JPWO2007148461A1 - エンコーダ信号の位相補正回路 - Google Patents

Abstract

ＡＤ変換器の出力信号であるＡ１信号とＢ１信号のピーク値を検出するピーク検出器と、検出したピーク値を用いてオフセットおよび振幅の誤差を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正部と、Ａ相とＢ相の正弦波信号を位置データに変換する位置データ変換部を有する位置検出器において、Ａ２信号とＢ２信号の交点値を検出する位相誤差検出器と、位相誤差検出器で検出した交点値からＡ２信号とＢ２信号の補正係数を演算する位相補正部とを備え、位相補正部は、補正係数をＡ２信号とＢ２信号に乗算してＡ補正信号とＢ補正信号を生成し、さらにＡ２信号にＢ補正信号を加算し、Ｂ２信号にＡ補正信号を加算することによりＡ相信号とＢ相信号の位相誤差を補正する。

Description

本発明は、９０度位相差を有する２相（Ａ相とＢ相）の正弦波信号を内挿処理して高分解能を得るエンコーダにおいて、２相の正弦波信号の位相誤差を補正する方法に関する。

回転型（またはリニア型）のエンコーダの位置検出は、一般的に発光素子と受光素子と、その間に格子状のスリットを形成した回転体（または移動体）から形成され、格子状のスリット間隔によって分解能が決定される。従って分解能を上げるために、スリット間隔を小さくすることが行われているが、加工精度や光の回折現象が原因でこの手法で分解能を上げるのには限界がある。

そこで近年では、回転体（または移動体）のスリット間の信号と同期した９０度位相差のあるＡ，Ｂ相の正弦波のアナログ信号を生成し、そのアナログ信号を内挿処理した信号と上記のスリットによって得られる信号を合成して分解能を上げる方法が一般的に行われている。しかしＡ相とＢ相の正弦波信号は発光素子や受光素子、回転体との組立て誤差や、経年変化や温度変化によって２相の正弦波信号の位相差に誤差が生じた場合には位置検出精度が悪くなるため、２相の正弦波信号の位相誤差を補正する方法が提案されている。

例えば、Ａ相とＢ相のオフセットを除去した後に、各信号の和と差の演算を行うことでＡ相とＢ相の位相差を９０度にする手法である（例えば、特許文献１参照）。

また、Ａ相とＢ相の交点から位相誤差を求め、求めた位相誤差から補正係数を演算し、Ｂ相の位相誤差除去変換式を用いて位相を補正する手法である（例えば、特許文献２参照）。

しかしながら特許文献１の手法では、位相補正後のＡ相とＢ相は振幅が互いに変化するという課題がある。また、原信号のＡ相とＢ相の最大値と最小値を求めてオフセットを補正し、位相補正後の信号の最大値と最小値を求めて振幅を合わせる必要があり、演算処理に時間を要するという課題があった。

一方、特許文献２の手法では、位相誤差δを求めてｓｉｎδとｃｏｓδによって原信号（例えばＢ相）の位相誤差を補正している。しかし、ｓｉｎδの演算に近似処理をしているため、位相誤差が大きい場合には位相誤差の補正が正しく行われず、振幅の変動も発生するので位置検出精度に影響が出てくるという課題があった。

また、テーブルを利用して演算する場合においては、ｓｉｎ演算用とｃｏｓ演算用の２つのテーブルが必要になるという課題があった。

さらに、１相（例えばＡ相）を基準にＢ相の位相を補正するので、内挿信号とスリット間の信号との位相にずれが生じて、位相誤差が大きい場合には合成に不具合が生じてしまうという課題があった。
日本特許出願特開２００１−２９６１４２号公報 日本特許出願特開平９−４２９９５号公報

本発明は上記従来の課題を解決するエンコーダ信号の位相補正回路を提供することを目的とする。

本発明のエンコーダ信号の位相補正回路を含む位置検出器は、９０度位相差を有するＡ相とＢ相の正弦波信号をディジタルデータに変換してＡ１信号とＢ１信号を生成するＡＤ変換器と、Ａ１信号とＢ１信号のピーク値を検出するピーク検出器を有する。さらに位置検出器は、ピーク検出器で検出したピーク値を用いてオフセットおよび振幅の誤差を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正部と、Ａ相とＢ相の正弦波信号を位置データに変換する位置データ変換部を有する。この位置検出器において、本発明のエンコーダ信号の位相補正回路は、Ａ２信号とＢ２信号の交点値を検出する位相誤差検出器と、位相誤差検出器で検出した交点値からＡ２信号とＢ２信号の補正係数を演算する位相補正部とを備える。位相補正部は、補正係数をＡ２信号とＢ２信号に乗算してＡ補正信号とＢ補正信号を生成し、さらにＡ２信号にＢ補正信号を加算し、Ｂ２信号にＡ補正信号を加算することによりＡ相とＢ相の位相誤差を補正する。

また、本発明の位相誤差検出器は、Ａ１信号のピーク値を検出した点でＢ２信号の値を検出、Ｂ１信号のピーク値を検出した点でＡ２信号の値を検出して位相誤差を補正することもできる。

図１は、本発明の実施の形態１のエンコーダ回路のブロック図である。 図２は、本発明の実施の形態１の信号波形の説明図である。 図３は、本発明の実施の形態１の信号波形の説明図である。 図４は、本発明の実施の形態１の信号波形の説明図である。 図５は、本発明の実施の形態１の信号波形の説明図である。 図６は、本発明の実施の形態１の信号波形の説明図である。 図７は、本発明の実施の形態２の信号波形の説明図である。 図８は、本発明の実施の形態２の信号波形の説明図である。 図９は、本発明の実施の形態３の信号波形の説明図である。 図１０は、本発明の実施の形態４の信号波形の説明図である。 図１１は、本発明の実施の形態５のエンコーダ回路のブロック図である。

