KR100495962B1 - 경로가중치송신장치및방법 - Google Patents

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Abstract

수신 통신 장치(101)는 송신 통신 장치(102)의 안테나 어레이의 안테나들(106, 110, 112) 중 적어도 하나를 통해 송신된 기준 신호를 수신한다. 상기 수신 통신 장치는 상기 안테나들 중 적어도 하나와 연관된 가중치를 결정하고, 가중치 정보를 상기 송신 통신 장치에 송신한다. 상기 송신 통신 장치는 상기 수신 통신 장치로부터 수신된 가중치 정보에 따라 상기 안테나들 중 적어도 하나와 연관된 가중치를 조정한다.

Description

경로 가중치 송신 장치 및 방법
본 발명은 안테나 어레이에 관한 것이다.
안테나 어레이들은 무선 통신 링크들을 통해 무선 주파수(RF) 신호들을 통신하는데 사용되는 복수의 안테나들을 갖는다. 안테나 어레이들은 적용 범위 영역(coverage area)에 대해 보다 양호한 안테나 패턴을 제공함으로써 단일 안테나와 관련된 개선된 성능을 제공한다.
개선된 안테나 패턴을 제공하기 위해 안테나 어레이를 갖춘다해도, 통신 장치들 사이에서 통신되는 신호들은 간섭을 받는다. 빌딩들, 언덕들 및 다른 물체들은 다중 경로 웨이브 전파를 생성하고, 통신 장치들 및 에너지원들은 노이즈를 야기하여, 결과적으로 통신 장치들 사이에서 통신되는 신호들에 에러들을 생성시킨다.
이들 에러들을 줄이기 위해, 안테나 어레이를 이용하는 통신 장치의 수신 경로를 최적화하는 기술들이 개발되어 왔다. 어레이에서 개별 안테나들 각각에 의해 검출되는 신호들의 가중치를 가변시킴으로써, 특정한 방향으로부터 신호들을 보다 양호하게 검출하도록 또는 다중 경로 신호들의 비-파괴 결합(non-destructive combination)을 위해 배열되도록 안테나 패턴을 변화시킬 수 있다. 이들 기술들은 안테나 어레이 신호들의 가중치들을 조정하여 수신기의 출력을 측정함으로써 수신 경로 이득을 최대로 한다. 그러나, 수신 경로에 유도되는 가중치들은 송신 경로에 최적의 가중치들을 제공하지 못한다.
따라서, 송신기에 개선된 안테나 어레이 가중치들을 제공하는 것이 바람직하다.
통신 장치는 안테나 어레이의 안테나들과 송신기 사이에 접속된 가중치 회로들을 포함한다. 제어기는 가중치 회로들에 결합되고 안테나들 중 적어도 하나를 통해 기준 신호를 송신하는 송신기를 제어하고, 다른 통신 장치로부터 수신된 가중치 정보에 따라 안테나들 중 적어도 하나와 연관된 가중치를 조정하여, 이에 의해 적어도 하나의 안테나를 통해 송신된 기준 신호에 따라 송신 경로가 가변될 수 있다.
본 발명의 다른 실시예는 송신 통신 장치에서의 다수의 안테나 각각을 통해 송신된 신호를 수신하는 수신 통신 장치를 포함한다. 회로는 각각의 안테나로부터 수신된 기준 신호로부터 다른 통신 장치의 송신기 경로에 대한 적어도 하나의 가중치를 산출한다. 적어도 하나의 가중치는 다른 통신 장치에 통신된다.
송신 통신 장치의 동작 방법도 또한 기술한다. 수신 통신 장치의 동작 방법도 또한 기술한다.
통신 시스템(100)(도 1)은 통신 링크(104)를 통해 통신하는 통신 장치(101) 및 통신 장치(102)를 포함한다. 통신 장치(101)는 무선 모뎀(변조기/복조기), 셀룰러 무선 전화기, 코드리스 무선 전화기, 2-웨이 무선기, 페이저, 베이스, 또는 다른 통신 장치가 될 수 있다. 통신 장치(102)는 통신 장치(101)에 대한 상보적인 통신 장치이며, 무선 모뎀(변조기/복조기), 셀룰러 무선 전화기, 코드리스 무선 전화기, 2-웨이 무선기, 페이저, 베이스 또는 다른 통신 장치가 될 수 있다. 본 명세서에 이용된 것처럼, "통신 장치"는 이들 장치 및 동등한 장치를 말한다.
통신 링크(104)는 다중 경로 전파의 영향을 받을 수 있는 무선 주파수의 무선 링크이다. 따라서, 경로들(P1 및 P2)은 통신 장치(102)의 제 1 안테나(106)와 통신 장치(101)의 안테나(108) 사이의 2개의 신호 경로들을 나타낸다. 통신 경로들(P3 및 P4)은 안테나(110)와 안테나(108) 사이에서 연장한다. 통신 경로들(P5 및 P6)은 안테나(112)와 안테나(108) 사이에서 연장한다. 안테나들(106, 110 및 112) 중 어느 하나의 안테나와 안테나(108) 사이의 실제의 통신 경로들의 수는 2 미만일 수도 있거나 그 이상일 수도 있음을 인지한다.
통신 장치(101)는 안테나(108)에 접속된 송신기(116) 및 수신기(118)를 포함한다. 송신기(116) 및 수신기(118)는 제어기(120)에 의해 제어된다. 송신기(116)는 무선 통신을 위해 임의의 적당한 상업적으로 이용 가능한 송신기를 사용하여 구현된다. 수신기(118)는 무선 통신을 위해 임의의 적당한 상업적으로 이용 가능한 수신기를 사용하여 구현된다. 제어기(120)는 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 프로그램 가능한 논리 유닛(PLU) 등을 사용해서 구현된다. 송신기(116) 및 수신기(118)는 안테나(108)에 접속되어 이 안테나를 통해 신호들을 송수신한다.
통신 장치(102)는 송신기(122), 수신기(124), 제어기(126)를 포함한다. 제어기(126)는 마이크로프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 프로그램 가능한 논리 유닛(PLU), 컴퓨터 등을 사용하여 구현될 수 있다. 제어기(126)는 송신기(122) 및 수신기(124)의 동작을 제어한다. 송신기(122)는 무선 통신을 위한 임의의 적당한 상업적으로 이용 가능한 송신기를 사용하여 구현된다. 수신기(124)는 무선 통신을 위한 임의의 적당한 상업적으로 이용 가능한 수신기를 사용하여 구현된다.
송신기(122)의 출력은 송신 경로 가중치 회로들(131, 133 및 135)에 접속되어 있다. 송신 경로 가중치 회로들 각각은 듀플렉스 회로(113)를 통해 안테나들(106, 110 및 112)의 각각의 안테나에 차례로 접속되어 있다. 송신 경로 가중치 회로들은 제어기(126)로부터 수신된 제어 신호에 따라 송신기에 의해 출력된 신호를 가중한다. 송신기에 의해 출력된 신호는, 각각의 신호를 각각 수신하는 각각의 컨덕터들에 의해, 또는 상기 전송 경로 가중치 회로들이 동일한 신호를 모두 수신하는 공통 컨덕터에 의해 송신 경로 가중치 회로들(131, 133 및 135)에 접속될 수 있다.
수신기(124)의 입력은 수신 경로 가중치 회로들(150, 152 및 154)의 출력에 접속되어 있다. 수신 경로 가중치 회로들 각각은 안테나들(106, 110 및 112)의 각각의 안테나로부터 듀플렉스 회로(113)를 통해 입력되는 각각의 신호를 수신한다.
듀플렉스 회로(113)는 임의의 적당한 듀플렉스 장치, 스위치 회로, 필터 등을 사용하여 구현될 수 있다. 듀플렉스 회로(113)는 안테나들을 송신 및 수신 경로들에 접속하여 풀 듀플렉스(full duplex) 또는 하프 듀플렉스 동작(half duplex operation을 제공한다.
송신 경로 가중치 회로들(131, 133, 135)은 도 2에 보다 상세히 도시되어 있다. 송신 경로 가중치 회로(131)는 위상 시프트 회로(230) 및 가변 이득 증폭기(236)를 포함한다. 송신 경로 가중치 회로(133)는 위상 시프트 회로(232) 및 가변 이득 증폭기(238)를 포함한다. 송신 경로 가중치 회로(135)는 위상 시프트 회로(234) 및 가변 이득 증폭기(240)를 포함한다. 가중치들이 신호의 위상 변경에만 요구되는 경우에는 가변 이득 증폭기를 고정 이득 증폭기로 대체할 수 있다. 위상 시프트 회로들(230, 232 및 234) 각각은 독립적으로 제어되어, 안테나들은 그에 입력되는 독립된 위상 신호들을 갖는다. 증폭기들 각각은 제어기(126)에 의해 독립적으로 제어된다. 당업자는 상기 신호들의 이득 및 위상을 조정하는 다른 수단을 인식할 수 있다. 예를 들어, 신호 레벨은 소프트웨어 제어 하에 디지털 신호 프로세서에서 조정되어 일정한 이득 증폭기를 통해 출력될 수 있다.
