CN101213423B - 编码器信号的相位校正电路 - Google Patents

Abstract

本发明涉及编码器信号的相位校正电路。在具有检测作为AD转换器的输出信号的A1信号和B1信号的峰值的峰值检测器、用检测出的峰值校正偏差和振幅误差生成A2信号和B2信号的偏差/振幅校正部、和将A相与B相的正弦波信号变换成位置数据的位置数据转换部的位置检测器中，包括检测A2信号和B2信号的交点值的相位误差检测器、和从用相位误差检测器检测出的交点值计算A2信号和B2信号的校正系数的相位校正部，相位校正部，将校正系数与A2信号和B2信号相乘生成A校正信号和B校正信号，进一步通过将B校正信号加在A2信号上，将A校正信号加在B2信号上，对A相信号和B相信号的相位误差进行校正。

Description

编码器信号的相位校正电路

技术领域

本发明涉及在对具有90度相位差的两相(A相和B相)的正弦波信号进行内插处理得到高分辨率的编码器中，校正两相的正弦波信号的相位误差的方法。

背景技术

旋转型(或直线型)的编码器的位置检测，一般由发光元件和受光元件及在它们之间形成有格栅状的缝隙的旋转体(或移动体)形成，分辨率由格栅状的缝隙间隔决定。因此，为了提高分辨率，要缩小缝隙间隔，但是由于加工精度和光的衍射现象的原因，用这种方法提高分辨率存在着界限。

因此，近年来，一般使用如下方法，生成与旋转体(或移动体)缝隙间的信号同步、具有90度相位差的A、B相正弦波的模拟信号，将对该模拟信号进行内插处理得到的信号和通过上述缝隙得到的信号合成起来提高分辨率。但是，当A相和B相的正弦波信号，由于发光元件、受光元件与旋转体的组装误差、随时间变化和温度变化，在两相的正弦波信号的相位差中生成误差时位置检测精度恶化，所以提出了校正两相的正弦波信号的相位误差的方法。

例如，具有在除去A相和B相的偏差(offset)后，进行各信号的和及差的计算，使A相和B相的相位差为90度的方法(例如，参照专利文献1)。

再者，具有从A相和B相的交点求得相位误差，从求得的相位误差计算校正系数，用B相的相位误差除去变换公式校正相位的方法(例如，参照专利文献2)。

但是，在专利文献1的方法中，存在着相位校正后的A相和B相的振幅相互变化的课题。再者，求得原信号的A相和B相的最大值和最小值，对偏差进行校正，有必要求得相位校正后的信号的最大值和最小值，使振幅一致，从而在计算处理中需要花费时间的课题。

另一方面，在专利文献2的方法中，求得相位误差δ，根据sinδ和cosδ对原信号(例如B相)的相位误差进行校正。但是，存在着因为在sinδ的计算中进行近似处理，当相位误差大时不能够正确地进行相位误差的校正，振幅也发生变动，所以对位置检测精度造成影响的课题。

再者，在利用表进行计算的情况下，存在着需要sin计算用和cos计算用的两个表那样的课题。

进一步，由于将1相(例如A相)作为基准对B相的相位进行校正，所以在内插信号和缝隙间的信号的相位中产生偏差，当相位误差大时会发生不适合于合成的情况的课题。

[专利文献1]日本专利申请特开2001-296142号公报

[专利文献2]日本专利申请特开平9-42995号公报

发明内容

本发明的目的是提供解决上述现有技术课题的编码器信号的相位校正电路。

包含本发明编码器信号的相位校正电路的位置检测器，包括将具有90度相位差的A相和B相的正弦波信号变换成数字数据生成A1信号和B1信号的AD转换器、和检测A1信号和B1信号的峰值的峰值检测器。再者，位置检测器还具有用由峰值检测器检测出的峰值校正偏差和振幅误差，生成A2信号和B2信号的偏差/振幅校正部、和将A相和B相的正弦波信号变换成位置数据的位置数据转换部。在该位置检测器中，本发明的编码器信号的相位校正电路备有检测A2信号和B2信号的交点值的相位误差检测器、和从由相位误差检测器检测出的交点值计算A2信号和B2信号的校正系数的相位校正部。相位校正部，将校正系数与A2信号和B2信号相乘生成A校正信号和B校正信号，再将B校正信号加在A2信号上，将A校正信号加在B2信号上，由此，对A相和B相的相位误差进行校正。