符号の説明

２ ＡＤ変換器
４ オフセット／振幅補正部
６ 位相補正部
７ 位相誤差検出器
８ 振幅補正部
９ 位相補正回路
１０ 位置データ変換部
１３ 位相誤差補正量
１４，１４ｄ 内挿の角度データθＩＰ
１５ ピーク検出器
１６ 最大値・最小値信号
１７ａ，１７ｂ Ａ相、Ｂ相の論理信号
１８ 最大値・最小値検出トリガ信号
Ａ０，Ｂ０ Ａ相、Ｂ相のアナログ原信号
Ａ１，Ｂ１ ディジタル変換後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ２，Ｂ２ オフセット／振幅補正後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ３，Ｂ３ 位相補正後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ４，Ｂ４ 振幅補正後のＡ相、Ｂ相信号

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。

（実施の形態１）
本発明のエンコーダ信号の位相補正回路について、図１から図６を用いて説明する。図１はエンコーダ信号処理回路のブロック図、図２から図６は位相誤差検出の動作波形を示す。

図１において、エンコーダから出力される原信号でアナログのＡ０信号とＢ０信号は、９０度位相差のあるＡ相とＢ相の正弦波信号である。エンコーダは一般的に発光素子と受光素子とスリット板から構成される。

発光素子はＬＥＤやレーザー光、受光素子はフォトダイオードやフォトトランジスタが用いられる。スリット板は、光を透過するガラスや樹脂材でできており、スリット板上に光を遮断する格子状のマスクを設けている。発光素子からの光は、スリット板を介して受光素子が透過した光を受けるように配置し、スリット板はエンコーダの回転体に設置されているため、回転すると正弦波の波形が受光素子から出力するようにスリット板の格子状の形が形成されている。

ＡＤ変換器２は、エンコーダから出力されるアナログ信号のＡ０信号、Ｂ０信号をディジタル信号に変換する。エンコーダから出力されるアナログ信号の振幅は数１００ｍＶであるため、増幅器などを用いて十数倍に増幅して、ＡＤ変換器２の入力レンジに合わせた電圧に変換して利用すれば、ディジタル信号の精度を高くすることができる。

ピーク検出器１５は、ＡＤ変換器２の出力信号であるＡ１信号、Ｂ１信号のピーク値を検出する。ピーク値の検出方法は、Ａ１信号の前回サンプリングでの値と今回サンプリングでの値を比較し、今回サンプリングでの値が大きい場合にその値を保持し、この動作をＡ１信号の正弦波の０から１８０度区間で行うことで最大値を検出することができる。

最小値についても同様に、前回サンプリングでの値と今回サンプリングでの値を比較し、今回サンプリングでの値が小さい場合にその値を保持し、この動作をＡ１信号の１８０から３６０度区間で行うことで最小値を検出することができる。９０度位相のずれたＢ１信号についても検出動作区間を９０度ずらせて同様な処理を行うことで最大値と最小値を検出することができる。

オフセット／振幅補正部４は、ピーク検出器１５で検出した最大値・最小値信号１６を用いてＡ１信号、Ｂ１信号のオフセット除去と振幅の正規化を行う。

Ａ１信号とＢ１信号のオフセット（ＯＳ＿ＤＥＴａ、ＯＳ＿ＤＥＴｂ）は、最大値・最小値信号１６を用いて、式１から求めることができる。また、補正するオフセット値をＯＳ＿ＬＥＶＥＬ、オフセット除去後の信号をＡ１ｄ信号とＢ１ｄ信号とすると、式２によりオフセットを除去することができる。

Ａ１信号とＢ１信号の振幅値（ＰＰ＿ＤＥＴａ、ＰＰ＿ＤＥＴｂ）についても最大値・最小値信号１６を用いて、式３で求めることができる。また、振幅の正規化する大きさをＫとすると、式４からオフセットと振幅の誤差を補正したＡ２信号とＢ２信号で求めることができる。

次に本発明の位相補正回路９の動作について説明する。位相補正回路９は、位相補正部６と、位相誤差検出器７とで構成されている。オフセット／振幅補正されたＡ２信号、Ｂ２信号の位相誤差を位相誤差検出器７で検出する。そして、位相誤差検出器７で検出した誤差量に基づき位相補正部６でＡ２信号、Ｂ２信号の位相誤差を補正するＡ補正信号、Ｂ補正信号を用いて、９０度の位相差をもったＡ３信号、Ｂ３信号を出力する役割を行う。

この動作の詳細を図２から図４を用いて詳細に説明する。図２は位相誤差のない場合のＡ２信号、Ｂ２信号を表している。オフセット／振幅補正手段４で振幅は大きさＫに正規化したので、Ａ２信号、Ｂ２信号の振幅はＫとなる。

位相誤差検出器７は、Ａ２信号、Ｂ２信号の交点での振幅の大きさを検出して、その交点値から位相補正量を演算処理して導出する。図２は位相誤差のない場合の例であり、このときのＡ２信号、Ｂ２信号の交点はπ／４ラジアン、５π／４ラジアンで交わり、その交点での振幅の大きさは、Ｋｓｉｎ（π／４）、Ｋｓｉｎ（５π／４）となる。このときの位相補正量は０となる。

図３は、Ａ２信号を基準にしてＢ２信号の位相のみがαラジアン進んだＢ２ｄ信号となっている例である。Ａ２信号、Ｂ２ｄ信号は式５のように表すことができる。このときのＡ２信号、Ｂ２ｄ信号との交点は（π／４−α／２）ラジアン、（５π／４−α／２）ラジアンで交わり、その交点での振幅の大きさは、Ｋｓｉｎ（π／４−α／２）、Ｋｓｉｎ（５π／４−α／２）となる。

お互いの大きさは等しいので、Ｃ４５＝Ｋｓｉｎ（π／４−α／２）、Ｃ２２５＝Ｋｓｉｎ（５π／４−α／２）とすると、位相誤差α／２は式６で求めることができる。また、式６はＡ２信号を基準にしてＢ補正信号を求めたため、アークｓｉｎの式によって計算されるが、Ｂ２ｄ信号を基準にしてアークｃｏｓの式によって求めることができるのは明らかである。

また、位相補正部６は式７、式８に基づいて位相誤差を補正することができる。ここでＫｐ１、Ｋｐ２は、Ａ補正信号、Ｂ補正信号を得るための位相補正ゲインであり、Ａ３信号とＢ３信号の位相差が９０度になるように位相補正ゲインを設定する。