가변 이득 증폭기들(236, 238 및 240)은 각각의 스위치(250, 252 및 254)를 통해 각각의 안테나(106, 110 및 112)에 선택적으로 접속된다. 상기 스위치들은 제어기(126)에 접속되어 이로부터 송신/수신 지시 신호를 수신한다. 송신 모드에 있어서, 스위치들은 도 2에 도시된 바와 같이 접속되어 있다. 수신 모드에 있어서, 안테나들(106, 110 및 112)은 수신 경로 가중치 회로들(150, 152 및 154)에 접속되어 있다.
수신 경로 가중치 회로들(150, 152 및 154) 각각은 제어기(126)로부터 제어 신호를 각각 수신한다. 수신 경로 가중치 회로들 각각은 개별적으로 제어된다. 수신 경로 가중치 회로들(150, 152 및 154)의 출력은 수신기(124)에 입력된다. 제어기(126)는 공지된 알고리즘들에 따라 가중치 인자들(W4, W5 및 W6)을 조정한다. 일반적으로, 제어기(126)는 수신기(124)의 출력에 응답하여 계수들(W4, W5 및 W6) 각각을 조정하여 수신 신호 품질을 최적화한다. 수신 신호 경로는 수신된 신호의 크기 또는 파워를 최대로 하거나, 원하는 신호 대 노이즈 플러스 간섭의 비의 추정치를 최대로 함으로써 통상적으로 최적화된다.
제어기(126)는 위상 시프트 회로들(230, 232 및 234)의 위상 신호들을 생성하고, 메모리(160)에 저장된 미리 정해진 값에 따라 가변 이득 증폭기들(236, 238 및 240)의 이득을 제어한다. 본 명세서에 사용되는 다음의 테이블들 또는 "코드북"은 3개의 안테나들(106, 110 및 112)를 포함하는 송신 경로들에 대한 가중치들이다. 등가 복소 표시(equivalent complex notation)와 함께 이득 및 위상이 제공된다. 이들 예에 있어서, α=1/이고, γ=1/
Figure pat00025
이다. 16개의 벡터들에 대해서, 메모리(160)는 좌측 칼럼 상에 3개의 안테나에 대해 인덱스 또는 벡터 번호를 갖는 다음 값들을 저장하고, 다른 칼럼들에는 3개의 송신 경로 가중치 회로들(131, 133, 135)에 대한 가중치들(W1, W2, W3)을 저장한다.
Figure pat00001
상기 테이블은 위상 시프트들만을 나타낸다. 이는 송신 신호의 위상이 조정되고, 가변 이득 증폭기들(236, 238, 및 240)의 이득들은 조정되지 않음을 의미한다. 디지털 위상 조정 구현에 있어서, 복소 베이스밴드 디지털 신호는 상기 복소수들로 곱해진다. 24 벡터들이 존재하기 때문에, 인덱스를 한 벡터로 지정하는데는 4 비트들이 필요하다.
보다 큰 값의 테이블이 적용될 수 있다. 다음 테이블(2)은 31개의 가중치 조합들을 제공한다.
Figure pat00002
상기 테이블에 있어서, β=1/
Figure pat00026
이며, 이득들 및 위상들은 모두 때때로 완전하게 디스에이블되는 일부의 안테나들에 대한 송신 경로로 조정되며, 여기서 이득값들은 0 이다. 인덱스를 한 벡터로 지정하는데 5 비트들(25 서로 다른 벡터들)이 필요하다. 상기 테이블들은 예로 제공되는 것이지 완전히 규명한 것은 아니다. 다른 크기들을 갖는 테이블들이 정의될 수 있으며, 동일한 수의 엔트리들을 갖는 다른 테이블들이 사용될 수 있다.
이득 및 위상값들 각각은 다른 안테나 패턴을 생성한다. 가변 이득 증폭기의 이득들과, 위상들을 변경함으로서, 안테나 패턴은 변경될 수 있다. 안테나 패턴을 변경함으로써, 안테나 어레이는 기지국의 적용 범위 영역내의 다른 지리적 위치들에 위치하는 원격 통신 장치들에 보다 양호한 성능을 제공하거나, 원격 통신 장치를 기지국과 통신하도록 보다 양호한 위치를 제공할 수 있다.
동작에 있어서, 제어기(126)는, 블록(300)(도 3)에 표시된 바와 같이, 통신 장치(101)와의 통신 링크가 초기에 설정할 때 미리 정해진 값들에 따라 송신 경로들에 대한 가중치들(W1, W2 및 W3)을 설정한다. 예를 들어, 초기 가중치들은 이전의 접속으로부터 최종 가중치들(W1, W2 및 W3)이 될 수 있고, 상기 초기 가중치들은 가장 넓은 적용 범위 영역을 갖는 안테나 패턴에 대응하는 가중치들이 될 수 있거나, 수신 경로에 대해 산출된 가중치들(W4, W5 및 W6)은 송신 경로에 대한 상기 초기 가중치들(W1, W2 및 W3)로서 사용될 수 있다. 안테나 가중치들은 가변 이득 증폭기들(236, 238 및 240)의 이득들과 위상 시프트 회로들(230, 232 및 234)의 위상들을 설정할 수 있거나, 위상 시프트 회로들의 위상들만이 설정될 수도 있다.
통신하는 동안, 정보 패킷들은, 블록(302)에 표시된 바와 같이, 송신기(122)에 의해 통신 장치(101)에 송신된다. 다른 통신 장치(101)는, 본 기술 분야에 공지된 것처럼, 송신기(122)로부터 송신한 신호들을 수신하고, 그 신호가 정확하게 수신되었는지에 따라, 승인 신호(ACK) 또는 비승인 신호(NACK)를 신호를 재송신한다. 통상적으로, 체크섬(checksum) 또는 주기적 리던던시 체크(CRC) 데이터는 각각의 정보 패킷과 함께 송신된다. CRC 또는 체크섬이 실제로 수신된 정보 패킷으로부터 생성되지 않으면, NACK 신호는 수신기(124)에 송신된다.
제어기(126)가, 블록(304)에서 검출된 바와 같이, 승인 신호를 수신하면, 다음의 정보 패킷이 송신된다. 블록(306)에서 검출된 바와 같이, NACK 신호와 같은 에러 신호가 통신 장치(101)로부터 수신되면, 제어기(126)는 블록(308)에서 새로운 안테나 가중치들(W1, W2 및 W3)을 선택한다. 이는 안테나 패턴들이 변경되도록 가중치들(W1-W3)을 변경한다. 새로운 가중치들은 테이블(1) 또는 테이블(2)에 나타난 바와 같이, 메모리(160)에 저장된 코드북에서의 다음의 벡터 번호와 연관된 가중치들이 될 수 있다.
제어기(126)는, 결정 블록(310)에서, 다음의 안테나 패턴이 통신 장치(101)로부터의 에러 신호에 최근에 영향을 받은 패턴인지를 결정한다(예를 들어, 새로운 안테나 가중치들이 마지막으로 사용되었을 때 NACK가 다른 통신 장치로부터 수신되었는지를 결정). 미리 정해진 시간 주기는 제어기(126)에서 설정될 수 있다. 제어기(126)는 상기 미리 정해진 시간 주기내에 패턴이 에러 신호에 영향을 받았다면 가중치들이 선택되는 것을 허용하지 않는다. 접속 품질(connection quality)이 에러가 없는 접속(error free connection)을 제공하는 가중치들이 없는 상태일 때 제어기(126)로 하여금 패턴들을 통해 급격하게 순환되는 것을 방지한다.
에러 메시지가 수신되었다면, 제어기(126)는 결정 블록(312)에서 송신기(122)를 제어하여 정보를 재송신한다. 그후, 제어기(126)는 다음 블록(304)으로 복귀되어 다른 통신 장치로부터 승인 신호 또는 에러 신호를 기다린다.
결정 블록들(304 및 306)이 통상 송신 처리 동안 생성하는 에러 신호에 의해 초기화된 인터럽트에 의해 실행될 수 있음을 인식될 것이다. 그래서, 패킷들의 버퍼링, 패킷들 사이의 코딩 및 인터리빙뿐만 아니라, 변조 및 송신도 통신 장치(102)의 진행중인 프로세스가 될 수 있다. NACK와 같은 에러 신호를 검출할 때, 제어기(126)는 송신을 인터럽트하여 가중치들(W1, W2 및 W3)을 간단히 변경한다. 다음에는 송신 프로세스가 재시작된다.
