JPH04109171A

JPH04109171A - 遅延掃引回路

Info

Publication number: JPH04109171A
Application number: JP22713890A
Authority: JP
Inventors: Shigeyuki Nagatomo; 長友　重幸; Hideyuki Kawaguchi; 英之川口
Original assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Current assignee: Iwatsu Electric Co Ltd
Priority date: 1990-08-29
Filing date: 1990-08-29
Publication date: 1992-04-10
Anticipated expiration: 2015-07-04
Also published as: JP3057734B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】【産業上の利用分野】

この発明は、例えば等価サンプリングのためのサンプリ
ングパルスを得る場合に使用して好適な遅延掃引回路に
関する。

【従来の技術】

例えば、第５図に示すような周期Ｔの所定の繰り返し波
形の被測定信号をサンプリングしてそのサンプリング値
をデジタルデータに変換し、種々の信号分析等を行う場
合、サンプリングパルスの周波数は、サンプリング定理
により被測定信号の周波数の２倍以上の周波数にする必
要がある。すなわち、例えば、同図に示すように、被測
定信号のＮ倍の周波数、したがって被測定信号の周期Ｔ
をＮ等分した周期ΔＴのサンプリングパルスＣＫＩを用
いる。したがって、分析する被測定信号の周波数が高くなると
、サンプリングパルスＣＫＩの周波数は、そのＮ倍とな
り、非常に高くなってしまう。ところが、このようにサンプリングパルスＣＫＩの周波
数が高くなると、Ａ／Ｄコンバータは、このサンプリン
グパルスＣＫＩの周波数で動作をしているので、Ａ／Ｄ
コンバータとしては高速で動作するものを使用しなけれ
ばならない。さらに、Ａ／Ｄコンバータの出力データもサンプリング
パルスＣＫＩと等しい周波数なので、デジタルデータを
蓄積するためのメモリ回路も高速で書き込みのできるも
のを用いなければならない。このように、分析の上限周波数を高くするには、高速動
作が可能な部品が必要となり、装置が高価となってしま
う。また、高速動作させるため消費電力が増加するとと
もに、回路設計も困難になってしまう。そこで、従来から等価サンプリングの方法が用いられて
いる。この等価サンプリングの方法の場合のサンプリン
グパルスは、次のように形成する。すなわち、第６図に示すように、被測定信号の周期Ｔと
等しい周期Ｔのトリガ信号ＴＧを用意し、このトリガ信
号ＴＧに対し、遅延したパルスであって、その遅延量が
１周期毎にΔＴ　（Ｔ／Ｎ）づつ増加するパルスを形成
し、これをサンプリングパルスＧＫ２とする。そして、
このサンプリングパルスＣＫ２により被測定信号をサン
プリングする。この等価サンプリング方法によれば、サンプリングパル
スＣＫ２のＮ個のパルスのサンプリング値は、被測定信
号の１Ｒ期分の波形をΔＴ毎に順次サンプリングしたも
のに等しくなる。すなわち、このサンプリングパルスＣ
Ｋ２のＮ倍の周波数の第５図のサンプリングパルスＣＫ
Ｉによって被測定信号をサンプリングしたのに等（２い
等価サンプリングを行うことができる。したがって、被
測定信号の周波数が高くなっても、その被測定信号の周
波数Ｎ倍の周波数のサンプリングパルスを用いなくても
よく、このため、高速の部品を用いなくても、周波数の
高い被測定信号のサンプリング有することができる。従来、この等価サンプリング方法に用いるサンプリング
パルスは、第７図に示すような遅延掃引回路を用いて形
成されている。第７図で、１はトリガ信号ＴＧの入力端子で、この入力
端子］はフリップフロップ回路２のクロック入力端子に
接続される。このフリップフロップ回路の出力端子は、