次に、Ｋｐ１およびＫｐ２の求め方について説明する。

式７において、θ＝−α／２のときにＡ３信号が０となるようにすればよいので、Ｋｐ１は式９から求めることができる。

また、同様にして式８において、θ＝π／２−α／２のときにＢ３信号が０となるようにすればよいので、Ｋｐ２は式１０から求めることができる。

式９および式１０で求めたＫｐ１およびＫｐ２は、同じ式で表すことができるため、Ｋｐ＝Ｋｐ１＝Ｋｐ２となり計算処理の負荷は半分となる。Ａ２信号、Ｂ２信号（Ｂ２ｄ信号）は式６でα／２を求めて、式９または式１０で位相補正ゲインを求め、式７および式８を用いることで位相のずれを補正したＡ３信号、Ｂ３信号を得ることができる。

次に、位相を補正したＡ３信号、Ｂ３信号の大きさについて説明する。式７と式８の振幅の最大値は、それぞれθ＝π／２−α／２、θ＝−α／２の点であるため、これを式７および式８に代入するとＡ３信号、Ｂ３信号は式１１および式１２となり、図４に示すように同じ大きさで補正を行うことができる。２相信号の１周期内では交点が２つ存在するので、それぞれの交点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

次に、位置データ変換手段１０について説明する。９０度位相差のあるＡ３信号、Ｂ３信号を用いて式１３を用いれば内挿の角度データθＩＰ（１４）に容易に変換可能である。

Ａ３信号、Ｂ３信号は位相補正の量によらず、振幅の相対比は同じになるので、振幅補正を行わずに位置データを求めることができる。

ここで、位相の補正を２相で行う方法の有効性について、図５、図６を用いて説明する。図５は本発明の動作波形、図６は１相を固定して１相だけの位相を補正した場合の動作波形を示している。

図５のＡ２信号、Ｂ２ｄ信号は位相補正前の２相信号、Ａ３信号、Ｂ３信号は位相補正後の２相信号を表している。図６のＡ２信号、Ｂ２ｄ信号は位相補正前の２相信号、Ｂ３信号はＡ２信号の位相を基準としてＢ２ｄ信号の位相を補正した信号を表している。論理信号１７ａ、論理信号１７ｂはＡ２信号、Ｂ２ｄ信号の０を基準とした正負の矩形波出力で、上位のディジタルデータを表しており、このパルス数をカウントすることで位置を検出することができる。内挿の角度データθＩＰ（１４）は２相のＡ３信号、Ｂ３信号から求めたものであり、上位のディジタルデータと合成することで１回転の分解能が定まる。

上位のディジタルデータと内挿の角度データθＩＰ（１４）は位相誤差を０にすることは困難であるため、位相をずらせて、例えば論理信号１７ｂの立ち上がりエッジで上位のデータをカウントして、内挿の角度データθＩＰ（１４）との合成時にずれ分を補正する構成としている。ずれ分の補正は図５、図６の遅れ余裕区間で上位カウント値に＋１または−１とすることで容易に補正することができる。

内挿の角度データθＩＰ（１４）は、ＡＤコンバータの検出遅れ、内挿処理の演算遅れがあるので、実際には内挿の角度データθＩＰ（１４）は１４ｄのようになる。図６のように１相だけを位相補正した場合には遅れ余裕のマージンがなくなり、Ａ２信号とＢ２ｄ信号の位相誤差が大きい場合には上位のディジタルデータと内挿データの合成ができなくなってしまう。

図５のように２相とも補正することによって、遅れ余裕のマージンを稼ぐことができるため、位相誤差が大きな場合にも本発明の位相補正回路９を用いれば補正可能となる。

上記の説明では、アナログ原信号のＡ０信号およびＢ０信号のオフセット補正と振幅補正を行った後に行う構成について説明した。しかしながら、Ａ０信号およびＢ０信号がアナログ回路でオフセット補正および振幅補正されているような回路構成であれば、ＡＤ変換器２で検出した信号Ａ１、信号Ｂ１を本発明の位相補正回路に入力して位相補正を行うような回路構成にすることができる。

以上のように実施の形態１の回路構成と演算処理によって、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

また、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を２相の振幅比が同じになるように位相を補正するので、位相補正後の２相の信号から容易に位置を演算することができる。

また、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差をそれぞれ補正するので、内挿信号とスリット間の信号との位相誤差を小さくすることができ、位相誤差が大きい場合にも対応できる。さらに、２相の正弦波信号の位相補正係数はそれぞれ同じものを使用できるため、位相補正係数を求める演算処理は簡易に構成できる。

（実施の形態２）
図７と図８を用いて本発明の実施の形態２について説明する。実施の形態１と異なるのは位相誤差検出器７の誤差検出において、２相信号の一方の反転信号を用いる点であり、これについて説明する。

図７は図２と同様にオフセット補正と振幅補正されたＡ２信号、Ｂ２信号の波形を示している。図２と異なるのはＢ２信号の反転信号を生成し、Ａ２信号との交点Ｃ１３５、Ｃ３１５が存在することである。

図８はＡ２信号とＢ２信号のうちＢ２信号の位相がαラジアン進んだＢ２ｄ信号となった場合を想定している。ここで、交点Ｃ４５、Ｃ２２５は実施例１と同じ構成で検出することができるので、Ｃ１３５とＣ３１５の検出方法について説明する。

Ａ２信号とＢ２ｄ信号の反転信号との交点は（３π／４−α／２）ラジアン、（７π／４−α／２）ラジアンで交わり、その交点の大きさは、Ｋｓｉｎ（３π／４−α／２）、Ｋｓｉｎ（７π／４−α／２）となる。お互いの大きさは等しいので、Ｃ１３５＝Ｋｓｉｎ（３π／４−α／２）、Ｃ３１５＝Ｋｓｉｎ（７π／４−α／２）とすると、位相誤差α／２は式１４で算出し、Ｋｐを求めることができる。

２相信号の１周期内では交点が４つ存在するので、それぞれの交点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

以上のように実施例２の信号検出処理と演算処理から、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

（実施の形態３）
図９を用いて本発明の実施の形態３について説明する。実施の形態１、２と異なるのは位相誤差検出器７の誤差検出ポイントに、２相信号のピーク値を用いる点であり、これについて説明する。