또한, 수신기(124)가 출력하는 신호들에 기초해서 가중치들(W4, W5 및 W6)은 제어기(126)에 의해 조정될 것임을 인식될 것이다. 그러한 가중 방법들은 당 분야에 공지되어 있다.
본 발명은 GSM통신 시스템과 같이 송신 및 수신 경로가 상이한 주파수를 갖는 통신 시스템에서 특히 유리하다. 그러한 환경에서는 수신 경로 가중치 회로들(150, 152 및 154)에 의한 수신 경로의 가중치들이 송신 경로 가중치 회로들(131, 132 및 135)에 의한 송신 경로의 최적의 가중치들을 반드시 나타낼 필요는 없다. 이것은 전파 지연, 간섭, 및 다른 주파수 감도 현상 때문이다.
고려되어야 할 다른 중요한 사항은 통신 장치들(101 및 102)이 서로 관계하여 이동되는 속도이다. 통신 장치(101)가 급격하게 이동하고, 통신 장치(102)가 정지되어 있다면, 전파 경로들(P1-P6)은 급격하게 변화한다. 다른 시간들에서, 통신 장치들(101 및 102)은 서로에 대해 이동되지 않을 수도 있다. 이는 셀룰러 전화기 사용자가 전화를 거는 동안, 서 있거나 걷고 있는 곳에서 일어나는 도보 상황에서 사실이다. 그러한 도보 상황에서는 경로들(P1-P6)은 느리게 변화하거나 또는 전혀 변화하지 않는다.
통신 장치들(101 및 102) 중 하나 또는 둘 모두는 통신 장치들(101 및 102)이 서로에 대해 이동되는 속도를 유리하게 결정할 수 있다. 예를 들어, 변화의 비율을 결정하기 위해서는 도플러 측정들을 사용할 수 있다. 제어기(126)는 위상 및 증폭 설정들을 변경시킬 것인지를 결정하기 위해 상기 변경의 비율 정보를 사용한다. 특히, 본 발명은 통신 장치들(101 및 102)이 서로에 대해 천천히 움직이거나 전혀 움직이지 않는 경우에 특히 유리한데, 왜냐하면 이러한 환경에서는 NACK를 수신하는데 있어서의 지연이 성능에 대해 최소한의 손실을 발생하기 때문이다. 이러한 환경에서 안테나 패턴의 선택은, 전화를 하는 동안 전화기의 성능에 상당한 충격을 가할 수 있다. 이것은 사용자에 최선의 서비스를 제공하는 안테나 패턴이 변화하지 않는다는 사실에 기인한다. 부가적으로 좋지 못한 안테나 패턴은 호출을 처리하는데 있어서 좋지 않은 채로 남을 수 있다.
통신 장치(101)가 빠른 속도로 움직이는 자동차안에 설치되었을 때 통신 장치(101)에 최선의 서비스를 제공하는 안테나 패턴을 만드는 가중치들이 급격하게 변화할 수 있다. 따라서 에러 신호가 수신될 때마다 안테나 패턴을 변화시키는 것은 통신 시스템(100)의 성능을 개선하는데 도움이 되지 못한다. 따라서, 한 순간 잘 작동하지 않는 가중치들은 나중에 제 2의 최선의 선택이 될 것이며, 이것은 가중치들(W1, W2 및 W3)의 급격한 스위칭을 일으키게 된다. 코스(course)의 속도에 대한 영향은 시스템의 설계 특히 패킷의 송신과 NACK의 수신 사이의 지연에 좌우된다.
이득 및 위상값을 저장하는 메모리(160)는 최근에 사용한 거의 모든 안테나 패턴을 저장할 수 있다. 에러 표시로 나타나는 패턴들은 미리 정해진 시간 주기 동안 사용되지 않는 것이 바람직하다. 미리 정해진 시간 주기는 통신 장치들(101, 102)이 서로에 대해 움직이는 속도에 따라 양호하게 조정될 수 있다. 그래서, 통신 장치들(101 및 102)이 움직이지 않는 곳에서, 상기 시간 주기는 통신 장치들(101 및 102)의 전체 접속 시간과 동일하게 될 수 있다. 대안으로, 통신 장치들(101 및 102)이 서로에 대해 급속히 움직이는 곳에서, 상기 시간 주기는 매우 짧거나 제로가 될 수 있다. 어떠한 경우이든지, 상기 미리 정해진 시간 주기가 채널의 상관 시간보다 더 크게 됨으로써, 이전에 에러가 발생하고 채널이 크게 변화되지 않았을 때 형편없는 성능을 제공할 수 있는 가중 벡터의 재선택을 방지하게 된다.
상기 실시예의 이점은 통신 장치(101)가 다른 통신 장치의 도움 없이 가중치를 변화시킨다는 점이다. 따라서, 가중치 조정 회로는 현존하는 장치를 갱신할 수 없는 현존 시스템에서 구현될 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 송신 경로 가중치 회로들(131, 133 및 135)에 대한 가중치들을 결정하기 위해 통신 장치(102)에 의해 신호가 송신되는데, 여기서, 상기 결정이 통신 장치(101)에서 생성한다. 이 실시예를 이제 도 4 및 도 5를 참조하여 기술한다. 제어기(126)는 송신기(122)를 제어하여 블록(400)에 표시된 바와 같이 안테나(106)에 기준 신호를 인가한다. 기준 신호는 톤이 될 수 있거나 다른 적절한 신호가 될 수 있다.
기준 신호는, 0의 이득을 가지도록 가변 이득 증폭기들(238, 240)의 이득들을 제어하거나, 0이 아닌 이득을 가지도록 가변 이득 증폭기(236)를 제어함으로써 안테나(106)에 인가된다. 제어기(126)는 송신기(122)를 제어하여 블록(402)에 표시된 바와 같이, 톤 신호를 안테나(110)에 출력한다. 안테나(110)에 상기 톤만을 제공하기 위해 가변 이득 증폭기(238)의 이득만이 제로가 아닌 값(non zero value)을 갖는다. 상기 제어기(126)는 송신기(122)를 제어하여 블록(404)에 도시된 바와 같이, 톤 신호를 안테나(112)에 출력한다. 안테나(112)에 상기 톤만을 제공하기 위해, 가변 이득 증폭기(240)의 이득만이 제로가 아닌 값을 갖는다.
그래서, 미리 정해진 톤은 각각의 안테나에 상이한 시간으로 입력된다. 대안적으로, 각각의 안테나(106, 110 및 112)에 상이한 주파수 신호가 동시에 입력될 수도 있고, 또는 상이한 코드를 갖는 신호가 각각의 안테나에 동시에 입력될 수도 있다. 그러나, 이들 3개의 수단 중 어느 것에 의해, 각각의 안테나에 인가된 신호는 통신 장치(101)에 의해 구별되어야만 한다.
송신기(122)는 송신기(122)로부터 송신 경로 가중치 회로들(131, 133, 135)까지 연장하는 버스의 각각의 컨덕터를 통해 송신 경로 가중치 회로들(131, 133, 135)에 접속될 수 있음을 인식할 것이다. 이는 각각의 안테나에 대해 송신기(122)에 의해 생성된 상이한 신호들이 송신 경로 가중치 회로들에 개별적으로 인가되는 것을 허용한다.
제어기(126)는 결정 블록(408)에 표시된 바와 같이 수신기(124)에서 가중치 신호를 수신하기 위해 기다린다. 제어기(126)는 대안적으로 상기 가중치 신호들이 수신될 때 표준 송신 동작으로부터 인터럽트될 수 있다. 어느 경우이든지 간에, 새로운 가중치가 통신 장치(101)로부터 수신되었을 때, 제어기(126)는 블록(410)에 표시된 바와 같이 송신 경로 가중치 회로들(131, 133 및 135)의 가중치들을 통신 장치(101)로부터 수신된 값으로 변경한다. 통신 장치(101)로부터 인덱스가 수신되면, 제어기(126)는 메모리(160)의 코드북으로부터 상기 인덱스와 연관된 가중치를 선택하고, 따라서, 상기 송신 경로 가중치 회로들(131, 133, 135)을 제어한다.
통신 장치(101)의 동작을 도 5를 참조하여 기술한다. 제어기(120)는 블록들(500, 502, 504)에서 안테나들(106, 110 및 112) 각각을 통해 송신된 기준 신호들을 수신한다. 각각의 안테나(106, 110 및 112)와 연관된 신호가 도 4를 참조하여 기술된 바와 같이 시간상 분리되어 있을지라도, 신호들이 다른 주파수들을 가진다면, 신호들은 대안적으로 자신들의 주파수들에 의해 확인될 수 있거나, 상이한 코드들을 가진다면 자신들의 코드로 확인될 수 있다. 그로 인해, 제어기(120)는 각각의 안테나가 송신한 기준 신호를 확인한다.