再者，本发明的相位误差检测器在检测出A1信号的峰值的点检测B2信号的值，在检测出B1信号的峰值的点检测A2信号的值，对相位误差进行校正。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的编码器电路的方框图。

图2是本发明的实施方式1的信号波形的说明图。

图3是本发明的实施方式1的信号波形的说明图。

图4是本发明的实施方式1的信号波形的说明图。

图5是本发明的实施方式1的信号波形的说明图。

图6是本发明的实施方式1的信号波形的说明图。

图7是本发明的实施方式2的信号波形的说明图。

图8是本发明的实施方式2的信号波形的说明图。

图9是本发明的实施方式3的信号波形的说明图。

图10是本发明的实施方式4的信号波形的说明图。

图11是本发明的实施方式5的编码器电路的方框图。

符号说明

2：AD转换器

4：偏差/振幅校正部

6：相位校正部

7：相位误差检测器

8：振幅校正部

9：相位校正电路

10：位置数据转换部

13：相位误差校正量

14、14d：内插的角度数据θIP

15：峰值检测器

16：最大值·最小值信号

17a、17b：A相、B相的逻辑信号

18：最大值·最小值检测触发信号

A0、B0：A相、B相的模拟原信号

A1、B1：数字变换后的A相、B相信号

A2、B2：偏差/振幅校正后的A相、B相信号

A3、B3：相位校正后的A相、B相信号

A4、B4：振幅校正后的A相、B相信号

具体实施方式

下面，参照附图，说明本发明的实施方式。

(实施方式1)

用图1至图6说明本发明的编码器信号的相位校正电路。图1是编码器信号处理电路的方框图。图2至图6表示相位误差检测的工作波形(operation waveform)。

在图1中，由从编码器输出的原信号进行模拟的A0信号和B0信号是具有90度相位差的A相和B相的正弦波信号。编码器一般由发光元件、受光元件和缝隙板(slit plate)构成。

发光元件使用LED或激光，受光元件使用光电二极管或光电晶体管。缝隙板由透过光的玻璃和树脂材料构成，在缝隙板上设置着遮断光的格栅状的掩模。来自发光元件的光经过缝隙板，受光元件以接受所透过的光的方式进行配置，缝隙板被设置在编码器的旋转体上，所以，通过在旋转时从受光元件输出正弦波的波形的方式形成缝隙板的格栅状的形状。

AD转换器2将从编码器输出的模拟信号的A0信号、B0信号变换成数字信号。因为从编码器输出的模拟信号的振幅为数百mV，所以如果用放大器等放大十几倍，变换成与AD转换器2的输入范围相符的电压加以利用，则能够提高数字信号的精度。

峰值检测器15检测作为AD转换器2的输出信号的A1信号、B1信号的峰值。峰值的检测方法为，比较A1信号的前次取样中的值和此次取样中的值，当此次取样中的值大时保持该值，通过在A1信号的正弦波从0到180度区间中进行该动作，能够检测最大值。

关于最小值也同样地，比较前次取样中的值和此次取样中的值，当此次取样中的值小时保持该值，通过在A1信号的正弦波从180到360度区间中进行该动作，能够检测最小值。对于90度相位偏离了的B1信号，通过使检测动作区间偏差90度进行同样的处理，也能够检测最大值和最小值。

偏差/振幅校正部4，用由峰值检测器15检测出的最大值·最小值信号16除去A1信号、B1信号的偏差并进行振幅规格化。

A1信号和B1信号的偏差(OS_DETa、OS_DETb)，能够用最大值·最小值信号16，从公式1求得。再者，当校正的偏差值为OS_LEVEL，偏差除去后的信号为A1d信号和B1d信号时，通过公式2能够除去偏差。

