JPH0611476Y2 - 周期測定回路 - Google Patents
周期測定回路Info
- Publication number
- JPH0611476Y2 JPH0611476Y2 JP5558587U JP5558587U JPH0611476Y2 JP H0611476 Y2 JPH0611476 Y2 JP H0611476Y2 JP 5558587 U JP5558587 U JP 5558587U JP 5558587 U JP5558587 U JP 5558587U JP H0611476 Y2 JPH0611476 Y2 JP H0611476Y2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- digital
- signal
- digital filter
- filter
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
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- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measuring Frequencies, Analyzing Spectra (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】 ＜産業上の利用分野＞ この考案は、周期性のあるアナログ信号の周期をもとめ
る回路に関し、とくにロータリーエンコーダに用いて好
適な周期測定回路に関するものである。
る回路に関し、とくにロータリーエンコーダに用いて好
適な周期測定回路に関するものである。
＜従来技術＞ ロータリーエンコーダはモータ等の回転機の回転速度や
アーム等の回転角度をもとめるために用いられる。この
様なロータリーエンコーダの構造を第６図に示す。この
図において、１はコード板であり、その中心にあるシャ
フト２はモータ等のシャフトに接続されている。このコ
ード板１の円周に沿って透孔スリット３が形成されてい
る。４は光源であり、この光源４からの光はレンズ５で
平行光に変換されて透孔スリット３に照射される。この
透孔スリット３を透過した光はイメージセンサ６で検出
される。イメージセンサ６には複数（図では４個）の光
電変換素子が平行に配置されており、そのピッチは透孔
スリット３のピッチの整数分の１に選定される。これら
光電変換素子の出力はスイッチアレイ７に配置されたス
イッチＳＷ１〜ＳＷ４を介して増幅器８に入力され、合
成されかつ増幅される。この増幅器８の出力はローパス
フィルタ９でノイズ分を除去され、コンパレータ１０で
デジタル信号に変換され、さらにＦ／Ｖ変換器１１でア
ナログ信号に変換されてその周期が測定される。
アーム等の回転角度をもとめるために用いられる。この
様なロータリーエンコーダの構造を第６図に示す。この
図において、１はコード板であり、その中心にあるシャ
フト２はモータ等のシャフトに接続されている。このコ
ード板１の円周に沿って透孔スリット３が形成されてい
る。４は光源であり、この光源４からの光はレンズ５で
平行光に変換されて透孔スリット３に照射される。この
透孔スリット３を透過した光はイメージセンサ６で検出
される。イメージセンサ６には複数（図では４個）の光
電変換素子が平行に配置されており、そのピッチは透孔
スリット３のピッチの整数分の１に選定される。これら
光電変換素子の出力はスイッチアレイ７に配置されたス
イッチＳＷ１〜ＳＷ４を介して増幅器８に入力され、合
成されかつ増幅される。この増幅器８の出力はローパス
フィルタ９でノイズ分を除去され、コンパレータ１０で
デジタル信号に変換され、さらにＦ／Ｖ変換器１１でア
ナログ信号に変換されてその周期が測定される。
この様な構成のロータリーエンコーダにおいて、スイッ
チＳＷ１〜ＳＷ４を順番にかつ互いに重ならないように
オンすると、増幅器８の出力は第７図（Ａ）に示すよう
な階段状の波形になる。この波形の周期はコード板１が
静止しているとイメージセンサ６のスキャン周期に一致
し、また透孔スリット３とイメージセンサ６の相対位置