제어기(120)는 블록(506)에서 표시된 바와 같이 각각의 안테나(106, 110 및 112)에 대해 수신된 신호 레벨에 기초해서 송신 경로 가중치 회로들(131, 133 및 135)에 대해 최적의 가중치들을 산출한다. 최적의 가중치 벡터는 수신된 신호 이득 및 위상으로부터 산출될 수 있다. 각각의 안테나로부터 추정된 이득 및 위상의 복소 표현의 공액 복소수는 각각의 안테나를 위한 가중치로서 사용될 수 있다. 각각의 안테나를 위한 추정된 이득 및 위상은 제어기(120)에 저장된 미리 정해진 기준 신호의 지역 카피와 함께 수신된 기준 신호의 상관에 의해 제어기에서 얻어진다. 이들 신호들 사이의 상관 결과는 안테나(106, 110 및 112) 각각으로부터 상기 송신 경로의 상기 추정된 이득 및 위상을 나타낸다.
대안적으로, 상기 코드북은 후보 리스트로부터 양호한 가중치 벡터를 선택하는데 사용될 수 있다. 이것은 추정되어 수신된 위상 및 이득의 공액 복소수로부터 산출된 것과 같은 상기 최적의 가중치 벡터에 가장 가까운 코드북으로부터 상기 벡터를 선택함으로써 행해질 수 있다. 대안적으로, 수신 통신 장치에서 상기 수신된 신호 파워가 최대로 되도록 양호한 가중치 벡터가 선택된다.
파워를 최대로 하는 가중치들은 코드북으로부터 산출될 수 있다. 위에서 언급한 바와 같이 각각의 안테나가 송신한 기준 신호의 이득 및 위상은 원래 송신된 기준 신호의 공지된 지역 카피와의 상관에 의해 수신기에서 추정된다. 상기 가중치 벡터는 다음과 같이 선택된다.
Figure pat00003
여기서, i 번째 안테나(안테나 1, 안테나 2, 안테나 3)로부터 수신된 신호의 추정된 이득 및 위상은 ci에 대한 복소 표시와 벡터 c에 의한 모든 안테나에 대한 설정으로 나타내어지며, 미리 정해진 리스트에서의 k 번째 '가중치 벡터는 w k 이며, 여기서, 통신 장치(102)의 메모리(160)와 통신 장치(101)의 제어기(120)에 저장된 리스트에 K벡터들이 존재한다. ｜*｜는 복소수 * 의 크기를 나타낸다. 또한, *T는 벡터 또는 매트릭스 *의 전이(transpose)를 나타내며, 여기서, 로우들 및 컬럼들은 열은 상호 교환된다.
본 방법은 인덱스 코드북의 각 벡터의 가중치들 w k와 각각의 안테나 ci에 대한 가중치 및 이득 추정치를 곱하고, 그 결과를 특정한 가중치들에 대한 일시적 시간적 진폭 추정 t를 생성하는데 부가한다. 이것은 상기 특정한 가중치들이 송신 시에 인가된 것이면, 수신될 신호의 진폭에 대한 추정치이다. 가장 큰 t(수신기에서 추정된 가장 큰 진폭)와 연관된 인덱스가 통신 장치(102)의 송신 경로에 대한 최적의 가중치로서 선택된다. 최적의 가중치와 연관된 인덱스는 그런 다음 블록(508)에서 표시된 바와 같이 통신 장치(102)로 보내진다.
시뮬레이션은 코드북 방식이, 적절한 정상화 및 후보 벡터 분배가 사용될 때는, 수신된 이득 및 위상의 공액 복소수의 양자화 방식보다 다운링크상의 용량 비용이 덜 필요로 한다는 것을 보여준다. 또한, 코드북 엔트리는 다음의 이점을 제공하도록 선택될 수 있다. 상기 안테나들 중 하나 이상의 안테나를 통해 신호들이 송신되도록 가중치들을 선택함으로써, 모든 파워를 통과시키는데 단일의 안테나 송신 경로가 필요하지 않게 된다. 이것은 시스템과 연관하여 비용 및 크기의 이점을 모두 제공하는 각각의 경로 내의 송신 회로에 개개의 증폭기 피크 파워 요구에 대한 제한을 제공하며, 상기 송신 경로 중 하나는 상기 파워를 모두 통과시키는 것이 가능하다.
부가적으로, 룩업 테이블 또는 코드북은 체크섬 또는 CRC 정보와 같은 에러 방지 코딩을 촉진하는데 사용될 수 있다. 에러 방지 코딩은 인덱스 정보와 함께 세이브될 수 있으며 또한 에러 방지 코딩의 산출을 요구함이 없이 송신될 수 있다. 이것은 송신기 에러 방지 코딩의 복잡성을 줄인다.
룩업 테이블의 다른 이점은 각각의 프레임 시간에서 추정된 후보 가중치 벡터들이 가장 최근의 프레임에 대한 가중치 벡터와 가장 가까운 벡터들이 될 수 있다는 점이다. 이것은 이전의 가중치들이 양호한 선택으로 남아 있을 때, 느린 속도로 인해 최적의 가중치 벡터가 천천히 변하게 하는 도보 환경에서 탐색의 복잡성을 줄인다. 그렇지만, 제어기는 이전 선택의 가중치들과 가장 가까운 가중치들이 만족스럽지 않을 때 상기 코드북의 모든 가중치들을 고려할 수 있다.
코드북이 사용되면, 통신 장치들(101 및 102)은 동일한 값을 가져야만 한다. 이것은 상기 통신 장치들 중 한 장치로부터 다른 통신 장치로 코드북을 다운로딩함으로써 확립될 수 있다. 대안적으로, 두 통신 장치에서 벡터 번호가 동일하게 수정되도록 하는 다른 방법이 제공될 수 있다.
도 6을 참조하면, 정보 패킷과 기준 신호들이 통신 장치(102)로부터 통신 장치(101)로 송신된다는 것을 알 수 있다. 상기 기준 신호들은 각 안테나로부터 개별적으로 차례대로 보내진다. 계수들을 산출하기 위해 통신 장치(101)에서 정보가 처리되는 시간으로부터의 지연 및 통신 장치(101)에서 지정된 가중치 벡터가 통신 장치(102)에 의해 사용되는 시간으로부터의 지연이 존재한다. 통신 장치(102)는 그런 다음 통신 장치(101)로부터 수신된 가중치를 사용해서 정보 패킷을 송신한다.
정보 패킷이 송신되는 시간마다, 상기 기준 신호들이 안테나들(106, 110 및 112)로부터 통신되고, 새로운 가중치들이 통신 장치(101)에서 다음의 패킷에 대해 산출된다. 피드백 시스템에서 지연의 영향을 최소화하기 위해, 상기 기준 신호들은, 상기 계수들을 사용하는 통신 장치(102)에 의해 송신된 상기 정보 패킷에 상기 기준 신호가 더 가깝게 되도록 상기 정보 패킷에 비연속적으로 위치될 수 있다. 대안적으로, 상기 기준 신호들은 정보 패킷에 위치될 수 있다. 지연을 최소화하기 위해 또는 없애기 위한 어떠한 방법을 사용하든지 간에 상기 기준 신호들이 통신된 후 생성하는 채널에서의 변화들로부터 생기는 통신 문제를 해결하는데 도움이 된다.
제어기(120)는 두 패킷의 정보와 함께 송신된 기준 신호들로부터 생성된 가중치들로부터 안테나에 대한 가중치들을 보간할 수 있다. 두 개의 연속적인 공간의 기준 신호들로부터 계수들을 생성함으로써, 송신 경로들의 특성에 대한 변화는 최선의 신호 패턴을 결정하는데 있어서 고려될 수 있다.
디지털 셀룰러 전화기 시스템(700)(도 7)의 송신 모드는 제 1 통신 장치(702)와 제 2 통신 장치(704)를 포함한다. 통신 장치(702)는 안테나 어레이(706)를 포함하며 통신 장치(704)는 안테나 어레이(708)를 포함한다. 통신 장치들(702 및 704)은 2-웨이 무선기, 무선 전화기, 기지국 등이 될 수 있다.
통신 장치(702)는 음성 및 데이터 신호뿐만 아니라, 제어 신호를 출력하는 제어기(714)를 포함하여, 송신 경로에서 가중치들(W1, W2 및 W3)을 선택한다. 음성과 데이터 신호는 코딩 및 변조 회로(716)로 입력된다. 가중치 제어 신호들은 이득 및 위상 시프트 회로(718)로 입력되며, 이 회로는 제어기(714)로부터의 진폭 및 위상 제어 신호들을 가변 이득 증폭기들(720-722)과 위상 시프트 회로들(724-726)에 결합시킨다. 송신 신호들은 프레밍 및 기준 생성 회로(723)를 거쳐 위상 시프트 회로들(724-726)로 입력된다.
