JP3610905B2 - 位置検出装置 - Google Patents
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Description
技術分野
この発明は、工作機械等の位置を検出するロータリー型またはリニア型の位置検出装置に関するものである。
背景技術
従来の位置検出装置、例えば、位置検出器について、光学式エンコーダを例にとり説明する。高分解能の絶対値エンコーダを得る方法として、例えば、特公平５−65827号公報に示されるような、回転角に対応し出力される正弦波、三角波等のアナログ信号と、このアナログ信号と所定の位相差をもつアナログ信号とをＡ／Ｄ変換し、演算処理により内挿する方法が知られている。図11は、この方法による従来のエンコーダの構成図である。
図において、増幅部５に２つだけの増幅回路がある場合について説明する。発光部１から発せられた光は、位置検出対象物に取付けられた遮蔽板２により、受光部３に到達する光の量が変化し、受光部３は到達した光の量に比例した信号を発生する。
遮蔽板２のスリット形状を適切にし、受光素子4Aと受光素子4Bとを適切に配置することにより受光素子4Aと受光素子4Bとには互いに90°の位相差をもつ正弦波信号(以下、それぞれを、SIN信号、COS信号と呼ぶ)が発生する。
これらの信号は増幅部５で増幅され、外部コントローラからのリクエスト信号に同期して同時にサンプルホールド回路６にホールドされ、サンプルホールド回路６からワンチップマイコン７のマルチプレクサ８に入力される。サンプルホールド回路６により同時にアナログ信号がホールドされるので、SIN信号、COS信号の同時性が保たれる。
サンプルホールド回路６からの２つのホールド出力はマルチプレクサ８により順番に選択され、Ａ／Ｄ変換器９により順々にデジタルデータに変換される。
変換されたデジタルデータはCPU10により位置データに変換され、送受信回路14から外部コントローラに出力される。
CPU10は変換されたデジタルデータにもとづくSIN信号(正弦信号)およびCOS信号(余弦信号)から、TAN信号(正接信号)を算出し、ROM11に格納されているTAN-1テーブルから位置データを得る。
13は外部コントローラからのリクエスト信号に同期してサンプルホールド回路６にサンプルホールド信号を出力する出力回路、12は演算に必要なデータを記憶するRAMである。
次に、図11において、増幅部５に４つ以上の偶数個の増幅回路がある場合について説明する。高分解能の絶対値エンコーダを得るためには、SIN信号およびCOS信号の対が、周期を変えて複数出力されるように遮蔽板２および受光部３を構成する。サンプルホールド回路６は、これらのSIN信号およびCOS信号の対のそれぞれを同時にホールドしてワンチップマイコン７に入力する。
前述の処理と同様の処理により、それぞれのSIN信号およびCOS信号の対毎に電気角度データを得る。
CPU10は、それぞれの電気角度データを周期別に重み付けした後、重ね合せて絶対値データを算出する。
図12は、内挿分解能が９ビットであり、１回転につき１周期の電気角度データ(以下、１波データと呼ぶ)と、１回転につき16周期の電気角度データ(以下、16波データとよぶ)と、１回転につき256周期の電気角度データ(以下、256波データと呼ぶ)と、を重ね合せる場合の重ね合わせ方法を示す図である。
16波データは、１波データに対するデータの重みが１／16(１／２4)、256波データは、１波データに対してデータの重みが１／256(１／２8)であるため、16波データは１波データに対してLSB方向に４ビットシフトして合成し、256波データは１波データに対してLSB方向に８ビットシフトして合成する。２つの９ビットのデータを、そのうちの一方を４ビットシフトして重ねあわせると、５ビットが重なり合う。
合成の際には、各データの上位ビットの方が下位ビットに比べてデータの信頼性が高いため、１波データと16波データとが重なり合う５ビットは、16波データの上位データを用い、16波データと256波データとが重なり合う５ビットは、256波データの上位データを用いる。
図13は、従来の絶対値エンコーダの動作を示すタイミング図である。図に示されるように、サンプルホールド回路６は、外部装置からのリクエスト信号に同期して、１対のSIN信号およびCOS信号、または、周期が異なる複数対のSIN信号およびCOS信号を同時にホールドし、順にＡ／Ｄ変換を行う。
Ａ／Ｄ変換が完了すると、変換された結果にもとづきCPU10は位置データを算出し、時刻(Ｔn＋Ｔd)において、時刻Ｔnにおける位置データθ(Ｔn)を、送受信回路14を介して外部装置にシリアルに送信する。
このように、従来装置においては、アナログ信号をホールドしてから位置データを送信するまでに多大な時間を要するため、位置データはＴd分の遅れを持って出力される。位置検出対象物が高速で移動(回転)している場合には、この遅れ時間により良好なサーボの制御特性が得られない。
この遅れ時間の補正方法として、例えば、特開平８−261794号公報に示されるように、今回サンプリングした位置データと前回以前にサンプリングした位置データとを用いて、遅れ時間における位置検出対象物の移動量を予測して、今回位置データにこの予測移動量を加算して出力する方法がある。
上述の従来の位置検出装置によれば、Ａ／Ｄ変換器に内蔵されているワンチップマイコンを使用することにより小型化および低コスト化が図れている。しかし、低コストのワンチップマイコンにおいては、通常、Ａ／Ｄ変換器が１つ内蔵され、その入力にマルチプレクサを持ち、アナログ入力チャンネルを増やす構成がとられているため、同時に複数のアナログ入力をＡ／Ｄ変換することはできない。従って、複数のアナログ信号の同時性を保つ必要がある場合には、信号数分のサンプルホールド回路を持つ必要があった。
位置検出対象物が移動する場合において、サンプルホールド回路を用いないと、最初にＡ／Ｄ変換されたデータに対して、他のデータはＡ／Ｄ変換に要する時間の分だけ移動した時のデータになり、これらのデータを用いて算出された位置データには誤差がある。特に、位置検出対象物が高速で移動している場合には、誤差が大きくなりサーボの制御特性が大幅に悪化する。
異なる複数の周期の電気角度データを合成する場合においては、各周期の電気角度データ間の同時性が保たれないため、電気角度データの合成が正常に行われなくなる。この現象は、位置検出対象物が高速で移動した場合に著しい。
また、サンプルホールド回路は、アナログスイッチ、信号保持用のコンデンサ、および、電圧ホロア回路から構成されるため、特に、周期の異なる複数対のSIN信号およびCOS信号を必要とする場合には、部品点数が増加し小型化、低コスト化の妨げになっていた。
従来の位置検出装置においては、増幅部は回路の安定性を得るために積分器を有する構成になり、サンプルホールド回路においては、コンデンサに電荷をチャージするため回路内にローパスフィルタが構成される。
位置検出対象物が高速で移動(回転)する場合には、アナログ信号の周波数が高くなるため、これらの積分器やローパスフィルタにもとづく位相遅れにより、周期の異なる複数の電気角度データ間での位相ずれが大きくなる。
このため、周期の異なる複数の電気角度データを正常に合成することができなくなるという問題点があった。
