JP7335509B2 - スイッチング電源、ｄｃ－ｄｃコンバータ、及び過電圧抑制回路 - Google Patents

Description

本発明はスイッチング電源、それを用いたＤＣ－ＤＣコンバータ、及び過電圧抑制回路に関する。

直流電源と、直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、インバータ回路の交流出力に、一次側が接続されたトランスとを備えるスイッチング電源が知られている。特許文献１には、このようなスイッチング電源と、トランスの二次側に接続されたダイオードブリッジ回路とで構成されたＤＣ－ＤＣコンバータが開示されている。更に特許文献１では、トランスの端子に発生するサージ電圧を防止するために、特定の構成の過電圧抑制回路（スナバ回路：Snubber circuit）を備えることも開示されている。

特許第５６８７３７３号公報

特許文献１の従来技術は、コンデンサがその両端子間の電圧の急激な変動に対して、電圧の変動を抑制させるように動作する（電圧をクランプする）ことを利用している。そのため過電圧抑制回路には、定常時に電源電圧でチャージされるコンデンサが設けられている。トランスの一次側端子にサージ電圧が生じると、過電圧抑制回路のコンデンサを通じて過渡的な電流が流れて、サージ電圧が抑制される。

このように従来技術では、コンデンサの両端子間には、定常状態で電源電圧がかかっており、過渡的には更に大きな電圧が印加されることとなる。そのため、過電圧抑制回路のコンデンサは高耐圧であることが要求されていた。本発明の一態様は、上記課題に鑑みてなされたものであり、過電圧抑制回路に、従来よりも低い耐圧のコンデンサを利用することができるスイッチング電源を実現することを目的とする。

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係るスイッチング電源は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、前記直流電源の正極端子に一方の端子が接続された第１コンデンサと、前記第１コンデンサに並列接続された第１抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記第１コンデンサの他方の端子に接続された第１ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。

上記の課題を解決するために、本発明の別の一態様に係るスイッチング電源は、正極端子が接地されている直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続された第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続された第２抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続された第２ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。

上記の課題を解決するために、本発明の一態様に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えたスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、前記直流電源の正極端子に一方の端子が接続される第１コンデンサと、前記第１コンデンサに並列接続される第１抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記第１コンデンサの他方の端子に接続される第１ダイオードと、を備える。

上記の課題を解決するために、本発明の別の一態様に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えたスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続される第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続される第２抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続される第２ダイオードと、を備える。

本発明の一態様のスイッチング電源によれば、過電圧抑制回路に、従来よりも低い耐圧のコンデンサを利用することができるスイッチング電源が実現できる。本発明の一態様の過電圧抑制回路によれば、スイッチング電源に適用するための過電圧抑制回路において、従来よりも低い耐圧のコンデンサを利用することができる。

本発明の実施形態１に係るスイッチング電源、及び、それを用いた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の動作を説明するための図である。点線は、トランスのｕ端子の過電圧（Ｖｕｖが正の場合）のピークを抑制する過渡的な電流が流れる還流経路を示す。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の動作を説明するための図である。点線は、トランスのｕ端子またはｖ端子の過電圧により第１コンデンサＣ１に充電された電荷の放電電流の還流経路を示す。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源の動作を説明するための図である。点線は、トランスのｖ端子の過電圧（Ｖｕｖが負の場合）のピークを抑制する過渡的な電流が流れる還流経路を示す。 過電圧抑制回路を備えない比較例における、無負荷条件での、トランスの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）の波形を示す図である。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源を用いたＤＣ－ＤＣコンバータにおける、無負荷条件での、トランスの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）の波形を示す図である。 過電圧抑制回路を備えない比較例における、負荷有り条件での、トランスの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）の波形を示す図である。 過電圧抑制回路を備えない比較例における、負荷有り条件での、トランスの一次側端子電位（Ｖｕ）の実測波形を示す図である。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源を用いたＤＣ－ＤＣコンバータにおける、負荷有り条件での、トランスの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）の波形を示す図である。 本発明の実施形態１に係るスイッチング電源を用いたＤＣ－ＤＣコンバータにおける、負荷有り条件での、トランスの一次側端子電位（Ｖｕ）の実測波形を示す図である。 本発明の実施形態２に係るスイッチング電源、及び、それを用いた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の実施形態３に係るスイッチング電源、及び、それを用いた双方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。 本発明の実施形態４に係るスイッチング電源、及び、それを用いたＤＣ－ＡＣ変換器を示す回路図である。 本発明の実施形態５に係るスイッチング電源、及び、それを用いた片方向ＤＣ－ＤＣコンバータを示す回路図である。