프레밍 및 기준 생성 회로(723)는 송신용 데이터 및 음성을 프레임화(frames)하고, 기준 신호들을 안테나들(728-730) 각각에 대한 위상 시프트 회로들(724-726)에 결합시킨다. 각각의 베이스 밴드 신호들은 각각의 안테나에 대한 프레밍 및 기준 생성 회로(723)에 의해 형성되어 적절한 위상 이동이 위상 시프트 회로들(724-726)에 의해 각각 인가된다.
위상 시프트 회로들(724-726)은 코드북으로부터의 복소 값들이 프레밍 및 기준 생성 회로의 출력과 곱해져 위상 시프트를 생성할 수 있도록 멀티플라이어에 의해 디지탈적으로 제공된다. 위상 시프트된 신호들은 디지털-아날로그 컨버터 회로(732)에서 아날로그 신호로 변환된다. 아날로그 신호의 주파수는 업 컨버터들(734-736)에서 증가되며, 더 높은 주파수 신호들은 가변 이득 증폭기들(720-722)에서 증폭된다. 가변 이득 증폭기들(720-722)의 이득들은 각각의 안테나에 대한 가중치들에 따라 선택된다. 그래서, 송신 경로상의 송신 경로 가중치 회로들은 위상 이동 회로들(724-726)과 가변 이득 증폭기들(720-722)을 포함한다. 3 위상 시프트 회로가 본 실시예에 도시되어 있지만, 실질적으로는 2개만 필요할 수 있는데, 그 이유로서, 절대 위상은 해당되지 않고, 단지 3 송신 경로 가중치 회로들의 상대 위상들만이 해당되기 때문이다.
통신 장치(702)의 수신 경로는 안테나들(728-730)로부터 수신된 신호의 주파수를 각각 감소시키는 다운 컨버터들(740-742)을 포함한다. 다운 변환된 신호는 아날로그-디지털 컨버터(744)로 입력되고 이것은 다운 컨버터에 의해 출력된 각각의 출력으로부터 각각의 디지털 신호를 출력한다. 디지털 신호는 수신기 프로세서(750)에서 복조된다.
통신 장치(704)는 음성 및 데이터 신호뿐만 아니라 제어 신호를 출력하는 제어기(752)를 포함하며 송신 경로에서 가중치들(W1, W2 및 W3)을 선택한다. 음성 및 데이터 신호는 코딩 및 변조 회로(754)로 입력된다. 가중치 제어 신호들은 이득 및 위상 시프트 회로(756)로 입력되며 이것은 제어기(752)로부터의 진폭 및 위상 제어 신호들을 가변 이득 증폭기들(758-760) 및 위상 이동 회로들(762-764)에 결합시킨다. 송신 신호는 프레밍 및 기준 생성 회로(766)를 통해 위상 이동 회로들(762-764)로 입력된다. 프레밍 및 기준 생성 회로(766)는 송신용 데이터 및 음성을 프레임화하고, 안테나들(768-770) 각각에 대해 하나씩, 기준 신호들을 위상 이동 회로들(762-764)에 결합시킨다. 각각의 베이스 밴드 신호는 각각의 안테나에 대해 형성되며 적절한 위상 이동이 위상 이동 회로들(762-764)에 의해 인가된다. 위상 이동된 신호는 디지털-아날로그 컨버터 회로(772)에서 아날로그로 변환된다. 아날로그 신호들의 주파수는 업 컨버터들(774-776)에서 증가되며, 더 높은 주파수 신호들은 가변 이득 증폭기들(758-760)에서 증폭된다. 가변 이득 증폭기의 이득은 각각의 안테나에 대한 가중치들에 따라 선택된다.
통신 장치(704)의 수신 경로는 안테나들(768-770)로부터의 신호를 위해 다운 컨버터들(780-782)을 각각 포함한다. 다운 변환된 신호들은 아날로그-디지털 컨버터 회로(784)로 입력되며 이 회로는 상기 다운 컨버터들에 의해 출력된 각각의 신호로부터 각각의 디지털 신호들을 출력한다. 상기 디지털 신호들은 수신기 프로세서(790)에서 복조된다.
통신 장치들(702 및 704)은 상기 송신 경로가 통신 장치(702)로부터 통신 장치(704)까지 될 수 있거나, 통신 장치(704)로부터 통신 장치(702)까지 되는 것이 동일한 것으로 도시되어 있다. 그렇지만, 통신 장치들(702 및 704)은 예를 들어 통신 장치(702)가 기지국이고, 통신 장치(704)가 무선 전화기가 되도록 상이하게 될 수도 있다. 기지국의 경우에, 상기 송신 경로는 또한 복수의 사용자들이 동시에 사용하기 위한 신호들을 결합하기 위해 멀티플렉서를 포함한다. 기지국의 수신 경로도 디멀티플렉서를 포함하여, 상이한 동시 사용자들로부터의 신호들을 분리한다.
상기 송신 경로에 대한 최적의 가중치들의 산출은 통신 장치(702)로부터 통신 장치(704)까지의 송신에 대해서 서술되지만, 이 설명은 통신 장치(704)로부터 통신 장치(702)까지의 통신에 대해서도 동일하게 적용된다. 통신 장치들(702, 704)이 3개의 안테나를 가질지라도, 설명은 다른 개수의 안테나를 갖는 시스템에 대해서도 동일하게 적용되며, 그래서, 송신 통신 장치의 송신 경로에서 I 안테나와 수신 통신 경로의 수신 경로에서 N 안테나를 갖는 시스템에 일반적으로 적용된다. 통신 장치(702)에서 통신 장치(704)까지의 통신에 있어서는, I는 3 이고, N은 3 이다.
i 번째 송신기 안테나로부터 n 번째 수신기 안테나로 수신된 신호의 추정된 이득 및 위상은 ci,n 및 (N 로우들 및 I 컬럼들로 이루어지는) 매트릭스(C)에 의한 모든 조합들에 대한 세트에 의해(복소수 표시로) 표시된다. 그런 다음, 송신기 가중치 벡터 w에 의해 생성되는 안테나들(768-780)에서의 추정된 이득 및 위상은 Cw 로 주어진다. 가중치 벡터는 코드북으로부터 다음과 같이 선택된다.
Figure pat00004
통신 장치(704)의 제어기(752)는 이 방법을 사용하여 매트릭스(C)에 가중치 벡터
Figure pat00027
를 곱함으로써 벡터들 v을 산출하며, 상기 가중치 벡터는 코드북에서 제 1 가중치 벡터이다. 초기값 t는
Figure pat00028
로부터 유도된 벡터 v로부터 산출된다.이 t의 값은 신호의 진폭의 추정치를 나타내며, 상기 신호는 송신기에서의 가중치 벡터
Figure pat00029
와, 수신기에서의 신호들의 최대 비 조합(maximum ratio combination)에 의해 얻어진다. 상기 최대 비 조합은 복수의 안테나들로부터의 신호들을 조합하는 공지된 기술이다. 벡터들 v는 C와 가중치들의 각각의 벡터
Figure pat00030
로부터 유도된다. 코드북으로부터 각각의 가중치에 대한 상기 추정된 크기(P)는 v에 그 가중치 벡터에 대한 v의 허미션 변환(Hermitian transform)을 곱함으로써 산출된다. 제어기(752)에서 추정된 것과 같은 가장 높은 값(P)와 연관된 인덱스 k는 송신 통신 장치(702)로 다시 보내진다. 제어기(714)는 송신된 인덱스 번호에 대응하는 가중치를 갖도록 가변 이득 증폭기들(720-722)과 위상 시프트 회로들(724-726)을 제어한다.
따라서, 제어기(752)는 수신기 프로세서(790)의 출력에서 성능을 추정한다. 수신기 프로세서(790)의 출력은 안테나 어레이(708)의 안테나들(768-770)의 조합된 출력으로부터 유도된다. 이 추정은 또한 제어기(752)에 의해 결정된 수신 경로의 가중치에 기초한다.
언급한 바와 같이, 최대 비 조합기(maximum ration combiner)는 수신기에 적용된다. 특히 간섭의 영향을 줄이고자 할 때 최적의 결합과 같은 다른 최적화 기술은 대체될 수 있다. 상기 최적의 결합은 공지된 기술이다. 수신된 진폭 또는 파워를 최대로 하는 대신에 제어기(752)는 간섭 플러스 노이즈(interfere plus noise)에 대한 원하는 비를 최대로 할 수 있다.
이제, 수신 장치가 이퀄라이저(820)를 포함하는 실시예들에 대해 설명한다. 이들 실시예들에서, 설명은 도 1 및 도 2 에 도시된 바와 같이 단일 안테나를 포함하는 수신 통신 장치와 다수의 안테나를 포함하는 송신 통신 장치에 대한 것이다.