例えば、１回転で１周期の正弦波(1SINと呼ぶ)、１回転で１周期の余弦波(1COSと呼ぶ)、１回転で16周期の正弦波(16SINと呼ぶ)、１回転で16周期の余弦波(16COSと呼ぶ)、１回転で256周期の正弦波(256SINと呼ぶ)、１回転で256周期の余弦波(256COSと呼ぶ)、１回転で2048周期の正弦波(2048SINと呼ぶ)、および、１回転で2048周期の余弦波(2048COSと呼ぶ)からなる信号構成で、増幅部５の増幅回路を、抵抗Ｒa＝100kΩ、コンデンサＣa＝100pFの構成にし、サンプルホールド回路において、抵抗Ｒs＝100Ω、コンデンサＣs＝1000pFのローパスフィルタが構成されている場合を考えると、ロータリーモータが6000rpmで回転した場合においては、次に説明するような位相ずれが生じる。
1SINおよび1COSの周波数をf1、16SINおよび16COSの周波数をf16、256SINおよび256COSの周波数をf256、2048SINおよび2048COSの周波数をf2048とすると、
f1 ＝6000／60 ＝100.0(Hz)
f16 ＝(6000／60)・16 ＝ 1.6(kHz)
f256 ＝(6000／60)・256 ＝ 25.6(kHz)
f2048＝(6000／60)・2048＝204.8(kHz)
となる。
アナログ信号処理部での位相遅れ(マルチプレクサ８に入力される時点での位相遅れ)φdは次のように表される。
φd＝−tan-1(２πｆ・Ｃa・Ｒa)−tan-1(２πｆ・Ｃs・Ｒs)
1SINおよび1COSの位相遅れをφ１、16SINおよび16COSの位相遅れをφ16、256SINおよび256COSの位相遅れをφ256、2048SINおよび2048COSの位相遅れをφ2048とすると、
となる。
１回転で2048周期の信号(以下、2048周期信号と呼ぶ)における位相遅れは、１回転で256周期の信号(以下、256周期信号と呼ぶ)に換算すると、
φ2048／８＝−92.88／８＝−11.61°
になることから、2048周期信号に対して、256周期信号の方が、
φ256−(−11.61)＝−59.05−(−11.61)＝−47.44°(256周期信号相当)
遅れることになる。
位置データを合成するために許容できる位相変動は、
(256／2048)・360°＝45°
であるため、許容位相変動を越えており、正常な位置データの合成が行えなくなる。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、アナログ信号数分のサンプルホールド回路を用いることなく、位置検出対象の高速移動時にも誤差のない正確な位置データを出力する小型で安価な位置検出装置を得ることを目的とする。
発明の開示
本発明に係る位置検出装置は、位置検出対象の移動により正弦波および余弦波信号を生成する信号生成手段と、信号生成手段により生成された正弦波および余弦波信号を外部装置からのリクエスト信号の受信にもとづきデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段によるＡ／Ｄ変換中における位置検出対象の移動により生じる、正弦波信号デジタルデータおよび余弦波信号デジタルデータ間の位相ズレ量を、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度にもとづき推測して、正弦波信号デジタルデータおよび余弦波信号デジタルデータのいずれか一方の位相を補正し、一方の位相が補正されたこれらのデジタルデータにもとづき今回の位置データを算出する演算手段と、を備えるようにしたので、位置検出対象が高速で移動した際にも正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、位相ズレ量を、それぞれの対に対して、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測するようにしたので、さらに、位置検出対象が加減速中においても、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、位置検出対象の移動により、正弦波信号および余弦波信号からなる信号対を周期を変えて複数生成する信号生成手段と、外部装置からのリクエスト信号の受信にもとづき、信号対のそれぞれの信号を順次デジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出された前回の移動速度にもとづき、信号対の一方の信号のＡ／Ｄ変換時間により生じる信号対のデジタルデータにおける位相差を補正し、補正された信号対のデジタルデータにもとづき第１電気角度データを算出するとともに、リクエスト信号の受信から信号対のＡ／Ｄ変換までの時間における位置検出対象の移動量を示す第２電気角度データを前回の移動速度にもとづき算出し、第１、第２電気角度データにもとづき第３電気角度データを求める処理を、それぞれの信号対について行い、その結果にもとづき今回の位置データを算出する演算手段と、を備えるようにしたので、位置検出対象が高速で移動した際にも、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、算出されたそれぞれの第３電気角度データに周期に応じた重み付けを行い、その結果を重ね合せて今回の位置データを算出するようにしたので、位置検出対象が高速で移動した際にも、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、位相ズレ量を、それぞれの対に対して、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測するようにしたので、さらに、位置検出対象が加減速中においても、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、さらに、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度にもとづき前回のアナログ信号処理回路内の位相遅れ要因により生じるアナログ信号の位相遅れデータを予測し、この予測結果をさらに用いて今回の上記位置データを算出するようにしたので、さらに、一層精度のよい正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、さらに、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度と、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度と、にもとづき前回のアナログ信号処理回路内の位相遅れ要因により生じるアナログ信号の位相遅れデータを予測し、この予測結果をさらに用いて今回の上記位置データを算出するようにしたので、位置検出対象が加減速中においても、さらに、一層精度のよい正確な位置データを得ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明の実施の形態１〜６による位置検出器を示すブロック図である。
第２図は、この発明の実施の形態１、２による位置検出器の動作を示すタイミング図である。
第３図は、この発明の実施の形態１による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第４図は、この発明の実施の形態２による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第５図は、この発明の実施の形態３、４による位置検出器の動作を示すタイミング図である。