〔実施形態１〕
以下に、図１～１０を用いて本発明の一実施形態が、詳細に説明される。図１は、実施形態１に係るスイッチング電源１１及び、スイッチング電源１１を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ１を示す回路図である。

＜スイッチング電源の構成＞
スイッチング電源１１は、直流電源Ｖｓ、インバータ回路１０１、リアクトル、トランスＴＲと、過電圧抑制回路１１２とを備える。直流電源Ｖｓは、正極端子ｖ１と負極端子ｖ２との間に、直流の電源電圧Ｖｉを出力する。図１のように、実施形態１の具体的な回路例において、負極端子ｖ２は接地されている。直流電源Ｖｓは、正極端子ｖ１、負極端子ｖ２を通じてインバータ回路１０１に直流電力を供給する。

実施形態１において、インバータ回路１０１及びトランスＴＲは単相用である。インバータ回路１０１の交流出力には、リアクトルを介してトランスＴＲの一次側が接続される。図１のように、実施形態１の具体的な回路例において、リアクトルは、トランスＴＲの一次側端子（ｕ端子、ｖ端子）のそれぞれについて設けられている。トランスＴＲのｕ端子にはリアクトルＬｕが接続され、ｖ端子にリアクトルＬｖが接続されている。

しかし、必ずしもリアクトルが一次側端子のそれぞれについて設けられなくともよく、少なくとも一方の一次側端子（ｕ端子またはｖ端子）に設けられていればよい。図１の回路図におけるトランスＴＲの一次側端子間の容量は、トランスＴＲの端子間の浮遊容量Ｃｕｖである。過電圧抑制回路１１２の構成については詳細に後述する。

インバータ回路１０１は、４つのスイッチング素子が設けられたフルブリッジのインバータ回路である。各スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor field-effective transistor）やその他のＦＥＴで構成できる。あるいは各スイッチング素子は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor：絶縁ゲートバイポーラ型トランジスタ）、その他のトランジスタで構成されてもよい。各スイッチング素子は、図示されないゲート制御回路により制御されて、スイッチング動作が実行される。

インバータ回路１０１において、入力間（直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１と負極端子ｖ２との間）には、適宜コンデンサＣｓが設けられる。インバータ回路１０１では、入力間に、スイッチング素子Ｓ１ｕと、スイッチング素子Ｓ２ｕとが直列に配置される。スイッチング素子Ｓ１ｕは正極端子ｖ１に接続され、スイッチング素子Ｓ２ｕは負極端子ｖ２に接続される。また入力間に、スイッチング素子Ｓ１ｖと、スイッチング素子Ｓ２ｖとが直列に配置される。スイッチング素子Ｓ１ｖは正極端子ｖ１に接続され、スイッチング素子Ｓ２ｖは負極端子ｖ２に接続される。

スイッチング素子Ｓ１ｕとスイッチング素子Ｓ２ｕの接続点が、インバータ回路１０１の一方の出力端（ｕ出力）であり、リアクトルＬｕを介してトランスＴＲのｕ端子に接続される。スイッチング素子Ｓ１ｖとスイッチング素子Ｓ２ｖの接続点が、インバータ回路１０１のもう一方の出力端（ｖ出力）であり、リアクトルＬｖを介してトランスＴＲのｖ端子に接続される。