[公式1]

[公式2]

$\left.\begin{array}{c}A1d=A1-\mathrm{OS}\_\mathrm{DETa}+\mathrm{OS}\_\mathrm{LEVEL}\\ B1d=B1-\mathrm{OS}\_\mathrm{DETB}+\mathrm{OS}\_\mathrm{LEVEL}\end{array}\right\}---\left(2\right)$

关于A1信号和B1信号的振幅值(PP_DETa、PP_DETb)，也能够用最大值·最小值信号16，从公式3求得。再者，当令振幅规格化的大小为K时，能够从公式4通过校正了偏差和振幅误差的A2信号和B2信号求得。

[公式3]

[公式4]

$\left.\begin{array}{c}A2=A1d\×K/\mathrm{PP}\_\mathrm{DETa}\\ B2=B1d\×K/\mathrm{PP}\_\mathrm{DETb}\end{array}\right\}---\left(4\right)$

下面，说明本发明的相位校正电路9的动作。相位校正电路9由相位校正部6和相位误差检测器7构成。由相位误差检测器7检测经过偏差和振幅校正后的A2信号、B2信号的相位误差。而且，具有如下作用，根据由相位误差检测器7检测出的误差量，使用由相位校正部6对A2信号、B2信号的相位误差进行校正的A校正信号、B校正信号，输出具有90度的相位差的A3信号、B3信号。

用图2到图4详细说明该动作的详细情形。图2表示没有相位误差时的A2信号、B2信号。因为用偏差/振幅校正单元4将振幅规格化到大小K，所以A2信号、B2信号的振幅为K。

相位误差检测器7检测在A2信号、B2信号的交点的振幅大小，从该交点值对相位校正量进行计算处理并导出。图2是没有相位误差时的例子。这时的A2信号、B2信号的交点在π/4弧度、5π/4弧度相交，在该交点的振幅的大小成为Ksin(π/4)、Ksin(5π/4)。这时的相位校正量成为0。

图3是以A2信号作为基准只将B2信号的相位前进α弧度后的B2d信号的例子。能够如公式5那样表示A2信号、B2d信号。这时的A2信号、与B2d信号的交点在(π/4-α/2)弧度、(5π/4-α/2)弧度相交，在该交点的振幅的大小成为Ksin(π/4-α/2)、Ksin(5π/4-α/2)。

因为大小相互相等，所以当令C45＝Ksin(π/4-α/2)，C225＝Ksin(5π/4-α/2)时，能够用公式6求得相位误差α/2。再者，因为公式6将A2信号作为基准求得B校正信号，所以用arcsin的公式进行计算，但是也能够将B2d信号作为基准用arccos的公式求得。

[公式5]

$\left.\begin{array}{c}A=K\sin \mathrm{\θ}\\ B2d=K\cos (\mathrm{\θ}+\mathrm{\α})\end{array}\right\}---\left(5\right)$

[公式6]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\α}/2=\mathrm{\π}/4-{\sin }^{-1}(C45/K)\\ \mathrm{\α}/2=\mathrm{\π}/4-{\sin }^{-1}(C225/K)\end{array}\right\}---\left(6\right)$

再者，相位校正部6能够根据公式7、公式8校正相位误差。这里，Kp1、Kp2是用于得到A校正信号、B校正信号的相位校正增益(gain)，以使A3信号和B3信号的相位差成为90度的方式设定相位校正增益。

[公式7]

A3＝A2+K p1·B2d＝K sinθ+K p1·K cos(θ+α)--·(7)

[公式8]

B3＝B2d+Kp2·A2＝K cos(θ+α)+K p2·Ksinθ--·(8)

下面，说明Kp1和Kp2的求法。

在公式7中，因为在θ＝-α/2时如果使A3信号成为0也可以，所以能够从公式9求得Kp1。

[公式9]

