DE69934776T2

DE69934776T2 - Positionssensor

Info

Publication number: DE69934776T2
Application number: DE69934776T
Authority: DE
Inventors: Takashi Chiyoda-ku OKAMURO; Hirokazu Chiyoda-ku SAKUMA; Yoichi Chiyoda-ku OHMURA
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1998-11-09
Filing date: 1999-03-05
Publication date: 2007-10-11
Anticipated expiration: 2019-03-06
Also published as: DE69934776D1; WO2000028283A1; EP1046884B1; CN1288515A; US6232595B1; EP1046884A4; EP1046884A1; CN1184453C; JP3610905B2

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Position detektierendes Gerät eines Drehtyps oder linearen Typs, das eine Position eines Maschinenwerkzeugs oder Ähnlichem detektiert. Ein Gerät gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus US 5,677,686 bekannt.
Hintergrundstand der Technik
Ein konventionelles Position detektierendes Gerät, z.B. ein Positions-Detektor, wird durch Verwenden eines optischen Kodierers als ein Beispiel beschrieben. Als ein Verfahren eines Erhaltens eines absoluten Kodierers einer hohen Auflösung ist ein Verfahren bekannt, das zum Beispiel in JP-B-5-65827 offenbart ist. Bei dem Verfahren wird ein analoges Signal, wie zum Beispiel eine sinusförmige Welle oder eine Dreieckswelle, die gemäß einem Drehwinkel ausgegeben wird und ein analoges Signal mit einer vorbestimmten Phasendifferenz in Bezug auf das analoge Signal A/D-umgewandelt und eine Interpolation wird durch einen berechnenden Prozess durchgeführt. 11 ist ein Diagramm der Konfiguration eines herkömmlichen Kodierers gemäß dem Verfahren.
In Bezug auf die Figur wird der Fall beschrieben, bei dem ein verstärkender Abschnitt 5 lediglich zwei verstärkende Schaltkreise aufweist. In Bezug auf Licht, das von einem Licht emittierenden Abschnitt 1 ausgegeben wird, wird der Betrag des Lichtes, das einen Licht empfangenden Abschnitt 3 erreicht, durch eine Strichplatte geändert, die an einem Positions-Detektionsobjekt angebracht ist. Der Licht empfangende Abschnitt 3 erzeugt ein Signal, das proportional zu dem Betrag des erreichenden Lichtes ist.
Wenn die geschlitzte Form der Strichplatte 2 geeignet eingestellt wird und ein Licht empfangendes Element 4A und ein Licht empfangendes Element 43 geeignet angeordnet werden, erzeugen das Licht empfangende Element 4A und das Licht empfangende Element 43 sinusförmige Signale, die um 90° unterschiedlich zueinander in Phase sind (hiernach werden derartige Signale als ein SIN-Signal bzw. ein COS-Signal bezeichnet).
Diese Signale werden durch einen verstärkenden Abschnitt 5 verstärkt, gleichzeitig von einem Abtast-Halteschaltkreis 6 in Synchronisation mit einem Anforderungs-Signal von einem externen Steuergerät gehalten und dann von dem Abtast-Halteschaltkreis 6 in einen Multiplexer 8 eines I-Chip-Mikrocomputers 7 eingegeben. Da die analogen Signale gleichzeitig von dem Abtast-Halteschaltkreis 6 gehalten werden, wird die Synchronizität des SIN-Signals und des COS-Signals aufrechterhalten.
Die zwei Halte-Ausgaben von dem Abtast-Halteschaltkreis 6 werden sequentiell von dem Multiplexer 8 ausgewählt und in Folge in digitale Daten von einem A/D-Umwandler 9 umgewandelt.
Die umgewandelten digitalen Daten werden in Positionsdaten von einer CPU 10 umgewandelt und von einem sendenden und empfangenden Schaltkreis 14 zu dem externen Steuergerät ausgegeben.
Die CPU 10 berechnet ein TAN-Signal (Tangens-Signal) aus dem SIN-Signal (Sinus-Signal) und dem COS-Signal (Kosinus-Signal) basierend auf den umgewandelten digitalen Daten und erhält Positionsdaten aus einer TAN^–1-Tabelle, die in einem ROM 11 gespeichert ist.
Das Bezugszeichen 13 bezeichnet einen Ausgabeschaltkreis, der ein Abtast-Halte-Signal zu dem Abtast-Halteschaltkreis 6 in Synchronisation mit dem Anforderungssignal von dem externen Steuergerät ausgibt und 12 bezeichnet ein RAM, das die für die Berechnung benötigten Daten speichert.
Als Nächstes wird der Fall, bei dem der verstärkende Abschnitt 5 verstärkende Schaltkreise aufweist, deren Anzahl gerade und gleich oder größer als vier ist, in Bezug auf 11 beschrieben. Um einen absoluten Kodierer einer hohen Auflösung zu erhalten, werden die Strichplatte 2 und der Licht empfangende Abschnitt 3 derart konfiguriert, dass viele Paare des SIN-Signals und des COS-Signals bei unterschiedlichen Zyklen ausgegeben werden. Der Abtast-Halteschaltkreis 6 hält gleichzeitig jedes Paar des SIN-Signals und des COS-Signals und gibt dann die Signale in den 1-Chip-Mikrocomputer 7 ein.
Als ein Ergebnis des gleichen Prozesses wie dem oben beschriebenen werden elektrische Winkeldaten für jedes Paar des SIN-Signals und des COS-Signals erhalten.
Die CPU 10 gewichtet alle der elektrischen Winkeldaten für jeden Zyklus und überlagert dann die Daten, um absolute Daten zu berechnen.
12 ist eine Ansicht, die ein Überlagerungsverfahren zeigt, das eine 9-Bit Interpolationsauflösung aufweist und das in dem Fall verwendet wird, bei dem elektrische Winkeldaten eines Zyklus pro Umdrehung (hiernach als 1-Wellendaten bezeichnet), elektrische Winkeldaten von 16 Zyklen pro Umdrehung (hiernach als 16-Wellendaten bezeichnet) und elektrische Winkeldaten von 256 Zyklen pro Umdrehung (hiernach als 256-Wellendaten bezeichnet) überlagert werden.
Bei den 16-Wellendaten ist ein Datengewicht in Bezug auf die 1-Wellendaten 1/16 (1/2⁴) und bei den 256-Wellendaten ist ein Datengewicht in Bezug auf die 1-Wellendaten 1/256 (1/2⁸). Daher werden die 16-Wellendaten mit einem Verschobenwerden um 4 Bits in Bezug auf die 1-Wellendaten in der Richtung des LSB kombiniert und die 256-Wellendaten werden mit einem Verschobenwerden um 8 Bits in Bezug auf die 1-Wellendaten in der Richtung des LSB kombiniert. Wenn zwei 9-Bit Daten durch Verschieben eines der Daten um 4 Bits überlagert werden, werden die 5 Bits überlagert.
Bei allen Daten sind höhere Bits in einer Datenzuverlässigkeit niedrigeren Bits überlegen. Bei einer Synthese werden daher höhere Bits der 16-Wellendaten als die 5-Bits verwendet, bei denen die 1-Wellendaten und die 16-Wellendaten überlagert werden, und höhere Bits der 256-Wellendaten werden als die 5 Bits verwendet, bei denen die 16-Wellendaten und die 256-Wellendaten überlagert werden.