図９は図３と同様にオフセット補正と振幅補正されたＡ２信号とＢ２ｄ信号の波形を示しており、Ｂ２ｄ信号は理想的なＢ２信号からαラジアン位相がずれている場合である。

位相誤差の検出点はＡ２信号とＢ２ｄ信号のピーク値を検出する点であり、これはピーク検出器１５により、ピーク点が同じであるＡ１信号とＢ１信号から検出することができる。Ａ２信号とＢ２ｄ信号が９０度位相差の理想的な２相信号であれば、信号のピーク点でのもう一方の信号は０になるが、位相誤差がある場合には０にはならず、図９におけるＣ９０の点では、Ｋｓｉｎ（π／２＋α）となる。これから位相誤差α／２は式１５から算出して、Ｋｐを求めることができる。

Ｃ１８０、Ｃ２７０、Ｃ３６０の点からも同様にして位相誤差α／２を求めることができる。２相信号の１周期内ではピーク点が４つ存在するので、それぞれのピーク点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

以上のように実施の形態３の信号検出処理と演算処理から、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

（実施の形態４）
図１０を用いて本発明の実施の形態４について説明する。実施の形態１から３までと異なるのは位相誤差検出器７の誤差検出ポイントに２相信号のゼロクロスを用いる点であり、これについて説明する。

図１０は図３と同様にオフセット補正と振幅補正されたＡ２信号とＢ２ｄ信号の波形を示しており、Ｂ２ｄ信号は理想的なＢ２信号からαラジアン位相がずれている場合である。位相誤差の検出点はＡ２信号とＢ２ｄ信号が０となる点（ゼロクロス）である。

Ａ２信号とＢ２ｄ信号が９０度位相差の理想的な２相信号であれば、信号のゼロクロス点でのもう一方の信号はオフセット／振幅補正手段４で正規化したＫと等しくなるが、位相誤差がある場合にはＫと等しくならず、図１０におけるＣ９０の点では、Ｋｓｉｎ（π／２−α）となる。これから位相誤差α／２は式１６から算出することができる。

Ｃ９０の点でＢ２ｄ信号は対称性を有しているため、位相誤差がαの場合でも−αの場合でも同じ大きさとなる。位相の進み／遅れは、位相誤差がないＡ２信号とＢ２信号の交点を基準値とすると、Ａ２信号とＢ２ｄ信号の交点値と基準値との大小比較で検出することができる。交点値＞基準値のときは位相遅れとなり、交点値＜基準値のときは位相進みとなる。

また、Ａ２信号のピーク点でのＢ２ｄの値、Ｂ２ｄ信号のピーク点でのＡ２信号の値からも位相の進み／遅れを検出することができる。例えば、Ａ２信号の最大値の点でＢ２ｄ信号が負となる場合は位相が進んでおり、正の場合は位相が遅れている。また、Ａ２信号の最小値の点でＢ２ｄ信号が正となる場合は位相が進んでおり、負となる場合は位相が遅れている。Ｂ２ｄ信号のピーク点でのＡ２信号の値からも同様に位相の進み／遅れを検出することができる。

この構成によってＫｐを求めることができる。Ｃ１８０、Ｃ２７０、Ｃ３６０の点からも同様にして位相誤差α／２を求めることができる。２相信号の１周期内ではゼロクロス点が４つ存在するので、それぞれのゼロクロス点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

以上のように実施の形態４の信号検出処理と演算処理から、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

（実施の形態５）
図１１を用いて本発明の実施の形態５について説明する。実施の形態１から４と異なるのは位相補正後に振幅補正部８によって再度振幅を補正し、位置データ変換部１０によって内挿の角度データθＩＰ（１４）を求めている点であり、これについて説明する。

位相補正後のＡ３信号、Ｂ３信号は振幅補正後のＡ２信号、Ｂ２信号に対して振幅が変化している。変化量は位相誤差αの大きさで変化し、上記で説明したように式７、式８または式１１、式１２となる。式７でθ＋α／２＝π／２のときＡ３信号は最大値となり、式１７のように表すことができる。振幅を正規化後の大きさＫに戻すための振幅補正ゲインＫａとすると、振幅補正後のＡ４信号、Ｂ４信号は式１８によって求めることができる。式１７と式１８から振幅補正ゲインＫａは式１９となる。

以上のように位相補正後に振幅補正手段を追加した実施の形態５によれば、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。また、位相補正係数はＡ相、Ｂ相とも同じ係数を使用できるため、計算処理も簡単になる。振幅の変化についても位相補正と同じ検出値を利用して振幅補正ゲインを求めることができるため、内挿データを容易に求めることができる。

なお、実施の形態１から５まで２相信号は正弦波として説明したが、波形に歪のある擬似正弦波、三角波についても同様の構成で位相の補正を行うことができる。

本発明のエンコーダ信号の位相補正回路、は、サーボモータ制御装置に限らず、高分解能の位置情報を得るためにエンコーダを搭載した装置に有用である。

本発明は、９０度位相差を有する２相（Ａ相とＢ相）の正弦波信号を内挿処理して高分解能を得るエンコーダにおいて、２相の正弦波信号の位相誤差を補正する方法に関する。

回転型（またはリニア型）のエンコーダの位置検出は、一般的に発光素子と受光素子と、その間に格子状のスリットを形成した回転体（または移動体）から形成され、格子状のスリット間隔によって分解能が決定される。従って分解能を上げるために、スリット間隔を小さくすることが行われているが、加工精度や光の回折現象が原因でこの手法で分解能を上げるのには限界がある。

そこで近年では、回転体（または移動体）のスリット間の信号と同期した９０度位相差のあるＡ，Ｂ相の正弦波のアナログ信号を生成し、そのアナログ信号を内挿処理した信号と上記のスリットによって得られる信号を合成して分解能を上げる方法が一般的に行われている。しかしＡ相とＢ相の正弦波信号は発光素子や受光素子、回転体との組立て誤差や、経年変化や温度変化によって２相の正弦波信号の位相差に誤差が生じた場合には位置検出精度が悪くなるため、２相の正弦波信号の位相誤差を補正する方法が提案されている。