スイッチング電源１１の基本的な動作は、過電圧抑制回路１１２を備えない公知のスイッチング電源（後述する比較例におけるスイッチング電源）と同様であり、簡単に記述する。インバータ回路１０１のｕ出力は、直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１と負極端子ｖ２とに、所定の周期で交互に接続される。ｖ出力は、それと相補的に、正極端子ｖ１と負極端子ｖ２とに、交互に接続される。その結果、トランスＴＲの一次側端子間電圧Ｖｕｖは、所定の周期で、交互におよそ＋Ｖｉまたは－Ｖｉの値をとる。

＜二次側の回路構成とＤＣ－ＤＣコンバータ＞
ＤＣ－ＤＣコンバータ１における、トランスＴＲの二次側の回路について説明する。トランスＴＲの二次側は、アクティブブリッジ回路２１１に接続される。更に、アクティブブリッジ回路２１１の出力が、図１の例では蓄電池ＢＴに接続されている。蓄電池ＢＴに並列に、更に負荷が設けられていてもよい。また蓄電池に替えて太陽電池等でもよい。

アクティブブリッジ回路２１１は、インバータ回路１０１の入力側と出力側とが反転した構成の回路である。アクティブブリッジ回路２１１には４つのスイッチング素子（Ｑ１ｐ、Ｑ２ｐ、Ｑ１ｑ、Ｑ２ｑ）と、コンデンサＣｂとが設けられている。以上により、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、双方向に電力を輸送できる双方向のＤＣ－ＤＣコンバータを構成する。ＤＣ－ＤＣコンバータ１の基本的な動作は、過電圧抑制回路１１２を備えない公知の双方向ＤＣ－ＤＣコンバータ（後述する比較例）と同様である。

一次側のインバータ回路１０１のスイッチング動作に対する、アクティブブリッジ回路２１１のスイッチング動作の位相を制御することにより、電力の輸送が制御される。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は、双方向のＤＣ－ＤＣコンバータであるが、一般に行われているように、本願において、直流電源Ｖｓに近い側を入力、蓄電池ＢＴに近い側を出力と、便宜的に呼称する。

＜過電圧抑制回路の構成＞
次に、スイッチング電源１１が備える過電圧抑制回路１１２について詳細に説明する。過電圧抑制回路１１２には、２つの第１ダイオードと、第１コンデンサＣ１、第１コンデンサＣ１に並列接続される第１抵抗Ｒ１とが設けられている。第１コンデンサＣ１の一方の端子（電源側端子ｓ１）は、直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１に接続される。

第１ダイオードは、アノードがトランスＴＲの一次側端子に接続され、カソードが第１コンデンサＣ１の他方の端子（ダイオード側端子ｄ１）に接続されるダイオードである。そのうち、第１ダイオードＤ１ｕは、ｕ端子とダイオード側端子ｄ１との間に配され、第１ダイオードＤ１ｖはｖ端子とダイオード側端子ｄ１との間に配される。

＜スイッチング電源の特徴的動作＞
以下では、スイッチング電源１１及びそれを適用したＤＣ－ＤＣコンバータ１の特徴的な動作について説明する。その前に、以下の説明において用いる比較例のスイッチング電源及びＤＣ－ＤＣコンバータについて述べる。比較例のＤＣ－ＤＣコンバータは、実施形態１のＤＣ－ＤＣコンバータ１から、過電圧抑制回路１１２を削除したものである。

つまり、比較例のＤＣ－ＤＣコンバータは双方向ＤＣ－ＤＣコンバータの公知の基本構成に相当する。比較例のスイッチング電源は、比較例のＤＣ－ＤＣコンバータ中のスイッチング電源であって、実施形態１に係るスイッチング電源１１から、過電圧抑制回路１１２を削除したものである。