第６図は、この発明の実施の形態３による位置検出器の周期間位相補正の動作を示すフロー図である。
第７図は、この発明の実施の形態４による位置検出器の周期間位相補正の動作を示すフロー図である。
第８図は、この発明の実施の形態５、６による位置検出器の動作を示すタイミング図である。
第９図は、この発明の実施の形態５による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第10図は、この発明の実施の形態６による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第11図は、従来の位置検出器を示すブロック図である。
第12図は、従来の位置検出器における絶対位置データ作成の説明図である。
第13図は、従来の位置検出器の動作を示すタイミング図である。
発明を実施するための最良の形態
発明の実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による位置検出器のブロック構成図である。図において、12は算出された位置データθ(Ｔn-1)、(Ｔn-2)、および(Ｔn-3)が記憶されるRAMである。
11はデジタルデータから位置データを求める際に必要な、１チャンネルをＡ／Ｄ変換に要する時間Ｔad(既知)、外部装置からのリクエスト周期Ｔr(既知)、位相補正に必要なCOSテーブル、TANテーブル、TAN-1テーブル、および、各周期のアナログ信号の遅れ要因となる遅れ時定数τＮ(Ｎは整数)が記憶されているROMである。
図２は、図１に示す位置検出器の動作を示すタイミングである。図において、Ａ／Ｄ変換の順番はSIN信号、COS信号の順に行う場合が示されているが、この順番は逆になっても良い。
SIN信号のデジタルデータは、時点Ｔnにおけるデータ、SINθ(Ｔn)となっているのに対し、COS信号のデジタルデータは、時点(Ｔn＋Ｔad)におけるデータ、COS(θ(Ｔn)＋θ(Ｔad))となっている。
時点TnにおけるCOSデータ、COSθ(Ｔn)は、次に説明する位相補正処理により算出する。
図３は、位相補正処理のフロー図である。図において、まず、２回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-2)、１回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-1)、および、外部装置からのリクエスト周期Ｔrから前回のリクエスト間の移動速度Δθn-1、を算出する(ステップS301)。
次に、Δθn-1、および、１チャンネルをＡ／Ｄ変換に要する時間Ｔadから、SIN信号のＡ／Ｄ変換中における移動量θ(Ｔad)を予測する(ステップS302)。
θ(Ｔad)をアドレスとして、COSテーブルからCOSθ(Ｔad)を、TANテーブルからTANθ(Ｔad)を、それぞれ引き出す(ステップS303)。
次に、SINθ(Ｔn)、COSθ(Ｔad)、および、TANθ(Ｔad)からCOSθ(Ｔn)を算出する(ステップS304)。
この算出式は、次の、三角関数の定理から容易に導き出せる。
COS(θ(Ｔn)＋θ(Ｔad))
＝COSθ(Ｔn)・COSθ(Ｔad)−SINθ(Ｔn)・SINθ(Ｔad)
COS信号を先にＡ／Ｄ変換し、SIN信号を後からＡ／Ｄ変換する場合には、ステップS301からステップS303までは上述の場合と同様に処理し、SIN信号を位相補正処理するため、ステップS304の代わりにステップS305を実行することにより同様に補正することができる。
以上の位相補正処理により、一方の信号のＡ／Ｄ変換中における位置検出対象物の移動にもとづく他方の信号の位相進みが補正され、正確な位置データの算出が可能になる。
また、この位相補正処理により、正弦波信号と余弦波信号の同時性を保つ必要がないため、従来必要とされていた信号数分のサンプルホールド回路を用いる必要がなくなり、小型で安価な位置検出装置を得ることができる。
発明の実施の形態２．
発明の実施の形態１に示した位相補正処理においては、移動速度Δθn-1を一定として、一方の信号のＡ／Ｄ変換中における位置移動量θ(Ｔad)を予測するようにしている。リクエスト周期が充分短い場合には、この予測で充分であるが、位置検出対象物が加減速中においては、リクエスト周期に比して加減速値が大きいと、精度の高い予測ができず十分な精度が得られない。
図４は、位置検出対象物が加減速中においても精度の高い予測ができる本発明の実施の形態２による位相補正処理のフロー図である。
図において、図３と同じ符号の処理は図３の場合と同様なので説明を省略する。
ステップS401では、３回前のリクエスト受信時に算出した位置データθ(Ｔn-3)、２回前のリクエスト受信時に算出した位置データθ(Ｔn-2)、および、１回前のリクエスト受信時に算出した位置データθ(Ｔn-1)にもとづき前回リクエスト時の移動加速度Δ2θn-1を算出する。
ステップS402では、移動速度Δθn-1、および、移動加速度Δ2θn-1にもとづき一方の信号のＡ／Ｄ変換中における位置検出対象物の移動量θ(Ｔad)を予測する。
この処理により、位置検出対象物が加減速中においても、位相進みによる位置データの誤差を軽減でき、精度の高い移動量の推測が可能になる。
発明の実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３による、異なる周期の複数のアナログデータにもとづき位置データを算出する位置検出器の動作を示すタイミング図である。
外部装置から送られてくる図のリクエスト信号に同期して、アナログ信号のＡ／Ｄ変換が開始される。
CPUは、１回転でＮ周期(以後、単にＮ周期と呼ぶ。Ｎは整数である。)のSIN信号、および、Ｎ周期のCOS信号のＡ／Ｄ変換が終了した時点で、発明の実施の形態１および発明の実施の形態２において説明した位相補正処理により、Ｎ周期のCOS信号の位相補正を行い、Ｎ周期の第１電気角度データθN(Ｔn)、例えば、Ｎ周期の電気角度データθN(Ｔn)を算出する。
同様に、１回転でＭ周期(以後、単にＭ周期と呼ぶ。ＭはＮより小さい整数である。)のCOS信号の位相補正を行い、Ｍ周期の第１電気角度データ、例えば、Ｍ周期の電気角度データを算出する。
Ｍ周期の電気角度データは、時刻(Ｔn＋Ｔad2)における電気角度データ、θM(Ｔn＋Ｔad2)となる。
このような、周期別に時刻の異なる電気角度データを、次に説明する周期間位相補正処理により補正した後、電気角度データを合成して位置データを算出する。
図６は、Ｎ周期の電気角度データとＭ周期の電気角度データとの間での周期間位相補正処理のフロー図である。
２回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-2)、１回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-1)、および、外部装置からのリクエスト周期Ｔrにもとづき前回のリクエスト間の移動速度Δθn-1を算出する(ステップS601)。
次に、前回のリクエスト間の移動速度Δθn-1と、Ｎ周期のSIN信号のＡ／Ｄ変換開始からＭ周期のSIN信号のＡ／Ｄ変換開始までの時間Ｔad2と、にもとづき時間Ｔad2における移動量θ(Ｔad2)を予測する(ステップS602)。