が変化するとその位相が変化する。さらにコード板１が
連続的に回転するとその周期が変化する。この階段状波
形をローパスフィルタ９により（Ｂ）に示すように滑か
な波形に変換し、（Ｃ）に示すようにコンパレータ１０
でデジタル信号に変換する。このコンパレータ１０の出
力の周波数Ｆは、 Ｆ＝Ｆｃ±ｋ・ｓ Ｆｃ：コード板１が静止しているときの周波数 ｓ：透孔スリットの線速度 ｋ：定数 になるから、周波数Ｆを測定することによりコード板１
の回転数をもとめることができる。なお、第７図（Ａ）
の波形は透孔スリット３の１ピッチ間にイメージセンサ
６の光電変換素子が１０個ある場合の例である。この様
なロータリーエンコーダでは周期をもとめるためにロー
パスフィルタ９で雑音成分を取除いた後コンパレータ１
０でパルス列に変換し、それをＦ／Ｖコンバータ１１で
アナログ信号に変換した後その周期を測定している。
チＳＷ１〜ＳＷ４を順番にかつ互いに重ならないように
オンすると、増幅器８の出力は第７図（Ａ）に示すよう
な階段状の波形になる。この波形の周期はコード板１が
静止しているとイメージセンサ６のスキャン周期に一致
し、また透孔スリット３とイメージセンサ６の相対位置
が変化するとその位相が変化する。さらにコード板１が
連続的に回転するとその周期が変化する。この階段状波
形をローパスフィルタ９により（Ｂ）に示すように滑か
な波形に変換し、（Ｃ）に示すようにコンパレータ１０
でデジタル信号に変換する。このコンパレータ１０の出
力の周波数Ｆは、 Ｆ＝Ｆｃ±ｋ・ｓ Ｆｃ：コード板１が静止しているときの周波数 ｓ：透孔スリットの線速度 ｋ：定数 になるから、周波数Ｆを測定することによりコード板１
の回転数をもとめることができる。なお、第７図（Ａ）
の波形は透孔スリット３の１ピッチ間にイメージセンサ
６の光電変換素子が１０個ある場合の例である。この様
なロータリーエンコーダでは周期をもとめるためにロー
パスフィルタ９で雑音成分を取除いた後コンパレータ１
０でパルス列に変換し、それをＦ／Ｖコンバータ１１で
アナログ信号に変換した後その周期を測定している。
＜考案が解決すべき問題点＞ しかしながらこの様な周期測定回路はそのほとんどをア
ナログ的に処理する構成であるため、 ローパスフィルタ、コンパレータ、Ｆ／Ｖ変換器等の
構成が複雑になるため回路自体が高価になりかつ設計が
難しくなる。
ナログ的に処理する構成であるため、 ローパスフィルタ、コンパレータ、Ｆ／Ｖ変換器等の
構成が複雑になるため回路自体が高価になりかつ設計が
難しくなる。
ドリフトが発生すると誤差が大きくなり、精度が低下
する。そのためドリフト発生を防止しなければならず、
設計、整数が複雑になる。
する。そのためドリフト発生を防止しなければならず、
設計、整数が複雑になる。
という欠点があった。
＜考案の目的＞ この考案の目的は、デジタル的に信号を処理することに
より、設計、整数が簡単でかつ精度の高い周期測定回路
を提供することにある。
より、設計、整数が簡単でかつ精度の高い周期測定回路
を提供することにある。
＜問題点を解決するための手段＞ 前記問題点を解決するために、雑音成分を有するアナロ
グ信号が入力されこのアナログ信号をデジタル信号に変
換するＡＤ変換と、 このＡＤ変換部の出力が入力され所定の周波数以外の周
波数成分を抑圧するデジタルフィルタと、 このデジタルフィルタの出力信号からゼロ交差時間を求
め、このゼロ交差時間から周期をもとめる補間演算部と
を備えたものである。
グ信号が入力されこのアナログ信号をデジタル信号に変
換するＡＤ変換と、 このＡＤ変換部の出力が入力され所定の周波数以外の周
波数成分を抑圧するデジタルフィルタと、 このデジタルフィルタの出力信号からゼロ交差時間を求
め、このゼロ交差時間から周期をもとめる補間演算部と
を備えたものである。
＜実施例＞ 第１図に本考案に係る周期測定回路の一実施例を示す。
この図において、２０はＡＤ変換部であり、第６図で示
したロータリーエンコーダ等からの信号ｙ（ｔ）が入力
され、デジタル信号ｙ＊に変換する。このデジタル信号
ｙ＊はローパス特性を有するデジタルフィルタ２１に入
力され、雑音成分が除去される。このデジタルフィルタ