$\left.\begin{array}{c}0=K\sin (-\mathrm{\α}/2)+\mathrm{Kp}1\·K\cos (\mathrm{\α}/2)\\ \mathrm{Kp}1=\tan (\mathrm{\α}/2)\end{array}\right\}---\left(9\right)$

再者，同样，在公式8中，因为在θ＝π/2-α/2时如果使B3信号成为0也可以，所以能够从公式10求得Kp2。

[公式10]

$\left.\begin{array}{c}0=K\cos (\mathrm{\π}/2+\mathrm{\α}/2)+\mathrm{Kp}2\·K\sin (\mathrm{\π}/2-\mathrm{\α}/2)\\ \mathrm{Kp}2=\tan (\mathrm{\α}/2)\end{array}\right\}---\left(10\right)$

因为用公式9和公式10求得的Kp1和Kp2能够用相同的公式表示，所以得到Kp＝Kp1＝Kp2，计算处理的负担减少一半。就A2信号、B2信号(B2d信号)来说，用公式6求得α/2，用公式9或公式10求得相位校正增益，能够用公式7和公式8得到校正相位偏差后的A3信号、B3信号。

下面，说明校正过相位的A3信号、B3信号的大小。因为公式7和公式8的振幅最大值分别位于θ＝π/2-α/2，θ＝-α/2的点上，当将其代入公式7和公式8时，A3信号、B3信号成为公式11和公式12，如图4所示，能够用相同的大小进行校正。因为在两相信号的1个周期内存在两个交点，所以也可以对在各个交点上求得的Kp进行平均处理后加以使用。

[公式11]

$\left.\begin{array}{c}A3=K\sin (\mathrm{\π}/2-\mathrm{\α}/2)+\mathrm{Kp}\·K\cos (\mathrm{\π}/2+\mathrm{\α}/2)\\ =K\cos (\mathrm{\α}/2)-\mathrm{Kp}\·K\sin (\mathrm{\α}/2)\end{array}\right\}---\left(11\right)$

[公式12]

$\left.\begin{array}{c}B3=K\cos (\mathrm{\α}/2)+\mathrm{Kp}\·K\sin (-\mathrm{\α}/2)\\ =K\cos (\mathrm{\α}/2)-\mathrm{Kp}\·K\sin (\mathrm{\α}/2)\end{array}\right\}---\left(12\right)$

下面，说明位置数据转换单元10。如果用具有90度相位差的A3信号、B3信号并用公式13则可以容易地变换为内插的角度数据θIP(14)。

[公式13]

θIP＝tan^-1(A3/B3)-------(13)

因为A3信号、B3信号不依凭相位校正的量，振幅的相对比相同，所以能够不进行振幅校正地求得位置数据。

这里，用图5、图6说明在两个相中进行相位校正的方法的有效性。图5表示本发明的工作波形，图6表示固定1个相只校正1个相的相位时的工作波形。

图5的A2信号、B2d信号表示相位校正前的两相信号，A3信号、B3信号表示相位校正后的两相信号。图6的A2信号、B2d信号表示相位校正前的两相信号，B3信号表示将A2信号的相位作为基准对B2d信号的相位进行校正后得到的信号。逻辑信号17a、逻辑信号17b用以A2信号、B2d信号的0作为基准的正负矩形波输出，表示上位的数字数据，通过对它的脉冲数进行计数能够检测位置。内插的角度数据θIP(14)是从两相的A3信号、B3信号求得的，通过与上位的数字数据合成确定1次旋转的分辨率。

因为上位的数字数据和内插的角度数据θIP(14)要使相位误差成为0是困难的，所以使相位偏差，例如，在逻辑信号17b的上沿对上位数据进行计数，在与内插的角度数据θIP(14)进行合成时，校正偏差量。偏差量的校正，通过在图5、图6的滞后余量区间中在上位计数值上进行+1或-1的操作，能够容易地进行校正。