例えば、Ａ相とＢ相のオフセットを除去した後に、各信号の和と差の演算を行うことでＡ相とＢ相の位相差を９０度にする手法である（例えば、特許文献１参照）。

また、Ａ相とＢ相の交点から位相誤差を求め、求めた位相誤差から補正係数を演算し、Ｂ相の位相誤差除去変換式を用いて位相を補正する手法である（例えば、特許文献２参照）。

しかしながら特許文献１の手法では、位相補正後のＡ相とＢ相は振幅が互いに変化するという課題がある。また、原信号のＡ相とＢ相の最大値と最小値を求めてオフセットを補正し、位相補正後の信号の最大値と最小値を求めて振幅を合わせる必要があり、演算処理に時間を要するという課題があった。

一方、特許文献２の手法では、位相誤差δを求めてｓｉｎδとｃｏｓδによって原信号（例えばＢ相）の位相誤差を補正している。しかし、ｓｉｎδの演算に近似処理をしているため、位相誤差が大きい場合には位相誤差の補正が正しく行われず、振幅の変動も発生するので位置検出精度に影響が出てくるという課題があった。

また、テーブルを利用して演算する場合においては、ｓｉｎ演算用とｃｏｓ演算用の２つのテーブルが必要になるという課題があった。

さらに、１相（例えばＡ相）を基準にＢ相の位相を補正するので、内挿信号とスリット間の信号との位相にずれが生じて、位相誤差が大きい場合には合成に不具合が生じてしまうという課題があった。
日本特許出願特開２００１−２９６１４２号公報 日本特許出願特開平９−４２９９５号公報

本発明は上記従来の課題を解決するエンコーダ信号の位相補正回路を提供することを目的とする。

本発明のエンコーダ信号の位相補正回路を含む位置検出器は、９０度位相差を有するＡ相とＢ相の正弦波信号をディジタルデータに変換してＡ１信号とＢ１信号を生成するＡＤ変換器と、Ａ１信号とＢ１信号のピーク値を検出するピーク検出器を有する。さらに位置検出器は、ピーク検出器で検出したピーク値を用いてオフセットおよび振幅の誤差を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正部と、Ａ相とＢ相の正弦波信号を位置データに変換する位置データ変換部を有する。この位置検出器において、本発明のエンコーダ信号の位相補正回路は、Ａ２信号とＢ２信号の交点値を検出する位相誤差検出器と、位相誤差検出器で検出した交点値からＡ２信号とＢ２信号の補正係数を演算する位相補正部とを備える。位相補正部は、補正係数をＡ２信号とＢ２信号に乗算してＡ補正信号とＢ補正信号を生成し、さらにＡ２信号にＢ補正信号を加算し、Ｂ２信号にＡ補正信号を加算することによりＡ相とＢ相の位相誤差を補正する。

また、本発明の位相誤差検出器は、Ａ１信号のピーク値を検出した点でＢ２信号の値を検出、Ｂ１信号のピーク値を検出した点でＡ２信号の値を検出して位相誤差を補正することもできる。

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。

（実施の形態１）
本発明のエンコーダ信号の位相補正回路について、図１から図６を用いて説明する。図１はエンコーダ信号処理回路のブロック図、図２から図６は位相誤差検出の動作波形を示す。

図１において、エンコーダから出力される原信号でアナログのＡ０信号とＢ０信号は、９０度位相差のあるＡ相とＢ相の正弦波信号である。エンコーダは一般的に発光素子と受光素子とスリット板から構成される。

発光素子はＬＥＤやレーザー光、受光素子はフォトダイオードやフォトトランジスタが用いられる。スリット板は、光を透過するガラスや樹脂材でできており、スリット板上に光を遮断する格子状のマスクを設けている。発光素子からの光は、スリット板を介して受光素子が透過した光を受けるように配置し、スリット板はエンコーダの回転体に設置されているため、回転すると正弦波の波形が受光素子から出力するようにスリット板の格子状の形が形成されている。

ＡＤ変換器２は、エンコーダから出力されるアナログ信号のＡ０信号、Ｂ０信号をディジタル信号に変換する。エンコーダから出力されるアナログ信号の振幅は数１００ｍＶであるため、増幅器などを用いて十数倍に増幅して、ＡＤ変換器２の入力レンジに合わせた電圧に変換して利用すれば、ディジタル信号の精度を高くすることができる。

ピーク検出器１５は、ＡＤ変換器２の出力信号であるＡ１信号、Ｂ１信号のピーク値を検出する。ピーク値の検出方法は、Ａ１信号の前回サンプリングでの値と今回サンプリングでの値を比較し、今回サンプリングでの値が大きい場合にその値を保持し、この動作をＡ１信号の正弦波の０から１８０度区間で行うことで最大値を検出することができる。

最小値についても同様に、前回サンプリングでの値と今回サンプリングでの値を比較し、今回サンプリングでの値が小さい場合にその値を保持し、この動作をＡ１信号の１８０から３６０度区間で行うことで最小値を検出することができる。９０度位相のずれたＢ１信号についても検出動作区間を９０度ずらせて同様な処理を行うことで最大値と最小値を検出することができる。

オフセット／振幅補正部４は、ピーク検出器１５で検出した最大値・最小値信号１６を用いてＡ１信号、Ｂ１信号のオフセット除去と振幅の正規化を行う。

Ａ１信号とＢ１信号のオフセット（ＯＳ＿ＤＥＴａ、ＯＳ＿ＤＥＴｂ）は、最大値・最小値信号１６を用いて、式１から求めることができる。また、補正するオフセット値をＯＳ＿ＬＥＶＥＬ、オフセット除去後の信号をＡ１ｄ信号とＢ１ｄ信号とすると、式２によりオフセットを除去することができる。

Ａ１信号とＢ１信号の振幅値（ＰＰ＿ＤＥＴａ、ＰＰ＿ＤＥＴｂ）についても最大値・最小値信号１６を用いて、式３で求めることができる。また、振幅の正規化する大きさをＫとすると、式４からオフセットと振幅の誤差を補正したＡ２信号とＢ２信号で求めることができる。