이들 실시예에 있어서, 수신 경로에서 가중치들을 결정하고 이퀄라이저(820)에 대한 설정을 산출하기 위해 기준 신호를 사용한다. 이퀄라이저(820)의 설정에서 수신 통신 장치에 의해 사용되는 기준 신호를 수신 통신 장치로 송신하는 것은 공지되어 있다. 종래의 시스템에서, 상기 기준 신호는 계수들의 설정을 간략화하기 위해 선택된다.
그러나, 본 발명의 발명자들은 송신 장치가 안테나 어레이를 포함하고 수신 장치가 이퀄라이저를 포함하는 경우, 상기 송신된 기준 신호는 안테나 어레이로 큰 이득을 유지하는 동안 기준 신호들에 대한 송신 오버헤드를 줄이도록 선택될 수 있다는 것을 발견하였다.
본 발명은 복수의 기준 신호들을 송신하는데, 어레이의 각각의 안테나마다 하나의 신호를 전송하는 것을 필요로 한다. 통신 장치(101)가 기지국이고 통신 장치(102)가 무선 전화기인 경우에는, 기지국인 통신 장치(101)에서의 자원 요구들을 고려할 필요 없이 통신 장치(102)의 송신 경로에서의 가중치들을 선택하기 위한 송신 오버헤드를 최소로 하는 신호를 사용하는 것이 유리하다. 기지국인 통신 장치(101)는 이퀄라이저(820) 값을 설정하는데 있어서 어려운 계산을 실행할 충분한 능력이 있으며 또한 배터리 수명을 길게 하기 위해 통신 장치(102)에서의 에너지 요구를 최소화하는 이점이 있다.
한편, 통신 장치(101)가 자동차이고, 통신 장치(102)가 기지국이면, 통신 장치(101)의 요구들을 최소화하는 것이 바람직하다. 송신 요구들은 배터리 수명을 고려하지 않고 기지국이 신호를 방송할 수 있는 것만큼 중요하지는 않다. 수신 경로에서 이퀄라이저(820)에 대한 값들을 계산하는 동안에는, 휴대용 통신 장치의 자원들의 낭비가 더 많은 관심 대상이 된다. 따라서, 통신 장치(101)가 휴대용 통신 장치이면, 기준 신호가 이퀄라이저의 설정들의 계산을 간단하게 하는 것이 바람직하다. 그러므로, 무선 전화기 네트워크와 같은 통신 시스템에서 통신 장치들(101, 102)중 어느 것이 휴대용인지에 따라 다른 신호들이 기준 신호로 사용될 수 있는지가 예측된다.
통신 장치(101)가 무선 전화기이면, 이퀄라이저 설정의 계산을 간단하게 하는 기준 신호는 예를 들어 GSM과 같은 시스템에서 사용되는 것과 같은 변조된 데이터의 일부이다. 기준 신호들이 도 12에 도시되어 있다. 도 12에 도시된 바와 같이, 기준 신호들은 다중경로 지연이 허용되도록 하기 위해 충분한 분리 시간에 맞춰 분리된다. 기준 신호들의 시작과 끝은 파워가 즉시 변화되지 않도록 램핑의 주기(a period of ramping)를 특징으로 한다.
오버헤드를 최소화하기 위해, 상기 기준 신호들은 동기화, 이퀄라이저 설정, 및 가중치 벡터 선택에 사용된다. 또한, 오버헤드를 더 줄이기 위해, 기준 신호들은 TDMA 시스템(예를 들어, TETRA 및 GSM에서)에 통상적으로 적용되는 것들과는 다르게 설계되어 적용된다. 이퀄라이저 설정을 이용한 가중치 벡터 선택에 있어서, 코드북 방식이 적용된다.
이퀄라이저 설정 회로(802)를 포함하는 제어기 회로(800)는 도 8에 도시되어 있다. 이 제어기는 통신 장치(702) 또는 (704)중 하나 및 둘 다에 사용될 수 있으며, 통신 장치들 중 하나 또는 둘이 이퀄라이저를 구비할 때 적용된다. 제어기 회로(800)는 기준 신호 프로세서 회로(804)를 포함하며 이 회로는 수신된 신호를 처리하여 안테나 어레이를 갖는 다른 통신 장치에서의 안테나 가중치를 산출한다. 가중치 벡터 선택 회로(806)는 코드북(808)에 저장된 가중치 인덱스를 사용하며 이 인덱스는 테이블 1 또는 테이블 2와 같은 가중치들의 인덱스이다. 가중치 벡터 선택은 이퀄라이저 설정 회로(802)와 2진수 포맷 및 코딩 회로(812)에 입력된다. 이진수 포맷 및 코딩 회로는 송신용 정보를 다른 통신 장치로 출력한다.
송신 통신 장치는 도 6에 도시된 바와 같이 정보 신호와 기준 신호를 보낸다. 기준 신호들은 각각의 안테나로부터 개별적으로 보내진다. 피드백 시스템에서 지연의 영향을 최소화하기 위해 상기 기준 신호들은 정보 패킷들과 양호하게 접촉하지 않는다. 부가적으로, 상기 수신 통신 장치가 이퀄라이저를 포함하며, 상기 이퀄라이저 및 안테나 어레이에 대한 송신 경로 가중치들은 동일한 기준 신호를 사용해서 설정되며, 각각의 안테나 어레이에 대한 신호는 주파수 또는 코드에 의해 구별되는 것과 반대로 시간에 의해 양호하게 분리된다.
가중치 벡터가 이퀄라이저 설정에 의해 독립적으로 발견되며, 그런 다음 수신기 이퀄라이저 설정이 상기 가중치 벡터로부터 결정되는 방법을 먼저 기술한다. 이 방법은 통신 장치(101)가 기지국일 때와 유사하게, 기준 신호들 오버헤드를 최소화하도록 선택될 때 적용된다. 이 방법은 통신 장치에서 미리 설정된 값들을 사용한다. 매트릭스(X)는 통신 장치가 제조되어 액티베이트될 때, 또는 그것이 새로운 시스템에 사용될 때, 통신 장치에 저장된다. 매트릭스는 다음과 같이 산출된다.
X = (YHY)-1YH
Figure pat00005
Figure pat00031
는 공지된 기준 신호 파형의 열 벡터이며, YH는 Y의 허미션 변환이다.
기준 신호 프로세서 회로(도 8)는 기준 신호들의 상관 매트릭스(R)을 산출하여 저장한다.
Figure pat00006
여기서,
Figure pat00032
는 i번째 안테나로부터 수신된 기준 신호이며,
Figure pat00033
는 i번째 안테나로부터 수신된 기준 신호의 허미션 변환이다.
그런 다음 가중치 벡터 회로(806)는 코드북(808)의 인덱스 각각에 대한 계산을 수행하여 파워 신호 p를 최대로 하며, 여기서
Figure pat00007
Figure pat00034
는 후보 가중치 벡터를 나타내며,
Figure pat00035
는 후보 가중치 벡터의 허미션 변환을 나타낸다. 그래서, p의 최대값을 생성하는 가중치의 인덱스는 선택된다. 그런 다음 선택된 가중치 벡터의 인덱스는 이진수 포맷 및 코딩 회로(812)를 거쳐 핸드셋으로 송신된다.
그 다음에, 선택된 가중치 벡터로부터 계수들을 산출한다. 예를 들어, 최대 가능성 시퀀스 추정기(Maximum Likelihood Sequence Estimator)(MLSE) 이퀄라이저의 경우에서, 이퀄라이저 계수들은 다음과 같이 이퀄라이저 설정 회로(802)에서 유도된 설정으로부터 생성된다. 먼저, 벡터
Figure pat00036
, 이는 기준 신호가 선택된 가중치들과 함께 모든 안테나로부터 동시에 보내지면, 수신되는 신호의 추정치이며 다음과 같이 산출된다.
Figure pat00008
여기서, wi는 선택된 가중치 벡터의 i번째 요소이다. 이로부터 이퀄라이저 설정들을 추출되는 채널 추정치 h는 다음과 같이 산출된다.
Figure pat00009
여기서 m은 송신 통신 장치에서 필터(도시되지 않음)의 변조 임펄스 응답이며, 여기서
Figure pat00037
는 콘벌루션을 나타낸다.
상기 벡터 h는 심벌 타이밍 동기화를 위해 사용되며 그 후 이퀄라이저 설정들은 당 분야에 공지된 방법으로 적절하게 추출된다. 가능한 많은 양을 미리 계산함으로써 복잡함을 최소화한다.
정보 패킷에 대한 이퀄라이저 설정은 정보 패킷에 대한 가중치 벡터 선택과 동시에 발견된다. 몇몇 환경에서, 피드백 경로에 현저한 지연이 생긴다. 이것은 가중치 벡터 선택의 정확성과 이퀄라이저 설정 모두에 영향을 미친다. 대안적 방법에서, 하나의 패킷에 대한 이퀄라이저 설정들은 기준 신호들로부터 발견되며 이 신호들은 다음의 정보 패킷들에 대한 가중치 벡터들을 유도하는데 사용된다. 이것은 이퀄라이저 설정들의 확립에서의 지연을 감소시키며 가중치 선택과 이퀄라이저 설정들이 독립적인 경우에 가능하다.