因为内插的角度数据θIP(14)有AD转换器的检测滞后、内插处理的计算滞后，所以实际上内插的角度数据θIP(14)成为14d那样。如图6那样，当只对1个相进行相位校正时滞后余量的界限(margin)消失了，当A2信号和B2d信号的相位误差大时，不能够进行上位的数字数据和内插数据的合成。

如图5所示，通过对两个相一起进行校正，因为能够获得滞后余量的界限，所以当相位误差大时如果用本发明的相位校正电路9，则也可以进行校正。

在上述说明中，说明了在进行过模拟原信号的A0信号和B0信号的偏差校正和振幅校正后所实施的操作用的结构。但是，如果是用模拟电路对A0信号和B0信号进行偏差校正和振幅校正那样的电路构成，则能够形成将由AD转换器2检测出的信号A1、信号B1输入到本发明的相位校正电路，进行相位校正那样的电路构成。

如上所述，通过实施方式1的电路结构和计算处理，能够得到在随时间变化或温度变化、制造上的不规则、噪声方面表现强的高分辨率的编码器。

再者，因为以使两相的振幅比相同的方式对具有90度相位差的两相正弦波信号的相位误差进行校正，所以能够从相位校正后的两相信号容易地计算位置。

再者，因为分别校正具有90度相位差的两相的正弦波信号的相位误差，所以能够使内插信号和缝隙间的信号的相位误差小，在相位误差大的情形下也能够应对。进一步，因为两相的正弦波信号的相位校正系数能够使用分别相同的系数，所以能够简易地构成求得相位校正系数的计算处理。

(实施方式2)

用图7和图8说明本发明的实施方式2。与实施方式1不同之处是在相位误差检测器7的误差检测中，用两相信号的一方的反转信号这一点，现在说明这一点。

图7与图2同样表示偏差校正和振幅校正后的A2信号、B2信号的波形。与图2不同之处是生成B2信号的反转信号，存在与A2信号的交点C135、C315这一点。

图8为假定在A2信号和B2信号中，B2信号的相位成为超前α弧度后的B2d信号的情形。这里，因为能够用与实施例1相同的构成检测交点C45、C225，所以说明C135和C315的检测方法。

A2信号和B2d信号的反转信号的交点在(3π/4-α/2)弧度、(7π/4-α/2)弧度相交，该交点的大小成为Ksin(3π/4-α/2)，Ksin(7π/4-α/2)。因为大小相互相等，所以当C135＝Ksin(3π/4-α/2)，C315＝Ksin(7π/4-α/2)时，能够用公式14算出相位误差α/2，求得Kp。

[公式14]

$\left.\begin{array}{c}\mathrm{\α}/2=3\mathrm{\π}/4-{\sin }^{-1}(C135/K)\\ \mathrm{\α}/2=3\mathrm{\π}/4-{\sin }^{-1}(C315/K)\end{array}\right\}---\left(14\right)$

在两相信号的1个周期内存在4个交点，所以也可以对在各个交点上求得的Kp进行平均处理，加以使用。

如上所述，因为能够从实施方式2的信号检测处理和计算处理，校正具有90度相位差的两相的正弦波信号的相位误差，所以能够得到在随时间变化和温度变化、制造上的不规则、噪声方面表现强的高分辨率的编码器。

(实施方式3)

用图9说明本发明的实施方式3。与实施方式1、2不同之处是在相位误差检测器7的误差检测点上，用两相信号的峰值这一点，现在说明这一点。

图9与图3同样，表示偏差校正和振幅校正过的A2信号、B2d信号的波形，是B2d信号从理想的B2信号相位偏差α弧度的情形。

相位误差的检测点是检测A2信号和B2d信号的峰值的点，它能够用峰值检测器15从峰值点相同的A1信号和B1信号检测出来。如果A2信号和B2d信号是90度相位差的理想的两相信号，则在信号的峰值点的另一个信号成为0，但是当存在相位误差时不成为0，在图9中的C90的点上，成为Ksin(π/2+α)。从而能够从公式15算出相位误差α/2，求得Kp。

