JPH09292410A - 物理量検出装置 - Google Patents
物理量検出装置Info
- Publication number
- JPH09292410A JPH09292410A JP8108315A JP10831596A JPH09292410A JP H09292410 A JPH09292410 A JP H09292410A JP 8108315 A JP8108315 A JP 8108315A JP 10831596 A JP10831596 A JP 10831596A JP H09292410 A JPH09292410 A JP H09292410A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- movable electrode
- signal
- data
- energization
- electrode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
- G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
- G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
- G01P15/13—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by measuring the force required to restore a proofmass subjected to inertial forces to a null position
- G01P15/131—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by measuring the force required to restore a proofmass subjected to inertial forces to a null position with electrostatic counterbalancing means
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
- G01P15/02—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses
- G01P15/08—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values
- G01P15/125—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values by capacitive pick-up
Landscapes
- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Pressure Sensors (AREA)
Abstract
やオフセットの調整を容易に行うことができる物理量検
出装置を提供する。 【解決手段】 加速度に応答して変位する可動電極10
の両側に固定電極12,14を配置してなるセンサエレ
メント16を駆動する信号処理回路22において、信号
生成回路62は、固定電極12,14が交互に通電さ
れ、しかも可動電極10が所定位置となるようにその通
電比が制御される有効制御期間に、メモリ26に格納さ
れたデータM3に対応する期間だけ固定電極12,14
がいずれも非通電とされる無効制御期間を所定の割合で
挿入したPWM信号PA,PBを生成する。なお、セン
サエレメント16の感度は、可動電極10の位置制御に
寄与しない無効制御期間の長さに応じて変化するため、
メモリ26の設定値を変更するだけで、簡単に感度を調
整できる。
Description
ト等、所定の物理量に応答して変位する可動電極を、そ
の変位方向両側に設けられた固定電極への通電によって
生じる静電気力により位置制御し、その制御量から上記
物理量を検出する物理量検出装置に関する。
て、可動電極及び一対の固定電極を備えた検出素子と、
可動電極と各固定電極とで構成される差動コンデンサの
差動容量を検出する容量検出器と、検出される差動容量
に比例したデューティのパルス幅変調(PWM)信号を
生成するパルス幅変調器とを備え、パルス幅変調器の出
力を、一方の固定電極へはそのまま、他方の固定電極へ
は反転回路を介して印加して、一対の固定電極を交互に
通電することにより、各電極間の静電気力によって可動
電極が所定位置に保持されるように制御し、PWM信号
を検出出力とするように構成された加速度センサが知ら
れている。
れる検出素子は、例えば半導体基板上にエッチング等を
施すことにより形成され、その製造上のばらつきによっ
て、加速度センサの検出感度や検出出力のオフセットを
ばらつかせてしまうという問題があった。
65号公報には、パルス幅変調器の出力を、一方の固定
電極には第1反転回路を介して、他方の固定電極には第
1反転回路の出力を更に反転する第2反転回路を介して
印加すると共に、第1及び第2反転回路に電源を供給す
る第1の基準電圧源の電圧値を調整可能に構成し、また
電圧値を調整可能な第2の基準電圧源の出力を、加算器
を介して容量検出器の出力に加算するように構成した装
置が開示されている。
を調整することにより、第1及び第2反転回路を介して
各固定電極に印加されるPWM信号の波高値、延いては
各固定電極への通電時に可動電極との間に生じる静電気
力が変化するため、検出感度を調整することができ、ま
た、第2の基準電圧源の電圧値を調整することにより、
検出素子のオフセットに応じて容量検出器の出力に表れ
る誤差を相殺することができる。
うに基準電圧源の電圧値を調整する場合、通常、基準電
圧源を構成する抵抗の一部を薄膜抵抗とし、この薄膜抵
抗をトリミングして抵抗値を変化させることによって電
圧値を変化させるか、又は基準電圧源をA/D変換器に
より構成しなければならず、次のような問題があった。
によってパターンを焼き切って抵抗値を変化させるの
で、調整作業に手間を要するだけでなく、抵抗値を増大
の一方向にしか変化させることができず、調整に失敗し
た場合に再調整できないため、調整が難しいという問題
があった。
いる場合、D/A変換器は、調整精度を向上させるほど
素子数が増加するため、充分な調整精度を確保しようと
すると、素子サイズが大型化し、特に全体を半導体集積
回路化する場合のチップコストが増大するという問題が
あった。
比を制御するように構成されているこの装置では、検出
感度を調整可能とするには、各固定電極への通電電圧を
調整する上述の構成を採用するしかなく、上述の問題点
を逃れることができなかった。
く物理量としての加速度をG、固定電極への通電により
可動電極に働く静電気力をFeとすると、可動電極が変
位しないようにするには、この静電気力Feを、(1)
式に示すように、加速度Gによって生じる可動電極を変
位させようとする力m×Gと釣り合うように制御する必
要がある。
平均的な静電気力Faと、他方の固定電極Bとの間に働
く平均的な静電気力Fbとの差で表される。 Fe=Fa−Fb (2) 固定電極Aへの通電比をDa、固定電極Bへの通電比を
Db(Da+Db=1)とし、一方の固定電極のみに連
続して通電を行った場合の静電気力をFとすると、次の
(3)(4)の関係が得られる。
れ、更に変形すると(6)式が得られる。
は、製造時に決まるものであるため調整不能であり、従
って、静電気力Fを発生させる各固定電極への通電電圧
を変化させる以外に、検出感度を調整する方法がなかっ
たのである。
装置を大型化することなく、検出素子の零点や感度の調
整を容易に行うことができる物理量検出装置を提供する
ことを目的とする。
になされた本発明の請求項1に記載の物理量検出装置で
は、切換手段が、第1及び第2の固定電極を交互に通電
する第1の通電制御手段と、第1及び第2の固定電極を
同時に通電或は非通電とする第2の通電手段とを所定の
割合で択一的に動作させる。
は第2の固定電極との間に交互に静電気力が発生し、平
均的には、デューティ制御手段にて設定される通電比に
応じた静電気力が可動電極に印加される期間(以下、有
効制御期間とよぶ)と、可動電極と第1及び第2の固定
電極との間に、静電気力が働かないか、同時に静電気力
が働いて静電気力を互いに打ち消し合い、可動電極の位