13 ist ein Zeitsteuerdiagramm, das den Betrieb eines herkömmlichen, absoluten Kodierers zeigt. Wie in der Figur gezeigt, hält der Abtast-Halteschaltkreis 6 gleichzeitig ein Paar des SIN-Signals und des COS-Signals oder viele Paare des SIN-Signals und des COS-Signals von unterschiedlichen Zyklen in Synchronisation mit einem Anforderungssignal von einem externen Gerät und führt sequentiell A/D-Umwandlungen durch.
Wenn die A/D-Umwandlungen vollendet sind, berechnet die CPU 10 Positionsdaten auf der Basis von Ergebnissen der Umwandlungen und überträgt bei einer Zeit (T_n + T_d) seriell Positionsdaten θ(T_n) bei einer Zeit T_n an das externe Gerät über den sendenden und empfangenden Schaltkreis 14.
Wie oben beschrieben muss bei dem herkömmlichen Gerät ein langer Zeitraum vom Halten der analogen Signale bis zu der Übertragung von Positionsdaten vergehen und daher werden die Positionsdaten mit einer Verzögerung entsprechend zu T_d ausgegeben. Bei dem Fall, bei dem ein Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt (gedreht) wird, ist es auf Grund der Verzögerungszeit unmöglich, zufriedenstellende Servo-Steuerungseigenschaften zu erhalten.
Als ein Verfahren des Korrigierens einer derartigen Verzögerungszeit ist ein Verfahren bekannt, das zum Beispiel in JP-A-8-261794 offenbart ist. Bei dem Verfahren wird eine Bewegungsentfernung eines Positions-Detektionsobjekts während einer Verzögerungszeit durch Verwenden von Positionsdaten vorhergesagt, die bei der gegenwärtigen Zeit abgetastet werden, und Positionsdaten die bei der letzten und vorangehenden Zeiten abgetastet werden. Die vorhergesagte Bewegungsentfernung wird zu den Positionsdaten bei der gegenwärtigen Zeit addiert und ein Ergebnis der Addition wird ausgegeben.
Gemäß dem oben beschriebenen, herkömmlichen Position detektierenden Gerätes kann eine Miniaturisierung und Reduzierung der Kosten durch Verwenden eines 1-Chip-Mikrocomputers realisiert werden, der in dem A/D-Umwandler umfasst ist. Ein 1-Chip-Mikrocomputer niedriger Kosten wird gewöhnlicher Weise derart konfiguriert, dass ein A/D-Umwandler umfasst ist und ein Multiplexer wird in der Eingabe des Umwandlers angeordnet, um analoge Eingabekanäle zu erhöhen und kann daher nicht gleichzeitig viele analoge Eingaben A/D-umwandeln. Bei dem Fall, bei dem die Synchronizität der vielen analogen Signale aufrechterhalten werden muss, ist es daher erforderlich, Abtast-Halteschaltkreise vorzubereiten, deren Anzahl gleich derjenigen der Signale ist.
Bei dem Fall, bei dem ein Positions-Detektionsobjekt bewegt wird, wenn kein Abtast-Halteschaltkreis verwendet wird, sind andere Daten in Bezug auf Daten, die zuerst A/D-umgewandelt werden, Daten bei der Zeit, wenn eine Bewegung für den Zeitraum durchgeführt wird, der für die A/D-Umwandlung benötigt wird. Positionsdaten, die durch Verwendung dieser Daten berechnet werden, enthalten einen Fehler. Insbesondere in dem Fall, bei dem ein Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird, wird ein derartiger Fehler groß und Servo-Steuerungseigenschaften werden weitestgehend verschlechtert.
Bei dem Fall, bei dem elektrische Winkeldaten unterschiedlicher Zyklen miteinander kombiniert werden müssen, wird die Synchronizität unter den elektrischen Winkeldaten aller Zyklen nicht aufrechterhalten und daher können die elektrischen Winkeldaten nicht korrekt kombiniert werden. Dieses Phänomen ist in einem Fall beachtlich, bei dem ein Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird.
Ein Abtast-Halteschaltkreis ist durch einen analogen Schalter konfiguriert, einen Kondensator zum Halten eines Signals und einem Spannungs-Folger-Schaltkreis. Daher wird insbesondere bei dem Fall, bei dem viele Paare eines SIN-Signals und eines COS-Signals unterschiedlicher Zyklen benötigt werden, die Anzahl an Teilen erhöht, wodurch eine Miniaturisierung und Verringerung der Kosten verhindert wird.
Bei einem herkömmlichen Position detektierenden Gerätes ist ein verstärkender Abschnitt konfiguriert, um einen Integrierer aufzuweisen, um eine Stabilität eines Schaltkreises zu erreichen, und in einem Abtast-Halteschaltkreis ist ein Tief-Pass-Filter in einem Schaltkreis konfiguriert, um einen Kondensator zu laden.
In dem Fall, bei dem ein Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt (gedreht) wird, ist die Frequenz eines analogen Signals hoch. Daher erhöht eine Phasennacheilung aufgrund des Integrierers und des Tief-Pass-Filters die Phasenverschiebung unter vielen elektrischen Winkeldaten unterschiedlicher Zyklen.
Als ein Ergebnis tritt ein Problem darin auf, dass viele elektrische Winkeldaten unterschiedlicher Zyklen nicht korrekt miteinander kombiniert werden können.
Zum Beispiel wird ein Fall berücksichtigt, bei dem in einer Signalkonfiguration, die aus einer sinusförmigen Welle eines Zyklus pro Umdrehung (bezeichnet als 1SIN), einer kosinusförmigen Welle eines Zyklus pro Umdrehung (bezeichnet als 1COS), einer sinusförmigen Welle von 16 Zyklen pro Umdrehung (bezeichnet als 16SIN), einer kosinusförmigen Welle von 16 Zyklen pro Umdrehung (bezeichnet als 16COS), einer sinusförmigen Welle von 256 Zyklen pro Umdrehung (bezeichnet als 256SIN), einer kosinusförmigen Welle von 256 Zyklen pro Umdrehung (bezeichnet als 256COS), einer sinusförmigen Welle von 2048 Zyklen pro Umdrehung (bezeichnet als 2048SIN) und einer kosinusförmigen Welle von 2048 Zyklen pro Umdrehung (bezeichnet als 2048COS) besteht, die verstärkenden Schaltkreise des verstärkenden Abschnitts 5 durch einen Widerstand R_a = 100 kΩ und einen Kondensator C_a = 100 pF konfiguriert sind und in dem Abtast-Halteschaltkreis ein Tief-Pass-Filter von R_S = 100 Ω und ein Kondensator C_s = 1000 pF konfiguriert sind. Bei dem Fall, bei dem ein Drehmotor bei 6000 Umdrehungen pro Minute gedreht wird, wird eine Phasenverschiebung erzeugt, die unten beschrieben wird.