[公式15]

α/2＝sin^-1(C90/K)/2-π/4-------(15)

从C180、C270、C360的点也能够同样地求得相位误差α/2。因为在两相信号的1个周期内存在4个峰值点，所以也可以对在各个峰值点上求得的Kp进行平均处理，加以使用。

如上所述，因为能够从实施方式3的信号检测处理和计算处理，校正具有90度相位差的两相正弦波信号的相位误差，所以能够得到在随时间变化和温度变化、制造上的不规则、噪声方面表现强的高分辨率的编码器。

(实施方式4)

用图10说明本发明的实施方式4。与实施方式1～3的不同之处是在相位误差检测器7的误差检测点上，使用两相信号的过零(zero cross)这一点，现在说明这一点。

图10与图3同样表示偏差校正和振幅校正过的A2信号和B2d信号的波形，是B2d信号从理想的B2信号相位偏差α弧度的情形。相位误差的检测点是A2信号和B2d信号成为0的点(过零)。

如果A2信号和B2d信号是90度相位差的理想的两相信号，则在信号的过零点的另一个信号与用偏差/振幅校正单元4规格化后的K相等，但是当存在相位误差时不与K相等，在图10中的C90的点上，成为Ksin(π/2-α)。从而能够从公式16算出相位误差α/2。

[公式16]

α/2＝π/4-sin^-1(C 90/K)/2-------(16)

因为在C90的点B2d信号具有对称性，所以相位误差在α的情形下和在-α的情形下都具有相同大小。如果将没有相位误差的A2信号和B2信号的交点作为基准值，则比较A2信号和B2d信号的交点值和基准值的大小，能够检测相位的超前/滞后。当交点值＞基准值时发生相位滞后，当交点值＜基准值时发生相位超前。

再者，也能够从在A2信号的峰值点的B2d的值、在B2d信号的峰值点的A2信号的值检测相位的超前/滞后。例如，在A2信号的最大值的点当B2d信号成为负时相位的超前，当成为正时相位滞后。再者，在A2信号的最小值的点当B2d信号成为正时相位超前，当成为负时相位滞后。同样也能够从在B2d信号的峰值点的A2信号的值检测相位的超前/滞后。

根据该结构能够求得Kp。同样，也能够从C180、C270、C360的点求得相位误差α/2。因为在两相信号的1个周期内存在4个过零点，所以也可以对在各个过零点上求得的Kp进行平均处理后使用。

如上所述，因为能够从实施方式4的信号检测处理和计算处理，校正具有90度相位差的两相的正弦波信号的相位误差，所以能够得到在随时间变化和温度变化、制造上的不规则、噪声方面表现强的高分辨率的编码器。

(实施方式5)

用图11说明本发明的实施方式5。与实施方式1到4不同之处是在相位校正后再次用振幅校正部8校正振幅，用位置数据转换部10求得内插的角度数据θIP(14)这一点，现在说明这一点。

相位校正后的A3信号、B3信号相对于振幅校正后的A2信号、B2信号振幅发生变化。变化量与相位误差α的大小有关地变化，如上述中说明了的那样，得到公式7、公式8或公式11、公式12。在公式7中，当θ+α/2＝π/2时A3信号成为最大值，能够如公式17所示。当令用于将振幅回到规格化后的大小K的振幅校正增益为Ka时，能够用公式18求得振幅校正后的A4信号、B4信号。从公式17和公式18振幅校正增益Ka得到公式19。

[公式17]

|A3|＝Ksinθ+Kp·Kcos(θ+α)

＝Ksin(π/2-α/2)+Kp·Kcos(π/2+α/2)

＝Kcos(α/2)-Kp·Ksin(α/2)----(17)

[公式18]

$\left.\begin{array}{c}A4=\mathrm{Ka}\·A3\\ B4=\mathrm{Ka}\·B3\end{array}\right\}---\left(18\right)$