오버헤드를 최소화하는 기준 신호들은 위에서 도시된 역 (YHY)-1 가 잘 이루어지도록 하는 속성들을 가진 변조된 데이터의 일부이다. 도 12에 도시된 바와 같이, 기준 신호들은 다중경로 지연을 허용하도록 충분한 분리로 시간에 맞춰 분리될 것이다. 기준 신호들의 처음과 끝은 오늘날의 많은 TDMA 시스템에서와 동일한 방법으로 파워가 즉시 변화되지 않도록 램핑의 주기를 특징으로 한다.
다른 실시예에 따라 가중치 벡터는 이퀄라이저 설정들과 함께 발견된다. 이 방법은 또한 기준 신호가 최소가 되도록 선택될 때, 즉 통신 장치(101)가 기지국일 때 적용된다. 이 방식은 이퀄라이저가 모든 다중경로 전파를 캡처하지 못하도록 이퀄라이저 길이가 정해질 때 바람직하다. 이 방식은 도 9에 묘사된 제어기 회로(900) 아키텍처를 적용한다. 제어기 회로(900)는 또한 MLSE 이퀄라이저와 함께 사용될 수 있다. 가중치 벡터 선택 및 이퀄라이저 설정 회로(902)는 다음의 양들(quantities)을 사용한다.
X = (YHY)-1YH
Figure pat00010
Figure pat00038
은 공지된 기준 신호 파형의 컬럼 벡터이다.
이들 값은 위에서 간략히 언급한 바와 같이 제어기(752)에서 미리 계산되어 저장된다. 다른 공지된 임펄스 시퀀스는 z이며, 이것은 z가 임펄스 응답 m(상승된 코사인 필터)를 갖는 변조 필터(통신 장치(702)의 송신 경로의 필터, 도시되지는 않음)에 의해 필터되며, 결과적인 파형은
Figure pat00039
이다. 코드북(808)값이 사용되기 전에 다음과 같은 양들이 계산되어 저장된다.
Figure pat00011
Figure pat00040
여기서
Figure pat00041
는 i번째 안테나로부터 수신된 기준 신호이다.
index=1, min_error=1,000,000.0
p_threshold = 0.7과 같은, 0.0과 1.0사이의 수
여기서,
Figure pat00042
는 상기 결합된 필터의 성분들과 i번째 송신 안테나로부터의 채널 응답들을 나타내는 계수들의 벡터이며, m는 송신 경로 필터(도시되지 않음)의 변조 임펄스 응답이며,
Figure pat00043
는 콘벌루션을 표시한다. 상기 최소 에러의 초기값은 크게 되도록 선택된다. p_threshold는 실행되어야할 계산 수를 제한하도록 선택된다. 그래서, 가장 높은 파워 크기들을 갖는 가중치들만이 고려된다. 발명자들은 상기 신호가 반드시 가장 강한 신호일 때는 아닐지라도 상기 신호가 강할 때 가장 적은 에러가 생성한다는 것을 알아냈다. 가중치 후보의 더 큰 또는 더 작은 퍼센트는 고려될 수 있다.
J 후보 가중치 벡터에 대한 코드북 계산은 다음과 같이 실행된다.
do j = 1 to J
Figure pat00044
여기서, w는 후보 가중치 벡터
if p>p_threshold
"error"를 계산
if error < min_error then
min_error=error
index=j
end if
end if
end do loop
이퀄라이저 설정 회로(902)는 먼저 파워를 측정하고 파워가 문턱값보다 위인지를 결정한다. 파워 측정치들이 문턱값보다 위인 경우, 에러는 가중치 벡터에 대해 계산된 이퀄라이저 설정들을 사용해서 계산된다. MLSE 이퀄라이저에 있어서, "에러"는 각각의 반복에서 다음과 같이 산출된다.
Figure pat00012
여기서, x는 성분들
Figure pat00045
를 갖는 벡터이며, ｜.｜ 는 벡터 놈(vector norm)을 나타내며, h'는 심벌 타이밍 동기화 프로세스동안 h 로부터 추출된 후보 이퀄라이저 설정들을 나타내며, 동기화 프로세스는 이미 언급한 바와 같이 이퀄리제이션의 분야에 익숙한 기술자들에게 공지된 것이며, wi* 는 wi의 공액 복소수이다. 이 프로세스는 수신된 신호의 파워를 최대로 하는 가중치들을 검출하는 것과는 반대로, 에러들을 최소화하는 h 및 w를 결정함으로써 품질 수준(quality level)을 최대로 한다. "에러"는 이퀄라이저에 의해 출력된 신호의 품질 추정치이다.
선택된 가중치 벡터의 인덱스는 그런 다음 이진수 및 코딩 회로(812)에 의해 핸드세트로 송신하기 위해 프로세스된다. 이퀄라이저 설정들은 이퀄라이저(820)에서의 계수들을 설정하는데 사용된다.
도 10은 GSM 형 시스템의 어레이가 없는 경우에 비하여 4개의 송신 안테나와, 2 심벌 지연 확산 채널을 가지며, 도보 속도에서 도 8의 시스템의 성능을 도시한다. 그래프는 비트 에러 레이트(BER) 대 단위가 데시벨(dB)인 비트당 에너지와 노이즈 파워 밀도의 비(Eb/No)를 도시한다. 곡선 1000 은 어레이가 없는 에러 방지 코딩을 갖추지 않은 성능이며 어레이를 갖는 대응하는 코드되지 않는 성능인 곡선 1002와 비교된다. 7 dB 의 등급의 이득이 얻어지며 이것은 이동 무선 시스템 내에서 대화 시간이나 용량을 매우 크게 증가시킨다. 곡선 1001은 어레이가 없는 에러 방지 코딩을 갖춘 성능이며 어레이를 갖는 대응하는 코딩된 성능인 곡선 1003과 비교된다. 7dB 등급의 이득이 다시 달성된다. 기준 신호들과 가중치 지정기들(weight specifiers) 상에서의 오버헤드는 종래의 기준 신호 설계 및 가중치 벡터 양자화보다, 코드북 방식 대비 20% 이상 세이브된다.
도 11은, 어레이 설정들과 이퀄라이저 설정들을 독립적으로 추정하는데 적절한 특정한 경우에, 도 8의 제어기 방법과 비교되는 도 9의 제어기 방법의 성능을 도시한다. 곡선 1005는 도 8의 방법에 대한 에러 방지 코딩이 없는 성능을 나타내며, 이것은 도 9의 방법에 대해 코드되지 않은 성능을 나타내는 곡선 1006과 비교된다. 곡선 1007은 도 8의 방법에 대해 에러 방지 코딩을 갖는 성능을 나타내며, 이것은 도 9의 방법에 대해 코딩된 성능을 나타내는 곡선 1008과 비교된다. 이 경우에, 도 9의 회로는 우수한 신호 조건들에 성능 이점들을 제공한다.
따라서, 안테나 어레이에 대한 송신 경로 가중치들은 조정되어 송신 경로의 이득을 개선할 수 있다는 것을 알 수 있다. 송신 경로 가중치들은 개별적으로 수신 통신 장치의 세트가 될 수 있다. 대안적으로, 수신 통신 장치는 송신 통신 장치로부터 수신되는 기준 신호에 기초해서 가중치를 선택할 수 있다. 코드북은 가중치를 선택하는 프로세스를 촉진하는데 적용될 수 있다. 수신 통신 장치가 이퀄라이저를 포함하면 이퀄라이저 및 가중치들은 동일한 기준 신호로부터 산출될 수 있으며 이에 의해 송신 오버헤드가 최소화된다.
도 1은 안테나 어레이를 갖는 통신 장치를 포함하는 통신 시스템을 설명하는 블록 다이어그램 형태의 회로도.
도 2는 도 1과 유사한 블록 다이어그램 형태이지만, 도 1의 송신 경로를 위한 가중치 회로들을 보다 상세히 설명하는 회로도.
도 3은 안테나 어레이를 갖는 통신 장치에서 송신 경로 이득들을 설정하는 방법을 설명하는 흐름도.
도 4는 안테나 어레이를 갖는 통신 장치에서 송신 경로 이득들을 설정하는 방법을 설명하는 흐름도.
도 5는 도 4에 따라 동작하는 통신 장치와 통신하는 통신 장치의 동작 방법을 설명하는 흐름도.
도 6은 통신 장치들 사이에 송신되는 신호들에 대한 신호 다이어그램.
도 7은 안테나 어레이들을 갖는 두 개의 통신 장치를 포함하는 통신 시스템을 설명하는 블록 다이어그램 형태의 회로도.