置制御に寄与しない期間(以下、無効制御期間とよぶ)
とにより制御されることになる。
ば、可動電極の位置制御に寄与しない無効制御期間の長
さを適宜設定することにより、各固定電極への通電電圧
を変化させることなく、検出素子の検出感度を調整する
ことができ、従来装置のように調整可能な基準電圧源を
用いる必要がないため、装置を小型化できる。
有効制御期間に対する無効制御期間の比率をDx(但
し、Da+Db=1)とすると、上述の(3)〜(6)
式は、次の(7)〜(10)式のように、書き換えられ
る。
に、無効制御期間(数式では有効制御期間に対する比率
Dx)を調整することにより、加速度Gに対する検出感
度を調整できるのである。次に、請求項2に記載の物理
量検出装置においては、切換手段が、記憶手段に記憶さ
れた数値データに従って、第2の通電手段の動作時間、
即ち無効制御期間の長さを設定する。
ば、記憶手段の内容を変更するだけで、当該装置の検出
感度を簡単に変更することができ、検出感度の調整をき
わめて簡単に行うことができる。また、記憶手段とし
て、EPROMやRAM等のような書換え可能な記憶装
置を用いれば、何度でも再設定することができ、またC
PUの処理によって書き換えることもできるため、記憶
手段の内容を人手によらず自動的に設定することも可能
となる。
おいては、基準値記憶手段に、未制御時の通電比である
基準通電比に対応した基準値が格納されており、積分手
段が、検出素子からの出力信号に基づき、可動電極の変
位量の積分値を数値化して求めると、演算手段が、積分
手段からの積分値と、基準値記憶手段に格納された基準
値とに基づいて演算処理を行うことにより、所定の単位
時間内での第1及び第2固定電極の各通電時間を求め
る。そして、第1の通電手段は、この演算手段にて算出
された通電時間に従って、各固定電極への通電を行う。
は、基準値記憶手段に格納された基準値に応じて、未制
御時の通電比が決定されるようにされており、つまり基
準値に応じて、物理量が未印加時の可動電極の位置、延
いては検出素子の出力信号のオフセット、更には出力信
号により求められる検出出力のオフセットが変化するよ
うにされている。
ば、従来装置のように基準電圧源を用いることなく、基
準値検出手段の格納値を変更するだけで、簡単に検出素
子の出力信号のオフセットを調整することができる。な
お、上記演算手段は、請求項4に記載の物理量検出装置
のように、基準値記憶手段に、基準値として、単位時間
と、基準通電比に従って求められる単位時間内での第1
の固定電極への基準通電時間である第1の基準通電時間
とを格納し、基準値記憶手段に格納された第1の基準通
電時間に、積分手段での積分値を加算する加算器によ
り、第1の固定電極への通電時間を算出すると共に、基
準値記憶手段に格納された単位時間から、加算器での加
算値を減算する減算器により、第2の固定電極への通電
時間を算出するように構成することができる。
ように、基準値記憶手段に、基準値として、基準通電に
従って求められる単位時間内での第1の固定電極への通
電時間である第1の基準通電時間、第2の固定電極への
通電時間である第2の基準通電時間を格納し、基準値記
憶手段に格納された第1の基準通電時間に、積分手段で
の積分値を加算する加算器により、第1の固定電極への
通電時間を算出し、基準値記憶手段に格納された第2の
基準通電時間から、積分手段での積分値を減算する減算
器により、第2の固定電極への通電時間を算出するよう
に構成してもよい。
に説明する。図1は、第1実施例の加速度センサの全体
構成を表すブロック図である。図1に示すように、本実
施例の加速度センサは、変位可能な可動電極10,及び
可動電極10の両側に夫々配設された固定電極12,1
4を有し、可動電極10と各固定電極12,14とから
なる一対のコンデンサC1,C2により差動容量コンデ
ンサを形成するセンサエレメント16と、所定のタイミ
ングで可動電極10から電圧信号Veを取り出すインタ
フェース回路18と、インタフェース回路18が出力す
るアナログ信号ViをデジタルデータDiに変換するA
/D変換器20と、A/D変換器20からのデジタルデ
ータDiに基づき、センサエレメント16の各固定電極
12,14に印加するパルス幅変調(PWM)信号P
A,PBを生成すると共に、センサエレメント16に加
えられる加速度に対応した検出出力Doを出力する信号
処理部22と、検出出力Doの感度やオフセットを調整
するための各種データM1,M2,M3を記憶するメモ
リ24,25,26とにより構成されており、これら各
部は、同一半導体チップ上に形成されている。
を示す斜視図である。図2に示すように、センサエレメ
ント16は、両端がシリコン基板上に絶縁膜28を介し
て夫々固定され、平行に配設された棒状の一対の梁部3
0a,30bと、格子状に形成され各梁部30a,30
bを架橋する質量部32と、梁部30a,30b間の略
中央にて梁部30a,30bと平行に質量部32の両側
から夫々突設された可動電極10a,10bと、シリコ
ン基板上に、各可動電極10a,10bを一定の距離を
隔てて挟むように夫々対向配設された固定電極12a,
14a,12b,14bと、により構成されている。
可動電極10a,10bを併せて可動部と呼び、可動電
極10a,10b(以下、併せて単に可動電極10とす
る)は互いに導通している。また、可動電極10と梁部
30aとの間に配設された各固定電極12a,12b
(以下、併せて単に固定電極12とする)は、互いに導
通して可動電極10と共にコンデンサC1を形成してお
り、同様に、可動電極10と梁部30bとの間に配設さ
れた各固定電極14a,14b(以下、併せて単に固定
電極14とする)は、互いに導通して可動電極10と共
にコンデンサC2を形成している。
6では、外部より加速度が加えられ、可動部が梁部30
a,30bの長手方向と直交する方向に変位すると、コ
ンデンサC1,C2の静電容量が変化する。即ち、例え
ば可動部が図2中X方向に変位したとすると、可動電極
10と固定電極12との間隙が小さくなると共に、可動
電極10と固定電極14との間隙が大きくなり、その結
果、コンデンサC1の静電容量が増大し、逆にコンデン
サC2の静電容量が減少する。なお、可動電極10は、
加速度が加えられていない状態では、固定電極12,1
4の中間(中立位置)に位置し、コンデンサC1,C2
の静電容量が等しくなるように形成される。
極10と固定電極12との間,及び可動電極10と固定
電極14との間に電圧が印加されると、各電極間に発生
する静電気力に応じて可動電極10の位置が変位する。
即ち、この静電気力を制御することによって、可動電極
10を位置制御できるようにされている。
示すように、ホールド信号SaがLow レベルの時に、可
動電極10を接地するスイッチ34と、可動電極10か
らの電圧信号Veをレベルシフトするレベルシフタ36
と、レベルシフタ36の出力を増幅する増幅器(AM
P)38と、増幅器38の出力をホールド信号Saの立
下がりでサンプリングし、ホールド信号SaがLow レベ
ルの間、その信号レベルを保持するサンプルホールド
(S/H)回路40とにより構成されている。なお、レ
ベルシフタ36は、電圧信号Veの信号レベルを増幅器
38が動作可能な入力レベルに変換するためのものであ
る。
に、A/D変換器20からのデジタルデータDiは、A
/D変換信号Sbの立上がりタイミングでレジスタ42
に格納されると共に、減算器44にて、レジスタ42の
格納値D1との差が求められる。なお、減算器44で
は、レジスタ42にてデータの格納が行われる毎に、減
算の方向を反転させ、即ち減算値D2として、D1−D
iと、Di−D1とを交互に出力する。
8の格納値D4と加算され、この加算値D3が、A/D
変換信号Sbの立上がりタイミングにて、レジスタ48
に格納される。即ち加算器46とレジスタ48とは、減
算値D2を積分する積分器50として構成されている。
そしてレジスタ48の格納値D4は、当該加速度センサ
の検出出力Doとして、出力端子Tを介して外部に出力
される。
リ24に格納された後述する基準データM1と加算さ
れ、その加算値であるデータD5(=M1+D4)は、
減算器54にて、メモリ25に格納された後述する有効
制御期間データM2から減算されてデータD6(=M2
−D5)が求められる。
HighレベルならばデータD5,Lowレベルならばデータ
D6を選択して出力し、またセレクタ58は、選択信号