電流制御スイッチ回路３のスイッチング制御端子に接続
される。６は充放電用コンデンサで、このコンデンサ６には、こ
れζご一定の充１ＫＩＩ流Ｉ、を流す第１の電流源４が
接続されると共に、前記スイッチ回路３を介して、電流
源４の電流！１とは逆極性の電流Ｉ２を流す第２の電流
源５が接続されている。そして、スイッチ回路３がオフ
の時、コンデンサ６は電流■、で充電され、また、スイ
ッチ回路３がオンの時、コンデンサ６は電流（１２−’
Ｉ＋）で放電され、この充放電によりコンデンサ６の端
子間電圧Ｖ、は銀波電圧となる。すなわち、電流源４及
び５、スイッチ回路３及びコンデンサ６により、銀波発
生回路を構成している。９は階段波発生手段である。この階段波発生手段９は、
そのクロック入力端子にクロックパルスが入力されると
、所定の電圧Δｖ２だけ、その出力電圧のレベルを増加
させる。これにより、この階段波発生手段９からは、階
段波電圧■２が得られる。この例の場合、被測定信号の１周期ＴをＮ等分するよう
なタイミングの等価サンプリングパルスを得るために、
増加ステップ電圧Δ■２は、銀波電圧ｖ１がトリガ信号
の１周期分の間に直線的に単調増加したときの電圧増加
分の１／Ｎの大きさに選定されている。この階段波電圧
は、Δｖ２づつＮ段階増加すると、最初のレベルにリセ
ットされる。この階段波発生手段９からの階段波電圧ｖ２は、電圧比
較回路７の一方の入力端子に供給される。この電圧比較回路７の他方の入力端子には、コンデンサ
６の端子間電圧である銀波電圧ｖ１が供給される。この
電圧比較回路７は、銀波電圧Ｖ、が階段波電圧ｖ２を越
える時点を検出する。この電圧比較回路７の出力は、ワ
ンショットパルス発生回路８に供給され、前記検出時点
で一定時間幅のパルスＳＰを発生する。このパルスＳＰ
は、フリップフロップ回路２にリセット信号として供給
されると共に、階段波発生手段９のクロックパルス入力
端子に供給される。また、このパルスＳＰが、出力端子
】０に、出力サンプリングパルスとして導出される。次に、この第７図の従来の遅延掃引回路の動作を第８図
のタイムチャートを参照しながら説明する。トリガ入力端子１に、第８図に示すような一定周期Ｔの
トリガ信号ＴＧが入力されると、このトリガ信号ＴＧの
立ち上がりのエツジによりフリップフロップ回路２の出
力Ｑは反転し、スイッチ回路３はオフとなる。スイッチ
回路３がオフとなると、コンデンサ６は電流源４からの
充電電流Ｉ。により充電され、この銀波電圧Ｖ、は、第８図に示すよ
うに一定の傾斜を持って上昇する。そして、この端子間
電圧Ｖ、が、階段波発生手段９の出力電圧ｖ２を越える
と、電圧比較回路７の出力は反転する。すると、この電
圧比較回路７の出力の反転のエツジによりワンショット
パルス発生回路８がトリガされ、第８図に示すように、
この発生回路８からサンプリングパルスＳＰが得られる
。このとき、入力トリガ信号ＴＧの立上がり時点からサン
プリングパルスＳＰの発生時点までの遅延時間ΔＴ（１
）は、伝播遅延時間を無視すると、ΔＴ（１）−ΔＴ −（ｘΔＶ２／Ｉ。（Ｃはコンデンサ６の容量）となる。ワンショットパルス発生回路８からパルスＳＰが発生す
ると、このパルスＳＰにより階段波発生手段９は、その
出力階段波電圧ｖ２をΔｖ２だけ増加させる。また、パルスＳＰにより、フリップフロップ回路２はリ
セットされ、このフリップフロップ回路の出力信号Ｑは
元の状態に戻り、スイッチ回路３はオンとなる。スイッ
チ回路３がオンとなると、コンデンサ６の端子間電圧で
ある銀波電圧Ｖ、は、第８図に示すようにレベルが降下
する。そして、この銀波電圧Ｖ１が零になると、電流源
５の電流■２は、Ｉ２−１．となり、コンデンサ６１こ
対しては充電も放電もされなくなる。入力端子１に、次のトリガ信号ＴＧが入力されると、上
記と同様の動作を行うが、階段波発生手段９の出力階段
波電圧ｖ２は、Δｖ２だけ大きいレベルになっているの
で、トリガ信号ＴＧの立ち上がりからサンプリングパル
スＳＰまでの遅延時間ΔＴ（２）は、 ΔＴ　（２）−ｃｘ’Δｖ２Ｘ２／Ｉ＋−ΔＴＸ２となる。同様に、Ｎ番目のトリガ信号ＴＧに対するサン
プリングパルスＳＰの遅延時間ΔＴ　（Ｎ）は、 ΔＴ　　（Ｎ）　　−ΔＴＸＮとなる。階段波発生手段９では、その出力電圧ｖ２が、Δｖ２×
Ｎに達するとリセットされて、最初のレベルに戻り、以
上の動作が繰り返される。以上のようにして、従来、被測定信号の１周期ＴをＮ等
分したようなタイミングで、ΔＴ毎に異なる時点でサン
プリングするような等価サンプリングパルスＳＰを得て
いる。

【発明が解決しようとする課１ｉ１ところで、被測定信号の周波数が変わると、入力トリガ
信号の周波数も変える必要がある。第７図の従来の遅延
掃引回路の場合、このように入力トリガ信号の周波数が
変わると、電流源４の電流１１及びコンデンサ６の容量
が一定である場合には、銀波電圧Ｖ、の１周期Ｔの間に
増加する電圧が変わってしまう。このため、被測定信号
の１周期ＴをＮ等分するような時点で等価サンプリング
するためのサンプリングパルスを得るためには、階段波
発生手段９からの階段波電圧ｖ２の増加ステップ電圧Δ
Ｖ２を変える必要がある。また、電圧Δｖ２を変更しな
い場合には、コンデンサ６の容量や電流源４の電流Ｉ、
を調整して銀波の傾斜部の傾きを変えて、１周期Ｔの間
に上昇する電圧が変わらないようにする必要がある。被測定信号の周波数が複数通りで、定まっている場合に
は、その複数の被測定信号に対応して電圧Δｖ２、コン
デンサ６の容量Ｃ１電流源４の電流Ｉ１等を被測定信号
の周期に応じて複数通り用意して、これらを切り替える
ことで、入力トリガ信号に対応して目的の等価サンプリ
ングパルスを得ることができるが、その切替操作は厄介
である。しかも、被測定信号の周波数が任意に変わるような場合
、その周波数変化に対応して等価サンプリングパルスを
得ることは困難である。すなわち、例えば、信号処理に
おけるＦＦＴ演算のサイドローブを防ぐ目的のサンプリ
ング方式のように、任意の周期に対してこれをＮ等分し
た時点でサンブリングを行うような方式のためのサンプ
リングパルスを得るためには、第７図の従来回路では、
前記の電流値ｌＩ、増加ステップ電圧ΔＶ２、コンデン
サ６の容量を、トリガ信号の周波数の変化に応じて調整
する必要があり、現実的ではない。この発明は、以上の点にかんがみ、鋸波電圧の傾きと階
段波発生手段の増加ステップ電圧を、入力トリガ信号の
周期に応じて自動的に制御して、任意の周期をＮ等分す
るのに等しい等価サンプリングパルスを発生することが
できるようにした遅延掃引回路を提供することを目的と
する。【課題を解決するための手段】この発明による遅延掃引回路は、入力トリガ信号に対して一定の時間関係を有する出力タ
イミング信号を発生するタイミング信号発生手段と、このタイミング信号発生手段からの第１のタイミング信
号によりタイミング制御されて、鋸波電圧を発生するも
のであって、この鋸波電圧の傾斜部の傾きを制御可能な
鋸波発生手段と、所定の基準電圧と前記鋸波電圧とを比
較し、前記鋸波電圧が前記所定の基準電圧を越える時点
の情報を有する比較出力信号を得る第１の比較回路と、
この第１の比較回路の比較出力信号と前記タイミング信
号発生手段からの前記第１のタイミング信号に対し入力
トリガ信号のｎ周期分（ｎは自然数）だけ遅延した第２
のタイミング信号とを位相比較して、その位相差に応じ
た電圧出力を発生する位相比較回路と、ローパスフィル
タとを備え、前記位相比較回路の出力をローパスフィル
タに供給し、このローパスフィルタの出力により前記鋸
波発生手段の出力鋸波電圧の傾斜部の傾きを前記位相差
が零になるように制御する制御ループと、入力クロック
毎に、前記基準電圧の１　／　ｎ　Ｎ（Ｎは２以上の整
数）の電圧づつＮ段まで上昇または降下する階段波電圧
を繰り返し発生する階段波発生手段と、この階段波発生手段からの階段波電圧と、前記鋸波電圧
とを比較し、この鋸波電圧が前記階段波電圧を越える時
点を検出する第２の比較回路と、この第２の比較回路の
出力を受け、前記鋸波電圧が前記階段波電圧を越えた時
点でパルスを発生し、このパルスを出力端子に供給する
と共に、前記階段波発生手段に前記入力クロックとして
供給するパルス発生手段とを備える。

【作用】

鋸波電圧は、第１のタイミング信号の時点１゜を起点と
して傾斜部が形成され、第１のＭ＠小ループより、前記
時点型０からｎＴ（Ｔはトリガ信号の１周期）経過した
第２のタイミング信号の時点では、基準電圧ｖＳに等し
くなるように制御される。すなわち、入力トリガ信号の
周期が変化しても、常に起点ｔｏからｎＴだけ経過した
時点では、基準電圧ＶＳになるように鋸波電圧の傾斜部
の傾きが変えられる。階段波発生手段では、出力サンプリングパルス毎に、こ
の一定の基準電圧ｖＳの１　／　ｎ　Ｎの増加ステップ
電圧づつ上昇または降下する階段波電圧を発生する。ぞ
して、鋸波電圧と階段波電圧とが第２の比較回路で比較
され、その比較出力によりパルス発生回路がトリガされ
ることにより、出力サンプリングパルスが形成される。以上のように、制御ループにより、入力トリガ信号の周
波数が変わっても、常に入力トリガ信号の１周期をＮ等
分したのに等しい等価サンプリングパルスが得られる。

【実施ｆｐ１】以下、この発明による遅延掃引回路の一実施例を、図を
参照１．なから説明する。第１図は、この発明の一実施例であって、第２図は、そ
の説明のためのタイムチャートである。第１図において、１１はトリガ信号の入力端子で、これ
を通じた入力トリガ信号ＴＧ（第２図Ａ）は、タイミン
グ信号発生回路１２のクロック端子に供給される。この
例の場合、タイミング信号発生回路１２は、ともに４Ｔ
（Ｔはトリガ信号ＴＧの１周期）の繰り返し周期であっ
て、互いに立ち上がりの位相がＩＴづつ順次具なる第１
〜第４のタイミング信号Ｑｌ−０４（第２図Ｂ−Ｅ）を
出力する。すなわち、第１のタイミング信号Ｑ、は、こ
のタイミング信号発生回路１２のリセット後の１発目の
トリガ信号の入力時点ｔ１で“０”から“ｌｏになり（
同図Ｂ）、第２のタイミング信号Ｑ２は、このタイミン
グ信号発生回路１２のリセット後の２発目のトリガ信号
の人力時点ｔ２で“０”から“１”になり（同図Ｃ）、
第３のタイミング信号Ｑ３は、このタイミング信号発生
回路１２のリセット後の３発目のトリガ信号の入力時点
ｔ３で“０＃から“ｌｏになり（同図Ｄ）、第４のタイ
ミング信号Ｑ４は、このタイミング信号発生回路１２の
リセット後の２発目のトリガ信号の入力時点ｔ４で“０
″から１”になる（同図Ｅ）。そして、第４のタイミン
グ信号Ｑ４により、タイミング信号発生回路１２がリセ
ットされ、第１〜第４のタイミング信号Ｑ１〜Ｑ４が“
０”に戻る。以後、これを繰り返す。２０は砺波発生手段で、この例では、第７図の例と同様
に銀波電圧Ｖ、を形成するものであるが、砺波電圧Ｖ冒
の傾斜部の傾きは可変とされている。すなわち、２１は充放電用コンデンサで、このコンデン
サ２１には、これに充電電流Ｉｃを流し、かつ、その電
流１ｃの値が制御信号により可変とされる第１の電流源
としての可変電流源２２が接続されると共に、スイッチ
回路２３を介して前記電流Ｉｃとは逆極性の電流１２を
流す第２の電流源２４が接続されている。そして、スイ
ッチ回路２３がオフのとき、コンデンサ２１は電流Ｉｃ
で充電され、また、スイッチ回路２３がオンのとき、コ
ンデンサ２１は電流（１２−ＩＣ）で放電され、この充
放電によりコンデンサ２３の端子間電圧は銀波電圧ｖ１
となる。この場合、スイッチ回路２３は、タイミング信号発生回
路１２からの第１のタイミング信号Ｑによりオン、オフ
制御される。すなわち、第１のタイミング信号Ｑ１が立
ち上がって“１°になると、スイッチ回路２３はオフと
なり、コンデンサ２１が充電され、電流１ｃに応じた傾
きで、銀波電圧Ｖ１は直線的に上昇する。そして、タイ
ミング信号発生回路１２がリセットされて、第１のタイ
ミング信号Ｑ１が“０°になると、スイッチ回路２３は
オンとなり、コンデンサ２１は、電流Ｃｌ２−Ｉｃ）で
降下する。そして、コンデンサ２１の端子間電圧ｖ１が
零になると、電流源２４の電流値Ｉ２は、１２＝Ｉｃと
なり、コンデンサ２１は充電も放電もされなくなり、電
圧■１は零を保持する。こうして、第２図Ｆに示すような銀波電圧ｖＩが、４Ｔ
周期で繰り返し得られる。この銀波電圧■１の傾斜部の傾きは、第１の制御ループ
を構成するＰＬＬ３０により、入力トリガ信号ＴＧの周
期に応じたものとなるように制御される。すなわち、銀波電圧Ｖ、は、電圧比較回路３２の一方の
入力端に供給され、また、基準電圧発生ｊｉ３１からの
一定の基準電圧ｖｓが電圧比較回路３２の他方の入力端
子に供給される。この電圧比較回路３２がらは、銀波電
圧Ｖ、が基準電圧ｖｓを越えた時点（Ｖ＋＝ＶＳの時点
）で反転する比較出力ＣＭ、（第２図Ｇ）が得られる。この比較出力ＣＭ、は、位相比較回路３３の一方の入力
端に供給される。この位相比較回路３３の他方の入力端
子には、タイミング信号発生回路１２からの第２のタイ
ミング信号Ｑ２が供給され、一方の入力端の入力信号と
位相比較される。そして、この位相比較回路３３からは
、両人力信号の位相差に応じた出力が得られ、これがロ
ーパスフィルタ３４を通じて可変電流源２２に供給され
、前記位相差が零になるように電流１ｃが制御される。例えば、第２図で、銀波電圧ｖ１の傾斜がＳ。のとき、電圧比較回路３３の出力ＣＭ、の反転時点はｔ
ｓｌとなる。第２のタイミング信号Ｑ２の立ち上がり時
点は、ｔ２であるので、比較出力ＣＭ１の反転時点ｔｓ
、は、これより位相が進んでおり、位相比較回路３３の
出力により可変電流源２２の電流１ｃは減少する方向に
制御される。また、銀波電圧ｖ１の傾斜が、第２図の８２のときは、
電圧比較回路３３の出力ＣＭ、の反転時点はｔｓ２であ
り、第２のタイミング信号Ｑ２の立上がり時点ｔ２に対
して遅れており、可変電流源２２の電流Ｉｃは増加する
方向に制御される。そして、以上の制御により、最終的には、鋸波電圧■、
の傾斜は、電圧比較出力ＣＭ、の反転時点がｔｓｏ−ｔ
２となる傾きにロックする。すなわち、この制御ループ
３０により、第１のタイミング信号Ｑ、で立ち上がり、
一定の傾きで直線的に上昇した鋸波電圧Ｖ１は、第２の
タイミング信号Ｑ２の時点で、常に、電圧ＶＳとなるよ
うに制御される。つまり、鋸波電圧Ｖ１は、トリガ信号
ＴＧの周期が変化しても、常に、その１周期Ｔｃ−ｔ２
−ｔ、）の間に電圧ＶＳだけ上昇するように、傾きが制
御されるものである。このとき、上昇時間Ｔｕと鋸波電圧ＶＩとの関係は、Ｔ　ｕ　＝Ｔ＝ＶＩ　　Ｘ　ＣＩ　／　Ｉ　ｅ　　−−
（１）（ＣＩはコンデンサ２１の容量）となる。また、鋸波電圧Ｖ１の傾斜部の傾きがロックし
たときの電流１ｃの値は、Ｉ　　ｅ−ＶＳＸＣ＋　　／　ｔ　　ｓ　　　　　　−
−（２）（ｔｓは比較出力ＣＭ、の反転時点）となる。また、基準電圧源３１からの基準電圧ＶＳは、階段波発
生手段１４に、増加ステップ電圧のリファレンス電圧と
して供給される。この階段波発生手段１４は、そのクロ
ック入力端子にクロックが入力される毎に、その出力電
圧を、リファレンス電圧ＶＳの１／Ｎの電圧Δｖ５□だ
けステップアップすることにより、階段波電圧ｖＳ丁を
形成する。この階段波電圧■、工は、Ｎ段上昇すると、元のレベル
に戻る。第３図は、この階段波発生手段１４の一実施例で、この
例の場合、乗算型Ｄ／Ａコンバータ１４１と、Ｎ進カウ
ンタ１４２とで構成され、Ｎ進カウンタ１４２のカウン
ト値出力が乗算型Ｄ／Ａコンバータ１４１でアナログ電
圧に変換される構成である。そして、乗算型Ｄ／Ａコン
バータ１４１では、端子１４３を通じて入力されるリフ
ァレンス電圧ｖＳを基準としてＤ／Ａ変換を行い、カウ
ント値が「１」上がるごとに、ＶＳ／Ｎ＝ＡＶｓｔづつ
、出力端子１４５に得られる出力電圧、すなわち階段波
電圧ＶＳｔがステップアップするものである。そして、
Ｎ進カウンタ１４２のクロック端子には、端子１４４を
通じて、後述するパルス発生回路１５からの出力サンプ
リングパルスが供給されるものである。この例の場合、トリガ信号の１周期の長さが変わっても
、鋸波電圧ｖＩの傾斜部の傾きが変わるだけで、トリガ
信号の１周期の間の鋸波電圧Ｖ。の変化電圧はｖＳで変わらない。したがって、階段波電
圧Ｖ、Ｔの増加ステップ電圧ΔＶ、□は、常にＶＳ／Ｎ
で一定である。前記砺波発生手段２０からの鋸波電圧Ｖ、は、電圧比較
回路］３の一方の入力端に供給される。また、階段波発生手段］４からの階段波電圧ＶｓＴが前
記電圧比較回路１３の他方の入力端に供給される。そし
て、鋸波電圧Ｖ、が、階段波電圧ｖｓｒを越えると、電
圧比較回路１３の出力は反転する。すると、この電圧比較回路１３の出力の反転のエツジに
よりワンショットパルス発生回路１５がトリガされ、こ
のパルス発生回路１５から等価サンプリングパルスＳＰ
が得られ、出力端子１６に導出される。そして、このサンプリングパルスＳＰにより前述Ｉ７た
ように、階段波電圧Ｖ５ｏは、増加ステップ電圧ΔＶ、
Ｔだけ、レベルが大きくなる。以上のように、第１のタイミング信号Ｑ、が“１”に立
ち上がる時点から第４のタイミング信号Ｑ４が立ち上が
る時点まで、鋸波電圧ｖｌは一定の傾斜で直線的に上昇
を行う。そして、この鋸波電圧ＶＩの傾斜部の電圧と、
階段波電圧ＶＳＴとが電圧比較回路１３で比較され、鋸
波電圧Ｖ、が階段波電圧ｖｓＴを越えた時点で、パルス
発生回路１５から出力ザンブリングが得られる。このと
き、階段波電圧ｖ、Ｔは、サンプリングパルスＳＰが発
生する毎に、増加ステップ電圧ΔＶ、アだけ変化するの
で、出力サンプリングパルスＳＰは、順次、ΔＴ　（−
Ｔ／Ｎ）だけ異なる位相で得られ、トリガ信号ＴＧの１
周期ＴをＮ等分したのに等しいりイミノジで等価サンプ
リングパルスＳＰが得られる。そして、入力トリガ信号ＦＧの周期が変化したときは、
ＰＬＬ３０により、常に、入力トリガ信号ＴＧの１周期
分の間の砺波電圧Ｖ、の上昇電圧が、一定の電圧ｖＳと
なるように、砺波電圧Ｖｌの傾きが制御される。階段波
電圧Ｖ、は、この−定の電圧ｖＳの１／Ｎの電圧を増加
ステップ電圧ΔＶＳｔとするから、入力トリガ信号の周
波数が変化しても、その１周期をＮ等分するようなサン
プリングパルスを常に得ることができる。以上の第１図の実施例では、伝播遅延時間の影響を無視
したが、第４図の実施例のようにすることによって、こ
の伝播遅延時間の影響を除去することができる。この第４図の実施例は、第１図の実施例に、さらに、電
圧比較回路４１と、位相比較回路４２と、ローパスフィ
ルタ４３とからなる第２の制御ループ（ＰＬＬ）４０と
、減算回路１８とを加えるものである。すなわち、この例においては、砺波発生手段２０からの
砺波電圧■、が電圧比較回路４１の一方の入力端に供給
される。この電圧比較回路４１の他方の入力端には、ロ
ーパスフィルタ４３の出力電圧Ｖｃが供給される。この
電圧比較回路４１からは、砺波電圧Ｖ、が電圧Ｖｃを越
えた時点で反転する比較出力ＣＭ２　　（第２図Ｈ）が
得られる。この比較出力ＣＭ２は、位相比較回路４２の一方の入力
端に供給され、この位相比較回路４２の他方の入力端子
には、タイミング信号発生回路１２からの第３のタイミ
ング信号Ｑ３が供給され、再入力信号が位相比較される
。そして、この位相比較回路４２からは、再入力信号の
位相誤差に応じた出力が得られ、これがローパスフィル
タ４３に供給され、このローパスフィルタ４３から前記
位相差に応じた電圧Ｖｃが得られる。そして、ＰＬＬ４０は、電圧比較回路４１の比較出力Ｃ
Ｍ２の反転時点ｔｃが、第３のタイミング信号Ｑ３の立
ち上がり時点ｔ３と等しくなるように、ローパスフィル
タ４３の出力電圧Ｖｃを制御するものである。例えば、
ｊＩ２図で、ローパスフィルタ４３の出力電圧Ｖｃが、
ｖｃ、のときは、電圧比較回路４１の比較出力ＣＭ２の
反転時点はｔｅｌ　となり、ｔ３より遅れているので、
電圧ＶＣは降下される。また、電圧Ｖｃが、Ｖ　ｃ　２
のときは、電圧比較回路４１の比較出力ｃＭ２の反転時
点はｔｃ２となり、ｔ３より進んでいるので、電圧Ｖｃ
は上昇される。そして、最終的には、ローパスフィルタ４３の出力電圧
ＶｃがＶｃ−Ｖｃ（１となって、ロックする。このとき
、ｔ３−ｔｃとなる。こうして、制御された電圧Ｖｃは、減算回路１８に供給
され、また、基準電圧源２２からの基準電圧ｖＳがこの
減算回路１８に供給され、この減算回路１８からは、電
圧（Ｖｃ−ＶＳ）なる両電圧の差の電圧が得られる。そ
して、この減算回路１８の出力電圧（Ｖｃ−ＶＳ）が、
階段波発生手段１４に、リファレンス電圧として供給さ
れる。第２図から分かるように、減算回路１８の出力電圧（Ｖ
ｃ−ＶＳ）は、時点ｔ２と時点ｔ３との間の１周期Ｔ分
の砺波電圧Ｖ、の上昇電圧（−ＶＳ）に等しい。したが
って、階段波発生手段１４の増加ステップ電圧ΔＶ５７
は、ＡＶｓＴ−（Ｖｃ−ＶＳ）／Ｎ−ＶＳ／Ｎとなり、第１
図の例と同様に、等価サンプリングパルスＳＰが出力端
子１６から得られる。ただし、この第４図の例の場合には、階段波発生手段１
４の出力階段波電圧ＶＳｔは、加算回路１７において、
基準電圧ｖＳと加算され、この加算出力電圧Ｖ、ア　が
、電圧比較回路１３に供給されるものである。これは、
砺波電圧ｖＩの電圧ｖＳ以上の安定な直線傾斜部分にお
いて、階段波電圧ＶＳＴと比較を行うためのものである
。ｊ１２の制御ループとしてのＰＬＬ４０により、以下に
説明するように伝播遅延時間の影響を除去することがで
きる。伝播遅延時間の影響を考慮すると、砺波電圧の上昇時間
Ｔｕについての前記（１）式は、次のようになる。Ｔｕ−Ｔ−Ｖｌ　ｘ（、／Ｉ　Ｃ＋ＴＯ−（３）（Ｔｏ
は伝播遅延時間）したがって、時点ｔ２及びｔ３について考えると、ｔ２−ｖｓＸｃ、／Ｉ、＋Ｔ。１３−Ｖ　ｃ　ｘ　Ｃ＋　／　Ｉ　＋　　”　Ｔ。ｔ３−ｔ、、−Ｔ讃（Ｖ　ｃ　−Ｖ　Ｓ　）　Ｘ　Ｃ＋
　／　Ｉ　＋・・・（４）となる。この第（４）式から１周期Ｔは、差の電圧（Ｖ
ｅ−ＶＳ）に比例しており、しかも、伝播遅延時間Ｔｏ
の影響が除去されることが分かる。なお、側波発生手段２０の構成は、図の例に限られるも
のではないことは勿論である。また、砺波の傾斜部の制御の方法としては、可変電流源
を用いるのではなく、例えば可変容量ダイオードをコン
デンサ２１として用い、その容量を制御して傾斜部の傾
きを制御するようにすることもできる。また、上記の例では、銀波電圧の階段波電圧と比較を行
う傾斜部及び階段波電圧は、共に電圧を上昇させる方向
に変化させたが、降下する方向に変化させるようにして
も良い。また、第１の制御ループ３０は、銀波電圧の起点からト
リガ信号の１周期後の時点の電圧を一定の電圧にするよ
うに制御したが、起点から２周期以上のｎ周期後の時点
を所定電圧にするように制御するようにしても良い。そ
の場合には、その所定電圧をｌ　／　ｎ　Ｎにした電圧
を階段波電圧の増加ステップ電圧とすれば良い。第２の
制御ループ４０についても同様である。

【発明の効果】

以上説明したように、この発明によれば、入力トリガ信
号の周期が変わっても、銀波電圧と比較する階段波電圧
を形成するために基準となる入力トリガ信号の１〜ｎ周
期に対応する電圧が変わらないように、銀波電圧の傾斜
部の傾きを制御する制御ループを設けたので、任意の周
波数のトリガ信号の１周期をＮ等分するようなタイミン
グ位置でのサンプリングを行う等価サンプリングパルス
を得ることができる。また、第２の制御ループにより、伝播遅延時間の影響を
除去することができるので、トリガ信号の１周期を、よ
り精細かつ正確にＮ等分するようなサンプリングタイミ
ング位置となる等価サンプリングパルスを得ることがで
きる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、この発明による遅延掃引回路の一実施例のブ
ロック図、第２図は、その説明のためのタイミングチャ
ート、第３図は、第１図例の一回路の一実施例を示す図
、第４図は、この発明により遅延掃引回路の他の実施例
のブロック図、第５図は、−射的なサンプリング方式を
説明するための図、第６図は、等価サンプリング方式を
説明するための図、第７図は、従来の遅延掃引回路の一
例のブロック図、第８図は、第７図例の説明のためのタ
イミングチャートである。１１；トリガ信号の入力端子１２：タイミング信号発生回路１３；電圧比較回路１４：階段波発生手段１５：パルス発生回路１８；減算回路２０；側波発生手段２１；充放電用コンデンサ２２；可変電流源３０；第１の制御ループ３１；基準電圧源３２；電圧比較回路３３；位相比較回路４０、第２の＃Ｊ御ループ４１；電圧比較回路４２；位相比較回路４３；ローパスフィルタ代理人　弁理士　佐　藤　正　美 −書ｑ右りば“ソルフ′ソ〉り゛第５図察イめブレフ゛リレク゛第６図獲釆／１遅殖挿引回語第７図第図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）入力トリガ信号に対して一定の時間関係を有する
出力タイミング信号を発生するタイミング信号発生手段
と、このタイミング信号発生手段からの第１のタイミング信
号によりタイミング制御されて、鋸波電圧を発生するも
のであって、この鋸波電圧の傾斜部の傾きを制御可能な
鋸波発生手段と、所定の基準電圧と前記鋸波電圧とを比
較し、前記鋸波電圧が前記所定の基準電圧を越える時点
の情報を有する比較出力信号を得る第１の比較回路と、
この第１の比較回路の比較出力信号と前記タイミング信
号発生手段からの前記第１のタイミング信号に対し入力
トリガ信号のｎ周期分（ｎは自然数）だけ遅延した第２
のタイミング信号とを位相比較して、その位相差に応じ
た電圧出力を発生する位相比較回路と、ローパスフィル
タとを備え、前記位相比較回路の出力をローパスフィル
タに供給し、このローパスフィルタの出力により前記鋸
波発生手段の出力鋸波電圧の傾斜部の傾きを前記位相差
が零になるように制御する制御ループと、入力クロック毎に、前記基準電圧の１／ｎＮ（Ｎは２以
上の整数）の電圧づつＮ段まで上昇または降下する階段
波電圧を繰り返し発生する階段波発生手段と、この階段波発生手段からの階段波電圧と、前記鋸波電圧
とを比較し、この鋸波電圧が前記階段波電圧を越える時
点を検出する第２の比較回路と、この第２の比較回路の出力を受け、前記鋸波電圧が前記
階段波電圧を越えた時点でパルスを発生し、このパルス
を出力端子に供給すると共に、前記階段波発生手段に前
記入力クロックとして供給するパルス発生手段とを備える遅延掃引回路。
（２）入力トリガ信号に対して一定の時間関係を有する
出力信号を発生するタイミング信号発生手段と、このタイミング信号発生手段からの第１のタイミング信
号によりタイミング制御されて、鋸波電圧を発生するも
のであって、前記鋸波電圧の傾斜部の傾きを制御可能な
鋸波発生手段と、所定の基準電圧と前記鋸波電圧とを比
較し、前記鋸波電圧が前記所定の基準電圧を越える時点
の情報を有する比較出力信号を得る第１の比較回路と、
この第１の比較回路の比較出力信号と前記タイミング信
号発生手段からの前記第１のタイミング信号に対し入力
トリガ信号のｎ周期分（ｎは自然数）だけ遅延した第２
のタイミング信号とを位相比較して、その位相差に応じ
た出力電圧を発生する第１の位相比較回路とを備え、こ
の第１の位相比較回路の出力を第１のローパスフィルタ
に供給し、この第１のローパスフィルタの出力により前
記鋸波発生手段の出力鋸波電圧の傾斜部の傾きを前記位
相差が零になるように制御する第１の制御ループと、前記鋸波電圧と第２のローパスフィルタの出力電圧とを
比較し、前記鋸波電圧が前記第２のローパスフィルタの
出力電圧を越える時点の検出信号を得る第２の比較回路
と、この第２の比較回路からの検出信号と、前記第２の
タイミング信号に対し入力トリガ信号のｍ周期分（ｍは
自然数）だけ遅延した第３のタイミング信号とを位相比
較し、その位相差に応じた電圧を前記第２のローパスフ
ィルタに供給する第２の位相比較回路とからなり、前記
位相差が零になるように前記ローパスフィルタの出力電
圧を制御する第２の制御ループと、この第２の制御ループの前記第２のローパスフィルタの
出力電圧と前記第１の制御ループの前記基準電圧との差
の電圧を得る減算回路と、入力クロック毎に、前記減算
回路の出力電圧の１／ｍＮ（Ｎは２以上の整数）づつＮ
段まで上昇または降下する階段波電圧を繰り返し発生す
る階段波発生手段と、この階段波発生手段の階段波電圧と、前記鋸波電圧とを
比較し、前記鋸波電圧が前記階段波電圧を越える時点を
検出する第３の比較回路と、この第３の比較回路の出力
を受け、前記鋸波電圧が前記階段波電圧を越えた時点で
パルスを発生し、このパルスを出力端子に供給すると共
に、前記階段波発生手段に前記クロックとして供給する
パルス発生手段とを備える遅延掃引回路。