[公式19]

|A4|＝Ka·|A3|

＝Ka·(Kcos(α/2)-Kp·Ksin(α/2))

Ka＝1/(cos(α/2)-Kpsin(α/2))----(19)

如果根据如上所述的在相位校正后追加振幅校正单元的实施方式5，则因为能够校正具有90度相位差的两相的正弦波信号的相位误差，所以能够得到在随时间变化和温度变化、制造上的不规则、噪声方面表现强的高分辨率的编码器。再者，因为相位校正系数在A相、B相都能够使用相同的系数，所以也能够使计算处理变得简单。因为即便关于振幅的变化也能够利用与相位校正相同的检测值求得振幅校正增益，所以能够容易地求得内插数据。

此外，在实施方式1到5中说明了两相信号为正弦波的情形，但是即便关于在波形中存在畸变的拟似正弦波、三角波也能够用同样的构成进行相位校正。

本发明的编码器信号的相位校正电路，不限于伺服电动机控制装置，对为了得到高分辨率的位置信息而搭载编码器的装置是有用的。

Claims (7)

1.一种编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

在具备将具有90度相位差的A相和B相的正弦波信号变换成数字数据生成A1信号和B1信号的AD转换部、检测所述A1信号和所述B1信号的峰值的峰值检测器、用由所述峰值检测器检测出的所述峰值对偏差和振幅误差进行校正生成A2信号和B2信号的偏差/振幅校正部、和将所述A相和所述B相的所述正弦波信号变换成位置数据的位置数据转换部的位置检测器中，包括，

检测所述A2信号和所述B2信号的交点值的相位误差检测器、和从由所述相位误差检测器检测出的交点值计算所述A2信号和所述B2信号的校正系数的相位校正部，

所述相位校正部，将所述校正系数与所述A2信号和所述B2信号相乘生成A校正信号和B校正信号，再将所述B校正信号加在所述A2信号上，将所述A校正信号加在所述B2信号上，由此，对所述A相和所述B相的相位误差进行校正。

2.根据权利要求1所述的编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

所述相位误差检测器，在所述峰值检测器检测出所述A1信号的所述峰值的点，检测所述B2信号的值，在检测出所述B1信号的所述峰值的点，检测所述A2信号的值。

3.根据权利要求1所述的编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

所述相位校正部，求得根据所述A2信号和所述B2信号的所述交点值计算得到的所述校正系数、和由所述相位误差检测器根据所述A2信号或所述B2信号符号反转后的信号与所述B2信号或所述A2信号的交点值进行计算得到的符号反转后的校正系数，对所述两个校正系数进行平均处理，加以使用。

4.根据权利要求2所述的编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

所述相位校正部，在所述相位误差检测器检测出所述A2信号或所述B2信号的最大值的点，检测所述B2信号或所述A2信号的值，计算所述校正系数，在检测出所述A2信号或所述B2信号的最小值的点，检测所述B2信号或所述A2信号的值进行符号反转，计算校正系数，对分别求得的所述校正系数进行平均处理，加以使用。

5.根据权利要求1所述的编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

所述相位校正部，从所述A2信号或所述B2信号的所述交点值检测相位的超前或滞后，在所述相位误差检测器检测出所述A2信号或所述B2信号成为零的点检测所述B2信号或所述A2信号的值，计算所述校正系数。

6.跟据权利要求2所述的编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

所述相位校正部，在检测出所述A2信号或所述B2信号的最大值或最小值的点从所述B2信号或所述A2信号的值检测相位的超前或滞后，在所述相位误差检测器检测出所述A2信号或所述B2信号成为零的点检测所述B2信号或所述A2信号的值，计算所述校正系数。

7.根据权利要求1～6中任一项所述的编码器信号的相位校正电路，其特征在于：

从由所述相位误差检测器检测出的相位误差计算振幅校正系数，对由所述相位校正部所校正的所述A相和所述B相的所述正弦波信号的振幅进行校正。

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