Sdに従って、Highレベルならばメモリ26に格納され
た後述する無効制御期間データM3、Low レベルならば
セレクタ56の出力データD7を選択して出力する。
Sc,Sdに従って、データD5,D6,M3のいずれ
かを、デジタル制御発振回路60への入力データD8と
して選択するようにされている。そして、デジタル制御
発振回路60では、入力データD8に応じたパルス間隔
を有する制御クロックCKを生成し、信号生成回路62
では、制御クロックC1に基づいて、固定電極12,1
4への通電を行うためのPWM信号PA,PB、及び上
述のホールド信号Sa,A/D変換信号Sb,選択信号
Sc,Sdを生成する。
発振回路60、信号生成回路62には、電源が投入直後
に所定期間だけLow レベルに保持され、以後Highレベル
となるリセット信号RSTが入力されている。ここで、
図4は、信号生成回路62にて生成されるPWM信号P
A,PBを表す説明図である。
は、いずれかがHighレベルとなる有効制御期間と、いず
れもがLow レベルとなる無効制御期間とからなり、有効
制御期間は、有効制御期間データM2の設定により、ま
た無効制御期間は、無効制御期間データM3の設定によ
り決まる。更に、PWM信号PAのHighレベル期間は、
基準データM1にデータD4を加えてなるデータD5に
て決まり、PWM信号PBのHighレベル期間は、有効制
御期間データM2からデータD5を減じてなるデータD
6にて決まる。なお、PWM信号PA,PBは、Highレ
ベルの時に電源電圧VDD、Low レベルの時に接地電圧
GNDとなる。
が固定電極12,14に印加されるセンサエレメント1
6では、スイッチ34の閉成時、即ち可動電極10が接
地されている時には、コンデンサC1,C2は、対応す
るPWM信号PA,PBの信号レベルに応じて、Highレ
ベルの期間に充電され、Low レベルの期間に放電され
る。
信号PA,PBの信号レベルの変化に応じて、コンデン
サC1,C2間で電荷が移動する。特にPWM信号P
A,PBが同時に変化した時には、コンデンサC1,C
2の静電容量が等しければ、可動電極10からの出力電
圧Veは接地電位GNDに保持され、またコンデンサC
1,C2の静電容量が異なれば、出力電圧Veは静電容
量差に応じたものとなる。なお、この時の出力電圧Ve
は、PWM信号PA,PBの変化に応じて、コンデンサ
C1,C2へのバイアス電圧の印加が、静電容量の大き
い側から小さい側に切り換えられた時には負電位、逆に
静電容量の小さい側から大きい側に切り換えられた時に
は正電位となる。
PWM信号PA,PBが同時に変化した時に生じる可動
電極10の出力電圧Veの変化から、コンデンサC1,
C2の容量変化、延いては可動電極10の変位を検出で
き、またPWM信号PA,PBのデューティ比、即ち固
定電極12,14への通電時間比を制御し、可動電極1
0及び固定電極12,14間に働く静電気力を変化させ
ることによって、可動電極10の位置を制御できる。
+M3)は、固定電極12,14への通電の切り換えに
応じて可動部が振動しないように、可動部の固有振動
(数百Hz〜数KHz程度)の周期より十分に小さくな
るように設定される。次に、図5は、デジタル制御発振
回路60の構成を表すブロック図である。
60は、セレクタ58から入力されるデータD8を制御
データCDIとしてラッチし、ラッチした制御データC
DIを下位5ビットの下位ビットデータCDLと6ビッ
ト目から上の上位ビットデータCDHとに分けて出力す
るデータラッチ回路64と、制御パルスPTがHighレベ
ルであるとき、所定の時間間隔で発振パルスCLKを出
力する発振器66と、発振器66から出力される発振パ
ルスCLKをカウントし、そのカウント値がデータラッ
チ回路64から出力される上位ビットデータCDHに対
応した値となったときに検出信号TCPを出力するダウ
ンカウンタ68と、ダウンカウンタ68から検出信号T
CPが出力されているときに発振パルスCLKを取り込
みパルス信号DIを出力するパルス発生回路70と、パ
ルス発生回路70からのパルス信号DIをデータラッチ
回路64から出力される下位ビットデータCDLに対応
した遅延時間だけ遅延させるプログラム可能遅延線72
と、プログラム可能遅延線72から出力される遅延パル
スPOをそのまま出力する出力回路74と、パルス発生
回路70から出力されるパルス信号DI及びプログラム
可能遅延線72から出力される遅延パルスPOを受け、
パルス信号DIの入力時に発振器66の発振動作を停止
させ、遅延パルスPOの入力時に発振器66の発振動作
を再開させるフィードバック回路76と、リセット信号
RSTがLow レベルのときは、発振器66の発振動作を
停止させると共に、リセット信号RSTがHighレベルの
ときは、フィードバック回路76からの発振動作制御信
号PSを制御パルスPTとして発振器66に供給するA
ND回路78と、により構成されている。
数個のインバータをリング状に連結してなり、入力信号
(ここでは制御信号PT)に従って、パルス信号の周回
動作を制御可能な周知のリングオシレータからなり、発
振パルスCLKの時間間隔は、インバータ32段分(2
5 )の遅延になるように設定されている。
個のインバータを直列接続することにより形成され、夫
々遅延時間が異なる複数の経路と、複数の経路の中から
いずれかを入力信号の経路として選択するマルチプレク
サ等により構成されたもので、インバータの1段分の遅
延を単位として、下位データCDLに応じて、遅延時間
を32段階に切り換えることができるようにされたもの
である。
路60の動作を、図6に示すタイミング図に沿って説明
する。図6に示すように、リセット信号RSTが立ち上
がると、制御パルスPTがHighレベルとなり、発振器6
6からインバータ32個分の遅延時間に相当する所定の
時間間隔で発振パルスCLKが出力され、ダウンカウン
タ68がこの発振パルスCLKのダウンカウントを行
う。なお、データラッチ回路64には、リセット信号R
STが立ち上がる前に、予め所定値が書き込まれている
ものとする。
トデータCDH(ここでは3)だけ発振器から発振パル
スCLKが出力されたときに、検出信号TCPを出力
し、この検出信号TCPがパルス発生回路70にて遅延
されることにより、パルス発生回路70からは、その次
に発振器66から出力される発振パルスCLKに同期し
たパルス信号DIが出力される。なおダウンカウンタ6
8は、検出信号TCP出力後の最初の発振パルスCLK
によりプリセットされる。
パルス信号DIは、プログラム可能遅延線72にて、下
位ビットデータCDLに応じた所定時間遅延されて遅延
パルスPOとして出力される。この遅延パルスPOは、
出力回路74を介して出力され、制御クロックCKとし
て信号生成回路62に入力される。
ック回路76にも入力される。フィードバック回路76
はパルス発生回路70から出力されるパルス信号DIに
よりリセットされ、プログラム可能遅延線72から出力
される遅延パルスPOによりセットされるため、フィー
ドバック回路76から出力される発振動作制御信号PS
は、パルス信号DIの立上がりから遅延パルスPOの立
上がりまでの間Low レベルとなる。
ND回路78を介して発振器66に入力されることか
ら、発振動作制御信号PSがLow レベルになっている間
発振器66の発振動作は停止し、遅延パルスPOの立上
がり後、再度上記と同様の動作を実行する。なお、遅延
パルスPOはデータラッチ回路64にも入力されてお
り、制御データCDIを更新する。
本願出願人が特願平4−227492号にて先に提案し
た回路とほぼ同一(AND回路78の部分のみ異なる)
であるので、ここでは、これ以上の詳細な説明は省略す
る。このように、デジタル制御発振回路60は、データ
ラッチ回路64に制御データCDIとしてラッチされる
データD8に応じたパルス間隔の制御クロックCKを生
成し、しかも、そのパルス間隔を、インバータの1段分
の遅延を単位として設定するようにされている。
成を表す回路図である。図7に示すように、信号生成回
路62は、6個のフリップフロップ回路F1〜F6から
なり、制御クロックCKによって動作するリングカウン
タ80と、フリップフロップ回路F3の出力Q3(以
後、フリップフロップ回路Fn(但しn=1〜6)の出
力をQnとする)をクロックとして動作するトグル回路
として構成されたフリップフロップ回路F7(なお正出