次に本発明の位相補正回路９の動作について説明する。位相補正回路９は、位相補正部６と、位相誤差検出器７とで構成されている。オフセット／振幅補正されたＡ２信号、Ｂ２信号の位相誤差を位相誤差検出器７で検出する。そして、位相誤差検出器７で検出した誤差量に基づき位相補正部６でＡ２信号、Ｂ２信号の位相誤差を補正するＡ補正信号、Ｂ補正信号を用いて、９０度の位相差をもったＡ３信号、Ｂ３信号を出力する役割を行う。

この動作の詳細を図２から図４を用いて詳細に説明する。図２は位相誤差のない場合のＡ２信号、Ｂ２信号を表している。オフセット／振幅補正手段４で振幅は大きさＫに正規化したので、Ａ２信号、Ｂ２信号の振幅はＫとなる。

位相誤差検出器７は、Ａ２信号、Ｂ２信号の交点での振幅の大きさを検出して、その交点値から位相補正量を演算処理して導出する。図２は位相誤差のない場合の例であり、このときのＡ２信号、Ｂ２信号の交点はπ／４ラジアン、５π／４ラジアンで交わり、その交点での振幅の大きさは、Ｋｓｉｎ（π／４）、Ｋｓｉｎ（５π／４）となる。このときの位相補正量は０となる。

図３は、Ａ２信号を基準にしてＢ２信号の位相のみがαラジアン進んだＢ２ｄ信号となっている例である。Ａ２信号、Ｂ２ｄ信号は式５のように表すことができる。このときのＡ２信号、Ｂ２ｄ信号との交点は（π／４−α／２）ラジアン、（５π／４−α／２）ラジアンで交わり、その交点での振幅の大きさは、Ｋｓｉｎ（π／４−α／２）、Ｋｓｉｎ（５π／４−α／２）となる。

お互いの大きさは等しいので、Ｃ４５＝Ｋｓｉｎ（π／４−α／２）、Ｃ２２５＝Ｋｓｉｎ（５π／４−α／２）とすると、位相誤差α／２は式６で求めることができる。また、式６はＡ２信号を基準にしてＢ補正信号を求めたため、アークｓｉｎの式によって計算されるが、Ｂ２ｄ信号を基準にしてアークｃｏｓの式によって求めることができるのは明らかである。

また、位相補正部６は式７、式８に基づいて位相誤差を補正することができる。ここでＫｐ１、Ｋｐ２は、Ａ補正信号、Ｂ補正信号を得るための位相補正ゲインであり、Ａ３信号とＢ３信号の位相差が９０度になるように位相補正ゲインを設定する。

次に、Ｋｐ１およびＫｐ２の求め方について説明する。

式７において、θ＝−α／２のときにＡ３信号が０となるようにすればよいので、Ｋｐ１は式９から求めることができる。

また、同様にして式８において、θ＝π／２−α／２のときにＢ３信号が０となるようにすればよいので、Ｋｐ２は式１０から求めることができる。

式９および式１０で求めたＫｐ１およびＫｐ２は、同じ式で表すことができるため、Ｋｐ＝Ｋｐ１＝Ｋｐ２となり計算処理の負荷は半分となる。Ａ２信号、Ｂ２信号（Ｂ２ｄ信号）は式６でα／２を求めて、式９または式１０で位相補正ゲインを求め、式７および式８を用いることで位相のずれを補正したＡ３信号、Ｂ３信号を得ることができる。

次に、位相を補正したＡ３信号、Ｂ３信号の大きさについて説明する。式７と式８の振幅の最大値は、それぞれθ＝π／２−α／２、θ＝−α／２の点であるため、これを式７および式８に代入するとＡ３信号、Ｂ３信号は式１１および式１２となり、図４に示すように同じ大きさで補正を行うことができる。２相信号の１周期内では交点が２つ存在するので、それぞれの交点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

次に、位置データ変換手段１０について説明する。９０度位相差のあるＡ３信号、Ｂ３信号を用いて式１３を用いれば内挿の角度データθＩＰ（１４）に容易に変換可能である。

Ａ３信号、Ｂ３信号は位相補正の量によらず、振幅の相対比は同じになるので、振幅補正を行わずに位置データを求めることができる。

ここで、位相の補正を２相で行う方法の有効性について、図５、図６を用いて説明する。図５は本発明の動作波形、図６は１相を固定して１相だけの位相を補正した場合の動作波形を示している。

図５のＡ２信号、Ｂ２ｄ信号は位相補正前の２相信号、Ａ３信号、Ｂ３信号は位相補正後の２相信号を表している。図６のＡ２信号、Ｂ２ｄ信号は位相補正前の２相信号、Ｂ３信号はＡ２信号の位相を基準としてＢ２ｄ信号の位相を補正した信号を表している。論理信号１７ａ、論理信号１７ｂはＡ２信号、Ｂ２ｄ信号の０を基準とした正負の矩形波出力で、上位のディジタルデータを表しており、このパルス数をカウントすることで位置を検出することができる。内挿の角度データθＩＰ（１４）は２相のＡ３信号、Ｂ３信号から求めたものであり、上位のディジタルデータと合成することで１回転の分解能が定まる。

上位のディジタルデータと内挿の角度データθＩＰ（１４）は位相誤差を０にすることは困難であるため、位相をずらせて、例えば論理信号１７ｂの立ち上がりエッジで上位のデータをカウントして、内挿の角度データθＩＰ（１４）との合成時にずれ分を補正する構成としている。ずれ分の補正は図５、図６の遅れ余裕区間で上位カウント値に＋１または−１とすることで容易に補正することができる。

内挿の角度データθＩＰ（１４）は、ＡＤコンバータの検出遅れ、内挿処理の演算遅れがあるので、実際には内挿の角度データθＩＰ（１４）は１４ｄのようになる。図６のように１相だけを位相補正した場合には遅れ余裕のマージンがなくなり、Ａ２信号とＢ２ｄ信号の位相誤差が大きい場合には上位のディジタルデータと内挿データの合成ができなくなってしまう。