２１の出力は補間演算部２２に入力されてその周期が演
算される。
この図において、２０はＡＤ変換部であり、第６図で示
したロータリーエンコーダ等からの信号ｙ（ｔ）が入力
され、デジタル信号ｙ＊に変換する。このデジタル信号
ｙ＊はローパス特性を有するデジタルフィルタ２１に入
力され、雑音成分が除去される。このデジタルフィルタ
２１の出力は補間演算部２２に入力されてその周期が演
算される。
第２図にデジタルフィルタの構成例を示す。このデジタ
ルフィルタはＦＩＲ（finite impulse response）型と
呼ばれるものである。デジタルフィルタは時系列入力信
号Ｘｉにデジタル演算を施してフィルタリングを行うも
のであり、ＦＩＲ型においてはフィルタリング結果ｙＴ
は、 ｙＴ＝Σｈ（ｉ）・ｘｉ……（１） になる。ｈ（ｉ）はインパルス応答係数を表わす。第２
図はこの演算を実行する回路の一例であり、２３は縦接
続されたレジスタ、２４はこれらデレジスタ２３の出力
が入力されインパルス応答係数と乗算される乗算器、２
５はこれら乗算器２４の出力を加算する加算器である。
時系列入力信号ｘｉはレジスタ２３の左端のレジスタに
入力され、順にシフトされる。これらレジスタの出力は
乗算器２４で対応するインパルス応答係数ｈ（ｉ）（ｉ
＝Ｏ〜Ｎ）と乗算される。この乗算された値は加算器２
５で加算される。この様にして前記（１）式の演算が実
行される。インパルス応答係数ｈ（ｉ）の値およびフィ
ルタ次数Ｎを変えることにより、フィルタの特性を変え
ることができる。
ルフィルタはＦＩＲ（finite impulse response）型と
呼ばれるものである。デジタルフィルタは時系列入力信
号Ｘｉにデジタル演算を施してフィルタリングを行うも
のであり、ＦＩＲ型においてはフィルタリング結果ｙＴ
は、 ｙＴ＝Σｈ（ｉ）・ｘｉ……（１） になる。ｈ（ｉ）はインパルス応答係数を表わす。第２
図はこの演算を実行する回路の一例であり、２３は縦接
続されたレジスタ、２４はこれらデレジスタ２３の出力
が入力されインパルス応答係数と乗算される乗算器、２
５はこれら乗算器２４の出力を加算する加算器である。
時系列入力信号ｘｉはレジスタ２３の左端のレジスタに
入力され、順にシフトされる。これらレジスタの出力は
乗算器２４で対応するインパルス応答係数ｈ（ｉ）（ｉ
＝Ｏ〜Ｎ）と乗算される。この乗算された値は加算器２
５で加算される。この様にして前記（１）式の演算が実
行される。インパルス応答係数ｈ（ｉ）の値およびフィ
ルタ次数Ｎを変えることにより、フィルタの特性を変え
ることができる。
第３図にこのデジタルフィルタの特性の一例を示す。こ
の図において、２６は第７図（Ａ）で示したロータリー
エンコーダの出力波形のスペクトル、ｆｃは出力波形の
基本波、ｆｓはＡＤ変換部２０のサンプリング周波数、
２７は第２図で示したデジタルフィルタの特性、２８は
従来のアナログフィルタの特性の一例である。ロータリ
ーエンコーダの出力は階段状であるために高調波成分が
多く存在する。また、アナログデジタル変換の過程で不
要なエイリアジングが入込むこともある。従来のアナロ
グフィルタはその特性が緩かであるためこの高調波成分
を充分に除去できないが、デジタルフィルタは容易に急
峻な特性を得ることができるので、高調波成分を完全に
除去できる。また、デジタルフィルタは正確な線形位相
を実現することができる。
の図において、２６は第７図（Ａ）で示したロータリー
エンコーダの出力波形のスペクトル、ｆｃは出力波形の
基本波、ｆｓはＡＤ変換部２０のサンプリング周波数、
２７は第２図で示したデジタルフィルタの特性、２８は
従来のアナログフィルタの特性の一例である。ロータリ
ーエンコーダの出力は階段状であるために高調波成分が
多く存在する。また、アナログデジタル変換の過程で不
要なエイリアジングが入込むこともある。従来のアナロ
グフィルタはその特性が緩かであるためこの高調波成分
を充分に除去できないが、デジタルフィルタは容易に急
峻な特性を得ることができるので、高調波成分を完全に
除去できる。また、デジタルフィルタは正確な線形位相
を実現することができる。
第４図に補間による周期を求める手順を示す。この図に