力をQ7,反転出力をQ8とする)と、出力Q1,Q3
を入力として選択信号Scを生成する論理和回路OR1
と、出力Q4,Q6を入力として選択信号Sdを生成す
る論理和回路OR2と、出力Q3,Q6を入力してPW
M信号PBを生成する論理和回路OR3と、出力Q2,
Q4を入力してPWM信号P1を生成する論理和回路O
R4と、出力Q3,Q4,Q7,Q8を入力とし、出力
Q3,Q7の論理積と出力Q4,Q8の論理積との論理
和からなるホールド信号Saを生成する論理回路82
と、出力Q1,Q2,Q6を入力とする論理和回路OR
5の出力Q9、出力Q4,Q5,Q6を入力とする論理
和回路ORの出力Q10、及び出力Q7,Q8を入力と
し、出力Q7,Q9の論理積と出力Q8,Q10の論理
積との論理和からなるA/D変換信号Sbを生成する論
理回路84と、により構成されている。
フロップ回路F1〜F5は、正出力が出力Q1〜Q5と
されると共に、前段の出力Qnが入力に接続され、フリ
ップフロップ回路F6のみ、反転出力が出力Q6とされ
ると共に、前段であるフリップフリップ回路F5の反転
出力が入力に接続されている。このように構成されてい
ることにより、リングカウンタ80は、リセット時に
は、出力Q6のみがHighレベルとなり、以後制御クロッ
クCKが入力される毎に、出力Q1〜Q6が順番にHigh
レベルとなる。
セット時に出力Q7がLow レベル、出力Q8がHighレベ
ルであり、出力Q3がHighレベルとなる毎に、出力Q
7,Q8の信号レベルが反転する。次に、このように構
成された信号生成回路62にて生成される各信号Sa,
Sb,Sc,Sd,PA,PBのタイミング、及び当該
加速度センサ全体の動作を、図8に示すタイミング図に
沿って説明する。
信号Sc,Sdは、制御クロックCKの6個分を1周期
として変化し、n番目とn+1番目の制御クロックCK
の間を第n区間とすると、選択信号Scは第1及び第3
区間で、制御信号Sdはリセット時と第4及び第6区間
でHighレベルとなる。
選択信号Sdにより、デジタル制御発振回路60への入
力データD8としてデータM3が選択され、最初の制御
クロックCKにより、デジタル制御発振回路60内のデ
ータラッチ回路64に、制御データCDIとして取り込
まれる。これにより、2番目の制御クロックCKが出力
されるまでの期間、即ち第1区間の長さはデータM3に
応じたものとなる。また、第1区間では選択信号Sc,
Sdにより、デジタル制御発振回路60への入力データ
D8としてデータD5が選択され、2番目の制御クロッ
クCKでデジタル制御発振回路60に取り込まれること
により、第2区間の長さはデータD5に応じたものとな
る。以下同様に、選択信号Sc,Sdにより選択された
データD8が順次デジタル制御発振回路60に取り込ま
れることにより、第1区間〜第6区間の長さは、夫々デ
ータM3,D5,D6,D5,M3,D6に応じたもの
となる。
Sc,Sdと同様に、制御クロック6個分を1周期とし
て変化し、PWM信号PAは、第2及び第4区間(即ち
データD5に応じた期間)にてHighレベルとなって、固
定電極12への通電(コンデンサC1へのバイアス電圧
の印加)を行い、一方、PWM信号PBは、第3及び第
6区間(即ちデータD6に応じた期間)にてHighレベル
となって、固定電極14への通電(コンデンサC2への
バイアス電圧の印加)を行う。
に応じた期間)では、PWM信号PA,PBのいずれも
がLow レベルとなり、いずれの固定電極12,14へも
通電が行われない無効制御期間となる。次にホールド信
号Sa及びA/D変換信号Sbは、制御クロックCKの
12個分を1周期として変化し、ホールド信号Saは第
3及び第10区間で、A/D変換信号Sbは第4〜第6
区間、及び第12〜第2区間でHighレベルとなる。
バイアス電圧の印加がコンデンサC1からコンデンサC
2に切り替わった時の可動電極10の出力電圧Veをサ
ンプリングして、A/D変換器20への入力データVi
としてホールドし、また第10区間のホールド信号Sa
は、逆にバイアス電圧の印加がコンデンサC2からコン
デンサC1に切り替わった時の出力電圧Veをサンプリ
ングして、入力データViとしてホールドする。
に、可動電極10はスイッチ34を介して接地されるた
め、その出力電圧Veは、常に接地電圧GNDとなる。
これは、PWM信号PA,PBのいずれか一方のみが変
化する場合、即ちM3→D5,D5→M3,M3→D
6,D6→M3の場合、コンデンサC1,C2の静電容
量が等しくても、可動電極10の出力電圧Veが変化す
るため、その影響が検出に表れないようにするためであ
る。
換信号Sbに従って、第3区間のホールド信号Saによ
る入力データViを第4〜第6区間の間にて、また第1
0区間のホールド信号Saによる入力データViを第1
2〜第2区間の間にて取り込んで、夫々デジタルデータ
Diに変換する。
る入力データViを1区間あけて第12区間から処理す
るのは、A/D変換器20の処理時間を一定時間(D3
+D5+D6に応じた時間)により行うためである。そ
して、このA/D変換器20からのデジタル信号Diを
処理する信号処理部22では、可動電極10の出力電圧
Veの振幅に相当するデータD2を求め、更に、データ
D2の積算することにより、外部に出力する検出出力D
oとして、またPWM信号PA,PBのデューティを決
める制御値としてデータD4を算出し、このデータD4
と、メモリ24〜26に格納された基準データM1,有
効制御期間データM2,無効制御期間データM3とに基
づいて、PWM信号PA,PBを生成する。
タM2は、データD4が零の場合のデータD5,D6を
設定(D5=M1,D6=M2−M1)するものであ
り、従って、基準データM1,有効制御期間データM2
の設定により、可動電極10の出力電圧Veのオフセッ
トが決まる。
零となるように可動電極10を位置制御するため、出力
電圧Veがオフセットを有すると、検出出力Doは、そ
の制御量に応じたオフセットを有することになる。即
ち、基準データM1,及び有効制御期間データM2によ
り、出力電圧Veのオフセット、延いては検出出力Do
のオフセットの調整が可能なようにされている。
極10の出力電圧Veのオフセット(延いては検出出力
Doのオフセット)が零となるような値に設定され、可
動電極10が正しく中立位置に形成されていれば、その
値は有効制御期間データM2の1/2となる。
センサエレメント16に加速度が加えられていない時
(G=0)には、可動電極10の出力電圧Veが零、延
いてはデータD4が零となるため、各固定電極12,1
4は、基準データM1,有効制御期間データM2,無効
制御期間データM3によって決まる割合で夫々通電さ
れ、可動電極10は中立位置に保持される。
加えられ(G≠0)、例えば可動電極10が固定電極1
2との間隙が狭くなる方向に変位し、コンデンサC1が
コンデンサC2より静電容量が大きく(C1>C2)な
ると、第10区間では正の出力電圧Ve、第3区間では
負の出力電圧Veが検出される。すると信号処理部22
では、データD4が変化し、延いてはデータD5,D6
が変化(ここではD4が負値となり、データD5が減
少、データD6が増大)することにより、固定電極14
への通電時間、即ち、可動電極10を固定電極14側に
引き付けようとする静電気力が増大する。その結果、可
動電極10は、加速度による力と静電気力とが釣り合う
位置まで移動し、この動作が繰り返されることにより、
可動電極10が中立位置に戻される。すると、コンデン
サC1,C2の静電容量が等しくなって可動電極10の
出力電圧Veが零となり、データD4の値が保持される
ため、以後、信号処理部22からは、この時のデューテ
ィを保持したPWM信号PA,PBが出力される。
速度による力と、PWM信号PA,PBに従って固定電
極12,14を通電することにより、可動電極10に加
えられている静電気力とが釣り合っており、従って、こ
のようなPWM信号PA,PBを生成するための制御量
であるデータD4,即ち検出出力Doは、加速度に応じ
たものとなる。
6が検出素子、セレクタ56,デジタル制御発振回路6
0,信号生成回路62にて選択信号Sc及びPWM信号
PA,PBの第2,3,4,6区間を生成する部分が第
1の通電手段、デジタル制御発振回路60,信号生成回
路62にてPWM信号PA,PBの第1,5区間を生成
する部分,メモリ26(記憶手段)が第2の通電手段、