도 8은 수신 경로에서 이퀄라이저(equaliser)를 갖는 통신 장치에서 사용하기 위한 제어기를 설명하는 회로도.
도 9는 수신 경로에서 이퀄라이저를 갖는 통신 장치에서 사용하기 위한 대안의 제어기를 설명하는 회로도.
도 10은 GSM형 시스템의 어레이를 갖지 않는 경우와 비교하여 4개의 송신 안테나를 갖는 도 8의 시스템 성능을 설명하는 도면.
도 11은 도 8의 제어기 방법의 성능과 비교하여 도 9의 제어기 방법의 성능을 설명하는 도면.
도 12는 이퀄라이저가 수신 경로에 사용될 때 기준 신호를 설명하는 신호 다이어그램.
* 도면의 주요 부호에 대한 간단한 설명*
113 : 듀플렉스 116, 122 : 송신기
118, 124 : 수신기 120, 126 : 제어기
160 : 메모리

Claims (16)

  1. 제 2 통신 장치에서의 제 2 송신 경로에 대해서, 제 1 송신 경로를 갖는 제 1 통신 장치에서의 가중치들(weights)을 생성하는 방법으로서, 상기 제 1 송신 경로는 복수의 안테나들을 갖는 안테나 어레이를 구비하는, 상기 가중치 생성 방법에 있어서,
    상기 안테나 어레이의 상기 안테나들 중 적어도 하나의 안테나를 통해 전송된 기준 신호를 상기 제 2 통신 장치에서 수신하는 단계와,
    상기 제 2 송신 경로에 대한 적어도 하나의 가중치를 산출하는 단계와,
    상기 적어도 하나의 가중치를 상기 제 2 통신 장치에서 상기 제 1 통신 장치로 송신하는 단계를 포함하고,
    상기 산출 단계는 상기 제 2 통신 장치에서 수신된 상기 기준 신호의 진폭 및 위상의 공액 복소수(complex conjugate)를 산출하는 단계를 포함하며,
    미리 정해진 가중치들의 세트로부터 적어도 하나의 가중치를 선택하는 단계를 포함하고, 상기 선택된 적어도 하나의 가중치는 상기 공액 복소수에 가장 가까운 가중치인, 가중치 생성 방법.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 송신 단계는 상기 적어도 하나의 가중치에 대응하는 인덱스를 송신하는 단계를 포함하는, 가중치 생성 방법.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 미리 정해진 가중치들의 세트는 이전의 가중(previous weighting)에 기초하여 선택되는, 가중치 생성 방법.
  4. 제 2 통신 장치에서의 제 2 송신 경로에 대해서, 제 1 송신 경로를 갖는 제 1 통신 장치에서의 가중치들을 생성하는 방법으로서, 상기 제 1 송신 경로는 복수의 안테나들을 갖는 안테나 어레이를 구비하는, 상기 가중치 생성 방법에 있어서,
    상기 안테나 어레이의 상기 안테나들 중 적어도 하나의 안테나를 통해 전송된 기준 신호를 상기 제 2 통신 장치에서 수신하는 단계와,
    상기 제 2 송신 경로에 대한 적어도 하나의 가중치를 산출하는 단계와,
    에러 방지 코딩된 인덱스를 이용하여, 상기 적어도 하나의 가중치를 상기 제 2 통신 장치에서 상기 제 1 통신 장치로 송신하는 단계와,
    상기 제 2 통신 장치로부터 가중치의 세트를 수신하는 단계로서, 상기 가중치들의 세트내의 인덱스들은 저장된 에러 방지 코딩을 포함하는, 상기 가중치 세트 수신 단계와,
    상기 제 1 송신 경로의 성능을 추정하여, 상기 제 2 통신 장치로부터 수신된 가중치들의 상기 세트로부터 상기 적어도 하나의 가중치를 선택하는 단계를 포함하는, 가중치 생성 방법.
  5. 제 1 통신 장치의 제 1 송신 경로를 가중하는 방법으로서, 상기 제 1 송신 경로는 상기 제 1 통신 장치와 연관된 송신기와 안테나 어레이 사이의 경로이며, 상기 안테나 어레이는 복수의 안테나들을 포함하는, 송신 경로 가중 방법에 있어서,
    상기 안테나 어레이내의 상기 안테나들 중 적어도 일부를 통해 제 2 통신 장치에 기준 신호를 송신하는 단계와,
    상기 제 2 통신 장치에서, 상기 제 2 통신 장치로의 상기 기준 신호의 송신 동안 진폭 및 위상 변화의 공액 복소수에 기초하여 상기 제 1 송신 경로에 대한 적어도 하나의 가중치를 산출하는 단계와,
    산출된 상기 적어도 하나의 가중치에 따라, 상기 제 2 통신 장치에서 상기 제 1 통신 장치로 가중치 정보를 송신하는 단계와,
    상기 제 2 통신 장치로부터 수신된 가중치 정보에 따라 상기 제 1 통신 장치에서의 적어도 하나의 가중치를 설정하는 단계와,
    미리 정해진 가중치들의 세트로부터 적어도 하나의 가중치를 선택하는 단계를 포함하고, 상기 적어도 하나의 가중치는 상기 공액 복소수에 가장 가까운, 송신 경로 가중 방법.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 송신 단계는 상기 적어도 하나의 가중치에 대응하는 인덱스를 송신하는 단계를 포함하는, 송신 경로 가중 방법.
  7. 제 5 항에 있어서, 상기 안테나 어레이의 각각의 안테나를 통해 기준 신호가 송신되며, 상기 안테나들 각각에 대한 상기 기준 신호는 구별 가능한, 송신 경로 가중 방법.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 안테나들 각각에 대한 상기 기준 신호들은 그들 주파수에 의해 구별 가능한, 송신 경로 가중 방법.
  9. 제 7 항에 있어서, 상기 안테나들 각각에 대한 상기 기준 신호들은 시간에 의해 구별 가능하고, 상기 기준 신호들은 상이한 시간에서 각각의 안테나에 입력되는, 송신 경로 가중 방법.
  10. 제 5 항에 있어서, 상기 제 1 통신 장치에서 상기 제 2 통신 장치로 미리 정해진 가중치들의 세트가 전송되는, 송신 경로 가중 방법.
  11. 제 10 항에 있어서, 이전의 가중치들을 결정하는 단계를 더 포함하고, 상기 산출 단계는 미리 정해진 가중치들의 상기 세트내의 가중치들의 서브세트로부터 선택하며, 가중치들의 상기 서브세트는 이전의 가중에서의 가중치들로부터 결정되는, 송신 경로 가중 방법.
  12. 제 5 항에 있어서, 상기 산출 단계는 상기 안테나 어레이의 결합된 출력에서 상기 제 1 송신 경로의 성능을 추정하는 단계를 포함하는, 송신 경로 가중 방법.
  13. 제 10 항에 있어서, 미리 정해진 가중치들의 상기 세트내의 인덱스들은 저장된 에러 방지 코딩을 포함하고, 상기 송신 단계는 에러 방지 코딩된 인덱스를 송신하는 단계를 포함하는, 송신 경로 가중 방법.
  14. 통신 장치에 있어서,
    송신기와,
    복수의 안테나들과,
    상기 안테나들 각각과 상기 송신기 사이에 접속된 가중치 회로들과,
    상기 가중치 회로들에 결합된 제어기로서, 상기 제어기는 상기 안테나들 중 적어도 하나의 안테나를 통해 기준 신호를 송신하도록 송신기를 제어하고, 다른 통신 장치로부터 수신된 가중치 정보에 따라 상기 안테나들 중 적어도 하나의 안테나와 연관된 가중치를 조정하도록 상기 가중치 회로들 중 적어도 하나의 회로를 제어하며, 이에 의해, 상기 가중치 회로들을 포함하는 송신 경로는 상기 안테나들 중 상기 적어도 하나의 안테나를 통해 송신된 상기 기준 신호에 따라 가변될 수 있는, 상기 제어기와,
    미리 정해진 가중치들을 저장하는 메모리를 포함하고, 상기 가중치 정보는 상기 안테나들 중 적어도 하나의 안테나와 연관된 상기 가중치와 연관된 인덱스 번호를 포함하고, 상기 제어기는 상기 인덱스 번호로부터 상기 가중치 회로들 중 상기 적어도 하나의 회로를 제어하는, 통신 장치.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 가중치 정보는 위상 정보를 포함하고, 상기 제어기는 상기 위상 정보에 따라 상기 가중치 회로들 중 상기 적어도 하나의 회로를 제어하는, 통신 장치.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 가중치 정보는 진폭 정보를 포함하고, 상기 제어기는 상기 진폭 정보에 따라 상기 가중치 회로들 중 상기 적어도 하나의 회로를 제어하는, 통신 장치.
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