おいて、２９は補間した出力波形、ｔ０〜ｔ３はＡＤ変
換部２０のサンプリング時間、ｙ０〜ｙ３は時間ｔ０〜
ｔ３におけるデジタルフィルタ２１の出力、ｔｓはサン
プリング周期である。出力値を補間した波形２９はデジ
タルフィルタ２１で高調波成分が除去されているのでほ
ぼ正弦波と見なして良いので、補間した波形２９が負か
ら正になる時間すなわちゼロ交差時間Ｔ０は、 Ｔ０＝ｔ１＋Δｔ＝ｔ１−ｔｓ・sin-1ｙ１／（sin-1ｙ
２−sin-1ｙ１） になる。精度を落して良いなら、 Ｔ０＝ｔ１−ｙ１ｔｓ／（ｙ２−ｙ１） としてもよい。ｔ１はサンプリング周期から正確に求め
ることができるので、上式からゼロ交差時間ｔ０を正確
に求めることができる。同様にして隣接するゼロ交差時
間を求めると周期が計算できる。
おいて、２９は補間した出力波形、ｔ０〜ｔ３はＡＤ変
換部２０のサンプリング時間、ｙ０〜ｙ３は時間ｔ０〜
ｔ３におけるデジタルフィルタ２１の出力、ｔｓはサン
プリング周期である。出力値を補間した波形２９はデジ
タルフィルタ２１で高調波成分が除去されているのでほ
ぼ正弦波と見なして良いので、補間した波形２９が負か
ら正になる時間すなわちゼロ交差時間Ｔ０は、 Ｔ０＝ｔ１＋Δｔ＝ｔ１−ｔｓ・sin-1ｙ１／（sin-1ｙ
２−sin-1ｙ１） になる。精度を落して良いなら、 Ｔ０＝ｔ１−ｙ１ｔｓ／（ｙ２−ｙ１） としてもよい。ｔ１はサンプリング周期から正確に求め
ることができるので、上式からゼロ交差時間ｔ０を正確
に求めることができる。同様にして隣接するゼロ交差時
間を求めると周期が計算できる。
第５図に本考案の他の実施例を示す。この実施例はデジ
タルフィルタと補間演算部を単一のＤＳＰ（digital si
gnal processer）で構成するようにしたものである。第
５図において、３０はアナログローパスフィルタであ
り、ＡＤ変換部２０によるエイリアジングを防止する。
このアナログローパスフィルタ３０の出力はＡＤ変換部
２０に入力され、デジタル信号に変換される。このデジ
タル変換された信号はＤＳＰ３１に入力され、デジタル
フィルタリングおよび補間演算が実行される。全体の動
作はタイミングコントローラ３２のタイミングパルスに
同期して行なわれる。またこのタイミングパルスは第６
図に示したスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の動作信号として用
いることもできる。デジタルフィルタ、補間演算の方法
は第１図実施例と同じなので省略する。
タルフィルタと補間演算部を単一のＤＳＰ（digital si
gnal processer）で構成するようにしたものである。第
５図において、３０はアナログローパスフィルタであ
り、ＡＤ変換部２０によるエイリアジングを防止する。
このアナログローパスフィルタ３０の出力はＡＤ変換部
２０に入力され、デジタル信号に変換される。このデジ
タル変換された信号はＤＳＰ３１に入力され、デジタル
フィルタリングおよび補間演算が実行される。全体の動
作はタイミングコントローラ３２のタイミングパルスに
同期して行なわれる。またこのタイミングパルスは第６
図に示したスイッチＳＷ１〜ＳＷ４の動作信号として用
いることもできる。デジタルフィルタ、補間演算の方法
は第１図実施例と同じなので省略する。
なお、これらの実施例ではデジタルフィルタの特性をロ
ーパスフィルタとしたが、バンドパスのような特性であ
ってもよい。
ーパスフィルタとしたが、バンドパスのような特性であ
ってもよい。
＜考案の効果＞ 以上実施例に基づいて具体的に説明したように、この考
案では雑音成分を有するアナログ信号の周期を求めるた
めに、このアナログ信号をデジタル信号に変換してデジ
タルフィルタに通し、その後補間演算を施して周期を求
めるようにした。そのため、回路構成が簡単になり、か
つデジタル演算でフィルタリングおよび補間演算を行う
ため高精度で再現性のある測定値が得られるという効果
がある。
案では雑音成分を有するアナログ信号の周期を求めるた
めに、このアナログ信号をデジタル信号に変換してデジ
タルフィルタに通し、その後補間演算を施して周期を求
めるようにした。そのため、回路構成が簡単になり、か