セレクタ58,信号生成回路62にて選択信号Sdを生
成する部分が切換手段、その他の部分がデューティ制御
手段に相当する。また、デューティ制御手段のうち、イ
ンタフェース回路18,A/D変換器20,信号処理部
22のレジスタ42からレジスタ48までの構成,信号
生成回路62にてホールド信号Sa,A/D変換信号S
bを生成する部分が積分手段、メモリ24,25が基準
値記憶手段、加算器52,減算器54が演算手段に相当
する。以上説明したように、本実施例の加速度センサに
おいては、センサエレメント16は、固定電極12,1
4が択一的に通電され、その通電比に応じた静電気力が
可動電極10に印加される有効制御期間と、固定電極1
2,14がいずれも通電されず、可動電極10の位置制
御に寄与しない無効制御期間とにより制御され、しか
も、メモリ26の設定値である無効制御期間データM3
に従って、無効制御期間の長さが決定されるようにされ
ている。
ば、加速度に対する検出出力Doの感度を、メモリ26
の設定値を変更するだけで、簡単かつ安価に調整するこ
とができる。また、本実施例の加速度センサにおいて
は、メモリ24,25の設定値である基準データM1,
有効制御期間データM2により、データD4(検出出力
Do)が零の時の各固定電極12,14への通電時間
(即ち有効制御期間でのPWM信号PA,PBのデュー
ティ)が決定されるようにされており、つまり、基準デ
ータM1及び有効制御期間データM2に応じて、可動電
極10の出力電圧Veのオフセット、延いては検出出力
Doのオフセットが変化するようにされている。
ば、可動電極10の検出電圧Veのオフセットや検出出
力Doのオフセットも、上述の検出出力Doの感度の場
合と同様に、メモリ24,25の設定値を変更するだけ
で、簡単かつ安価に調整することができる。
固定電極12,14への通電を制御するPWM信号P
A,PBのパルス幅は、インバータの1段分の遅延を単
位として変化させることができるため、可動電極10及
び固定電極12,14間の静電気力を精度よく制御で
き、延いては加速度の検出を精度よく行うことができ
る。
ば、検出出力Doがデジタルデータに数値化されている
ため、検出出力DoをCPU等に直接取り込ませること
ができ、従って、当該加速度センサを用いて検出した加
速度に基づき、各種被制御装置の制御を実行するシステ
ムを簡単に構成することができる。
を全て同一半導体チップ上に形成したが、センサエレメ
ント16は、比較的低い加速度を検出する場合と、比較
的高い加速度を検出する場合とでは形状の異なるものが
用いられるため、種々の用途に応じてセンサエレメント
16を交換できるように、センサエレメント16と、他
の回路部分とを別のチップに形成し、2チップ構成とし
てもよい。
みを処理するので、信号処理部22の処理の一部又は全
部を、CPUやDSPを用いて実現してもよい。更に、
上記実施例では、PWM信号PA,PBのHighレベルを
電源電圧VDD,Low レベルを接地電圧GNDとしてい
るが、図9(a)に示すように、任意の電圧レベルV
1,V2を用いて、HighレベルをV1、Low レベルをV
2としたり、図9(b)に示すように、PWM信号PA
のHighレベルをV1,Low レベルをV2とし、PWM信
号PBのHighレベルを−V2,Low レベルを−V1とし
てもよい。
と各固定電極12,14との間に静電気力が発生する
が、互いに打ち消し合うので、静電気力が発生しない場
合と等価である。なお図9(a)の場合、可動電極10
を、スイッチ34を介して電圧V2に接続するように構
成すれば、上記実施例と同様に、無効制御期間には静電
気力が働かないようにすることができる。
BのHighレベル期間を表すデータD6を、有効制御期間
データM2からPWM信号PAのHighレベル期間を表す
データD5を減算することにより求めているが、図10
に示すように、メモリ25には、基準データM1との合
計値が有効制御期間データM2となるような第2基準デ
ータM2′を格納し、この第2基準データM2′からデ
ータD4を減算することにより、データD6を求めても
よい。
16におけるコンデンサC1,C2の静電容量差を検出
するために、バイアス電圧の印加がコンデンサC1から
コンデンサC2に切り換わる時(第3区間)及びコンデ
ンサC2からコンデンサC1に切り換わる時(第10区
間)の両方で、可動電極10の出力電圧Veを測定し、
その差分を求めることにより、いずれか一方だけで測定
した場合の2倍の感度を得ているのであるが、センサエ
レメント16の感度が充分に高ければ、いずれか一方だ
けで測定してもよい。
の処理時間として、データ(M3+D5+D6)に対応
した一定期間を確保するために、デジタル制御発振回路
60への入力データD8として選択されるデータの配列
を、M3→D5→D6→D5→M3→D6としたが、並
列型A/D変換器など高速なA/D変換器を用いれば、
処理期間を短縮できるため、例えば、M3→D5→D6
→M3→D6→D5という配列や、M3→D5→D6→
D5→D6→M3といった配列にすることも可能であ
る。更に、上述のように、可動電極10の出力電圧Ve
の測定を、コンデンサC1からコンデンサC2へのバイ
アス電圧の切換時、或はコンデンサC2からコンデンサ
C1へのバイアス電圧の切換時のいずれか一方だけで行
うのであれば、M3→D5→D6またはM3→D6→D
5という配列にしてもよい。
第1実施例の加速度センサのセンサエレメント16で
は、可動電極10及び固定電極12,14が、可動部の
変位検出と可動部の位置制御とに兼用されているが、図
12に示すような、センサエレメント90を使用し、可
動部の変位検出を別の手段にて行うことも可能である。
ント90は、第1実施例のセンサエレメント16に、更
に、各梁部30a,30bの略中心から、質量部32と
は反対方向に突設された可動電極Gと、可動電極G直下
のシリコン基板上に可動電極Gと平行且つ各可動電極G
を夫々挟むように形成された不純物拡散層からなる固定
電極S,Dとからなり、可動電極Gを可動ゲート、固定
電極S,Dをソース及びドレインとし、可動電極G及び
固定電極S,D間の空隙を絶縁層としてなる一対のMI
S(Metal Insulator Semiconductor) 型トランジスタ
92,94が設けられている。
は、可動部Gが中立位置にある時に、その面積の略半分
が互いに対向し合うように形成されている。なお、梁部
30a,30b、質量部32、可動電極10、可動電極
Gを併せて可動部と呼ぶ。このように構成されたセンサ
エレメント90では、MIS型トランジスタ92,94
の可動電極Gに電圧が印加されると、固定電極S,D間
の可動電極Gと対向した部分にチャネルが形成され、ド
レイン電流が流れる。そして、可動電極Gの変位に応じ
て、固定電極S,D間に形成されるチャネル幅が変化
し、ドレイン電流が変調される。なお、各トランジスタ
92,94の可動電極Gは、可動部の変位方向に沿って
互いに逆向きに形成されているため、例えば、可動電極
10と固定電極12との間隙が狭くなる方向に可動部が
変位すると、MIS型トランジスタ92では、可動電極
Gと固定電極S,Dとが互いに対向し合う面積が増大し
てドレイン電流が増大し、一方、MIS型トランジスタ
94では、逆にこの面積が減少してドレイン電流が減少
する。
ては、可動電極10及び固定電極12は、可動部の位置
制御にのみに使用され、可動部の変位検出には、MIS
型トランジスタ92,94が使用される。このようなセ
ンサエレメント90を用いて構成した本実施例の加速度
センサでは、図11に示すように、センサエレメント9
0と、MIS型トランジスタ92,94の各ドレインに
接続されたドレイン電流を電圧信号に変換する抵抗9
6,98と、トランジスタ92,94のドレイン電圧を
取り込むインタフェース回路86と、インタフェース回
路86の出力を数値化し、デジタルデータDiとして出
力するA/D変換器20と、A/D変換器20からのデ
ジタルデータDiに基づき、固定電極12,14に印加
するパルス幅変調信号PA,PBを生成する信号処理部
88と、データM1,M2,M3を格納するメモリ2
4,25,26とにより構成されている。なお、第1実
施例と同じ構成については同じ符号を付し、ここではそ
の詳しい説明を省略する。
に従って、トランジスタ92,94のいずれか一方のド
レイン電圧を取り込むスイッチ87と、スイッチ87を
介して取り込んだドレイン電圧を増幅する増幅器38
