스 소자(C1)와,
    상기 제1 커패시턴스 소자의 타단 및 상기 부측 직류 전원선과 접속된 제2 커패시턴스 소자(C2)와,
    상기 제1 커패시턴스 소자와 상기 제2 커패시턴스 소자 사이에서, 애노드가 상기 제1 커패시턴스 소자에, 캐소드가 상기 제2 커패시턴스 소자에 각각 접속된 제1 다이오드 소자(D1)와,
    애노드가 상기 제2 커패시턴스 소자와 상기 제1 다이오드 소자 사이에, 캐소 드가 상기 정측 직류 전원선에 각각 접속된 제2 다이오드 소자(D2)와,
    애노드가 상기 부측 직류 전원선에, 캐소드가 상기 제1 커패시턴스 소자와 상기 제1 다이오드 사이에 각각 접속된 제3 다이오드 소자(D3)와,
    상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선 사이에 접속된 방전 저항(R1)과,
    상기 정측 직류 전원선과 상기 부측 직류 전원선 사이에서 상기 방전 저항과 직렬로 접속되어, 상기 제1 커패시턴스 소자 또는 상기 제2 커패시턴스 소자의 양단 전압(Vc1)이 제1 소정값(Vref－h)을 넘었을 때에 도통하고, 제2 소정값(Vref－L)을 밑돌았을 때에 차단하는 스위치 소자(S1)를 구비하는, 직접형 전력 변환 장치.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 방전 저항(R1)의 저항값은, 상기 제1 소정값(Vref－h)에, 자신을 흐르는 전류의 최대값을 제산한 값 이하인, 직접형 전력 변환 장치.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2) 사이에 접속된 제3 커패시턴스 소자(C3)와,
    상기 제2 커패시턴스 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에서, 애노드가 상기 제3 커패시턴스 소자에, 캐소드가 상기 제2 커패시턴스 소자 및 상기 제2 다 이오드 소자(D2)에 각각 접속된 제4 다이오드 소자(D6)와,
    애노드가 상기 제1 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에, 캐소드가 상기 정측 직류 전원선에 각각 접속된 제5 다이오드 소자(D7)와,
    애노드가 상기 부측 직류 전원선에, 캐소드가 상기 제4 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에 각각 접속된 제6 다이오드 소자(D8)를 더 구비하는, 직접형 전력 변환 장치.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 제1 다이오드 소자(D1)와 상기 제2 커패시턴스 소자(C2) 사이에 접속된 제3 커패시턴스 소자(C3)와,
    상기 제2 커패시턴스 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에서, 애노드가 상기 제3 커패시턴스 소자에, 캐소드가 상기 제2 커패시턴스 소자 및 상기 제2 다이오드 소자(D2)에 각각 접속된 제4 다이오드 소자(D6)와,
    애노드가 상기 제1 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에, 캐소드가 상기 정측 직류 전원선에 각각 접속된 제5 다이오드 소자(D7)와,
    애노드가 상기 부측 직류 전원선에, 캐소드가 상기 제4 다이오드 소자와 상기 제3 커패시턴스 소자 사이에 각각 접속된 제6 다이오드 소자(D8)를 더 구비하는, 직접형 전력 변환 장치.
  5. 청구항 1 내지 4 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 전압형 전력 변환 장치(4), 상기 스위치 소자(S1)는, PIM(Power Integrated Module) 모듈로 구성되어 있는, 직접형 전력 변환 장치.
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