Wenn die Frequenzen von 1SIN und 1COS durch f₁ angezeigt werden, die Frequenzen von 16SIN und 16COS durch f₁₆ angezeigt werden, die Frequenzen von 256SIN und 256COS bei f₂₅₆ angezeigt werden und die Frequenzen von 2048SIN und 2048COS durch f₂₀₄₈ angezeigt werden, wird das Folgende erzielt: f1 = 6000/60 = 100.0 (Hz) f16 = (6000/60)·16 = 1.6 (kHz) f256 = (6000/60)·256 = 25.6 (kHz) f2048 = (6000/60)·2048 = 204.8 (kHz)
Die Phasennacheilung Φ_d (die Phasennacheilung bei der Zeit, wenn eine Eingabe an den Multiplexer 8 durchgeführt wird) in einem Analogsignal verarbeitenden Abschnitt wird ausgedrückt durch: Φd = –tan-1(2πf·Ca·Ra) – tan–1(2πf·Cs – Rs).
Wenn die Phasennacheilung des 1SIN und 1COS durch Φ1 angezeigt wird, die Phasennacheilung des 16SIN und 16COS durch Φ₁₆ angezeigt wird, die Phasennacheilung des 256SIN und 25600S durch ₀₂₅₆ angezeigt wird und die Phasennacheilung 2048SIN und 2048COS durch ₀₂₀₄₈ angezeigt wird, wird das Folgende erhalten: Φ1 = –tan–1 (2π·100·100·103·100·10–12) – tan–1(2π·100·100·1000·10–12) = –0.396° Φ16 = –tan–1(2π·1600·100·103·100·10–12) –tan–1(2π·1600·100·1000·10–12) = –5.80° Φ256 = –tan–1(2π·25600·100·103·100·10–12) tan–1(2π·25600·100·1000·10–12) = –59.05° Φ2048 = –tan–1(2π·204800·100·103·100·10) tan–1(2π·204800·100·1000·10–12) = –92.88°.
Wenn die Phasennacheilung in einem Signal von 2048 Zyklen pro Umdrehung (hiernach als 2048-Zyklen-Signal bezeichnet) zu einem Signal von 256 Zyklen pro Umdrehung (hiernach bezeichnet als 256-Zyklen-Signal) verringert wird, ist Φ2048/8 = –92.88/8 = –11.61°.
Daher eilt das 256-Zyklen-Signal dem 2048-Zyklen-Signal nach durch: Φ256 – (–11.61) = –59.05 – (–11.61) = –47.44° entsprechend zu dem 256-Zyklen-Signal).
Die Phasenvariation, die zulässig zum Kombinieren von Positionsdaten ist, beträgt: (256/2048)·360° = 45°
Daher überschreitet die Nacheilung die zulässige Phasenvariation und die Positionsdaten können nicht korrekt kombiniert werden.
Aus US 5,677,686 ist ein Positions-Detektionsgerät bekannt, das Sinus- und Kosinus-Wellengeneratoren zum Erzeugen eines oder mehrerer Sätze von Sinus- und Kosinuswellen innerhalb eines Zyklus umfasst. Ein arithmetischer Prozess wird durchgeführt, um die Versatz-Amplitude und Phasenfehler auf dem analog-zu-digital-umgewandelten Sinus- und Kosinuswellen zu kompensieren. Die Kompensation umfasst die Schritte eines Bestimmens maximaler und minimaler Werte der digitalen Werte, Berechnen eines Amplitudenwertes für jede der Sinus- und Kosinuswellen, Bestimmen eines Amplituden-Dämpfungsfaktors, der als eine Funktion einer Winkelgeschwindigkeit des drehenden Gerätes variiert, Berechnen eines Amplituden-Kompensationsfaktors als eine Funktion des Amplitudenwertes, des Amplituden-Dämpfungsfaktors und eines Referenz-Amplitudenwertes und Amplituden-Kompensieren jeder der Sinus- und Kosinuswellen durch Multiplikation mit dem Amplituden-Kompensationsfaktor.
Aus US 5,721,546 ist eine Kodiereinheit zum Interpolieren analoger Signale, wie zum Beispiel Sinuswellen und Dreieckswellen, bekannt. Gemäß diesem Dokument wird eine Verzögerungszeit der Daten, die durch eine A/D-Umwandlung verursacht wird, und eine arithmetische Verarbeitungszeit durch Vorhersagen einer Positionsänderung, die während der Zeitverzögerung auftritt, aus Winkeldaten kompensiert, die aus gegenwärtigen und vorherigen Abtastzyklen erhalten werden. Zu diesem Zweck wird ein Paar von A/D-Umwandlern 8A und 8B bereitgestellt, die gleichzeitig A/D-Umwandlungen des sinusförmigen Signals und des kosinusförmigen Signals durchführen, um Winkeldaten Θ(Tn) zu erhalten, die einer Kombinationseinheit 11 zugeführt werden.
Aus EP 0 580 477 A1 ist ein Positions-Detektionsgerät bekannt, das einen Wellenform-Generator zum Erzeugen sich wiederholender, periodischer Wellenformen in Bezug auf ein sich bewegendes Objekt umfasst. Die gegenwärtige Position wird aus Daten geschätzt, die in einer vorhergehenden Detektion erhalten werden und die gegenwärtige Position wird auf der Grundlage der geschätzten Position bestimmt. Zu diesem Zweck werden gleichzeitig betriebene Abtast- und Halteschaltkreise 3 für sowohl das sinusförmige Signal als auch das kosinusförmige Signal bereitgestellt. Ein analoger Auswähler verbindet selektiv die Ausgaben der jeweiligen Abtast- und Halteschaltkreise mit einem A/D-Umwandler 5.
Aus Patent Abstracts of Japan, vol. 008, Nr. 171 (P-293), 8 August 1984 und JP 59-067458 A ist ein Geschwindigkeits-Detektor bekannt, wobei die Frequenz des Zyklus einer Kodierer-Ausgabe gemessen wird.
Aus EP 0 369 031 ist ein Absolut-Positions-Kodierer bekannt, der einen Unterschied zwischen Daten in einem Kanal mit einer großen Anzahl von Zyklen und Daten in einem Kanal mit einer kleinen Anzahl von Zyklen berechnet, um korrigierte Daten beim Detektieren einer absoluten Position einer Drehwelle zu erhalten.
Aus JP 5-26686 ist ein Positions-Detektor bekannt, wobei ein Paar von gleichzeitig arbeitenden Abtast- und Halteschaltkreisen bereitgestellt wird oder alternativ ein Paar von analog-zu-digital-Umwandlern zum Verarbeiten eines sinusförmigen Signals bzw. eines kosinusförmigen Signals.
Die Erfindung wurde durchgeführt, um die oben erwähnten Probleme zu lösen. Es ist ein Ziel der Erfindung, ein Position detektierendes Gerät bereitzustellen, das korrekte Positionsdaten ausgibt, die frei von einem Fehler sind, selbst wenn ein Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird, ohne Abtast- und Halteschaltkreisen zu verwenden, die in einer Anzahl gleich den analogen Signalen sind und das klein und wirtschaftlich ist.
Dieses Ziel wird mit der Erfindung, wie in Anspruch 1 definiert, gelöst. Vorteilhafte Ausführungen sind in den abhängigen Ansprüchen gegeben.