と、ホールド信号Sfに従って増幅器38の出力をサン
プリングし、ホールドするサンプル・ホールド回路40
とにより構成されている。
2が、ホールド信号Sa,A/D変換信号Sbの代わり
に、切換信号Se,ホールド信号Sf,A/D変換信号
Sgを生成する以外は、第1実施例と全く同様の構成を
している。なお、切換信号Seは、所定の周期で信号レ
ベルが反転するものであり、また、ホールド信号Sf及
びA/D変換信号Sgは、切換信号Seの信号レベルが
反転する毎に、サンプル・ホールド回路40及びA/D
変換器20を動作させるものであればよい。
トランジスタ92,94のドレイン電圧が、交互にイン
タフェース回路86に取り込まれ、A/D変換器20に
てデジタルデータDiに変換されて、信号処理部88に
供給される。信号処理部88では、第1実施例と全く同
様にPWM信号PA,PBが生成される。
ンサによれば、可動部の変位の検出をMIS型トランジ
スタ92,94にて行っているため、可動電極10から
コンデンサC1,C2の差動容量に応じた出力を得る場
合に比べ、大きな電流を流すことができる。その結果、
センサエレメント90の出力を取り込むインタフェース
回路86の入力インピーダンスを低くすることができ、
ノイズに強い装置を構成できる。
ドレイン電圧は、常に可動部の変位に対応した出力とな
っているため、固定電極12,14への通電タイミング
とは無関係に、任意に可動部の変位の検出を行うことが
できる。なお、本実施例においては、MIS型トランジ
スタ92,94の出力を、時分割で取り込んでいるが、
A/D変換器をMIS型トランジスタ92,94の出力
毎に備えて同時にA/D変換を行うように構成してもよ
い。この場合、信号処理部88では、レジスタ42を省
略して、2つのA/D変換器の出力を、減算器44によ
って単純に減算したものをデータD2とすればよい。
ブロック図である。
を表す斜視図である。
ク図である。
説明図である。
ック図である。
ミング図である。
る。
ミング図である。
るデータD5,D6を生成するための他の構成を表すブ
ロック図である。
すブロック図である。
成を表す斜視図である。
定電極 16,90…センサエレメント 18,86…インタ
フェース回路 20…A/D変換器 22,88…信号処理部 2
4〜26…メモリ 28…絶縁膜 30a,30b…梁部 32…質量
部 34,87…スイッチ 36…レベルシフタ 38
…増幅器 40…ホールド回路 42,48…レジスタ 4
4,54…減算器 46,52…加算器 50…積分器 56,58…
セレクタ 60…デジタル制御発振回路 62…信号生成回路 64…データラッチ回路 66…発振器 68…ダ
ウンカウンタ 70…パルス発生回路 72…プログラム可能遅延線
74…出力回路 76…フィードバック回路 78…AND回路 8
0…リングカウンタ 82,84…論理回路 92,94…MIS型トラン
ジスタ 96,98…抵抗
Claims (5)
- 【請求項1】 所定の物理量に応答して変位する可動電
極、及び該可動電極の変位方向に該可動電極を挟んで対
向配置された第1及び第2の固定電極を備え、上記可動
電極の変位に応じた出力信号を出力する検出素子と、 上記第1及び第2の固定電極を交互に通電する第1の通
電手段と、 上記検出素子から得られる上記出力信号に基づいて、上
記可動電極が所定位置となるように、上記第1の通電手
段による上記第1及び第2の固定電極への通電比を制御
するデューティ制御手段と、 上記第1及び第2の固定電極を同時に通電或は非通電と
する第2の通電手段と、 上記第1の通電手段及び第2の通電手段を、所定の割合
で択一的に動作させる切換手段と、 を設けたことを特徴とする物理量検出装置。 - 【請求項2】 上記切換手段は、上記第2の通電手段の
動作時間に対応した数値データを記憶する記憶手段を備
え、該記憶手段の内容に従って上記第2の通電手段の動
作時間を設定することを特徴とする請求項1に記載の物
理量検出装置。 - 【請求項3】 所定の物理量に応答して変位する可動電
極、及び該可動電極の変位方向に該可動電極を挟んで対
向配置された第1及び第2の固定電極を備え、上記可動
電極の変位に応じた出力信号を出力する検出素子と、 上記第1及び第2の固定電極を交互に通電する第1の通
電手段と、 上記検出素子から得られる上記出力信号に基づいて、上
記可動電極が所定位置となるように、上記第1の通電手
段による上記第1及び第2の固定電極への通電比を制御
するデューティ制御手段と、 を備え、 上記デューティ制御手段は、 未制御時の上記通電比である基準通電比に対応した基準
値を格納する基準値記憶手段と、 上記検出素子からの出力信号に基づき、上記可動電極の
変位量の積分値を数値化して求める積分手段と、 上記基準値記憶手段に格納された基準値と上記積分手段
による積分値に基づいて演算処理を施し、上記積分値に
応じた通電比となるように、所定の単位時間内での上記
第1及び第2の固定電極の各通電時間を求める演算手段
と、 からなり、上記第1の通電手段は、上記演算手段にて算
出された通電時間に従って、各固定電極への通電を行う
ことを特徴とする物理量検出装置。 - 【請求項4】 上記基準値記憶手段に、上記基準値とし
て、上記単位時間と、上記基準通電比に従って求められ
る上記単位時間内での上記第1の固定電極への通電時間
である第1の基準通電時間とを格納し、 上記演算手段は、 上記基準値記憶手段に格納された第1の基準通電時間
に、上記積分手段での積分値を加算して、上記第1の固
定電極への通電時間を算出する加算器と、 上記基準値記憶手段に格納された単位時間から、上記加
算器での加算値を減算して、上記第2の固定電極への通
電時間を算出する減算器と、 からなることを特徴とする請求項3に記載の物理量検出
装置。 - 【請求項5】 上記基準値記憶手段に、上記基準値とし
て、上記基準通電比に従って求められる上記単位時間内
での上記第1の固定電極への通電時間である第1の基準
通電時間、及び上記第2の固定電極への通電時間である
第2の基準通電時間を格納し、 上記演算手段は、 上記基準値記憶手段に格納された第1の基準通電時間
に、上記積分手段での積分値を加算して、上記第1の固
定電極への通電時間を算出する加算器と、 上記基準値記憶手段に格納された第2の基準通電時間か
ら、上記積分手段での積分値を減算して、上記第2の固
定電極への通電時間を算出する減算器と、 からなることを特徴とする請求項3に記載の物理量検出
装置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10831596A JP3435979B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 物理量検出装置 |
US08/845,895 US6082196A (en) | 1996-04-26 | 1997-04-28 | Physical quantity detecting device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP10831596A JP3435979B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 物理量検出装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH09292410A true JPH09292410A (ja) | 1997-11-11 |
JP3435979B2 JP3435979B2 (ja) | 2003-08-11 |
Family
ID=14481602
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP10831596A Expired - Fee Related JP3435979B2 (ja) | 1996-04-26 | 1996-04-26 | 物理量検出装置 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6082196A (ja) |
JP (1) | JP3435979B2 (ja) |
Cited By (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003118571A (ja) * | 2001-10-15 | 2003-04-23 | Nippon Sharyo Seizo Kaisha Ltd | 鉄道車両の振動抑制装置 |