図５のように２相とも補正することによって、遅れ余裕のマージンを稼ぐことができるため、位相誤差が大きな場合にも本発明の位相補正回路９を用いれば補正可能となる。

上記の説明では、アナログ原信号のＡ０信号およびＢ０信号のオフセット補正と振幅補正を行った後に行う構成について説明した。しかしながら、Ａ０信号およびＢ０信号がアナログ回路でオフセット補正および振幅補正されているような回路構成であれば、ＡＤ変換器２で検出した信号Ａ１、信号Ｂ１を本発明の位相補正回路に入力して位相補正を行うような回路構成にすることができる。

以上のように実施の形態１の回路構成と演算処理によって、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

また、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を２相の振幅比が同じになるように位相を補正するので、位相補正後の２相の信号から容易に位置を演算することができる。

また、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差をそれぞれ補正するので、内挿信号とスリット間の信号との位相誤差を小さくすることができ、位相誤差が大きい場合にも対応できる。さらに、２相の正弦波信号の位相補正係数はそれぞれ同じものを使用できるため、位相補正係数を求める演算処理は簡易に構成できる。

（実施の形態２）
図７と図８を用いて本発明の実施の形態２について説明する。実施の形態１と異なるのは位相誤差検出器７の誤差検出において、２相信号の一方の反転信号を用いる点であり、これについて説明する。

図７は図２と同様にオフセット補正と振幅補正されたＡ２信号、Ｂ２信号の波形を示している。図２と異なるのはＢ２信号の反転信号を生成し、Ａ２信号との交点Ｃ１３５、Ｃ３１５が存在することである。

図８はＡ２信号とＢ２信号のうちＢ２信号の位相がαラジアン進んだＢ２ｄ信号となった場合を想定している。ここで、交点Ｃ４５、Ｃ２２５は実施例１と同じ構成で検出することができるので、Ｃ１３５とＣ３１５の検出方法について説明する。

Ａ２信号とＢ２ｄ信号の反転信号との交点は（３π／４−α／２）ラジアン、（７π／４−α／２）ラジアンで交わり、その交点の大きさは、Ｋｓｉｎ（３π／４−α／２）、Ｋｓｉｎ（７π／４−α／２）となる。お互いの大きさは等しいので、Ｃ１３５＝Ｋｓｉｎ（３π／４−α／２）、Ｃ３１５＝Ｋｓｉｎ（７π／４−α／２）とすると、位相誤差α／２は式１４で算出し、Ｋｐを求めることができる。

２相信号の１周期内では交点が４つ存在するので、それぞれの交点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

以上のように実施例２の信号検出処理と演算処理から、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

（実施の形態３）
図９を用いて本発明の実施の形態３について説明する。実施の形態１、２と異なるのは位相誤差検出器７の誤差検出ポイントに、２相信号のピーク値を用いる点であり、これについて説明する。

図９は図３と同様にオフセット補正と振幅補正されたＡ２信号とＢ２ｄ信号の波形を示しており、Ｂ２ｄ信号は理想的なＢ２信号からαラジアン位相がずれている場合である。

位相誤差の検出点はＡ２信号とＢ２ｄ信号のピーク値を検出する点であり、これはピーク検出器１５により、ピーク点が同じであるＡ１信号とＢ１信号から検出することができる。Ａ２信号とＢ２ｄ信号が９０度位相差の理想的な２相信号であれば、信号のピーク点でのもう一方の信号は０になるが、位相誤差がある場合には０にはならず、図９におけるＣ９０の点では、Ｋｓｉｎ（π／２＋α）となる。これから位相誤差α／２は式１５から算出して、Ｋｐを求めることができる。

Ｃ１８０、Ｃ２７０、Ｃ３６０の点からも同様にして位相誤差α／２を求めることができる。２相信号の１周期内ではピーク点が４つ存在するので、それぞれのピーク点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

以上のように実施の形態３の信号検出処理と演算処理から、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

（実施の形態４）
図１０を用いて本発明の実施の形態４について説明する。実施の形態１から３までと異なるのは位相誤差検出器７の誤差検出ポイントに２相信号のゼロクロスを用いる点であり、これについて説明する。

図１０は図３と同様にオフセット補正と振幅補正されたＡ２信号とＢ２ｄ信号の波形を示しており、Ｂ２ｄ信号は理想的なＢ２信号からαラジアン位相がずれている場合である。位相誤差の検出点はＡ２信号とＢ２ｄ信号が０となる点（ゼロクロス）である。

Ａ２信号とＢ２ｄ信号が９０度位相差の理想的な２相信号であれば、信号のゼロクロス点でのもう一方の信号はオフセット／振幅補正手段４で正規化したＫと等しくなるが、位相誤差がある場合にはＫと等しくならず、図１０におけるＣ９０の点では、Ｋｓｉｎ（π／２−α）となる。これから位相誤差α／２は式１６から算出することができる。

Ｃ９０の点でＢ２ｄ信号は対称性を有しているため、位相誤差がαの場合でも−αの場合でも同じ大きさとなる。位相の進み／遅れは、位相誤差がないＡ２信号とＢ２信号の交点を基準値とすると、Ａ２信号とＢ２ｄ信号の交点値と基準値との大小比較で検出することができる。交点値＞基準値のときは位相遅れとなり、交点値＜基準値のときは位相進みとなる。

また、Ａ２信号のピーク点でのＢ２ｄの値、Ｂ２ｄ信号のピーク点でのＡ２信号の値からも位相の進み／遅れを検出することができる。例えば、Ａ２信号の最大値の点でＢ２ｄ信号が負となる場合は位相が進んでおり、正の場合は位相が遅れている。また、Ａ２信号の最小値の点でＢ２ｄ信号が正となる場合は位相が進んでおり、負となる場合は位相が遅れている。Ｂ２ｄ信号のピーク点でのＡ２信号の値からも同様に位相の進み／遅れを検出することができる。

この構成によってＫｐを求めることができる。Ｃ１８０、Ｃ２７０、Ｃ３６０の点からも同様にして位相誤差α／２を求めることができる。２相信号の１周期内ではゼロクロス点が４つ存在するので、それぞれのゼロクロス点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

以上のように実施の形態４の信号検出処理と演算処理から、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。

（実施の形態５）
図１１を用いて本発明の実施の形態５について説明する。実施の形態１から４と異なるのは位相補正後に振幅補正部８によって再度振幅を補正し、位置データ変換部１０によって内挿の角度データθＩＰ（１４）を求めている点であり、これについて説明する。

