JP4277887B2 - エンコーダ信号の補正回路 - Google Patents

Description

本発明は、直交する２相（Ａ相とＢ相）の正弦波信号を内挿処理して高分解能を得るエンコーダにおいて、２相の正弦波信号のオフセット／振幅、位相を補正する方法に関するものである。

回転型（またはリニア型）のエンコーダの位置検出は、一般的に発光素子と受光素子と、その間に格子状のスリットを形成した回転体（または移動体）から形成され、格子状のスリット間隔によって分解能が決定される。従って分解能を上げるために、スリット間隔を小さくすることが行われてきたが、加工精度や光の回折現象が原因でこの手法で分解能を上げるのには限界があった。

そこで近年では、回転体（または移動体）のスリット間の信号と同期した９０度位相差のあるＡ，Ｂ相の正弦波のアナログ信号を生成し、そのアナログ信号を内挿処理した信号と上記のスリットによって得られる信号を合成して分解能を上げる方法が一般的に行われている。

エンコーダの分解能を更に高くするためには、内挿処理の分解能を高くする必要があり、つまりはアナログ信号をディジタル信号に変換するＡＤコンバータの分解能を高くすることで全体の分解能を高くすることが可能となる。このＡＤコンバータはマイコンやＬＳＩに内蔵することも可能であるが、内蔵されたＡＤコンバータは分解能が高くても１０ｂｉｔであり、また精度も悪いというのが一般的であり、更に分解能を高くしていくには単体のＡＤコンバータＩＣを使用する必要がある。

ＡＤコンバータＩＣとマイコンやＬＳＩはパラレル方式とシリアル方式があるが、小型化やコストの面からもシリアル方式が有効である。しかし、シリアル方式はデータを送信するサンプリング周期が長くなるという課題がある。例えばＡＤコンバータのサンプリング周期が長い場合には、２相の正弦波信号の周波数が高くなったときに１周期当たりの検出数が少なくなってしまい、内挿処理の精度を上げるために必要であるオフセット／振幅／位相補正を精度よく行うことが困難である。

これを解決する方式として、２相の正弦波信号の振幅を周波数が高くなるときの減衰率をあらかじめメモリに記憶させておき、減衰分を補うように振幅補正量を変化させる手法がとられている（例えば、特許文献１参照）。
特開平７−２１８２８８公報

しかしながら特許文献１の手法では、２相の正弦波信号の減衰分については補正可能であるが、サンプリング周期が長くなり、２相の正弦波信号の周波数が高くなれば最大値や最小値を正確に検出できなくなり、補正値に誤差が生じてしまう。

図８は２相の正弦波信号の周波数が高い場合の最大値・最小値の検出の波形を示したものであり、図９が位相の誤差量を検出するために２相の正弦波信号の交点を検出する波形
を示したものである。周波数が高くなるとＡＤ変換手段２の変換サンプリング周期が長い影響が現れ、変換した正弦波信号は図８および図９のように階段状になるため、正確に最大値・最小値と位相誤差を検出することが困難になる。

最大値・最小値と位相誤差を含んだ状態で２相の正弦波信号を補正した波形は図１０のように歪んだ波形となってしまう。このような高い周波数の場合には振幅減衰率の補正を行ってもオフセット／振幅／位相の補正値に誤差が生じ、内挿処理の精度が悪化してしまうという課題があった。

本発明は上記従来の課題を解決するものであり、温度変化、経年変化によって２相の正弦波信号のオフセットや振幅、位相が変動しても精度よくこれらのずれを補正することができ、かつ２相の正弦波信号の周波数が高い場合にサンプリング周期の粗さによる影響を受けることがないエンコーダ信号の補正回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明は、直交するＡ相とＢ相の正弦波信号をディジタルデータに変換してＡ１信号とＢ１信号を生成するＡＤ変換手段と、Ａ１信号とＢ１信号の最大値と最小値を検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器で検出した最大値と最小値を用いてオフセットおよび振幅の誤差からオフセット／振幅の補正値を求めてオフセットと振幅を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正手段と、前記Ａ２信号とＢ２信号の位相誤差量を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器で検出した位相誤差量から位相の補正値を求め、９０度位相差となるＡ３信号とＢ３信号を生成する位相補正手段と、前記Ａ３信号とＢ３信号から位置データに変換する位置データ変換手段と、前記Ａ相とＢ相の周波数を検出する速度検出器と、前記速度検出器で検出した周波数に基づいて前記オフセット／振幅の補正値と前記位相の補正値の更新を有効／無効にする補正判定手段を備え、前記補正判定手段は、補正値の更新を有効／無効にする設定周波数にヒステリシス特性をもたせて、無効から有効に切替える設定周波数を、有効から無効に切替える設定周波数より低くした構成としている。

また、前記Ａ相とＢ相の正弦波信号の振幅の大きさを一定に制御するＬＥＤ光量補正回路をＡＤ変換手段の前段に備え、前記ＬＥＤ光量補正回路は、ＬＥＤ発光回路とＬＥＤ受光回路およびＬＥＤ光量制御回路を有し、前記ＬＥＤ受光回路は、正弦波信号生成用の受光素子と光量測定用の専用受光素子を有し、前記ＬＥＤ光量制御回路は、あらかじめ決定した基準電圧と前記専用受光素子で受光した測定光量が等しくなるように制御した光量制御信号を前記ＬＥＤ発光回路に出力する構成としてもよい。

また、前記補正判定手段は、前記速度検出器で検出した周波数が設定周波数１を超えたときに前記オフセット／振幅の補正値の更新を無効にし、設定周波数１以下となったときに前記オフセット／振幅の補正値の更新を有効にし、前記速度検出器で検出した周波数が設定周波数２を超えたときに前記位相の補正値の更新を無効にし、設定周波数２以下となったときに前記位相の補正値の更新を有効にする構成としてもよい。

本発明のエンコーダ信号の補正回路によれば、温度変化、経年変化によって２相の正弦波信号のオフセットや振幅、位相が変動しても精度よくこれらのずれを補正することができ、かつ２相の正弦波信号の周波数が高い場合にサンプリング周期の粗さによる影響を受けることがないエンコーダ信号の補正回路を得ることができる。

直交するＡ相とＢ相の正弦波信号の振幅の大きさを一定に制御するＬＥＤ光量補正回路
と、前記Ａ相とＢ相の正弦波信号をディジタルデータに変換してＡ１信号とＢ１信号を生成するＡＤ変換手段と、Ａ１信号とＢ１信号の最大値と最小値を検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器で検出した最大値と最小値を用いてオフセットおよび振幅の誤差からオフセット／振幅の補正値を求めてオフセットと振幅を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正手段と、前記Ａ２信号とＢ２信号の位相誤差量を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器で検出した位相誤差量から位相の補正値を求め、９０度位相差となるＡ３信号とＢ３信号を生成する位相補正手段と、前記Ａ３信号とＢ３信号から位置データに変換する位置データ変換手段と、前記Ａ相とＢ相の周波数を検出する速度検出器と、前記速度検出器で検出した周波数に基づいて前記オフセット／振幅の補正値と前記位相の補正値の更新を有効／無効にする補正判定手段を備え、前記ＬＥＤ光量補正回路は、ＬＥＤ発光回路とＬＥＤ受光回路およびＬＥＤ光量制御回路を有し、前記ＬＥＤ受光回路は、正弦波信号生成用の受光素子と光量測定用の専用受光素子を有し、前記ＬＥＤ光量制御回路は、あらかじめ決定した基準電圧と前記専用受光素子で受光した測定光量が等しくなるように制御した光量制御信号を前記ＬＥＤ発光回路に出力し、前記補正判定手段は、補正値の更新を有効／無効にする設定周波数にヒステリシス特性をもたせて、無効から有効に切替える設定周波数を、有効から無効に切替える設定周波数より低くしたエンコーダ信号の補正回路である。

本発明によるエンコーダ信号の位相補正回路について、図１から図５を用いて説明する。図１はオフセット／振幅補正、位相補正を含むエンコーダ信号処理回路のブロック図、図２はピーク値検出器の動作波形、図３は位相誤差検出器の動作波形、図４と図５は高周波時でのピーク値検出器と位相誤差検出器の動作波形を表している。

図１において、エンコーダから出力される原信号でアナログのＡ０信号とＢ０信号は、９０度位相差のあるＡ相とＢ相の正弦波信号である。一般的に発光素子と受光素子とスリット板から構成される。

発光素子はＬＥＤやレーザー光、受光素子はフォトダイオードやフォトトランジスタが用いられる。スリット板は、光を透過するガラスや樹脂材でできており、スリット板上に光を遮断する格子状のマスクを設けている。発光素子からの光は、スリット板を介して受光素子が透過した光を受けるように配置し、スリット板はエンコーダの回転体に設置されているため、回転すると正弦波の波形が受光素子から出力するようにスリット板の格子状の形が形成されている。

ＡＤ変換手段としてのＡＤ変換器２は、エンコーダから出力されるアナログ信号のＡ０信号、Ｂ０信号をディジタル信号に変換する。エンコーダから出力されるアナログ信号の振幅は数１００ｍＶであるため、増幅器などを用いて十数倍に増幅して、ＡＤ変換器２の入力レンジに合わせた電圧に変換して利用すれば、ディジタル信号の精度を高くすることができる。

ピーク検出器１５は、ＡＤ変換器２の出力信号であるＡ１信号、Ｂ１信号の最大値・最小値を検出する。図２はピーク検出器１５の動作波形を表しており、この図を用いて最大値・最小値の検出方法について説明する。

図２において、｜Ａ１｜信号と｜Ｂ１｜信号はＡ１信号とＢ１信号をそれぞれ絶対値変換したものである。｜Ａ１｜信号と｜Ｂ１｜信号の交点を検出して、交点信号１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄを生成する。この交点信号は図２に示すように１周期内を領域１〜領域４まで分割し、領域１ではＡ１信号の最大値を、領域２ではＢ１信号の最小値を、領域３ではＡ１信号の最小値を、領域４ではＢ１信号の最大値をそれぞれ検出する領域とす
る。

領域１の動作を説明すると、まず、交点信号１８ａを検出するとＡ１信号の前回値と今回値を比較し、今回値の方が大きい場合はラッチデータ１６ａ（ｍａｘ）を更新し、今回値の方が小さい場合はラッチデータ１６ａ（ｍａｘ）は更新しない。この動作を領域１の区間繰り返し、交点信号１８ｂを検出したときにＡ１信号の最大値としてラッチデータ１６ａ（ｍａｘ）を確定する。領域２、領域３、領域4の動作は領域１と同じなので省略す
る。このようにして、Ａ１信号、Ｂ１信号の最大値・最小値を検出することができる。

オフセット／振幅補正手段４は、ピーク検出器１５で検出した最大値・最小値信号１６を用いてＡ１信号、Ｂ１信号のオフセット除去と振幅の正規化を行う。

Ａ１信号とＢ１信号のオフセット（ＯＳ＿ＤＥＴａ、ＯＳ＿ＤＥＴｂ）は、最大値・最小値信号１６を用いて、式１から求めることができる。また、補正するオフセット値をＯＳ＿ＬＥＶＥＬ、オフセット除去後の信号をＡ１’信号とＢ１’信号とすると、式２からオフセットを除去することができる。

Ａ１信号とＢ１信号の振幅値（ＰＰ＿ＤＥＴａ、ＰＰ＿ＤＥＴｂ）についても最大値・最小値信号１６を用いて、式３で求めることができる。また、振幅の正規化する大きさをＫとすると、式４からオフセットと振幅の誤差を補正したＡ２信号とＢ２信号を求めることができる。

位相補正回路９は、位相補正手段６と、位相誤差検出器７とで構成されており、オフセット／振幅補正されたＡ２信号、Ｂ２信号の位相誤差を位相誤差検出器７で検出し、位相
誤差検出器７で検出した誤差量に基づき位相補正手段６でＡ２信号、Ｂ２信号の位相誤差を補正するＡ補正信号、Ｂ補正信号を用いて、９０度の位相差をもったＡ３信号、Ｂ３信号を出力する役割を行う。

この動作の詳細を図３を用いて説明する。図３は位相誤差のない場合のＡ２信号、Ｂ２信号を表している。オフセット／振幅補正手段４で振幅は大きさＫに正規化したので、Ａ２信号、Ｂ２信号の振幅はＫとなる。

位相誤差検出器７は、交点信号１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄを検出したときのＡ２信号、Ｂ２信号の交点の大きさを検出して、その交点値から位相補正量を演算処理して導出する。図３は、Ａ２信号を基準にしてＢ２信号の位相のみがαラジアン進んだＢ２’信号 となっている例である。Ａ２信号、Ｂ２’信号は式５のように表すことができる。このときのＡ２信号、Ｂ２’信号との交点は（π／４−α／２）ラジアン、（５π／４−α／２）ラジアンで交わり、その交点の大きさは、Ｋｓｉｎ（π／４−α／２）、Ｋｓｉｎ（５π／４−α／２）となる。

お互いの大きさは等しいので、Ｃ４５＝Ｋｓｉｎ（π／４−α／２）、Ｃ２２５＝Ｋｓｉｎ（５π／４−α／２）とすると、位相誤差α／２は式６で求めることができる。また、式６はＡ２信号を基準にしてＢ補正信号を求めたため、ｓｉｎ−１の式によって計算されるが、Ｂ２’信号を基準にしてｃｏｓ−１の式によって求めることができるのは明らかである。

また、位相補正手段６は式７、式８に基づいて位相誤差を補正することができる。ここでＫｐ１、Ｋｐ２は、Ａ補正信号、Ｂ補正信号を得るための位相補正ゲインであり、Ａ３信号とＢ３信号の位相差が９０度になるように位相補正ゲインを設定する。

次にＫｐ１およびＫｐ２の求め方について説明する。式７において、θ＝−α／２のときにＡ３信号が０となるようにすればよいので、Ｋｐ１は式９から求めることができる。

また、同様にして式８において、θ＝π／２−α／２のときにＢ３が０となるようにすればよいので、Ｋｐ２は式１０から求めることができる。

式９および式１０で求めたＫｐ１およびＫｐ２は、同じ式で表すことができるため、計算処理の負荷は半分となる。Ａ２信号、Ｂ２信号（Ｂ２’信号）は式６でα／２を求めて、式９または式１０で位相補正ゲインを求め、式７および式８を用いることで位相のずれを補正したＡ３信号、Ｂ３信号を得ることができる。

次に、位相を補正したＡ３信号、Ｂ３信号の大きさについて説明する。式７と式８の振幅の最大値は、それぞれθ＝π／２−α／２、θ＝−α／２の点であるため、これを式７および式８に代入するとＡ３信号、Ｂ３信号は式１１および式１２となり、図４に示すように同じ大きさで補正を行うことができる。２相信号の１周期内では交点が２つ存在するので、それぞれの交点で求めたＫｐを平均処理して使用してもよい。

次に、位置データ変換手段１０について説明する。９０度位相差のあるＡ３信号、Ｂ３信号を用いて式１３を用いれば内挿の角度データθＩＰ（１４）に容易に変換可能である。

次に、本発明の補正値更新回路２３について説明する。補正値更新回路２３は速度検出器２１と補正判定手段２２から構成されている。速度検出器２１は２相の正弦波信号の周波数信号１９を検出する。周波数はＡＤ変換手段２によって検出したＡ１信号とＢ１信号
のサンプリング間の移動量になるので、前回の検出値と今回の検出値の差を演算することで容易に求めることができる。

他の方法として、２相の正弦波信号をそれぞれの正弦波の中心値で比較して矩形波に変換し、変換した矩形波のエッジ間の時間を測定することで周波数を求めることができる。補正判定手段２２は、速度検出器２１で求めた周波数信号１９からの周波数情報を受けて、ある設定した周波数より周波数信号１９が高い場合にはオフセットと振幅と位相の補正値の更新を行わないようにするために、補正値更新信号２０（例えば、補正値の更新を無効とする場合はＬの信号）をピーク検出器１５と位相誤差検出器７に出力する。

また、設定した周波数より周波数信号１９が低い場合にはオフセットと振幅と位相の補正値の更新を行うために、補正値更新信号２０（例えば、補正値の更新を有効とする場合はＨの信号）をピーク検出器１５と位相誤差検出器７に出力する。

補正値更新信号を切替える周波数の設定は、正しく補正値を検出できる値に設定する。設定の目安として、２相の正弦波信号の１周期間で７２分割（５度刻みでサンプリング）以上検出できるように周波数を設定すれば補正値の誤差を小さく抑えることができる。２相の正弦波信号が温度や電源電圧、ノイズの影響によって変動しやすい場合は、エンコーダの位置検出精度が悪化するが分割数を小さく設定（例えば１０度刻みでサンプリング）してもよい。

また、補正値の更新する周波数の設定にはヒステリシス特性をもたせて、無効から有効に切替える周波数の設定は、有効から無効に切替える周波数の設定より低くすることで、安定した切替え動作となる。

図４および図５は２相の正弦波信号を内挿処理した結果を示しており、共に高周波動作の状態で正弦波の一周期間でＡＤ変換手段２のサンプリングが１４回の場合である。図４は従来手法で補正判定手段がない場合であり、図５は本発明の補正判定手段を設け、補正値の更新を無効にした場合の波形である。従来手法では補正値の検出が正常に行われないので、サンプリング間の差にばらつきがあるのに対し、本発明の手法ではほぼ一定とすることができる。

以上のように実施例１の回路構成と演算処理によって、経年変化によって２相の正弦波信号のオフセットや振幅、位相が変動しても精度よくこれらのずれを補正することができ、かつ２相の正弦波信号の周波数が高い場合にサンプリング周期の粗さによる影響を受けることがない高分解能のエンコーダを得ることができる。

図６を用いて本発明の実施例２について説明する。実施例１と異なるのは２相の正弦波信号Ａ０、Ｂ０を生成する構成にＬＥＤ光量補正回路３１を追加し、ＬＥＤ（発光素子）の劣化やＬＥＤや受光素子の温度特性による影響を受けず、Ａ０信号とＢ０信号の振幅を一定に保つ回路構成にした点であり、これについて説明する。

ＬＥＤ光量補正回路３１は、ＬＥＤ発光回路２５とＬＥＤ受光回路２７とＬＥＤ光量制御回路２９で構成されている。ＬＥＤ発光回路２５はＬＥＤ（発光素子）とＬＥＤに流す電流を調節するトランジスタで構成されている。

ＬＥＤに流す電流を多くすることでＬＥＤ発光量２６を大きくすることができる。ＬＥＤ受光回路２７はＰＤ（フォトダイオード）やＰＴＲ（フォトトランジスタ）等の受光素子と、オペアンプで構成されている。

受光素子はＬＥＤからの光を受けるとその光の量に応じて電圧に変換して出力する。これらの電圧は数百ｍＶと非常に小さな電圧値であるので、オペアンプで増幅して利用される。ＬＥＤ受光回路２７には正弦波信号生成用の受光素子だけでなく、光の量を測定するための受光素子が設けられており、測定した光の量は測定光量２８として出力される。

ＬＥＤ光量制御回路２９は測定光量２８とあらかじめ決定した基準電圧と比較して、等しくなるように比例積分制御等の制御回路によって光量制御信号３０を生成する。生成した光量制御信号３０はＬＥＤ発光回路２５に入力され、ＬＥＤに流す電流を調節する。

ＬＥＤ光量制御回路２９で設定した基準電圧は、ＬＥＤ光量補正回路３１で生成する２相の正弦波信号Ａ０信号、Ｂ０信号の振幅をＡＤ変換手段２の測定可能レベル内に収まるように設定すればよい。

以上のように実施例２の回路構成と演算処理によって、ＬＥＤ光量補正回路３１を設けることにより、２相の正弦波信号Ａ０信号、Ｂ０信号の振幅変動を小さくすることができるために、温度変化、経年変化に強く、かつ２相の正弦波信号の周波数が高い場合にサンプリング周期の粗さによる影響を受けることがない高分解能のエンコーダを得ることができる。

図７を用いて本発明の実施例３について説明する。実施例２と異なるのは補正判定手段２２で判定するための設定周波数を２種類備えている点であり、これについて詳細に説明する。

補正判定手段２２は、オフセットと振幅の補正値と位相の補正値の更新を有効にするか、無効にするかの信号をそれぞれ独自に設定することを可能にしている。２相の正弦波信号Ａ０信号とＢ０信号の周波数が高くなると、ＡＤ変換手段２のサンプリング周期が長いために、検出間隔が粗くなってしまう。

ピーク値検出器１５で検出する２相の正弦波信号のＡ１信号、Ｂ１信号については、ピーク値周辺の値は大きさの変化が小さいため、サンプリング周期の粗さの影響を受けにくい。そのため補正判定手段２２でオフセットと振幅の補正値の更新を決定する設定周波数１を高く設定することができる。

例えば、ピーク値は±８度のずれが発生しても１％しか減衰しない。１％の変動が許容できるシステムでは、２相の正弦波信号の１周期当たりのサンプリング数を２２．５（３６０／１６）となる周波数まで許容可能となる。位相の補正値は２相の正弦波信号のＡ２信号とＢ２信号の交点を検出しており、この交点値が１％変動する場合、角度の範囲は±０．６度となる。そのため補正判定手段２２で位相の補正値の更新を決定する設定周波数２は設定周波数１に比べて低く設定する。

以上のように実施例３の補正判定手段２２で設定する周波数をオフセットと振幅補正値用と位相補正値用の２種類独自に設定する構成とすることによって、２相の正弦波信号Ａ０信号、Ｂ０信号の振幅変動を小さくすることができるために、温度変化、経年変化に強く、かつ２相の正弦波信号の周波数が高い場合にサンプリング周期の粗さによる影響を受けることがない高分解能のエンコーダを得ることができる。

本発明のエンコーダ信号の位相補正回路は、サーボモータ制御装置に限らず、高分解能
の位置情報を得るためにエンコーダを搭載した装置に有用である。

本発明の実施例１におけるエンコーダ回路のブロック図 実施例１におけるピーク値検出器の動作波形の説明図 実施例１における位相誤差検出器の動作波形の説明図 補正判定手段を用いない正弦波信号を内挿処理した結果の説明図 実施例１における正弦波信号を内挿処理した結果の説明図 実施例２におけるエンコーダ回路のブロック図 実施例３におけるエンコーダ回路のブロック図 従来例における正弦波信号の最大値・最小値を検出する説明図 従来例における位相の誤差量を検出する説明図 従来例における補正後の正弦波信号の説明図

２ ＡＤ変換手段（ＡＤ変換器）
４ オフセット／振幅補正手段
６ 位相補正手段
７ 位相誤差検出器
９ 位相補正回路
１０ 位置データ変換手段
１３ 位相誤差補正量
１４ 内挿データ（内挿の角度データθＩＰ）
１５ ピーク検出器
１６、１６ａ、１６ｂ、１６ｃ、１６ｄ 最大値・最小値信号
１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、１８ｄ 最大値・最小値検出トリガ信号
１９ ２相の正弦波信号の周波数信号
２０、２０ａ、２０ｂ 補正値更新信号
２１ 速度検出器
２２ 補正判定手段
２３ 補正値更新回路
２４ 温度検出器
２５ ＬＥＤ発光回路
２６ ＬＥＤ発光量
２７ ＬＥＤ受光回路
２８ 測定光量
２９ ＬＥＤ光量制御回路
３０ 光量制御信号
３１ ＬＥＤ光量補正回路
Ａ０，Ｂ０ Ａ相、Ｂ相のアナログ原信号
Ａ１，Ｂ１ ディジタル変換後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ２，Ｂ２ オフセット／振幅補正後のＡ相、Ｂ相信号
Ａ３，Ｂ３ 位相補正後のＡ相、Ｂ相信号

Claims (3)

1. 直交するＡ相とＢ相の正弦波信号をディジタルデータに変換してＡ１信号とＢ１信号を生成するＡＤ変換手段と、Ａ１信号とＢ１信号の最大値と最小値を検出するピーク検出器と、前記ピーク検出器で検出した最大値と最小値を用いてオフセットおよび振幅の誤差からオフセット／振幅の補正値を求めてオフセットと振幅を補正してＡ２信号とＢ２信号を生成するオフセット／振幅補正手段と、前記Ａ２信号とＢ２信号の位相誤差量を検出する位相誤差検出器と、前記位相誤差検出器で検出した位相誤差量から位相の補正値を求め、９０度位相差となるＡ３信号とＢ３信号を生成する位相補正手段と、前記Ａ３信号とＢ３信号から位置データに変換する位置データ変換手段と、前記Ａ相とＢ相の周波数を検出する速度検出器と、前記速度検出器で検出した周波数に基づいて前記オフセット／振幅の補正値と前記位相の補正値の更新を有効／無効にする補正判定手段を備え、前記補正判定手段は、補正値の更新を有効／無効にする設定周波数にヒステリシス特性をもたせて、無効から有効に切替える設定周波数を、有効から無効に切替える設定周波数より低くしたことを特徴としたエンコーダ信号の補正回路。
2. 前記Ａ相とＢ相の正弦波信号の振幅の大きさを一定に制御するＬＥＤ光量補正回路をＡＤ変換手段の前段に備え、前記ＬＥＤ光量補正回路は、ＬＥＤ発光回路とＬＥＤ受光回路およびＬＥＤ光量制御回路を有し、前記ＬＥＤ受光回路は、正弦波信号生成用の受光素子と光量測定用の専用受光素子を有し、前記ＬＥＤ光量制御回路は、あらかじめ決定した基準電圧と前記専用受光素子で受光した測定光量が等しくなるように制御した光量制御信号を前記ＬＥＤ発光回路に出力する請求項１に記載のエンコーダ信号の補正回路。
3. 前記補正判定手段は、前記速度検出器で検出した周波数が設定周波数１を超えたときに前記オフセット／振幅の補正値の更新を無効にし、設定周波数１以下となったときに前記オフセット／振幅の補正値の更新を有効にし、前記速度検出器で検出した周波数が設定周波数２を超えたときに前記位相の補正値の更新を無効にし、設定周波数２以下となったときに前記位相の補正値の更新を有効にする請求項１または請求項２に記載のエンコーダ信号の補正回路。

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