Offenbarung der Erfindung
Das Position detektierende Gerät der Erfindung umfasst: Eine Signal erzeugende Vorrichtung zum Erzeugen sinusförmiger und kosinusförmiger Signale in Reaktion auf eine Bewegung eines Positions-Detektionsobjektes; eine A/D-umwandelnde Vorrichtung zum Umwandeln der sinusförmigen und kosinusförmigen Signale, die von der Signal erzeugenden Vorrichtung erzeugt werden, in digitale Daten auf der Basis eines Empfangs eines Anforderungssignals von einem externen Gerät; und eine berechnende Vorrichtung zum Annehmen eines Betrages einer Phasenverschiebung zwischen digitalen Daten des sinusförmigen Signals und digitalen Daten des kosinusförmigen Signals, wobei die Phasenverschiebung durch eine Bewegung des Positions-Detektionsobjektes während einer A/D-Umwandlung, die durch eine A/D-umwandelnde Vorrichtung durchgeführt wird, die auf der Basis einer Bewegungsgeschwindigkeit bei letzten Zeit erzeugt wird, die aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten bei Anforderungsempfängen bei einer zweifach vorhergehenden Zeit und einer einfach vorhergehenden Zeit berechnet wird, zum Korrigieren einer Phase von einem der digitalen Daten des sinusförmigen Signals und den digitalen Daten des kosinusförmigen Signals und zum Berechnen von Positionsdaten bei einer gegenwärtigen Zeit auf der Basis der digitalen Daten, deren eine Phase korrigiert ist. Daher wird ein Effekt erzielt, dass, selbst wenn das Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird, korrekte Positionsdaten erhalten werden können.
Darüber hinaus nimmt die berechnende Vorrichtung den Betrag der Phasenverschiebung für jedes Paar durch Verwenden einer Bewegungs-Beschleunigung zu der letzten Zeit an, die aus einem Unterschied zwischen einer Bewegungsgeschwindigkeit bei einer Zeit direkt vor der letzten Zeit und der Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit berechnet wird, wobei die Bewegungsgeschwindigkeit bei der Zeit direkt vor der letzten Zeit aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten bei Anforderungs-Empfängen bei einer dreifach vorhergehenden Zeit und der zweifach vorhergehenden Zeit berechnet werden. Daher wird ein weiterer Effekt erzielt, dass, selbst während einem Zeitraum, wenn das Positions-Detektionsobjekt beschleunigt oder abgebremst wird, korrekte Positionsdaten einer hohen Auflösung erhalten werden können.
Das Gerät umfasst: Signal erzeugende Vorrichtungen zum Erzeugen vieler Signal-Paare, die aus einem sinusförmigen Signal und einem kosinusförmigen Signal bestehen, bei unterschiedlichen Zyklen in Reaktion auf eine Bewegung eines Positions-Detektionsobjektes; eine A/D-umwandelnde Vorrichtung zum sequentiellen Umwandeln der Signale der Signal-Paare in digitale Daten auf der Basis eines Empfangs eines Anforderungssignals von einem externen Gerät; und eine berechnende Vorrichtung zum Korrigieren eines Phasenunterschiedes zwischen den digitalen Daten der Signal-Paare auf der Basis einer Bewegungsgeschwindigkeit bei einer Zeit, die aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten bei Anforderungs-Empfängen bei einer zweifach vorhergehenden Zeit und einer einfach vorhergehenden Zeit berechnet wird, wobei der Phasenunterschied während einer A/D-Umwandlungszeit eines Signals des einen Signal-Paares erzeugt wird, zum Berechnen erster elektrischer Winkeldaten auf der Basis der digitalen Daten des korrigierten Signal-Paares, zum Berechnen zweiter elektrischer Winkeldaten auf der Basis der Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit, wobei die zweiten elektrischen Winkeldaten einen Bewegungsentfernung eines Positions-Detektionsobjektes während einem Zeitraum von dem Empfang des Anforderungs-Signals bis zu einer A/D-Umwandlung des Signal-Paares anzeigen, zum Durchführen eines Prozesses des Erhaltens dritter elektrischer Winkeldaten auf der Basis der ersten und zweiten elektrischen Winkeldaten jedes der Signal-Paare und zum Berechnen von Positionsdaten bei einer gegenwärtigen Zeit auf der Basis eines Ergebnisses des Prozesses. Daher wird ein Effekt erzielt, dass, selbst wenn das Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird, korrekte Positionsdaten einer hohen Auflösung erhalten werden können.
Weiter führt die berechnende Vorrichtung einen Gewichtungsprozess für jede der berechneten dritten elektrischen Winkeldaten gemäß dem Zyklus durch und überlagert Ergebnisse des Prozesses, um die Positionsdaten bei der gegenwärtigen Zeit zu berechnen. Dadurch wird ein Effekt erzielt, dass, selbst wenn das Positions-Detektionsobjekt bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird, korrekte Positionsdaten einer hohen Auflösung erhalten werden können.
Darüber hinaus nimmt die berechnende Antwort den Betrag der Phasenverschiebung für jedes Paar durch Verwenden einer Bewegungsbeschleunigung bei der letzten Zeit an, die aus einem Unterschied zwischen einer Bewegungsgeschwindigkeit bei einer Zeit direkt vor der letzten Zeit und der Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit berechnet wird, wobei die Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit direkt vor der letzten Zeit aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungs-Empfängen bei einer dreifach vorhergehenden Zeit und der zweifach vorhergehenden Zeit berechnet werden. Daher wird ein weiterer Effekt erzielt, dass, selbst während einem Zeitraum, wenn das Positions-Detektionsobjekt beschleunigt oder abgebremst wird, korrekte Positionsdaten einer hohen Auflösung erhalten werden können.
Darüber hinaus sagt die berechnende Vorrichtung Phasen-Nacheilungs-Daten eines analogen Signals vorher, die durch eine Verursachung einer Phasennacheilung in einem Analogsignal verarbeitenden Schaltkreis bei der letzten Zeit erzeugt wird, auf der Basis der Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit, die aus dem Unterschied zwischen Positionsdaten bei Anforderungs-Empfängen bei der zweifach vorhergehenden Zeit und der einfach vorhergehenden Zeit berechnet wird und berechnet die Positionsdaten bei der gegenwärtigen Zeit durch weiteres Verwenden eines Ergebnisses der Vorhersage. Daher wird ein Effekt erzielt, dass korrekte Positionsdaten einer höheren Genauigkeit erhalten werden können.
Darüber hinaus sagt die berechnende Vorrichtung Phasen-Nacheilungs-Daten eines analogen Signals, das durch eine Verursachung einer Phasennacheilung in einem Analogsignal verarbeitenden Schaltkreis bei der letzten Zeit erzeugt werden, auf der Basis der Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit voraus, die aus dem Unterschied zwischen Positionsdaten bei Anforderungs-Empfängen bei der zweifach vorhergehenden Zeit und der einfach vorhergehenden Zeit berechnet wird, und eine Bewegungsbeschleunigung bei der Zeit berechnet wird, die aus einem Unterschied zwischen einer Bewegungsgeschwindigkeit bei einer Zeit direkt vor der letzten Zeit und der Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit berechnet wird, wobei der Unterschied zwischen einer Bewegungsgeschwindigkeit bei der Zeit direkt vor der letzten Zeit aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten bei Anforderungs-Empfängen bei einer dreifach vorhergehenden Zeit und der zweifach vorhergehenden Zeit berechnet wird und die Positionsdaten bei der gegenwärtigen Zeit durch weiteres Verwenden eines Ergebnisses der Vorhersage berechnet. Dadurch wird ein Effekt erzielt, dass, selbst während einem Zeitraum, wenn ein Positionsobjekt beschleunigt oder abgebremst wird, korrekte Positionsdaten einer höheren Genauigkeit erhalten werden können.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
1 ist ein Blockdiagramm, das einen Positions-Detektor gemäß Ausführungen 1–6 der Erfindung zeigt.