次に、時間Ｔad2における移動量θ(Ｔad2)、位置検出器の分割数Ｊ、Ｍ周期の信号の電気角度データの分割数Ｋ、および、Ｍにもとづき時間Ｔad2におけるＭ周期の第２電気角度データ、例えば、Ｍ周期の電気角度データの変化量θM(Ｔad2)を算出する。なお、分割数Ｊおよび分割数Ｋは整数である(ステップS603)。
補正前のＭ周期の電気角度データθM(Ｔn＋Ｔad2)から、時間Ｔad2における電気角度データの変化量θM(Ｔad2)を減算することにより、補正されたＭ周期の第３電気角度データ、例えば、Ｍ周期の電気角度データθM(Ｔn)を算出する(ステップS604)。
以上のように補正することにより、Ａ／Ｄ変換時間中における位置検出対象物移動にもとづく周期の異なる電気角度データ間の位相ずれが補正され、正確な位置データの合成が可能になる。
発明の実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４による、異なる周期の複数のアナログデータから位置データが算出される位置検出器における周期間位相補正処理のフロー図である。
図において、図６と同じ符号の処理は図６の場合と同様なので説明を省略する。
ステップS701、および、ステップS702は、図４におけるステップS401、および、ステップS402と同様の、時間Ｔad2における移動量θ(Ｔad2)を予測するための処理である。この図７に示される処理によれば、位置検出対象物が加減速中においても、より精度の高い移動量の推測が可能になり、周期間位相補正が一層精度よく行われるので正確な位置データの合成が可能になる。
発明の実施の形態５．
図８は、この発明の実施の形態５による、異なる周期の複数のアナログ信号から位置データが算出される位置検出器の動作のタイミング図である。
図に示されるように、外部装置からのリクエスト信号に同期して、アナログ信号のＡ／Ｄ変換が開始される。
CPUは、Ｎ周期のSIN信号、および、Ｎ周期のCOS信号のＡ／Ｄ変換が終了した時点で、発明の実施の形態１および発明の実施の形態２において説明した位相補正処理により、Ｎ周期のCOS信号の位相補正を行い、Ｎ周期の電気角度データθN(Ｔn)を算出する。同様にして、Ｍ周期の電気角度データも算出される。
それぞれの周期のアナログ信号は、アナログ信号処理回路の遅れ要素の影響により、位相が遅れた信号になっているため、得られた各周期の電気角度データは真の位置に対して遅れている。
このアナログ信号処理回路の影響による位相遅れを、電気角度データ位相補正処理により補正し、発明の実施の形態３および発明の実施の形態４において説明した周期間位相補正を行い、補正後の電気角度データを合成して位置データを算出する。
図９は、Ｎ周期の電気角度データの位相補正処理のフロー図である。図に示すように、まず、２回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-2)、１回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-1)、および、外部装置からのリクエスト周期Trにもとづき前回のリクエスト間の移動速度Δθｎ−１を算出する(ステップS901)。
この移動速度Δθn-1、外部装置からのリクエスト周期Ｔr、Ｎ、および、ＪにもとづきＮ周期信号の周波数ＦNを予測する(ステップS902)。
なお、ステップS902における演算式において、Δθn-1は前回の移動速度であり、単位は、pulse／secである。位置検出器の分割数Ｊは、軸の１回転当りのパルス数なので、(Δθn-1／Ｊ)は前回の移動における軸の回転数、すなわち、１周期信号の周波数であり、(Ｎ・Δθn-1／Ｊ)は前回の移動におけるＮ周期信号の周波数である。
次に、ROM内のTAN-1テーブルから、ＦN×τNをアドレスとして、周期に依存する位相遅れ量θANを読出す(ステップS903)。
τNはアナログ回路の時定数である。それぞれの周波数で時定数が異なる場合を想定して添字Ｎを付している。
なお、時定数がτNであるときの位相遅れφNは、
φN＝−tan-1(２πｆ・τN)
となる。
次に、上述の真の位置に対して遅れた電気角度データθN(Ｔn)に、この位相遅れ量θANを加算することにより、補正された電気角度データθN(Ｔn)’を算出する(ステップS904)。
このように、アナログ信号処理回路における遅れ要因にもとづく電気角度データの遅れが補正され、正確な位置データの合成が可能になる。
また、この電気角度データ位相補正処理により、周波数の高いアナログ信号を処理する位置検出装置においても、精度を損なうことなくアナログ信号処理回路の安定化のためのフィルタ等を用いることが可能となる。また、高価で応答速度の速い電子部品を使用する必要がなくなるという効果がある。
発明の実施の形態６．
図１０は、この発明の実施の形態６による、異なる周期の複数のアナログ信号から位置データが算出される位置検出器において、Ｎ周期の電気角度データの電気角度データ位相補正処理を示すフロー図である。
図において、図９と同じ符号の処理は図９の場合と同様なので説明を省略する。
ステップS1001は、今回の移動速度Δθn-1を、より正確に予測するための処理である。
この図10に示す処理によれば、位置検出対象物が加減速中においても、Ｎ周期の電気角度データのアナログ信号処理回路での遅れ要因による遅れ量が補正され、正確な位置データの合成が可能になる。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかる位置検出装置は、制御対象が高速で移動する位置決め制御装置等の各種装置において、低コストで正確な位置検出を行う必要がある場合に有用である。
この発明は、工作機械等の位置を検出するロータリー型またはリニア型の位置検出装置に関するものである。
背景技術
従来の位置検出装置、例えば、位置検出器について、光学式エンコーダを例にとり説明する。高分解能の絶対値エンコーダを得る方法として、例えば、特公平５−65827号公報に示されるような、回転角に対応し出力される正弦波、三角波等のアナログ信号と、このアナログ信号と所定の位相差をもつアナログ信号とをＡ／Ｄ変換し、演算処理により内挿する方法が知られている。図11は、この方法による従来のエンコーダの構成図である。
図において、増幅部５に２つだけの増幅回路がある場合について説明する。発光部１から発せられた光は、位置検出対象物に取付けられた遮蔽板２により、受光部３に到達する光の量が変化し、受光部３は到達した光の量に比例した信号を発生する。
遮蔽板２のスリット形状を適切にし、受光素子4Aと受光素子4Bとを適切に配置することにより受光素子4Aと受光素子4Bとには互いに90°の位相差をもつ正弦波信号(以下、それぞれを、SIN信号、COS信号と呼ぶ)が発生する。
これらの信号は増幅部５で増幅され、外部コントローラからのリクエスト信号に同期して同時にサンプルホールド回路６にホールドされ、サンプルホールド回路６からワンチップマイコン７のマルチプレクサ８に入力される。サンプルホールド回路６により同時にアナログ信号がホールドされるので、SIN信号、COS信号の同時性が保たれる。
サンプルホールド回路６からの２つのホールド出力はマルチプレクサ８により順番に選択され、Ａ／Ｄ変換器９により順々にデジタルデータに変換される。
変換されたデジタルデータはCPU10により位置データに変換され、送受信回路14から外部コントローラに出力される。
CPU10は変換されたデジタルデータにもとづくSIN信号(正弦信号)およびCOS信号(余弦信号)から、TAN信号(正接信号)を算出し、ROM11に格納されているTAN-1テーブルから位置データを得る。
13は外部コントローラからのリクエスト信号に同期してサンプルホールド回路６にサンプルホールド信号を出力する出力回路、12は演算に必要なデータを記憶するRAMである。
次に、図11において、増幅部５に４つ以上の偶数個の増幅回路がある場合について説明する。高分解能の絶対値エンコーダを得るためには、SIN信号およびCOS信号の対が、周期を変えて複数出力されるように遮蔽板２および受光部３を構成する。サンプルホールド回路６は、これらのSIN信号およびCOS信号の対のそれぞれを同時にホールドしてワンチップマイコン７に入力する。
前述の処理と同様の処理により、それぞれのSIN信号およびCOS信号の対毎に電気角度データを得る。
CPU10は、それぞれの電気角度データを周期別に重み付けした後、重ね合せて絶対値データを算出する。
図12は、内挿分解能が９ビットであり、１回転につき１周期の電気角度データ(以下、１波データと呼ぶ)と、１回転につき16周期の電気角度データ(以下、16波データとよぶ)と、１回転につき256周期の電気角度データ(以下、256波データと呼ぶ)と、を重ね合せる場合の重ね合わせ方法を示す図である。
16波データは、１波データに対するデータの重みが１／16(１／２4)、256波データは、１波データに対してデータの重みが１／256(１／２8)であるため、16波データは１波データに対してLSB方向に４ビットシフトして合成し、256波データは１波データに対してLSB方向に８ビットシフトして合成する。２つの９ビットのデータを、そのうちの一方を４ビットシフトして重ねあわせると、５ビットが重なり合う。
合成の際には、各データの上位ビットの方が下位ビットに比べてデータの信頼性が高いため、１波データと16波データとが重なり合う５ビットは、16波データの上位データを用い、16波データと256波データとが重なり合う５ビットは、256波データの上位データを用いる。
図13は、従来の絶対値エンコーダの動作を示すタイミング図である。図に示されるように、サンプルホールド回路６は、外部装置からのリクエスト信号に同期して、１対のSIN信号およびCOS信号、または、周期が異なる複数対のSIN信号およびCOS信号を同時にホールドし、順にＡ／Ｄ変換を行う。
Ａ／Ｄ変換が完了すると、変換された結果にもとづきCPU10は位置データを算出し、時刻(Ｔn＋Ｔd)において、時刻Ｔnにおける位置データθ(Ｔn)を、送受信回路14を介して外部装置にシリアルに送信する。
このように、従来装置においては、アナログ信号をホールドしてから位置データを送信するまでに多大な時間を要するため、位置データはＴd分の遅れを持って出力される。位置検出対象物が高速で移動(回転)している場合には、この遅れ時間により良好なサーボの制御特性が得られない。
この遅れ時間の補正方法として、例えば、特開平８−261794号公報に示されるように、今回サンプリングした位置データと前回以前にサンプリングした位置データとを用いて、遅れ時間における位置検出対象物の移動量を予測して、今回位置データにこの予測移動量を加算して出力する方法がある。
上述の従来の位置検出装置によれば、Ａ／Ｄ変換器に内蔵されているワンチップマイコンを使用することにより小型化および低コスト化が図れている。しかし、低コストのワンチップマイコンにおいては、通常、Ａ／Ｄ変換器が１つ内蔵され、その入力にマルチプレクサを持ち、アナログ入力チャンネルを増やす構成がとられているため、同時に複数のアナログ入力をＡ／Ｄ変換することはできない。従って、複数のアナログ信号の同時性を保つ必要がある場合には、信号数分のサンプルホールド回路を持つ必要があった。
位置検出対象物が移動する場合において、サンプルホールド回路を用いないと、最初にＡ／Ｄ変換されたデータに対して、他のデータはＡ／Ｄ変換に要する時間の分だけ移動した時のデータになり、これらのデータを用いて算出された位置データには誤差がある。特に、位置検出対象物が高速で移動している場合には、誤差が大きくなりサーボの制御特性が大幅に悪化する。
異なる複数の周期の電気角度データを合成する場合においては、各周期の電気角度データ間の同時性が保たれないため、電気角度データの合成が正常に行われなくなる。この現象は、位置検出対象物が高速で移動した場合に著しい。
また、サンプルホールド回路は、アナログスイッチ、信号保持用のコンデンサ、および、電圧ホロア回路から構成されるため、特に、周期の異なる複数対のSIN信号およびCOS信号を必要とする場合には、部品点数が増加し小型化、低コスト化の妨げになっていた。
従来の位置検出装置においては、増幅部は回路の安定性を得るために積分器を有する構成になり、サンプルホールド回路においては、コンデンサに電荷をチャージするため回路内にローパスフィルタが構成される。
位置検出対象物が高速で移動(回転)する場合には、アナログ信号の周波数が高くなるため、これらの積分器やローパスフィルタにもとづく位相遅れにより、周期の異なる複数の電気角度データ間での位相ずれが大きくなる。
このため、周期の異なる複数の電気角度データを正常に合成することができなくなるという問題点があった。
例えば、１回転で１周期の正弦波(1SINと呼ぶ)、１回転で１周期の余弦波(1COSと呼ぶ)、１回転で16周期の正弦波(16SINと呼ぶ)、１回転で16周期の余弦波(16COSと呼ぶ)、１回転で256周期の正弦波(256SINと呼ぶ)、１回転で256周期の余弦波(256COSと呼ぶ)、１回転で2048周期の正弦波(2048SINと呼ぶ)、および、１回転で2048周期の余弦波(2048COSと呼ぶ)からなる信号構成で、増幅部５の増幅回路を、抵抗Ｒa＝100kΩ、コンデンサＣa＝100pFの構成にし、サンプルホールド回路において、抵抗Ｒs＝100Ω、コンデンサＣs＝1000pFのローパスフィルタが構成されている場合を考えると、ロータリーモータが6000rpmで回転した場合においては、次に説明するような位相ずれが生じる。
1SINおよび1COSの周波数をf1、16SINおよび16COSの周波数をf16、256SINおよび256COSの周波数をf256、2048SINおよび2048COSの周波数をf2048とすると、
f1 ＝6000／60 ＝100.0(Hz)
f16 ＝(6000／60)・16 ＝ 1.6(kHz)
f256 ＝(6000／60)・256 ＝ 25.6(kHz)
f2048＝(6000／60)・2048＝204.8(kHz)
となる。
アナログ信号処理部での位相遅れ(マルチプレクサ８に入力される時点での位相遅れ)φdは次のように表される。
φd＝−tan-1(２πｆ・Ｃa・Ｒa)−tan-1(２πｆ・Ｃs・Ｒs)
1SINおよび1COSの位相遅れをφ１、16SINおよび16COSの位相遅れをφ16、256SINおよび256COSの位相遅れをφ256、2048SINおよび2048COSの位相遅れをφ2048とすると、
１回転で2048周期の信号(以下、2048周期信号と呼ぶ)における位相遅れは、１回転で256周期の信号(以下、256周期信号と呼ぶ)に換算すると、
φ2048／８＝−92.88／８＝−11.61°
になることから、2048周期信号に対して、256周期信号の方が、
φ256−(−11.61)＝−59.05−(−11.61)＝−47.44°(256周期信号相当)
遅れることになる。
位置データを合成するために許容できる位相変動は、
(256／2048)・360°＝45°
であるため、許容位相変動を越えており、正常な位置データの合成が行えなくなる。
この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、アナログ信号数分のサンプルホールド回路を用いることなく、位置検出対象の高速移動時にも誤差のない正確な位置データを出力する小型で安価な位置検出装置を得ることを目的とする。
発明の開示
本発明に係る位置検出装置は、位置検出対象の移動により正弦波および余弦波信号を生成する信号生成手段と、信号生成手段により生成された正弦波および余弦波信号を外部装置からのリクエスト信号の受信にもとづきデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、Ａ／Ｄ変換手段によるＡ／Ｄ変換中における位置検出対象の移動により生じる、正弦波信号デジタルデータおよび余弦波信号デジタルデータ間の位相ズレ量を、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度にもとづき推測して、正弦波信号デジタルデータおよび余弦波信号デジタルデータのいずれか一方の位相を補正し、一方の位相が補正されたこれらのデジタルデータにもとづき今回の位置データを算出する演算手段と、を備えるようにしたので、位置検出対象が高速で移動した際にも正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、位相ズレ量を、それぞれの対に対して、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測するようにしたので、さらに、位置検出対象が加減速中においても、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、位置検出対象の移動により、正弦波信号および余弦波信号からなる信号対を周期を変えて複数生成する信号生成手段と、外部装置からのリクエスト信号の受信にもとづき、信号対のそれぞれの信号を順次デジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出された前回の移動速度にもとづき、信号対の一方の信号のＡ／Ｄ変換時間により生じる信号対のデジタルデータにおける位相差を補正し、補正された信号対のデジタルデータにもとづき第１電気角度データを算出するとともに、リクエスト信号の受信から信号対のＡ／Ｄ変換までの時間における位置検出対象の移動量を示す第２電気角度データを前回の移動速度にもとづき算出し、第１、第２電気角度データにもとづき第３電気角度データを求める処理を、それぞれの信号対について行い、その結果にもとづき今回の位置データを算出する演算手段と、を備えるようにしたので、位置検出対象が高速で移動した際にも、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、算出されたそれぞれの第３電気角度データに周期に応じた重み付けを行い、その結果を重ね合せて今回の位置データを算出するようにしたので、位置検出対象が高速で移動した際にも、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、位相ズレ量を、それぞれの対に対して、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測するようにしたので、さらに、位置検出対象が加減速中においても、分解能の高い正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、さらに、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度にもとづき前回のアナログ信号処理回路内の位相遅れ要因により生じるアナログ信号の位相遅れデータを予測し、この予測結果をさらに用いて今回の上記位置データを算出するようにしたので、さらに、一層精度のよい正確な位置データを得ることができる効果がある。
また、演算手段は、さらに、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度と、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度と、にもとづき前回のアナログ信号処理回路内の位相遅れ要因により生じるアナログ信号の位相遅れデータを予測し、この予測結果をさらに用いて今回の上記位置データを算出するようにしたので、位置検出対象が加減速中においても、さらに、一層精度のよい正確な位置データを得ることができる効果がある。
【図面の簡単な説明】
第１図は、この発明の実施の形態１〜６による位置検出器を示すブロック図である。
第２図は、この発明の実施の形態１、２による位置検出器の動作を示すタイミング図である。
第３図は、この発明の実施の形態１による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第４図は、この発明の実施の形態２による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第５図は、この発明の実施の形態３、４による位置検出器の動作を示すタイミング図である。
第６図は、この発明の実施の形態３による位置検出器の周期間位相補正の動作を示すフロー図である。
第７図は、この発明の実施の形態４による位置検出器の周期間位相補正の動作を示すフロー図である。
第８図は、この発明の実施の形態５、６による位置検出器の動作を示すタイミング図である。
第９図は、この発明の実施の形態５による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第10図は、この発明の実施の形態６による位置検出器における位相補正の動作を示すフロー図である。
第11図は、従来の位置検出器を示すブロック図である。
第12図は、従来の位置検出器における絶対位置データ作成の説明図である。
第13図は、従来の位置検出器の動作を示すタイミング図である。
発明を実施するための最良の形態
発明の実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による位置検出器のブロック構成図である。図において、12は算出された位置データθ(Ｔn-1)、(Ｔn-2)、および(Ｔn-3)が記憶されるRAMである。
11はデジタルデータから位置データを求める際に必要な、１チャンネルをＡ／Ｄ変換に要する時間Ｔad(既知)、外部装置からのリクエスト周期Ｔr(既知)、位相補正に必要なCOSテーブル、TANテーブル、TAN-1テーブル、および、各周期のアナログ信号の遅れ要因となる遅れ時定数τＮ(Ｎは整数)が記憶されているROMである。
図２は、図１に示す位置検出器の動作を示すタイミングである。図において、Ａ／Ｄ変換の順番はSIN信号、COS信号の順に行う場合が示されているが、この順番は逆になっても良い。
SIN信号のデジタルデータは、時点Ｔnにおけるデータ、SINθ(Ｔn)となっているのに対し、COS信号のデジタルデータは、時点(Ｔn＋Ｔad)におけるデータ、COS(θ(Ｔn)＋θ(Ｔad))となっている。
時点TnにおけるCOSデータ、COSθ(Ｔn)は、次に説明する位相補正処理により算出する。
図３は、位相補正処理のフロー図である。図において、まず、２回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-2)、１回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-1)、および、外部装置からのリクエスト周期Ｔrから前回のリクエスト間の移動速度Δθn-1、を算出する(ステップS301)。
次に、Δθn-1、および、１チャンネルをＡ／Ｄ変換に要する時間Ｔadから、SIN信号のＡ／Ｄ変換中における移動量θ(Ｔad)を予測する(ステップS302)。
θ(Ｔad)をアドレスとして、COSテーブルからCOSθ(Ｔad)を、TANテーブルからTANθ(Ｔad)を、それぞれ引き出す(ステップS303)。
次に、SINθ(Ｔn)、COSθ(Ｔad)、および、TANθ(Ｔad)からCOSθ(Ｔn)を算出する(ステップS304)。
この算出式は、次の、三角関数の定理から容易に導き出せる。
COS(θ(Ｔn)＋θ(Ｔad))
＝COSθ(Ｔn)・COSθ(Ｔad)−SINθ(Ｔn)・SINθ(Ｔad)
COS信号を先にＡ／Ｄ変換し、SIN信号を後からＡ／Ｄ変換する場合には、ステップS301からステップS303までは上述の場合と同様に処理し、SIN信号を位相補正処理するため、ステップS304の代わりにステップS305を実行することにより同様に補正することができる。
以上の位相補正処理により、一方の信号のＡ／Ｄ変換中における位置検出対象物の移動にもとづく他方の信号の位相進みが補正され、正確な位置データの算出が可能になる。
また、この位相補正処理により、正弦波信号と余弦波信号の同時性を保つ必要がないため、従来必要とされていた信号数分のサンプルホールド回路を用いる必要がなくなり、小型で安価な位置検出装置を得ることができる。
発明の実施の形態２．
発明の実施の形態１に示した位相補正処理においては、移動速度Δθn-1を一定として、一方の信号のＡ／Ｄ変換中における位置移動量θ(Ｔad)を予測するようにしている。リクエスト周期が充分短い場合には、この予測で充分であるが、位置検出対象物が加減速中においては、リクエスト周期に比して加減速値が大きいと、精度の高い予測ができず十分な精度が得られない。
図４は、位置検出対象物が加減速中においても精度の高い予測ができる本発明の実施の形態２による位相補正処理のフロー図である。
図において、図３と同じ符号の処理は図３の場合と同様なので説明を省略する。
ステップS401では、３回前のリクエスト受信時に算出した位置データθ(Ｔn-3)、２回前のリクエスト受信時に算出した位置データθ(Ｔn-2)、および、１回前のリクエスト受信時に算出した位置データθ(Ｔn-1)にもとづき前回リクエスト時の移動加速度Δ2θn-1を算出する。
ステップS402では、移動速度Δθn-1、および、移動加速度Δ2θn-1にもとづき一方の信号のＡ／Ｄ変換中における位置検出対象物の移動量θ(Ｔad)を予測する。
この処理により、位置検出対象物が加減速中においても、位相進みによる位置データの誤差を軽減でき、精度の高い移動量の推測が可能になる。
発明の実施の形態３．
図５は、この発明の実施の形態３による、異なる周期の複数のアナログデータにもとづき位置データを算出する位置検出器の動作を示すタイミング図である。
外部装置から送られてくる図のリクエスト信号に同期して、アナログ信号のＡ／Ｄ変換が開始される。
CPUは、１回転でＮ周期(以後、単にＮ周期と呼ぶ。Ｎは整数である。)のSIN信号、および、Ｎ周期のCOS信号のＡ／Ｄ変換が終了した時点で、発明の実施の形態１および発明の実施の形態２において説明した位相補正処理により、Ｎ周期のCOS信号の位相補正を行い、Ｎ周期の第１電気角度データθN(Ｔn)、例えば、Ｎ周期の電気角度データθN(Ｔn)を算出する。
同様に、１回転でＭ周期(以後、単にＭ周期と呼ぶ。ＭはＮより小さい整数である。)のCOS信号の位相補正を行い、Ｍ周期の第１電気角度データ、例えば、Ｍ周期の電気角度データを算出する。
Ｍ周期の電気角度データは、時刻(Ｔn＋Ｔad2)における電気角度データ、θM(Ｔn＋Ｔad2)となる。
このような、周期別に時刻の異なる電気角度データを、次に説明する周期間位相補正処理により補正した後、電気角度データを合成して位置データを算出する。
図６は、Ｎ周期の電気角度データとＭ周期の電気角度データとの間での周期間位相補正処理のフロー図である。
２回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-2)、１回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-1)、および、外部装置からのリクエスト周期Ｔrにもとづき前回のリクエスト間の移動速度Δθn-1を算出する(ステップS601)。
次に、前回のリクエスト間の移動速度Δθn-1と、Ｎ周期のSIN信号のＡ／Ｄ変換開始からＭ周期のSIN信号のＡ／Ｄ変換開始までの時間Ｔad2と、にもとづき時間Ｔad2における移動量θ(Ｔad2)を予測する(ステップS602)。
次に、時間Ｔad2における移動量θ(Ｔad2)、位置検出器の分割数Ｊ、Ｍ周期の信号の電気角度データの分割数Ｋ、および、Ｍにもとづき時間Ｔad2におけるＭ周期の第２電気角度データ、例えば、Ｍ周期の電気角度データの変化量θM(Ｔad2)を算出する。なお、分割数Ｊおよび分割数Ｋは整数である(ステップS603)。
補正前のＭ周期の電気角度データθM(Ｔn＋Ｔad2)から、時間Ｔad2における電気角度データの変化量θM(Ｔad2)を減算することにより、補正されたＭ周期の第３電気角度データ、例えば、Ｍ周期の電気角度データθM(Ｔn)を算出する(ステップS604)。
以上のように補正することにより、Ａ／Ｄ変換時間中における位置検出対象物移動にもとづく周期の異なる電気角度データ間の位相ずれが補正され、正確な位置データの合成が可能になる。
発明の実施の形態４．
図７は、この発明の実施の形態４による、異なる周期の複数のアナログデータから位置データが算出される位置検出器における周期間位相補正処理のフロー図である。
図において、図６と同じ符号の処理は図６の場合と同様なので説明を省略する。
ステップS701、および、ステップS702は、図４におけるステップS401、および、ステップS402と同様の、時間Ｔad2における移動量θ(Ｔad2)を予測するための処理である。この図７に示される処理によれば、位置検出対象物が加減速中においても、より精度の高い移動量の推測が可能になり、周期間位相補正が一層精度よく行われるので正確な位置データの合成が可能になる。
発明の実施の形態５．
図８は、この発明の実施の形態５による、異なる周期の複数のアナログ信号から位置データが算出される位置検出器の動作のタイミング図である。
図に示されるように、外部装置からのリクエスト信号に同期して、アナログ信号のＡ／Ｄ変換が開始される。
CPUは、Ｎ周期のSIN信号、および、Ｎ周期のCOS信号のＡ／Ｄ変換が終了した時点で、発明の実施の形態１および発明の実施の形態２において説明した位相補正処理により、Ｎ周期のCOS信号の位相補正を行い、Ｎ周期の電気角度データθN(Ｔn)を算出する。同様にして、Ｍ周期の電気角度データも算出される。
それぞれの周期のアナログ信号は、アナログ信号処理回路の遅れ要素の影響により、位相が遅れた信号になっているため、得られた各周期の電気角度データは真の位置に対して遅れている。
このアナログ信号処理回路の影響による位相遅れを、電気角度データ位相補正処理により補正し、発明の実施の形態３および発明の実施の形態４において説明した周期間位相補正を行い、補正後の電気角度データを合成して位置データを算出する。
図９は、Ｎ周期の電気角度データの位相補正処理のフロー図である。図に示すように、まず、２回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-2)、１回前のリクエスト時に作成した位置データθ(Ｔn-1)、および、外部装置からのリクエスト周期Trにもとづき前回のリクエスト間の移動速度Δθｎ−１を算出する(ステップS901)。
この移動速度Δθn-1、外部装置からのリクエスト周期Ｔr、Ｎ、および、ＪにもとづきＮ周期信号の周波数ＦNを予測する(ステップS902)。
なお、ステップS902における演算式において、Δθn-1は前回の移動速度であり、単位は、pulse／secである。位置検出器の分割数Ｊは、軸の１回転当りのパルス数なので、(Δθn-1／Ｊ)は前回の移動における軸の回転数、すなわち、１周期信号の周波数であり、(Ｎ・Δθn-1／Ｊ)は前回の移動におけるＮ周期信号の周波数である。
次に、ROM内のTAN-1テーブルから、ＦN×τNをアドレスとして、周期に依存する位相遅れ量θANを読出す(ステップS903)。
τNはアナログ回路の時定数である。それぞれの周波数で時定数が異なる場合を想定して添字Ｎを付している。
なお、時定数がτNであるときの位相遅れφNは、
φN＝−tan-1(２πｆ・τN)
となる。
次に、上述の真の位置に対して遅れた電気角度データθN(Ｔn)に、この位相遅れ量θANを加算することにより、補正された電気角度データθN(Ｔn)’を算出する(ステップS904)。
このように、アナログ信号処理回路における遅れ要因にもとづく電気角度データの遅れが補正され、正確な位置データの合成が可能になる。
また、この電気角度データ位相補正処理により、周波数の高いアナログ信号を処理する位置検出装置においても、精度を損なうことなくアナログ信号処理回路の安定化のためのフィルタ等を用いることが可能となる。また、高価で応答速度の速い電子部品を使用する必要がなくなるという効果がある。
発明の実施の形態６．
図１０は、この発明の実施の形態６による、異なる周期の複数のアナログ信号から位置データが算出される位置検出器において、Ｎ周期の電気角度データの電気角度データ位相補正処理を示すフロー図である。
図において、図９と同じ符号の処理は図９の場合と同様なので説明を省略する。
ステップS1001は、今回の移動速度Δθn-1を、より正確に予測するための処理である。
この図10に示す処理によれば、位置検出対象物が加減速中においても、Ｎ周期の電気角度データのアナログ信号処理回路での遅れ要因による遅れ量が補正され、正確な位置データの合成が可能になる。
産業上の利用可能性
以上のように、本発明にかかる位置検出装置は、制御対象が高速で移動する位置決め制御装置等の各種装置において、低コストで正確な位置検出を行う必要がある場合に有用である。
Claims (8)
- 位置検出対象の移動により正弦波および余弦波信号を生成する信号生成手段と、上記信号生成手段により生成された正弦波および余弦波信号を外部装置からのリクエスト信号の受信にもとづきデジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、上記Ａ／Ｄ変換手段によるＡ／Ｄ変換中における上記位置検出対象の移動により生じる、上記正弦波信号デジタルデータおよび上記余弦波信号デジタルデータ間の位相ズレ量を、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度にもとづき推測して、上記正弦波信号デジタルデータおよび余弦波信号デジタルデータのいずれか一方の位相を補正し、一方の位相が補正されたこれらのデジタルデータにもとづき今回の上記位置データを算出する演算手段と、を備えた位置検出装置。
- 演算手段は、位相ズレ量を、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測することを特徴とする請求項１記載の位置検出装置。
- 位置検出対象の移動により、正弦波信号および余弦波信号からなる信号対を周期を変えて複数生成する信号生成手段と、
外部装置からのリクエスト信号の受信にもとづき、上記信号対のそれぞれの信号を順次デジタルデータに変換するＡ／Ｄ変換手段と、
２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出された前回の移動速度にもとづき、上記信号対の一方の信号のＡ／Ｄ変換時間により生じる上記信号対のデジタルデータにおける位相差を補正し、補正された上記信号対のデジタルデータにもとづき第１電気角度データを算出するとともに、上記リクエスト信号の受信から上記信号対のＡ／Ｄ変換までの時間における上記位置検出対象の移動量を示す第２電気角度データを上記前回の移動速度にもとづき算出し、上記第１、第２電気角度データにもとづき第３電気角度データを求める処理を、それぞれの上記信号対について行い、その結果にもとづき今回の上記位置データを算出する演算手段と、を備えた位置検出装置。 - 演算手段は、算出されたそれぞれの第３電気角度データに周期に応じた重み付けを行い、その結果を重ね合せて今回の上記位置データを算出することを特徴とする請求項３記載の位置検出装置。
- 演算手段は、位相ズレ量を、それぞれの対に対して、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測することを特徴とする請求項３記載の位置検出装置。
- 演算手段は、位相ズレ量を、それぞれの対に対して、さらに、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度を用いて、推測することを特徴とする請求項４記載の位置検出装置。
- 演算手段は、さらに、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度にもとづき前回のアナログ信号処理回路内の位相遅れ要因により生じるアナログ信号の位相遅れデータを予測し、この予測結果をさらに用いて今回の上記位置データを算出することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の位置検出装置。
- 演算手段は、さらに、２回前および１回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前回の移動速度と、３回前および２回前のリクエスト受信時における位置データの差により算出した前々回の移動速度と前回の移動速度との差により算出した前回の移動加速度と、にもとづき前回のアナログ信号処理回路内の位相遅れ要因により生じるアナログ信号の位相遅れデータを予測し、この予測結果をさらに用いて今回の上記位置データを算出することを特徴とする請求項１乃至請求項６のいずれかに記載の位置検出装置。
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