ＤＣ－ＤＣコンバータ１、あるいは比較例のＤＣ－ＤＣコンバータにおいて、スイッチング動作により一次側端子間電圧Ｖｕｖが反転する。すると、浮遊容量Ｃｕｖのチャージが反転に伴って、リアクトル（リアクトルＬｕやリアクトルＬｖ）の存在により、共振して過渡的に一次側端子間電圧Ｖｕｖに電源電圧Ｖｉを超える過電圧が印加される。このような過渡的な過電圧は、振動しながら徐々に解消される。過電圧抑制回路１１２を備えない比較例のＤＣ－ＤＣコンバータでは、一次側端子間電圧Ｖｕｖについての過渡的な過電圧の大きさの最大値は、電源電圧Ｖｉの約２倍に達し得る。

また、一次側端子間電圧Ｖｕｖと同様に、一次側端子の対地電位にも過渡的な過電圧が発生する。図１に示されるように、スイッチング電源１１では、直流電源Ｖｓの負極端子ｖ２が接地されており、負極端子ｖ２を基準（電位０）とするｕ端子についての一次側端子電位Ｖｕ及びｖ端子についての一次側端子電位Ｖｖが問題となる。

図５は、無負荷とした際の、比較例のＤＣ－ＤＣコンバータにおける一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）の波形を示す図である。試験条件は、電源電圧Ｖｉ＝１０００Ｖ、二次側出力電圧ＤＣ４００Ｖ、スイッチング周波数２０ｋＨｚである。スイッチング動作により一次側端子電位Ｖｕまたは一次側端子電位Ｖｖがおよそ＋Ｖｉへと変化させられようとするときに、過渡的な過電圧が発生していることが示されている。また、スイッチング動作により一次側端子電位Ｖｕまたは一次側端子電位Ｖｖがおよそ０へと変化させられようとするときにも、過渡的な電位の振動が見られることが示されている。

次に、過電圧抑制回路１１２を備えたスイッチング電源１１及びそれを適用したＤＣ－ＤＣコンバータ１の動作について、図２乃至図４を用いて説明する。過電圧抑制回路１１２の第１コンデンサＣ１には第１抵抗Ｒ１が並列接続されている。そのため定常時（過渡的な現象が終息した状態）において、第１コンデンサＣ１は両端子間の電圧が０となる。

そうして、第１コンデンサＣ１はダイオード側端子ｄ１の電位を電源電位(＋Ｖｉ)にクランプするように機能する。第１コンデンサＣ１は、電源側端子ｓ１が直流電源Ｖｓの高電位側である正極端子ｖ１に接続されているために、電源電位を超える過電圧に対してダイオード側端子ｄ１の電位を＋Ｖｉに保とうとする。

上述の過渡的な現象が無ければ、一次側端子電位Ｖｕ及び一次側端子電位Ｖｖは、およそ＋Ｖｉかおよそ０である。第１ダイオード（第１ダイオードＤ１ｕ、第１ダイオードＤ１ｖ）は、カソード側がダイオード側端子ｄ１に接続されているから、オン（導通）し得ない。

しかし、ｕ端子について、スイッチング動作により一次側端子電位Ｖｕがおよそ＋Ｖｉへと変化させられようとするときに、一次側端子電位Ｖｕが過渡的に＋Ｖｉを超える過大な高電位となると、第１ダイオードＤ１ｕがオンとなる。そうして、図２に点線で示される経路で、一次側端子電位Ｖｕの過電圧を抑制するように過渡的な電流が還流する。

浮遊容量Ｃｕｖから、ｕ端子側の第１ダイオードＤ１ｕ、第１コンデンサＣ１（ダイオード側端子ｄ１から電源側端子ｓ１へ）、直流電源Ｖｓ（あるいはコンデンサＣｓ）、オンしているスイッチング素子Ｓ２ｖ、リアクトルＬｖを通じ、浮遊容量Ｃｕｖに戻る経路である。次に、第１コンデンサＣ１に充電された電荷は、第１コンデンサＣ１に並列接続された第１抵抗Ｒ１を通じて放電される。放電電流は、図３に点線で示される経路で還流する。

また、ｖ端子については、スイッチング動作により一次側端子電位Ｖｖがおよそ＋Ｖｉへと変化させられようとするときに、一次側端子電位Ｖｖが過渡的に電源電圧Ｖｉを超える過大な高電位となると、第１ダイオードＤ１ｖがオンとなる。そうして、図４に点線で示される経路で、一次側端子電位Ｖｖの過電圧を抑制するように過渡的な電流が還流する。

浮遊容量Ｃｕｖから、ｖ端子側の第１ダイオードＤ１ｖ、第１コンデンサＣ１（ダイオード側端子ｄ１から電源側端子ｓ１へ）、直流電源Ｖｓ（あるいはコンデンサＣｓ）、オンしているスイッチング素子Ｓ２ｕ、リアクトルＬｕを通じ、浮遊容量Ｃｕｖに戻る経路である。次に、第１コンデンサＣ１に充電された電荷は、第１コンデンサＣ１に並列接続された第１抵抗Ｒ１を通じて放電される。放電電流は、図３に点線で示される経路で還流する。

＜トランスの一次側端子電位の波形＞
図６は、無負荷とした際の、ＤＣ－ＤＣコンバータ１における一次側端子電位Ｖｕ及び一次側端子電位Ｖｖの波形を示す図である。試験条件は図５の比較例の場合と同じである。図５の比較例の場合と比較すると、スイッチングにより電位が高電位側に変化させられる際の過渡的な過電圧のピークが、過電圧抑制回路１１２の付加によって、大幅に抑制されていることは明らかである。

また二次側のスイッチング動作の位相を制御することによって、一次側から二次側へと電力を供給する、負荷有り条件の場合についても比較する。図７は比較例のＤＣ－ＤＣコンバータにおける一次側端子電位Ｖｕ及び一次側端子電位Ｖｖの波形である。図８はその一次側端子電位Ｖｕの実測波形である。図９は実施形態１のＤＣ－ＤＣコンバータ１における一次側端子電位Ｖｕ及び一次側端子電位Ｖｖの波形である。図１０はその一次側端子電位Ｖｕの実測波形である。

これらにおける試験条件は、電源電圧Ｖｉ＝１５０Ｖ、二次側出力電圧ＤＣ６０Ｖ、スイッチング周波数２０ｋＨｚ、一次側から二次側への電力供給２ｋＷである。このように電力の移送が行われる場合においても、無負荷の場合と同様に、スイッチングの際の過渡的な過電圧のピークの大きさが抑制されていることが明らかである。

実施形態１によれば、スイッチングに伴う、トランスＴＲの一次側端子電位Ｖｕ及び一次側端子電位Ｖｖ（対地電位）の過渡的な過電圧のピークの大きさを、過電圧抑制回路１１２によって低減できる。過電圧抑制回路１１２における第１コンデンサＣ１は、定常時に両端子間の電圧が０にされている。よって、過電圧抑制回路１１２に用いるコンデンサの定格耐圧は、小さくてよい。

また特許文献１のような従来技術の過電圧抑制回路では、コンデンサの端子間に過渡的に加わる電圧のピーク値は、スイッチングによる変動分に電源電圧が加わった値であった。しかし、過電圧抑制回路１１２における第１コンデンサＣ１には、スイッチングによる変動分しか印加されない。よって、過電圧抑制回路に用いるコンデンサの瞬時耐圧も従来技術と比較して低くてよい。

このように、使用するコンデンサの耐圧が小さくてよいため、実施形態１の過電圧抑制回路１１２、スイッチング電源１１、ＤＣ－ＤＣコンバータ１は低コストに構成することができ、その利点は大きい。図２乃至図４を用いて説明されたように、過電圧抑制回路１１２が過電圧を抑制する機構は、一次側（スイッチング電源１１）において完結する。そのため、上記の効果は二次側の回路によらない。従ってＤＣ－ＤＣコンバータ１のような双方向ＤＣ－ＤＣコンバータに限らず、スイッチング電源１１を用いる電源回路であれば、本発明の適用が可能である。

〔実施形態２〕
本発明の他の実施形態について、以下に説明する。なお、説明の便宜上、上記実施形態にて説明した部材と同じ機能を有する部材については、同じ符号を付記し、その説明を繰り返さない。実施形態２に係るスイッチング電源１２では、過電圧抑制回路１２２の構成が、実施形態１の場合と異なる他は、実施形態１のスイッチング電源１１と同様である。

図１１は、実施形態２に係るスイッチング電源１２及び、スイッチング電源１２を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ２を示す回路図である。実施形態２における過電圧抑制回路１２２は、実施形態１における過電圧抑制回路１１２の構成に、２つの第２ダイオード、第２コンデンサＣ２、第２コンデンサＣ２に並列接続される第２抵抗Ｒ２が付加されている。第２コンデンサＣ２の一方の端子（電源側端子ｓ２）は、直流電源Ｖｓの負極端子ｖ２に接続される。

第２ダイオードは、アノードが第２コンデンサＣ２の他方の端子（ダイオード側端子ｄ２）に接続され、カソードがトランスＴＲの一次側端子に接続されるダイオードである。そのうち、第２ダイオードＤ２ｕは、ｕ端子とダイオード側端子ｄ２との間に配され、第２ダイオードＤ２ｖはｖ端子とダイオード側端子ｄ２との間に配される。

実施形態１に係るスイッチング電源１１では、直流電源Ｖｓの高電位側である正極端子ｖ１に接続された第１コンデンサＣ１が、トランスＴＲの一次側端子電位が＋Ｖｉを越えるような過電圧を抑制（電圧をクランプ）するように作用した。実施形態２に係るスイッチング電源１２においても、第１コンデンサＣ１は同様に作用する。

更に、実施形態２に係るスイッチング電源１２では、直流電源Ｖｓの低電位側である負極端子ｖ２に接続された第２コンデンサＣ２が、トランスＴＲの一次側端子電位が０を下回る負の過電圧を抑制（電圧をクランプ）するように作用する。第２コンデンサＣ２側の回路部分は、第１コンデンサＣ１側の回路部分とは対称に設けられているからである。

従って、実施形態２においては、トランスＴＲの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）が、スイッチングにより高電位側に変化させられるときのみならず、低電位側に変化させられる際にも、過渡的な過電圧を低減させる効果が奏される。そのため、実施形態２に係るスイッチング電源１２では、一次側端子間電圧Ｖｕｖに関しても、過渡的な過電圧が低減される。

なお、図１１に示される具体的な回路図では、直流電源Ｖｓの負極端子ｖ２が接地されている。よって、トランスＴＲの一次側端子（ｕ端子、ｖ端子）の対地電位における過電圧を低減する観点からは、低電位（対地電位０）側に変化させられる際の効用は小さい。しかし、接地を直流電源Ｖｓの中間点で行ってもよく、この場合には、過電圧抑制回路１２２の構成が効果的である。一次側端子電位がスイッチングにより高電位（対地電位およそ＋Ｖｉ／２）側に変化させられるときと、低電位（対地電位およそ－Ｖｉ／２）側に変化させられるときの、対地電位の大きさについての効用が同等になるからである。

〔実施形態３〕
実施形態３に係るスイッチング電源１３では、過電圧抑制回路１３２の構成が実施形態１の場合と異なり、また直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１側が接地されている他は、実施形態１のスイッチング電源１１と同様である。図１２は、実施形態３に係るスイッチング電源１３及び、スイッチング電源１３を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ３を示す回路図である。

実施形態３における過電圧抑制回路１３２は、実施形態２における過電圧抑制回路１２２の構成から、２つの第１ダイオードと、第１コンデンサＣ１、第１抵抗Ｒ１を削除した回路である。従って、実施形態３においては、トランスＴＲの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）が、スイッチングにより低電位側に変化させられるときに過渡的な過電圧を低減させる効果が奏される。

実施形態３に係るスイッチング電源１３では、直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１が接地されているから、トランスＴＲの一次側端子電位（Ｖｕ、Ｖｖ）がスイッチングにより低電位側に変化させられる際の、対地電位はおよそ－Ｖｉである。そうして、第２コンデンサＣ２が、トランスＴＲの一次側端子電位が－Ｖｉを下回る負の過電圧を抑制（電圧をクランプ）する、すなわち対地電位の大きさがＶｉを超える過電圧を抑制するように作用する。このように、過電圧抑制回路１３２の構成は、直流電源Ｖｓの正極端子ｖ１が接地されている場合に特に効果的である。

〔実施形態４〕
図１３は、スイッチング電源１１を用いたＤＣ－ＡＣ変換器４を示す図である。実施形態４に係るスイッチング電源１１は、実施形態１と同様の構成である。ＤＣ－ＡＣ変換器４では、トランスＴＲの二次側において、実施形態１のアクティブブリッジ回路２１１が省略され、二次側端子（ｐ端子及びｑ端子）が負荷ＲＬに接続されている。

なお図１３に示されるように、トランスＴＲの二次側端子間には適宜にコンデンサが接続されてよい。あるいは適宜にリアクトルが負荷ＲＬに直列に接続されてもよい。スイッチング電源１１の構成が実施形態１と同様であるため、実施形態２においても実施形態１と同様の効果が奏される。

〔実施形態５〕
図１４は、スイッチング電源１１を用いたＤＣ－ＤＣコンバータ５を示す図である。実施形態５に係るスイッチング電源１１は、実施形態１と同様の構成である。ＤＣ－ＤＣコンバータ５では、トランスＴＲの二次側において、実施形態１のアクティブブリッジ回路２１１に替えて、ダイオードブリッジ回路２５１を備えている。

そのためＤＣ－ＤＣコンバータ５は、実施形態１とは異なり、１次側から２次側への一方向の電力の供給が可能な、片方向ＤＣ－ＤＣコンバータである。スイッチング電源１１の構成が実施形態１と同様であるため、実施形態５においても実施形態１と同様の効果が奏される。

〔まとめ〕
本発明の態様１に係るスイッチング電源は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、前記直流電源の正極端子に一方の端子が接続された第１コンデンサと、前記第１コンデンサに並列接続された第１抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記第１コンデンサの他方の端子に接続された第１ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。

本発明の態様２に係るスイッチング電源は、上記態様１において、前記過電圧抑制回路は、前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続された第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続された第２抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続された第２ダイオードと、を更に有する構成を備えてもよい。本発明の態様３に係るスイッチング電源は、上記態様１または２において、前記直流電源の負極端子が接地される構成を備えてもよい。

本発明の態様４に係るスイッチング電源は、正極端子が接地されている直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続された第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続された第２抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続された第２ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備える。

本発明の態様５に係るスイッチング電源は、上記態様１から４のいずれかにおいて、前記リアクトルは、前記トランスの一次側端子ごとに備えられていてもよい。本発明の態様６に係るＤＣ－ＤＣコンバータは、上記態様１から５のいずれかのスイッチング電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記トランスの二次側の交流電力を、直流電力に変換するアクティブブリッジ回路と、を備える。

本発明の態様７に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えたスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、前記直流電源の正極端子に一方の端子が接続される第１コンデンサと、前記第１コンデンサに並列接続される第１抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記一次側端子に、カソードが前記第１コンデンサの他方の端子に接続される第１ダイオードと、を備える。

本発明の態様８に係る過電圧抑制回路は、直流電源と、複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、リアクトルと、前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えたスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続される第２コンデンサと、前記第２コンデンサに並列接続される第２抵抗と、前記トランスの一次側端子ごとに、アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続される第２ダイオードと、を備える。

上述の各実施形態では、スイッチング電源において、インバータ回路及びトランスが単相交流用である例が示された。しかし、本発明はインバータ回路及びトランスが三相交流用である場合にも適用が可能である。この場合、過電圧抑制回路は、単相の場合と同様に、各相ごとに、第１ダイオード、第２ダイオードを備える。