つデジタル演算でフィルタリングおよび補間演算を行う
ため高精度で再現性のある測定値が得られるという効果
がある。
また、インパルス応答係数等を変えるだけでフィルタの
特性を変えられるので、入力信号の特性に応じてフィル
タ特性を変えることができ、フレキシビリティが高くな
り、かつ耐ノイズ性が向上するという効果もある。
特性を変えられるので、入力信号の特性に応じてフィル
タ特性を変えることができ、フレキシビリティが高くな
り、かつ耐ノイズ性が向上するという効果もある。
第１図は本考案に係る周期測定回路の一実施例を示すブ
ロック図、第２図はデジタルフィルタの構成を示すブロ
ック図、第３図はフィルタの特性を示す特性曲線図、第
４図は補間演算の手順を説明する為の図、第５図は本考
案の他の実施例を示すブロック図、第６図はロータリー
エンコーダの構成および従来の周期測定回路の構成を示
す構成図、第７図は従来の周期測定回路の出力を示す特
性曲線図である。 ２０…ＡＤ変換部、、２１…デジタルフィルタ、２２…
補間演算部、２３…レジスタ、２４…乗算器、２５…加
算器、３０…アナログローパスフィルタ、３１…ＤＳ
Ｐ、３２…タイミングコントローラ。
ロック図、第２図はデジタルフィルタの構成を示すブロ
ック図、第３図はフィルタの特性を示す特性曲線図、第
４図は補間演算の手順を説明する為の図、第５図は本考
案の他の実施例を示すブロック図、第６図はロータリー
エンコーダの構成および従来の周期測定回路の構成を示
す構成図、第７図は従来の周期測定回路の出力を示す特
性曲線図である。 ２０…ＡＤ変換部、、２１…デジタルフィルタ、２２…
補間演算部、２３…レジスタ、２４…乗算器、２５…加
算器、３０…アナログローパスフィルタ、３１…ＤＳ
Ｐ、３２…タイミングコントローラ。
Claims (1)
- 【請求項１】雑音成分を有するアナログ信号が入力され
このアナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤ変換部
と、 このＡＤ変換部の出力が入力され所定の周波数以外の周
波数成分を抑圧するデジタルフィルタと、 このデジタルフィルタの出力信号からゼロ交差時間を求
め、このゼロ交差時間から周期をもとめる補間演算部と を備えたことを特徴とする周期測定回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5558587U JPH0611476Y2 (ja) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | 周期測定回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5558587U JPH0611476Y2 (ja) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | 周期測定回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63161370U JPS63161370U (ja) | 1988-10-21 |
| JPH0611476Y2 true JPH0611476Y2 (ja) | 1994-03-23 |
Family
ID=30883613
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5558587U Expired - Lifetime JPH0611476Y2 (ja) | 1987-04-13 | 1987-04-13 | 周期測定回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0611476Y2 (ja) |
-
1987
- 1987-04-13 JP JP5558587U patent/JPH0611476Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63161370U (ja) | 1988-10-21 |
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