2 ist ein Zeitablaufs-Diagramm, das den Betrieb des Positions-Detektors gemäß den Ausführungen 1 und 2 der Erfindung zeigt.
3 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer Phasenkorrektur in dem Positions-Detektor gemäß Ausführung 1 der Erfindung zeigt.
4 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer Phasenkorrektur in dem Positions-Detektor gemäß Ausführung 2 der Erfindung zeigt.
5 ist ein Zeitablaufs-Diagramm, das den Betrieb des Positions-Detektors gemäß Ausführungen 3 und 4 der Erfindung zeigt.
6 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer Zwischenzyklus-Phasenkorrektur in dem Positions-Detektor gemäß Ausführung 3 der Erfindung zeigt.
7 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer Zwischenzyklus-Phasenkorrektur in dem Positions-Detektor gemäß Ausführung 4 der Erfindung zeigt.
8 ist ein Zeitablaufs-Diagramm, das den Betrieb des Positions-Detektors gemäß den Ausführung 5 und 6 der Erfindung zeigt.
9 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer Phasenkorrektur in dem Positions-Detektor gemäß Ausführung 5 der Erfindung zeigt.
10 ist ein Flussdiagramm, das den Betrieb einer Phasenkorrektur in dem Positions-Detektor gemäß Ausführung 6 der Erfindung zeigt.
11 ist ein Blockdiagramm, das einen herkömmlichen Positions-Detektor zeigt.
12 ist eine Ansicht, die eine Erstellung von absoluten Positionsdaten in dem herkömmlichen Positions-Detektor zeigt.
13 ist ein Zeitablaufs-Diagramm, das den Betrieb des herkömmlichen Positions-Detektors zeigt.
Beste Ausführungsart der Erfindung
(Ausführung 1 der Erfindung)
1 ist ein Blockdiagramm eines Positions-Detektors gemäß Ausführung 1 der Erfindung. In der Figur bezeichnet 12 ein RAM, das berechnete Positionsdaten θ(T_n-1), (T_n-2) und (T_n-3) speichert.
Das Bezugszeichen 11 bezeichnet einen ROM, das einen Zeitraum T_ad (bekannt) speichert, der für ein A/D-Umwandeln eines Kanals benötigt wird, der notwendig zum Erhalten von Positionsdaten aus digitalen Daten ist, einen Zyklus T_r (bekannt) einer Anforderung von einem externen Gerät, eine Cos-Tabelle, eine TAN-Tabelle und eine TAN^–1-Tabelle, die für eine Phasenkorrektur benötigt werden und eine Verzögerungs-Zeitkonstante τN (N ist eine Ganzzahl), die eine Verzögerung eines analogen Signals eines jeden Zyklus verursacht.
2 ist ein Zeitablaufs-Diagramm, das den Betrieb in 1 gezeigten Positions-Detektors zeigt. Die Figur zeigt den Fall, bei dem eine A/D-Umwandlung in der Abfolge eines SIN-Signals und eines COS-Signals durchgeführt wird. Diese Abfolge kann umgedreht werden.
Digitale Daten des SIN-Signals sind Daten bei einer Zeit T_n oder SINθ(T_n). Im Gegensatz sind digitale Daten des COS-Signals Daten bei einer Zeit (T_n+ T_ac) oder COS(θ(T_n) + θ(T_ac)).
COS-Daten bei einer Zeit T_n oder COSθ(T_n) werden durch einen Phasen korrigierenden Prozess berechnet, der unten beschrieben wird.
3 ist ein Flussdiagramm des Phasen korrigierenden Prozesses. In Bezug auf die Figur wird eine Bewegungsgeschwindigkeit Δθ_n-1 bei der letzten Zeit zwischen Anforderungen aus Positionsdaten θ(T_n-2) berechnet, die bei der Anforderung bei einer zweifach vorhergehenden Zeit erzeugt werden, aus Positionsdaten θ(T_n-1), die bei der Anforderung bei einer einfach vorhergehenden Zeit erzeugt werden, und aus dem Zyklus T_r einer Anforderung von dem externen Gerät (Schritt S301).
Als Nächstes wird eine Bewegungsentfernung θ(T_ad) während einer A/D-Umwandlung des SIN-Signals aus Δθ_n-1 und dem Zeitraum T_ad vorhergesagt, der zum A/D-Umwandeln eines Kanals benötigt wird (Schritt S302).
Beim Verwenden von θ(T_ad) als eine Adresse wird COSθ(T_ad) aus der COS-Tabelle genommen und TANθ(T_ad) wird aus der TAN-Tabelle genommen (Schritt S303).
Als Nächstes wird COSθ(T_n) aus SINθ(T_n), COSθ(T_ad) und TANθ(T_ad) berechnet (Schritt S304).
Der Berechnungsausdruck kann leicht aus dem folgenden Theorem der trigonometrischen Funktionen abgeleitet werden: COS(θ(Tn) + θ(Tad)) = COSθ(Tn)COSθ(Tad) – SINθ(Tn)SINθ(Tad)
In dem Fall, bei dem das COS-Signal zuerst A/D-umgewandelt werden soll und das SIN-Signal dann A/D-umgewandelt werden soll, kann eine Korrektur einfach durch ein Verarbeiten von Schritt S301 bis Schritt S303 in der gleichen Weise wie in der oben beschriebenen durchgeführt werden und durch Implementieren von Schritt S305 statt des Schrittes S304, um einen Phasen korrigierenden Prozess auf dem SIN-Signal durchzuführen.
Als ein Ergebnis des obigen Phasen korrigierenden Prozesses wird die Phasenführung des anderen Signals aufgrund einer Bewegung des Positions-Detektionsobjekts während einer A/D-Umwandlung eines Signals korrigiert und korrekte Positionsdaten können berechnet werden.
Darüber hinaus aufgrund des Phasen korrigierenden Prozesses ist es nicht erforderlich, die Synchronizität des sinusförmigen Signals und des kosinusförmigen Signals aufrechtzuerhalten. Daher ist es nicht erforderlich, Abtast- und Halteschaltkreise zu verwenden, die gleich in einer Anzahl zu analogen Signalen sind und die in dem herkömmlichen Stand der Technik notwendig sind und ein Position detektierendes Gerät, das klein und wirtschaftlich ist, kann erhalten werden.
(Ausführung 2 der Erfindung)
In dem Phasen korrigierenden Prozess, der in Ausführung 1 der Erfindung gezeigt ist, wird die Bewegungsgeschwindigkeit des Δθ_n-1 eingestellt, konstant zu sein und die Positions-Bewegungsentfernung θ(T_ad) während einer A/D-Umwandlung eines Signals wird vorhergesagt. In dem Falle bei dem der Anforderungs-Zyklus ausreichend kurz ist, ist diese Vorhersage ausreichend. Während Beschleunigung oder Abbremsung des Positions-Detektionsobjekts, wenn der Wert einer Beschleunigung oder einer Abbremsung größer als verglichen mit dem Anforderungs-Zyklus ist, kann eine Vorhersage einer hohen Genauigkeit nicht durchgeführt werden und eine ausreichende Genauigkeit kann nicht erhalten werden.
4 ist ein Flussdiagramm eines Phasen korrigierenden Prozesses in Ausführung 2 der Erfindung, bei dem, selbst während einem Zeitraum, wenn das Positions-Detektionsobjekt bescheunigt oder abgebremst wird, eine Vorhersage einer hohen Genauigkeit durchgeführt werden kann.
In der Figur werden die Prozesse der gleichen Referenznummern wie diejenigen aus 3 in der gleichen Weise wie im Fall aus 3 durchgeführt und daher wird ihre Beschreibung ausgelassen.
In Schritt S401 wird eine Bewegungsbeschleunigung Δ²θ_n-1 bei der letzten Anforderungszeit auf der Basis von Positionsdaten θ(T_n-3) berechnet, die bei dem Anforderungs-Empfang einer dreifachen vorhergehenden Zeit berechnet wird, von Positionsdaten θ(T_n-2), die bei dem Anforderungs-Empfang einer zweifach vorhergehenden Zeit berechnet werden und von Positionsdaten θ(T_n-1), die bei dem Anforderungs-Empfang einer einfach vorhergehenden Zeit berechnet werden.
Bei Schritt S402 wird eine Bewegungsentfernung θ(T_ad) des Positions-Detektionsobjekts während einer A/D-Umwandlung eines Signals auf der Basis der Bewegungsgeschwindigkeit Δθ_n-1 und der Bewegungsbeschleunigung Δ²θ_n-1 vorhergesagt.
Gemäß diesem Prozess kann, selbst während einem Zeitraum, wenn das Positions-Detektionsobjekt beschleunigt oder abgebremst wird, ein Fehler von Positionsdaten aufgrund einer Phasenführung reduziert werden und der Bewegungsabstand kann mit einer hohen Genauigkeit angenommen werden.
(Ausführung 3 der Erfindung)
5 ist ein Zeitablaufs-Diagramm, das den Betrieb des Positions-Detektors gemäß Ausführung 3 der Erfindung zeigt, der Positionsdaten auf der Basis vieler analoger Daten unterschiedlicher Zyklen berechnet.
In Synchronisation mit einem Anforderungs-Signal, das von einem externen Gerät gesendet wird und das in der Figur gezeigt wird, wird eine A/D-Umwandlung des analogen Signals begonnen.
Bei der Zeit, wenn eine A/D-Umwandlung eines SIN-Signals von N-Zyklen pro Umdrehung (hiernach lediglich als N-Zyklen bezeichnet und N ist eine Ganzzahl) und eines COS-Signals von N-Zyklen beendet wird, korrigiert eine CPU die Phase des COS-Signals der N-Zyklen durch den Phasen korrigierenden Prozess, der in Ausführung 1 der Erfindung und Ausführung 2 der Erfindung beschrieben wurde und berechnet erste elektrische Winkeldaten θ_N(T_n) von N-Zyklen, zum Beispiel elektrische Winkeldaten θ_N(T_n) von N-Zyklen.
Ähnlich korrigiert die CPU die Phase eines COS-Signals von M-Zyklen pro Umdrehung (hiernach lediglich als M-Zyklen bezeichnet und M ist eine Ganzzahl, die kleiner als N ist) und berechnet erste elektrische Winkeldaten von M-Zyklen, zum Beispiel elektrische Winkeldaten von M-Zyklen.
Die elektrischen Winkeldaten von M-Zyklen werden elektrische Winkeldaten θ_M(T_n + T_ad2) bei einer Zeit (T_n + T_ad2)
Derartige elektrische Winkeldaten mit unterschiedlichen Zeiten, die von Zyklen abhängen, werden durch einen Zwischenzyklus-Phasen-korrigierenden Prozess korrigiert, der unten beschrieben wird und danach werden die elektrischen Winkeldaten kombiniert, um Positionsdaten zu berechnen.
6 ist ein Flussdiagramm des Prozesses der Zwischenzyklus-Phasenkorrektur zwischen elektrischen Winkeldaten von N-Zyklen und elektrischen Winkeldaten von M-Zyklen.
Eine Bewegungsgeschwindigkeit Δθ_n-1 bei der letzten Zeit zwischen Anforderungen wird auf der Basis von Positionsdaten θ(T_n-2) berechnet, die bei der Anforderung bei einer zweifach vorhergehenden Zeit erzeugt werden, von Positionsdaten θ(T_n-1), die bei der Anforderung bei einer einfach vorhergehenden Zeit erzeugt werden und dem Zyklus T_n einer Anforderung von dem externen Gerät (Schritt S601).
Als Nächstes wird ein Bewegungsabstand θ(T_ad2) in einer Zeitperiode T_ad2 auf der Basis der Bewegungsgeschwindigkeit θ(T_n_₁) bei der letzten Zeit zwischen Anforderungen und dem Zeitraum T_ad2 von dem Start der A/D-Umwandlung des SIN-Signals von M-Zyklen vorhergesagt (Schritt S602).
Als Nächstes werden zweite elektrische Winkeldaten von M-Zyklen in dem Zeitraum T_ad2 _, zum Beispiel ein Änderungsbetrag elektrischer Winkeldaten von M-Zyklen θ_M(T_ad2), auf der Basis einer Bewegungsentfernung θ(T_ad2) in dem Zeitraum T_ad2 berechnet, einer Divisionszahl J des Positions-Detektors, einer Divisionszahl K der elektrischen Winkeldaten des Signals von M-Zyklen und M. Die Divisionszahl J und die Divisionszahl K sind Ganzzahlen (Schritt S603).
Dritte elektrische Winkeldaten von M-Zyklen, die korrigiert sind, zum Beispiel elektrische Winkeldaten von M-Zyklen θ_M(T_n), werden durch Subtrahieren des Änderungsbetrages von elektrischen Winkeldaten θ_M(T_ad2) in dem Zeitraum T_ad2 aus den elektrischen Winkeldaten von M-Zyklen θ_M(T_n + T_ad2) vor einer Korrektur berechnet (Schritt S604).
Als ein Ergebnis des obigen korrigierenden Prozesses wird die Phasenverschiebung unter elektrischen Winkeldaten und aufgrund einer Bewegung eines Positions-Detektionsobjektes während dem Zeitraum einer A/D-Umwandlung korrigiert und eine korrekte Synthese von Positionsdaten kann durchgeführt werden.
(Ausführung 4 der Erfindung)
7 ist ein Flussdiagramm eines Prozesses einer Zwischenzyklus-Phasenkorrektur in einem Positions-Detektor gemäß Ausführung 4 der Erfindung, in dem Positionsdaten aus vielen analogen Daten unterschiedlicher Zyklen berechnet werden.
In der Figur werden die Prozesse der gleichen Referenzzeichen wie diejenigen aus 7 in der gleichen Weise wie im Fall aus 6 durchgeführt und daher wird ihre Beschreibung ausgelassen.
Schritt S701 und Schritt S702 sind Prozesse zum Vorhersagen des Bewegungsabstandes θ(T_ad2) in dem Zeitraum T_ad2 in der gleichen Weise wie einem Schritt S401 und Schritt S402 aus 4. Gemäß den in 7 gezeigten Prozessen kann, selbst während einem Zeitraum, wenn das Positions-Detektionsobjekt beschleunigt oder abgebremst wird, eine Annahme der Bewegungsentfernung bei einer höheren Genauigkeit durchgeführt werden und die Zwischenzyklus-Phasenkorrektur wird bei einer höheren Genauigkeit durchgeführt. Daher kann eine korrekte Synthese von Positionsdaten durchgeführt werden.
(Ausführung 5 der Erfindung)
8 ist ein Flussdiagramm des Betriebs eines Positions-Detektors gemäß Ausführung 5 der Erfindung, bei dem Positionsdaten aus vielen analogen Signalen unterschiedlicher Zyklen berechnet werden.
Wie in der Figur gezeigt, wird eine A/D-Umwandlung eines analogen Signals in Synchronisation mit einem Anforderungs-Signal begonnen, das von einem externen Gerät gesendet wird.
Bei der Zeit, wenn eine A/D-Umwandlung eines SIN-Signals von N-Zyklen und eines COS-Signals von N-Zyklen endet, korrigiert eine CPU die Phase des COS-Signals von N-Zyklen durch den Phasen korrigierenden Prozess, der in Ausführung 1 der Erfindung und Ausführung 2 der Erfindung beschrieben wurde und berechnet elektrische Winkeldaten θ_N(T_n) von N-Zyklen. Ähnlich werden ebenso elektrische Winkeldaten von M-Zyklen berechnet.
Die analogen Signale aller Zyklen sind Signale, bei denen die Phase durch den Einfluss von Verzögerungselementen in dem Analogsignal verarbeitenden Schaltkreis veranlasst wird nachzueilen. Daher eilen erhaltene elektrische Winkeldaten aller Zyklen in Bezug auf ihre wahre Positionen hinterher.
Die Phasennacheilungen aufgrund des Einflusses des Analogsignal verarbeitenden Schaltkreises werden durch einen Prozess der elektrischen Winkeldaten-Phasenkorrektur korrigiert, durch die Zwischenzyklus-Phasenkorrektur, die in Ausführung der 3 der Erfindung und Ausführung 4 der Erfindung durchgeführt wird, und elektrische Winkeldaten werden nach einer Korrektur kombiniert, um Positionsdaten zu berechnen.
9 ist ein Flussdiagramm des Prozesses der Phasenkorrektur von elektrischen Winkeldaten von N-Zyklen. Wie in der Figur gezeigt, wird eine Bewegungsgeschwindigkeit Δθ_n-1 bei der letzten Zeit zwischen Anforderungen zuerst auf der Basis von Positionsdaten θ(T_n-2) berechnet, die bei der Anforderung bei einer zweifach vorhergehenden Zeit erzeugt werden, von Positionsdaten θ(T_n-1), die bei der Anforderung bei einer einfach vorhergehenden Zeit erzeugt werden und dem Zyklus T_n einer Anforderung von dem externen Gerät (Schritt S901).
Als Nächstes wird die Frequenz F_N des N-Zyklus Signals auf der Basis der Bewegungsgeschwindigkeit Δθ_n-1, des Zyklus T_n einer Anforderung von dem externen Gerät, N und J vorhergesagt (Schritt S902).
Bei dem Berechnungsausdruck von Schritt S902 ist Δθ_n-1 die Bewegungsgeschwindigkeit bei der letzten Zeit und ihre Einheit ist Pulse/Sekunde. Da die Divisionsnummer J des Positions-Detektors die Anzahl an Pulen pro Umdrehung der Welle ist, ist (Δθ_n-1/J) die Anzahl von Umdrehungen der Welle bei der letzten Bewegung, z.B. die Frequenz eines 1-Zyklus-Signals und (N·Δθ_n-1/J) die Frequenz des N-Zyklus Signals bei der letzten Bewegung.
Unter Verwendung von F_N × τ_N als eine Adresse wird der Betrag der Phasennacheilung θ_AN, die von dem Zyklus abhängt, aus einer TAN^–1-Tabelle in einem ROM ausgelesen (Schritt S903).
τ_N ist eine Zeitkonstante eines analogen Schaltkreises. Unter Annahme des Falles, bei dem die Zeitkonstante gemäß der Frequenz variiert wird, wird ein Suffix-N angehängt.
Die Phasennacheilung Φ_N wird, wenn die Zeitkonstante τ_N ist, gegeben durch: ΦN = –tan–1(2πf·τN)
Als Nächstes wird der Betrag der Phasennacheilung θ_AN zu den elektrischen Winkeldaten θ_N(T_n) addiert, die in Bezug auf die oben erwähnte wahre Position nacheilen, wodurch korrigierte elektrische Winkeldaten θ_N(T_n) berechnet werden (Schritt S904).
In dieser Weise wird eine Nacheilung von elektrischen Winkeldaten aufgrund einer Ursache einer Nacheilung in einem Analogsignal verarbeitenden Schaltkreis korrigiert und eine korrekte Synthese der Positionsdaten kann durchgeführt werden.
Der Prozess des Korrigierens der Phase von elektrischen Winkeldaten ermöglicht es sogar einem Position detektierendem Gerät, das ein analoges Signal einer höheren Frequenz bearbeitet, einen Filter oder Ähnliches zu verwenden, um einen Analogsignal verarbeitenden Schaltkreis ohne Verschlechtern der Genauigkeit zu stabilisieren. Darüber hinaus wird ein Effekt erzielt, dass es nicht notwendig ist, elektronische Teile zu verwenden, die teuer und schnell in einer Antwortgeschwindigkeit sind.
(Ausführung 6 der Erfindung)
10 ist ein Flussdiagramm eines elektrischen Winkeldaten-Phasenkorrigierenden-Prozesses für elektrische Winkeldaten von N-Zyklen in einem Positions-Detektor gemäß Ausführung 6 der Erfindung, in dem Positionsdaten aus vielen analogen Signalen von unterschiedlichen Zyklen berechnet werden.
In der Figur werden die Prozesse der gleichen Referenznummern wie diejenigen aus 9 in der gleichen Weise wie im Fall aus 9 durchgeführt und daher wird ihre Beschreibung ausgelassen.
Schritt S1001 ist ein Prozess des korrekteren Vorhersagens der Bewegungsgeschwindigkeit Δθ_n-1 bei der gegenwärtigen Zeit.
Gemäß den in 10 gezeigten Prozessen wird, selbst während einem Zeitraum, wenn das Positions-Detektionsobjekt beschleunigt oder abgebremst wird, der Betrag einer Nacheilung elektrischer Winkeldaten von N-Zyklen, die durch eine Verursachung einer Nacheilung in einem analog verarbeitenden Schaltkreis erzeugt werden, korrigiert und eine korrekte Synthese von Positionsdaten kann durchgeführt werden.
Industrielle Anwendbarkeit
Wie oben erwähnt ist das Position detektierende Gerät der Erfindung in dem Falle nützlich, wenn eine korrekte Position Detektion mit niedrigen Kosten in unterschiedlichen Geräten durchgeführt werden muss, wie zum Beispiel einem Positionierungs-Steuerungsgerät für ein Steuerungsobjekt, das bei einer hohen Geschwindigkeit bewegt wird.

Claims

Positionserfassungsgerät, umfassend: Signalerzeugungsmittel (1, 2, 3) zum Erzeugen von Sinus- und Kosinussignalen als Reaktion auf das Bewegen eines Positionserfassungsobjekts, A/D-Wandelmittel (9) zum Umwandeln der Sinus- und Kosinussignale, die von den Signalerzeugungsmitteln erzeugt werden, in digitale Daten auf der Grundlage des Empfangs eines Anforderungssignals von einem externen Gerät, gekennzeichnet durch Rechenmittel (10, 11, 12) zum Vorhersagen einer Menge einer Phasenverschiebung zwischen einer digitalen Information des Sinussignals und einer digitalen Information des Kosinussignals, wobei die Phasenverschiebung durch das Bewegen eines Positionserfassungsobjekts während der A/D-Umwandlung, die von dem A/D-Wandelmittel (9) ausgeführt wird, erzeugt wird, auf der Basis einer Bewegungsgeschwindigkeit, die aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in einem Zeitpunkt T_n-2 und einem Zeitpunkt T_n-1 für das Korrigieren einer Phase entweder der digitalen Informationen des Sinussignals (S305) oder der digitalen Information des Kosinussignals (S304) berechnet wird, und zum Berechnen einer Positionsinformation in einem aktuellen Zeitpunkt T_n auf der Basis der digitalen Information der Phase, von welchen eine korrigiert ist, wobei T_n-1 eine Zeit ist, die T_N vorausgeht, und T_n-1 eine Zeit ist, die T_n-1 vorausgeht.
Positionserfassungsgerät nach Anspruch 1, wobei das Rechenmittel (10, 11, 12) die Menge der Phasenverschiebung für jedes Paar voraussagen kann, indem eine Beschleunigungsbewegung verwendet wird, die aus einem Unterschied zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit in einem Zeitpunkt T_n-2 unmittelbar vor dem Zeitpunkt T_n-1 und der Bewegungsgeschwindigkeit in einem Zeitpunkt T_n-1 berechnet wird (S401), wobei die Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-2 aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in einem Zeitpunkt T_n-3 und dem Zeitpunkt T_n-2 berechnet wird, wobei T_n-3 eine Zeit ist, die T_n-2 vorausgeht.
Positionserfassungsgerät nach Anspruch 1, wobei das Signalerzeugungsmittel (1, 2, 3) mehrere Signalpaare (4A, 4B, 4C), die aus einem Sinussignal und einem Kosinussignal bestehen, in unterschiedlichen Zyklen als Reaktion auf das Bewegen eines Positionserfassungsobjekts erzeugen kann, wobei das A/D-Wandelmittel (9) sequenziell die Signale der Signalpaare in digitale Daten auf der Grundlage des Empfangs eines Anforderungssignals von einem externen Gerät umwandeln kann, und wobei das Rechenmittel (10, 11, 12) einen Phasenunterschied zwischen den digitalen Daten der Signalpaare auf der Grundlage einer Bewegungsgeschwindigkeit, die aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in einem Zeitpunkt T_n-2 und einem Zeitpunkt T_n-1 berechnet wird, korrigieren kann, wobei der Phasenunterschied während einer A/D-Umwandlungszeit eines Signals des Signalpaars erzeugt wird, zum Berechnen einer ersten elektrischen Winkelinformation auf der Grundlage der digitalen Daten des korrigierten Signalpaars, zum Berechnen einer zweiten elektrischen Winkelinformation auf der Grundlage der Bewegungsgeschwindigkeit, wobei die zweite elektrische Winkelinformation eine Bewegungsentfernung eines Positionserfassungsobjekts während einer Zeitspanne vom Empfang des Anforderungssignals zur A/D-Umwandlung des Signalpaars anzeigt, um ein Verfahren zum Erzielen einer dritten elektrischen Winkelinformation auf der Grundlage der ersten und zweiten elektrischen Winkelinformation auf jedem Signalpaar auszuführen, und zum Berechnen einer Positionsinformation in einem aktuellen Zeitpunkt T_n auf der Grundlage eines Ergebnisses des Prozesses.
Positionserfassungsgerät nach Anspruch 3, wobei das Rechenmittel (10, 11, 12) einen Gewichtungsprozess an jeder der berechneten dritten elektrischen Winkeldaten gemäß dem Zyklus ausführen und die Ergebnisse des Prozesses überlagern kann, um die Positionsdaten im aktuellen Zeitpunkt zu berechnen.
Positionserfassungsgerät nach Anspruch 3, wobei das Rechenmittel (10, 11, 12) die Phasenverschiebungsmenge für jedes Paar voraussagen kann, indem Bewegungsbeschleunigung in dem Zeitpunkt T_n-1, die aus einem Unterschied zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit in einem Zeitpunkt T_n-1 unmittelbar vor dem Zeitpunkt T_n-1, und der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-1 berechnet wird, verwendet wird, wobei die Bewegungsgeschwindigkeit im Zeitpunkt T_n-2 aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in einem Zeitpunkt T_n-3 und dem Zeitpunkt T_n-2 berechnet wird.
Positionserfassungsgerät nach Anspruch 4, wobei das Rechenmittel (10, 11, 12) die Phasenverschiebungsmenge für jedes Paar voraussagen kann, indem es Bewegungsbeschleunigung in dem Zeitpunkt T_n-1 die aus einem Unterschied zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit in einem Zeitpunkt T_n-1 unmittelbar vor dem Zeitpunkt T_n-1 und der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-1 berechnet wird, verwendet, wobei der Unterschied zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-2 aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in einem Zeitpunkt T_n-3 und dem Zeitpunkt T_n-2 berechnet wird.
Positionserfassungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das Rechenmittel (10, 11, 12) eine Phasenverzögerungsinformation eines Analogsignals, das durch eine Ursache einer Phasenverzögerung in einem Analogsignal-Verarbeitungsschaltkreis in einem Zeitpunkt T-1 erzeugt wird, auf der Grundlage der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-1, die aus dem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in dem Zeitpunkt T_n-2 und dem Zeitpunkt T_n-1 berechnet wird, voraussagen kann, und die Positionsdaten in dem aktuellen Zeitpunkt T_n durch weiteren Einsatz eines Ergebnisses der Voraussage berechnen kann.
Positionserfassungsgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei das Rechenmittel (10, 11, 2) eine Phasenverzögerungsinformation eines Analogsignals, die durch eine Ursache einer Phasenverzögerung in einem Analogsignal-Verarbeitungsschaltkreis in dem Zeitpunkt T_n-1 erzeugt wird, auf der Grundlage der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-1, die aus dem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in dem Zeitpunkt T_n-2 und dem Zeitpunkt T. berechnet wird, und Bewegungsbeschleunigung in einem Zeitpunkt T_n-1, die aus einem Unterschied zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit in einem Zeitpunkt T_n-1 unmittelbar vor dem Zeitpunkt T_n-1 und der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-1 voraussagen kann, wobei der Unterschied zwischen der Bewegungsgeschwindigkeit in dem Zeitpunkt T_n-2 unmittelbar vor dem Zeitpunkt T_n-1 aus einem Unterschied zwischen Positionsdaten in Anforderungsempfängen in einem Zeitpunkt T_n-3 und dem Zeitpunkt T_n-2 berechnet wird, und um die Positionsinformation in dem aktuellen Zeitpunkt T_n ferner durch Einsatz eines Ergebnisses der Vorhersage zu berechnen.