本発明は上述した各実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能であり、異なる実施形態にそれぞれ開示された技術的手段を適宜組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

１、２、３、５ ＤＣ－ＤＣコンバータ
４ ＤＣ－ＡＣ変換器
Ｖｓ 直流電源
ｖ１ 正極端子
ｖ２ 負極端子
１１、１２、１３、１４ スイッチング電源
１０１ インバータ回路
Ｓ１ｕ、Ｓ１ｖ、Ｓ２ｕ、Ｓ２ｖ スイッチング素子
Ｃｓ コンデンサ
Ｌｕ、Ｌｖ リアクトル
ＴＲ トランス
ｕ、ｖ 一次側端子
Ｃｕｖ 浮遊容量
ｐ、ｑ 二次側端子
１１２、１２２、１３２ 過電圧抑制回路
Ｃ１ 第1コンデンサ
Ｃ２ 第２コンデンサ
ｓ１、ｓ２ 電源側端子
ｄ１、ｄ２ ダイオード側端子
Ｒ１ 第１抵抗
Ｒ２ 第２抵抗
Ｄ１ｕ、Ｄ１ｖ 第１ダイオード
Ｄ２ｕ、Ｄ２ｖ 第２ダイオード
２１１ アクティブブリッジ回路
２５１ ダイオードブリッジ回路
ＢＴ 蓄電池
ＲＬ 負荷

Claims (8)

1. 直流電源と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   リアクトルと、
   前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、
   前記直流電源の正極端子に一方の端子が接続された第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサに並列接続された第１抵抗と、
   前記トランスの一次側端子ごとに、
   アノードが前記一次側端子に、カソードが前記第１コンデンサの他方の端子に接続された第１ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備えることを特徴とする、スイッチング電源。
2. 前記過電圧抑制回路は、
   前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続された第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサに並列接続された第２抵抗と、
   前記トランスの一次側端子ごとに、
   アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続された第２ダイオードと、を更に有することを特徴とする、請求項１に記載のスイッチング電源。
3. 前記直流電源の負極端子が接地されていることを特徴とする、請求項１または２に記載のスイッチング電源。
4. 正極端子が接地されている直流電源と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   リアクトルと、
   前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備え、
   前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続された第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサに並列接続された第２抵抗と、
   前記トランスの一次側端子ごとに、
   アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続された第２ダイオードと、を有する、過電圧抑制回路を更に備えることを特徴とする、スイッチング電源。
5. 前記リアクトルは、前記トランスの一次側端子ごとに備えられていることを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載のスイッチング電源。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載のスイッチング電源と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記トランスの二次側の交流電力を、直流電力に変換するアクティブブリッジ回路と、を備える、ＤＣ－ＤＣコンバータ。
7. 直流電源と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   リアクトルと、
   前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えたスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、
   前記直流電源の正極端子に一方の端子が接続される第１コンデンサと、
   前記第１コンデンサに並列接続される第１抵抗と、
   前記トランスの一次側端子ごとに、
   アノードが前記一次側端子に、カソードが前記第１コンデンサの他方の端子に接続される第１ダイオードと、を備える、過電圧抑制回路。
8. 直流電源と、
   複数のスイッチング素子を有し、前記直流電源の直流電力を交流電力に変換するインバータ回路と、
   リアクトルと、
   前記インバータ回路の交流出力に、前記リアクトルを介して一次側が接続されたトランスと、を備えたスイッチング電源に適用される過電圧抑制回路であって、
   前記直流電源の負極端子に一方の端子が接続される第２コンデンサと、
   前記第２コンデンサに並列接続される第２抵抗と、
   前記トランスの一次側端子ごとに、
   アノードが前記第２コンデンサの他方の端子に、カソードが前記一次側端子に接続される第２ダイオードと、を備える、過電圧抑制回路。

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