JP2005321395A (ja) * | 2004-05-04 | 2005-11-17 | Commiss Energ Atom | 閉ループ内の誤り検出を備えた加速度計 |
JP2007171203A (ja) * | 2005-12-22 | 2007-07-05 | Honeywell Internatl Inc | 時間間隔調整型の差動容量センサ装置 |
JP2012521006A (ja) * | 2009-03-19 | 2012-09-10 | ヒューレット−パッカード デベロップメント カンパニー エル.ピー. | 三相容量ベース検知 |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000241202A (ja) * | 1999-02-24 | 2000-09-08 | Denso Corp | センサ装置 |
DE10046958B4 (de) * | 1999-09-27 | 2009-01-02 | Denso Corp., Kariya-shi | Kapazitive Vorrichtung zum Erfassen einer physikalischen Grösse |
US6674383B2 (en) * | 2000-11-01 | 2004-01-06 | Onix Microsystems, Inc. | PWM-based measurement interface for a micro-machined electrostatic actuator |
US6568268B1 (en) * | 2001-10-31 | 2003-05-27 | Western Digital Technologies, Inc. | Multi-axis accelerometer comprising a mass suspended by springs above an optical sensor |
WO2004071943A2 (en) * | 2003-02-11 | 2004-08-26 | Koninklijke Philips Electronics N.V. | Electronic device and its manufacturing method device |
JP2005303524A (ja) * | 2004-04-08 | 2005-10-27 | Olympus Corp | キャリブレーション用カメラ装置およびキャリブレーションシステム |
JP2006074415A (ja) * | 2004-09-02 | 2006-03-16 | Nec Electronics Corp | A/d変換器およびサンプリングクロックのデューティ制御方法 |
EP1793208B1 (fr) * | 2005-11-30 | 2009-02-11 | ETA SA Manufacture Horlogère Suisse | Système de commande à basse puissance régulée pour actionneurs électrostatiques |
JP4836985B2 (ja) * | 2008-04-04 | 2011-12-14 | パナソニック株式会社 | 物理量検出回路 |
JP4894840B2 (ja) * | 2008-10-08 | 2012-03-14 | 株式会社デンソー | 物理量検出装置 |
US9605952B2 (en) | 2012-03-08 | 2017-03-28 | Quality Manufacturing Inc. | Touch sensitive robotic gripper |
WO2013134610A1 (en) | 2012-03-08 | 2013-09-12 | Quality Manufacturing Inc. | Touch sensitive robotic gripper |
JP6222425B2 (ja) * | 2013-04-24 | 2017-11-01 | セイコーエプソン株式会社 | 物理量検出回路、物理量検出装置、電子機器及び移動体 |
US10718359B2 (en) | 2015-08-21 | 2020-07-21 | Quality Manufacturing Inc. | Devices and systems for producing rotational actuation |
US11063529B2 (en) * | 2017-08-31 | 2021-07-13 | Nidec Tosok Corporation | Control device of motor and storage medium |
Family Cites Families (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5963792U (ja) * | 1982-10-22 | 1984-04-26 | ニツタン株式会社 | 光電式煙検出端末機 |
JPS6413419A (en) * | 1987-07-08 | 1989-01-18 | Shimadzu Corp | Flow rate sensor |
JPH0672899B2 (ja) * | 1988-04-01 | 1994-09-14 | 株式会社日立製作所 | 加速度センサ |
JPH0623782B2 (ja) * | 1988-11-15 | 1994-03-30 | 株式会社日立製作所 | 静電容量式加速度センサ及び半導体圧力センサ |
US4987779A (en) * | 1989-02-28 | 1991-01-29 | United Technologies Corporation | Pulse-driven accelerometer arrangement |
JPH0368209A (ja) * | 1989-08-07 | 1991-03-25 | Fujitsu Ltd | 信号変換器 |
JPH0385014A (ja) * | 1989-08-29 | 1991-04-10 | Sharp Corp | Pwm/dc電圧変換回路 |
JP2868266B2 (ja) * | 1990-01-25 | 1999-03-10 | 株式会社日本自動車部品総合研究所 | 信号位相差検出回路及び信号位相差検出方法 |
JP2760628B2 (ja) * | 1990-04-12 | 1998-06-04 | 株式会社日立製作所 | Pwm静電サーボ式加速度計 |
US5283474A (en) * | 1990-06-27 | 1994-02-01 | Idec Izumi Corporation | Circuit for driving a load by using selectively one of two different DC power sources |
EP0543901B1 (en) * | 1990-08-17 | 1995-10-04 | Analog Devices, Inc. | Monolithic accelerometer |
US5506454A (en) * | 1991-03-20 | 1996-04-09 | Hitachi, Ltd. | System and method for diagnosing characteristics of acceleration sensor |
JP3047927B2 (ja) * | 1991-04-09 | 2000-06-05 | 三菱電機株式会社 | 映像信号クランプ回路 |
JPH0526902A (ja) * | 1991-07-22 | 1993-02-05 | Hitachi Ltd | 加速度センサ及びこれを用いたアンチロツクブレーキシステム、アクテイブサスペンシヨンシステム、エアバツグシステム |
US5428352A (en) * | 1992-01-06 | 1995-06-27 | Motorola, Inc. | Closed loop circuit for a differential capacitive sensor |
JP3064644B2 (ja) * | 1992-03-16 | 2000-07-12 | 株式会社デンソー | A/d変換回路 |