位相補正後のＡ３信号、Ｂ３信号は振幅補正後のＡ２信号、Ｂ２信号に対して振幅が変化している。変化量は位相誤差αの大きさで変化し、上記で説明したように式７、式８または式１１、式１２となる。式７でθ＋α／２＝π／２のときＡ３信号は最大値となり、式１７のように表すことができる。振幅を正規化後の大きさＫに戻すための振幅補正ゲインＫａとすると、振幅補正後のＡ４信号、Ｂ４信号は式１８によって求めることができる。式１７と式１８から振幅補正ゲインＫａは式１９となる。

以上のように位相補正後に振幅補正手段を追加した実施の形態５によれば、９０度位相差を有する２相の正弦波信号の位相誤差を補正することができるので、経年変化や温度変化、製造上のばらつき、ノイズに強い高分解能のエンコーダを得ることができる。また、位相補正係数はＡ相、Ｂ相とも同じ係数を使用できるため、計算処理も簡単になる。振幅の変化についても位相補正と同じ検出値を利用して振幅補正ゲインを求めることができるため、内挿データを容易に求めることができる。

なお、実施の形態１から５まで２相信号は正弦波として説明したが、波形に歪のある擬似正弦波、三角波についても同様の構成で位相の補正を行うことができる。

本発明のエンコーダ信号の位相補正回路は、サーボモータ制御装置に限らず、高分解能の位置情報を得るためにエンコーダを搭載した装置に有用である。

本発明の実施の形態１のエンコーダ回路のブロック図 本発明の実施の形態１の信号波形の説明図 本発明の実施の形態１の信号波形の説明図 本発明の実施の形態１の信号波形の説明図 本発明の実施の形態１の信号波形の説明図 本発明の実施の形態１の信号波形の説明図 本発明の実施の形態２の信号波形の説明図 本発明の実施の形態２の信号波形の説明図 本発明の実施の形態３の信号波形の説明図 本発明の実施の形態４の信号波形の説明図 本発明の実施の形態５のエンコーダ回路のブロック図

符号の説明

２ ＡＤ変換器
４ オフセット／振幅補正部
６ 位相補正部
７ 位相誤差検出器
８ 振幅補正部
９ 位相補正回路
１０ 位置データ変換部
１３ 位相誤差補正量
１４，１４ｄ 内挿の角度データθＩＰ
１５ ピーク検出器
１６ 最大値・最小値信号
１７ａ，１７ｂ Ａ相、Ｂ相の論理信号
１８ 最大値・最小値検出トリガ信号
Ａ０，Ｂ０ Ａ相、Ｂ相のアナログ原信号
Ａ１，Ｂ１ ディジタル変換後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ２，Ｂ２ オフセット／振幅補正後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ３，Ｂ３ 位相補正後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ４，Ｂ４ 振幅補正後のＡ相、Ｂ相信号

Claims (7)

1. ９０度位相差を有するＡ相とＢ相の正弦波信号をディジタルデータに変換してＡ１信号とＢ１信号を生成するＡＤ変換部と、前記Ａ１信号と前記Ｂ１信号のピーク値を検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器で検出した前記ピーク値を用いてオフセットおよび振幅の誤差を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正部と、前記Ａ相と前記Ｂ相の前記正弦波信号を位置データに変換する位置データ変換部を有する位置検出器において、
   前記Ａ２信号と前記Ｂ２信号の交点値を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器で検出した交点値から前記Ａ２信号と前記Ｂ２信号の補正係数を演算する位相補正部とを備え、
   前記位相補正部は、前記補正係数を前記Ａ２信号と前記Ｂ２信号に乗算してＡ補正信号とＢ補正信号を生成し、さらに前記Ａ２信号に前記Ｂ補正信号を加算し、前記Ｂ２信号に前記Ａ補正信号を加算することにより前記Ａ相と前記Ｂ相の位相誤差を補正することを特徴としたエンコーダ信号の位相補正回路。
2. 前記位相誤差検出器は、前記Ａ１信号の前記ピーク値を前記位相誤差検出器が検出した点で、前記Ｂ２信号の値を検出、前記Ｂ１信号の前記ピーク値を検出した点で前記Ａ２信号の値を検出する請求項１記載のエンコーダ信号の位相補正回路。
3. 前記位相補正部は、前記Ａ２信号と前記Ｂ２信号の前記交点値に基づいて演算した前記補正係数と、前記位相誤差検出器により前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号の符号反転したものと前記Ｂ２信号または前記Ａ２信号の交点値に基づいて演算し符号反転した補正係数とを求め、２つの前記補正係数を平均処理して使用する請求項１記載のエンコーダ信号の位相補正回路。
4. 前記位相補正部は、前記位相誤差検出器が前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号の最大値を検出した点で前記Ｂ２信号または前記Ａ２信号の値を検出して前記補正係数を演算し、前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号の最小値を検出した点で前記Ｂ２信号または前記Ａ２信号の値を検出して符号反転し補正係数を演算し、それぞれ求めた前記補正係数を平均処理して使用する請求項２記載のエンコーダ信号の位相補正回路。
5. 前記位相補正部は、前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号の前記交点値から位相の進み遅れを検出し、前記位相誤差検出器が前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号のゼロとの交点を検出した点で前記Ｂ２信号または前記Ａ２信号の値を検出して前記補正係数を演算する請求項１記載のエンコーダ信号の位相補正回路。
6. 前記位相補正部は、前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号の最大値または最小値を検出した点で前記Ｂ２信号または前記Ａ２信号の値から位相の進み遅れを検出し、前記位相誤差検出器が前記Ａ２信号または前記Ｂ２信号のゼロとの交点を検出した点で前記Ｂ２信号または前記Ａ２信号の値を検出して前記補正係数を演算する請求項２記載のエンコーダ信号の位相補正回路。
7. 前記位相誤差検出器で検出した位相誤差から振幅補正係数を演算し、前記位相補正部により補正された前記Ａ相と前記Ｂ相の前記正弦波信号の振幅を補正する請求項１から請求項６のいずれか１項に記載のエンコーダ信号の位相補正回路。

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