US5440501A (en) * | 1992-06-26 | 1995-08-08 | Mitutoyo Corporation | Energy saving capacitance type measuring device for absolute measurement of positions |
JP2804420B2 (ja) * | 1992-07-08 | 1998-09-24 | ローム株式会社 | 加速度センサ |
JP3455982B2 (ja) * | 1993-01-14 | 2003-10-14 | 株式会社デンソー | 偶数段リングオシレータ及びパルス位相差符号化回路 |
JPH06229777A (ja) * | 1993-02-02 | 1994-08-19 | Yamatake Honeywell Co Ltd | センサのオフセット調整装置 |
JPH07128362A (ja) * | 1993-10-29 | 1995-05-19 | Hitachi Ltd | 容量式センサ及び車両用エアバッグシステム |
JP3203909B2 (ja) * | 1993-11-26 | 2001-09-04 | 株式会社デンソー | A/d変換装置 |
JP2900772B2 (ja) * | 1993-12-24 | 1999-06-02 | 株式会社デンソー | パルス位相差符号化回路とパルス発生回路との複合装置及びデジタル制御pll装置 |
JP3269274B2 (ja) * | 1994-03-15 | 2002-03-25 | 株式会社デンソー | 加速度センサ |
JP3216455B2 (ja) * | 1994-12-22 | 2001-10-09 | 株式会社村田製作所 | 容量型静電サーボ加速度センサ |
-
1996
- 1996-04-26 JP JP10831596A patent/JP3435979B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-04-28 US US08/845,895 patent/US6082196A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2003118571A (ja) * | 2001-10-15 | 2003-04-23 | Nippon Sharyo Seizo Kaisha Ltd | 鉄道車両の振動抑制装置 |
JP2005321395A (ja) * | 2004-05-04 | 2005-11-17 | Commiss Energ Atom | 閉ループ内の誤り検出を備えた加速度計 |
JP2007171203A (ja) * | 2005-12-22 | 2007-07-05 | Honeywell Internatl Inc | 時間間隔調整型の差動容量センサ装置 |
JP2012521006A (ja) * | 2009-03-19 | 2012-09-10 | ヒューレット−パッカード デベロップメント カンパニー エル.ピー. | 三相容量ベース検知 |
US8661901B2 (en) | 2009-03-19 | 2014-03-04 | Hewlett-Packard Development Company, L.P. | Three phase capacitance-based sensing |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US6082196A (en) | 2000-07-04 |
JP3435979B2 (ja) | 2003-08-11 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP3435979B2 (ja) | 物理量検出装置 | |
US5812427A (en) | Physical quantity detecting apparatus | |
US8072230B1 (en) | Method for compensating for differences in capacitance between multiple capacitive sensors | |
JPH0213869A (ja) | 磁場センサを安定化させる装置 | |
KR20010022313A (ko) | 정밀 온도 센서 집적 회로 | |
EP1963870B1 (en) | Current measurement circuit and method | |
US7385439B2 (en) | Analog switch having a minimized external flow of leakage current and switched capacitor filter incorporating the analog switch | |
JP5475047B2 (ja) | Ad変換回路 | |
JP4000879B2 (ja) | 磁気センサ装置 | |
EP3296709A1 (en) | Temperature-to-digital converter | |
Basith et al. | Built-in self-test for capacitive MEMS using a charge control technique | |
US11243237B2 (en) | Method for determining an electrical parameter and measurement arrangement for determining an electrical parameter | |
JPH10170544A (ja) | Cv変換回路、そのcv変換回路を用いた加速度センサー | |
JP4422284B2 (ja) | A/d変換器及び半導体圧力センサ装置 | |
JP5773807B2 (ja) | 演算回路、それを用いた物理量センサ及び検波回路 | |
JP2521540B2 (ja) | 容量測定回路 | |
JPH02171613A (ja) | 可変容量形センサシステム | |
JPH0278912A (ja) | 可変容量形センサシステム | |
JPS60262067A (ja) | 容量測定方法 | |
JPS62277517A (ja) | 変位変換装置 | |
JP3729872B2 (ja) | 発振回路 | |
JPH0543378Y2 (ja) | ||
JP2000199726A (ja) | 静電容量型圧力センサ | |
JPH0829281A (ja) | 容量式センサ回路 | |
JPH04109171A (ja) | 遅延掃引回路 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090606 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100606 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100606 Year of fee payment: 7 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110606 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110606 Year of fee payment: 8 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120606 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120606 Year of fee payment: 9 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130606 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140606 Year of fee payment: 11 |
|
R250 | Receipt of annual fees |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |