JP3216455B2 - 容量型静電サーボ加速度センサ - Google Patents
容量型静電サーボ加速度センサInfo
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- G01P2015/0825—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration by making use of inertia forces using solid seismic masses with conversion into electric or magnetic values being provided with a particular type of spring-mass-system for defining the displacement of a seismic mass due to an external acceleration for defining out-of-plane movement of the mass for one single degree of freedom of movement of the mass
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- G—PHYSICS
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- G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
- G01R27/00—Arrangements for measuring resistance, reactance, impedance, or electric characteristics derived therefrom
- G01R27/02—Measuring real or complex resistance, reactance, impedance, or other two-pole characteristics derived therefrom, e.g. time constant
- G01R27/26—Measuring inductance or capacitance; Measuring quality factor, e.g. by using the resonance method; Measuring loss factor; Measuring dielectric constants ; Measuring impedance or related variables
- G01R27/2605—Measuring capacitance
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、容量型静電サーボ加速
度センサに関し、さらに詳しくは、加速度を高感度かつ
高精度に検出できる容量型静電サーボ加速度センサに関
する。特に、加速度，圧力，変位，流量などを検出する
センサとして有用である。
度センサに関し、さらに詳しくは、加速度を高感度かつ
高精度に検出できる容量型静電サーボ加速度センサに関
する。特に、加速度，圧力，変位，流量などを検出する
センサとして有用である。
【０００２】
【従来の技術】図３は、従来の容量型静電サーボ加速度
センサの一例の構成図である。この容量型静電サーボ加
速度センサ５００は、加速度に応じて変位しうる可動電
極１１およびその可動電極１１を挟む固定電極１２ａ，
１２ｂを有する容量検出部１と，その容量検出部１にお
ける電極間容量Ｃ１，Ｃ２の容量変化を検出電圧Ｖｓｃ
に変換するスイッチトキャパシタ回路５３と，前記検出
電圧Ｖｓｃに応じてパルス幅変調したサーボ信号Ｖｓｗ
を前記固定電極１２ａにサーボ帰還するＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）回路６０と，前記サーボ信号Ｖｓｗ
を反転したサーボ信号ｎｏｔＶｓｗを前記固定電極１２
ｂにサーボ帰還するＮＯＴ回路６１と，前記サーボ信号
Ｖｓｗの低周波成分を取り出して出力信号Ｖｏとするロ
ーパスフィルタ５８とを具備して構成されている。
センサの一例の構成図である。この容量型静電サーボ加
速度センサ５００は、加速度に応じて変位しうる可動電
極１１およびその可動電極１１を挟む固定電極１２ａ，
１２ｂを有する容量検出部１と，その容量検出部１にお
ける電極間容量Ｃ１，Ｃ２の容量変化を検出電圧Ｖｓｃ
に変換するスイッチトキャパシタ回路５３と，前記検出
電圧Ｖｓｃに応じてパルス幅変調したサーボ信号Ｖｓｗ
を前記固定電極１２ａにサーボ帰還するＰＷＭ（Pulse
Width Modulation）回路６０と，前記サーボ信号Ｖｓｗ
を反転したサーボ信号ｎｏｔＶｓｗを前記固定電極１２
ｂにサーボ帰還するＮＯＴ回路６１と，前記サーボ信号
Ｖｓｗの低周波成分を取り出して出力信号Ｖｏとするロ
ーパスフィルタ５８とを具備して構成されている。
【０００３】次に、上記容量型静電サーボ加速度センサ
５００の動作を説明する。可動電極１１が固定電極１２
ａ，１２ｂの中間にあるとき、電極間容量Ｃ１，Ｃ２の
容量は等しく、容量差（Ｃ１−Ｃ２）に比例する検出電
圧Ｖｓｃは“０”である。このとき、図４に実線で示す
ように、サーボ信号Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗのデューティ
比は５０％である。従って、サーボ信号Ｖｓｗが“＋Ｖ
ｈ”の期間に可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂか
ら受ける静電力と，サーボ信号Ｖｓｗが“０”の期間に
可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂから受ける静電
力とは、大きさが等しく，方向が逆となる。サーボ信号
Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗの周波数（例えば１０ｋＨｚ）は
可動電極１１の応答周波数（例えば２００Ｈｚ）より充
分大きいので、可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂ
から受ける静電力は積算されて“０”となり、可動電極
１１は固定電極１２ａ，１２ｂの中間で静止した状態を
維持する。
５００の動作を説明する。可動電極１１が固定電極１２
ａ，１２ｂの中間にあるとき、電極間容量Ｃ１，Ｃ２の
容量は等しく、容量差（Ｃ１−Ｃ２）に比例する検出電
圧Ｖｓｃは“０”である。このとき、図４に実線で示す
ように、サーボ信号Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗのデューティ
比は５０％である。従って、サーボ信号Ｖｓｗが“＋Ｖ
ｈ”の期間に可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂか
ら受ける静電力と，サーボ信号Ｖｓｗが“０”の期間に
可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂから受ける静電
力とは、大きさが等しく，方向が逆となる。サーボ信号
Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗの周波数（例えば１０ｋＨｚ）は
可動電極１１の応答周波数（例えば２００Ｈｚ）より充
分大きいので、可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂ
から受ける静電力は積算されて“０”となり、可動電極
１１は固定電極１２ａ，１２ｂの中間で静止した状態を
維持する。
【０００４】容量検出部１に加速度Ｇが加わると、慣性
により可動電極１１が変位し、例えば固定電極１２ａに
近付き，固定電極１２ｂから遠ざかる。すると、電極間
容量Ｃ１が大きくなり，Ｃ２が小さくなる。この容量変
化により、容量差（Ｃ１−Ｃ２）に比例する検出電圧Ｖ
ｓｃは“＋ε”となる。これに応じて、図４に破線で示
すように、サーボ信号Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗのデューテ
ィ比は５０％以上となる。従って、サーボ信号Ｖｓｗが
“＋Ｖｈ”の期間に可動電極１１が固定電極１２ａ，１
２ｂから受ける静電力と，サーボ信号Ｖｓｗが“０”の
期間に可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂから受け
る静電力とは、大きさが異なり，方向が逆となる。この
ため、可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂから受け
る静電力は積算されて“≠０”となり、可動電極１１は
固定電極１２ａから反発され，固定電極１２ｂに引かれ
るような力を受ける。すなわち、可動電極１１は変位方
向と逆向きの力を受ける。これにより、可動電極１１は
固定電極１２ａ，１２ｂの中間に戻され、見掛け上、可
動電極１１はほとんど変位しない。このようにして、加
速度Ｇが加わると、それに応じてサーボ信号Ｖｓｗのデ
ューティ比が変化するので、これをローパスフィルタ５
８で直流信号に変換すれば、加速度Ｇに応じた出力信号
Ｖｏが得られることとなる。
により可動電極１１が変位し、例えば固定電極１２ａに
近付き，固定電極１２ｂから遠ざかる。すると、電極間
容量Ｃ１が大きくなり，Ｃ２が小さくなる。この容量変
化により、容量差（Ｃ１−Ｃ２）に比例する検出電圧Ｖ
ｓｃは“＋ε”となる。これに応じて、図４に破線で示
すように、サーボ信号Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗのデューテ
ィ比は５０％以上となる。従って、サーボ信号Ｖｓｗが
“＋Ｖｈ”の期間に可動電極１１が固定電極１２ａ，１
２ｂから受ける静電力と，サーボ信号Ｖｓｗが“０”の
期間に可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂから受け
る静電力とは、大きさが異なり，方向が逆となる。この
ため、可動電極１１が固定電極１２ａ，１２ｂから受け
る静電力は積算されて“≠０”となり、可動電極１１は
固定電極１２ａから反発され，固定電極１２ｂに引かれ
るような力を受ける。すなわち、可動電極１１は変位方
向と逆向きの力を受ける。これにより、可動電極１１は
固定電極１２ａ，１２ｂの中間に戻され、見掛け上、可
動電極１１はほとんど変位しない。このようにして、加
速度Ｇが加わると、それに応じてサーボ信号Ｖｓｗのデ
ューティ比が変化するので、これをローパスフィルタ５
８で直流信号に変換すれば、加速度Ｇに応じた出力信号
Ｖｏが得られることとなる。
【０００５】上記のような従来の容量型静電サーボ加速
度センサは、例えば特開平４−３３７４６８号公報に開
示されている。
度センサは、例えば特開平４−３３７４６８号公報に開
示されている。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の容量型静電
サーボセンサ５００は、加速度Ｇに比例したパルス幅変
調を行なうＰＷＭ方式であるため、その精度を上げるた
めにはＰＷＭ回路６０に高精度の発振器が必要となり、
回路構成が複雑化したり，コスト高となる問題点があ
る。また、サーボ信号Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗを固定電極
１２ａ，１２ｂに常にサーボ帰還して可動電極１１をサ
ーボ拘束しているから、容量変化を高感度に検出するこ
とが困難である。すなわち、加速度Ｇの高感度検出が困
難な問題点がある。さらに、スイッチトキャパシタ回路
５３の内部のオペアンプのオフセット電圧がドリフトす
ると、可動電極１１の電位が変動し、結果的に出力信号
Ｖｏに誤差を生じる問題点がある。そこで、本発明の目
的は、高精度の発振器を必要とせず、加速度を高感度に
検出でき、オペアンプのオフセット電圧のドリフトによ
る誤差を低減できる容量型静電サーボ加速度センサを提
供することにある。
サーボセンサ５００は、加速度Ｇに比例したパルス幅変
調を行なうＰＷＭ方式であるため、その精度を上げるた
めにはＰＷＭ回路６０に高精度の発振器が必要となり、
回路構成が複雑化したり，コスト高となる問題点があ
る。また、サーボ信号Ｖｓｗ，ｎｏｔＶｓｗを固定電極
１２ａ，１２ｂに常にサーボ帰還して可動電極１１をサ
ーボ拘束しているから、容量変化を高感度に検出するこ
とが困難である。すなわち、加速度Ｇの高感度検出が困
難な問題点がある。さらに、スイッチトキャパシタ回路
５３の内部のオペアンプのオフセット電圧がドリフトす
ると、可動電極１１の電位が変動し、結果的に出力信号
Ｖｏに誤差を生じる問題点がある。そこで、本発明の目
的は、高精度の発振器を必要とせず、加速度を高感度に
検出でき、オペアンプのオフセット電圧のドリフトによ
る誤差を低減できる容量型静電サーボ加速度センサを提
供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】第１の観点では、本発明
は、加速度に応じて変位しうる可動電極およびその可動
電極を挟む固定電極を有する容量検出部と、その容量検
出部の容量変化を検出電圧に変換するスイッチトキャパ
シタ回路と、前記検出電圧を測定モード期間のみサンプ
リングしホールドするサンプル＆ホールド回路と、その
サンプル＆ホールド回路のホールド電圧と所定の基準電
圧との差に応じた比較電圧を出力する比 較器と、前記比
較電圧に応じてパルス振幅変調したサーボ信号を力平衡
モード期間のみ前記容量検出部の固定電極に帰還するサ
ーボ帰還回路と、前記力平衡モード期間のみ前記可動電
極を回路グランドまたは定電圧源に短絡する短絡スイッ
チ回路と、前記ホールド電圧に基づいて出力信号を生成
する出力信号生成回路とを具備し、前記測定モード期間
と前記力平衡モード期間とを交互に周期的に繰り返すこ
とを特徴とする容量型静電サーボ加速度センサを提供す
る。
は、加速度に応じて変位しうる可動電極およびその可動
電極を挟む固定電極を有する容量検出部と、その容量検
出部の容量変化を検出電圧に変換するスイッチトキャパ
シタ回路と、前記検出電圧を測定モード期間のみサンプ
リングしホールドするサンプル＆ホールド回路と、その
サンプル＆ホールド回路のホールド電圧と所定の基準電
圧との差に応じた比較電圧を出力する比 較器と、前記比
較電圧に応じてパルス振幅変調したサーボ信号を力平衡
モード期間のみ前記容量検出部の固定電極に帰還するサ
ーボ帰還回路と、前記力平衡モード期間のみ前記可動電
極を回路グランドまたは定電圧源に短絡する短絡スイッ
チ回路と、前記ホールド電圧に基づいて出力信号を生成
する出力信号生成回路とを具備し、前記測定モード期間
と前記力平衡モード期間とを交互に周期的に繰り返すこ
とを特徴とする容量型静電サーボ加速度センサを提供す
る。
【０００８】
【作用】上記第１の観点による容量型静電サーボ加速度
センサでは、加速度に比例したパルス振幅変調を行なう
ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）方式を採用し
た。このため、高精度の発振器を必要とするＰＷＭ回路
がなくなり、回路構成を簡単化でき，コストを低減でき
る。
センサでは、加速度に比例したパルス振幅変調を行なう
ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation）方式を採用し
た。このため、高精度の発振器を必要とするＰＷＭ回路
がなくなり、回路構成を簡単化でき，コストを低減でき
る。
【０００９】また、測定モード期間と力平衡モード期間
とを交互に周期的に繰り返すようにした。そして、前記
測定モード期間では、固定電極にサーボ信号をサーボ帰
還せず、可動電極を拘束しない状態で、容量検出部の容
量変化を検出し、検出電圧をサンプルホールドするよう
にした。また、前記力平衡モードでは、前記サンプルホ
ールドした検出電圧に基づいてパルス振幅変調したサー
ボ信号を固定電極にサーボ帰還し、可動電極を中間位置
に戻すようにした。このように、測定時には可動電極を
サーボ拘束しないから、容量変化を高感度に検出するこ
とが出来る。すなわち、加速度の高感度検出が可能にな
る。一方、測定時以外は可動電極をサーボ拘束するか
ら、可動電極が徒に変位して疲労するのを防止できる。
とを交互に周期的に繰り返すようにした。そして、前記
測定モード期間では、固定電極にサーボ信号をサーボ帰
還せず、可動電極を拘束しない状態で、容量検出部の容
量変化を検出し、検出電圧をサンプルホールドするよう
にした。また、前記力平衡モードでは、前記サンプルホ
ールドした検出電圧に基づいてパルス振幅変調したサー
ボ信号を固定電極にサーボ帰還し、可動電極を中間位置
に戻すようにした。このように、測定時には可動電極を
サーボ拘束しないから、容量変化を高感度に検出するこ
とが出来る。すなわち、加速度の高感度検出が可能にな
る。一方、測定時以外は可動電極をサーボ拘束するか
ら、可動電極が徒に変位して疲労するのを防止できる。
【００１０】また、短絡スイッチ回路により、力平衡モ
ード期間中は、可動電極を回路グランドまたは定電圧源
に短絡するようにした。このため、スイッチトキャパシ
タ回路の内部のオペアンプのオフセット電圧が可動電極
の電位に影響せず、前記オフセット電圧がドリフトして
も、出力信号に 誤差を生じない。従って、時間や温度に
対して、出力信号が安定となる。
ード期間中は、可動電極を回路グランドまたは定電圧源
に短絡するようにした。このため、スイッチトキャパシ
タ回路の内部のオペアンプのオフセット電圧が可動電極
の電位に影響せず、前記オフセット電圧がドリフトして
も、出力信号に 誤差を生じない。従って、時間や温度に
対して、出力信号が安定となる。
【００１１】
【実施例】以下、図に示す実施例により本発明をさらに
詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定される
ものではない。図１は、本発明の容量型静電サーボ加速
度センサの一実施例を示す構成図である。この容量型静
電サーボ加速度センサ１００は、容量検出部１と，短絡
スイッチ回路２と，スイッチトキャパシタ回路３と，サ
ンプル＆ホールド回路４と，比較器５と，モード切替ス
イッチ回路６と，ＰＡＭ回路７と，ローパスフィルタ８
とを具備して構成されている。
詳細に説明する。なお、これにより本発明が限定される
ものではない。図１は、本発明の容量型静電サーボ加速
度センサの一実施例を示す構成図である。この容量型静
電サーボ加速度センサ１００は、容量検出部１と，短絡
スイッチ回路２と，スイッチトキャパシタ回路３と，サ
ンプル＆ホールド回路４と，比較器５と，モード切替ス
イッチ回路６と，ＰＡＭ回路７と，ローパスフィルタ８
とを具備して構成されている。
【００１２】容量検出部１は、加速度Ｇに応じて変位す
る可動電極１１と、その可動電極１１を一定の間隙を介
してその間に介在する固定電極１２ａ，１２ｂとを有し
ている。Ｃ１は、可動電極１１と固定電極１２ａの間の
電極間容量（初期容量）である。Ｃ２は、可動電極１１
と固定電極１２ｂの間の電極間容量（初期容量）であ
る。
る可動電極１１と、その可動電極１１を一定の間隙を介
してその間に介在する固定電極１２ａ，１２ｂとを有し
ている。Ｃ１は、可動電極１１と固定電極１２ａの間の
電極間容量（初期容量）である。Ｃ２は、可動電極１１
と固定電極１２ｂの間の電極間容量（初期容量）であ
る。
【００１３】短絡スイッチ回路２は、前記可動電極１１
を回路グランド（または定電圧源でもよい）に短絡しう
るスイッチφ１１を有している。図２に示すように、ス
イッチφ１１は、測定モード期間Ｔｍはオフとなり，力
平衡モード期間Ｔｆはオンとなる。
を回路グランド（または定電圧源でもよい）に短絡しう
るスイッチφ１１を有している。図２に示すように、ス
イッチφ１１は、測定モード期間Ｔｍはオフとなり，力
平衡モード期間Ｔｆはオンとなる。
【００１４】スイッチトキャパシタ回路３は、前記可動
電極１１に接続された反転入力端子および接地された非
反転入力端子を持つオペアンプＡ１と，そのオペアンプ
Ａ１の反転入力端子と出力端子の間に介設されたスイッ
チφ６と，前記オペアンプＡ１の反転入力端子と出力端
子の間に介設されたコンデンサＣＦおよびスイッチφ７
の直列回路と，前記コンデンサＣＦおよび前記スイッチ
φ７の接続点を接地しうるスイッチφ１とを有してい
る。図２に示すように、スイッチφ６およびスイッチφ
１は、測定モード期間Ｔｍの前半はオンとなり，測定モ
ード期間Ｔｍの後半および力平衡モード期間Ｔｆはオフ
となる。スイッチφ７は、測定モード期間Ｔｍの前半は
オフとなり，測定モード期間Ｔｍの後半および力平衡モ
ード期間Ｔｆはオンとなる。
電極１１に接続された反転入力端子および接地された非
反転入力端子を持つオペアンプＡ１と，そのオペアンプ
Ａ１の反転入力端子と出力端子の間に介設されたスイッ
チφ６と，前記オペアンプＡ１の反転入力端子と出力端
子の間に介設されたコンデンサＣＦおよびスイッチφ７
の直列回路と，前記コンデンサＣＦおよび前記スイッチ
φ７の接続点を接地しうるスイッチφ１とを有してい
る。図２に示すように、スイッチφ６およびスイッチφ
１は、測定モード期間Ｔｍの前半はオンとなり，測定モ
ード期間Ｔｍの後半および力平衡モード期間Ｔｆはオフ
となる。スイッチφ７は、測定モード期間Ｔｍの前半は
オフとなり，測定モード期間Ｔｍの後半および力平衡モ
ード期間Ｔｆはオンとなる。
【００１５】サンプル＆ホールド回路４は、ボルテージ
フォロワのオペアンプＡ２と，そのオペアンプＡ２の非
反転入力端子と前記スイッチトキャパシタ回路３のオペ
アンプＡ１の出力端子との間に介設されたスイッチφ８
と，前記オペアンプＡ２の非反転入力端子と回路グラウ
ンドの間に介設されたホールドコンデンサＣＨとを有し
ている。図２に示すように、スイッチφ８は、測定モー
ド期間Ｔｍの後半はオンとなり，測定モード期間Ｔｍの
前半および力平衡モード期間Ｔｆはオフとなる。
フォロワのオペアンプＡ２と，そのオペアンプＡ２の非
反転入力端子と前記スイッチトキャパシタ回路３のオペ
アンプＡ１の出力端子との間に介設されたスイッチφ８
と，前記オペアンプＡ２の非反転入力端子と回路グラウ
ンドの間に介設されたホールドコンデンサＣＨとを有し
ている。図２に示すように、スイッチφ８は、測定モー
ド期間Ｔｍの後半はオンとなり，測定モード期間Ｔｍの
前半および力平衡モード期間Ｔｆはオフとなる。
【００１６】比較器５は、前記サンプル＆ホールド回路
４のオペアンプＡ２の出力端子に接続された反転入力端
子および基準電源Ｖｒ（前記可動電極１１を拘束する際
の基準電位で、例えば０Ｖ）に接続された非反転入力端
子を持つオペアンプＡ３と，そのオペアンプＡ３の反転
入力端子と出力端子の間に介設されたコンデンサＣｉと
を有している。前記オペアンプＡ１の開放利得と前記オ
ペアンプＡ１の電圧帰還率の積は“１”より充分大き
い。モード切替スイッチ回路６は、前記比較器５のオペ
アンプＡ２の出力端子に一端を接続されたスイッチφ１
０と，そのスイッチφ１０の他端と回路グラウンドの間
に介設されたスイッチφ９とを有している。図２に示す
ように、スイッチφ１０は、測定モード期間Ｔｍはオフ
となり，力平衡モード期間Ｔｆはオンとなる。スイッチ
φ９は、測定モード期間Ｔｍはオンとなり，力平衡モー
ド期間Ｔｆはオフとなる。
４のオペアンプＡ２の出力端子に接続された反転入力端
子および基準電源Ｖｒ（前記可動電極１１を拘束する際
の基準電位で、例えば０Ｖ）に接続された非反転入力端
子を持つオペアンプＡ３と，そのオペアンプＡ３の反転
入力端子と出力端子の間に介設されたコンデンサＣｉと
を有している。前記オペアンプＡ１の開放利得と前記オ
ペアンプＡ１の電圧帰還率の積は“１”より充分大き
い。モード切替スイッチ回路６は、前記比較器５のオペ
アンプＡ２の出力端子に一端を接続されたスイッチφ１
０と，そのスイッチφ１０の他端と回路グラウンドの間
に介設されたスイッチφ９とを有している。図２に示す
ように、スイッチφ１０は、測定モード期間Ｔｍはオフ
となり，力平衡モード期間Ｔｆはオンとなる。スイッチ
φ９は、測定モード期間Ｔｍはオンとなり，力平衡モー
ド期間Ｔｆはオフとなる。
【００１７】ＰＡＭ回路７は、バイアス電圧ＶＢから前
記モード切替スイッチ回路６のスイッチφ１０の他端の
電圧（サーボ帰還電圧Ｖｃ）を減算する減算器７１と，
その減算器７１と前記固定電極１２ａの間に介設された
スイッチφ２と，前記固定電極１２ａと回路グラウンド
の間に介設されたスイッチφ５と，バイアス電圧ＶＢに
前記サーボ帰還電圧Ｖｃを加算する加算器７２と，その
加算器７２と前記固定電極１２ｂの間に介設されたスイ
ッチφ４と，前記固定電極１２ｂと回路グラウンドの間
に介設されたスイッチφ３とを有している。図２に示す
ように、スイッチφ２は、測定モード期間Ｔｍの前半お
よび力平衡モード期間Ｔｆはオンとなり、測定モード期
間Ｔｍの後半はオフとなる。スイッチφ５は、測定モー
ド期間Ｔｍの前半および力平衡モード期間Ｔｆはオフと
なり、測定モード期間Ｔｍの後半はオンとなる。スイッ
チφ４は、測定モード期間Ｔｍの前半はオフとなり、測
定モード期間Ｔｍの後半および力平衡モード期間Ｔｆは
オンとなる。スイッチφ３は、測定モード期間Ｔｍの前
半はオンとなり、測定モード期間Ｔｍの後半および力平
衡モード期間Ｔｆはオフとなる。
記モード切替スイッチ回路６のスイッチφ１０の他端の
電圧（サーボ帰還電圧Ｖｃ）を減算する減算器７１と，
その減算器７１と前記固定電極１２ａの間に介設された
スイッチφ２と，前記固定電極１２ａと回路グラウンド
の間に介設されたスイッチφ５と，バイアス電圧ＶＢに
前記サーボ帰還電圧Ｖｃを加算する加算器７２と，その
加算器７２と前記固定電極１２ｂの間に介設されたスイ
ッチφ４と，前記固定電極１２ｂと回路グラウンドの間
に介設されたスイッチφ３とを有している。図２に示す
ように、スイッチφ２は、測定モード期間Ｔｍの前半お
よび力平衡モード期間Ｔｆはオンとなり、測定モード期
間Ｔｍの後半はオフとなる。スイッチφ５は、測定モー
ド期間Ｔｍの前半および力平衡モード期間Ｔｆはオフと
なり、測定モード期間Ｔｍの後半はオンとなる。スイッ
チφ４は、測定モード期間Ｔｍの前半はオフとなり、測
定モード期間Ｔｍの後半および力平衡モード期間Ｔｆは
オンとなる。スイッチφ３は、測定モード期間Ｔｍの前
半はオンとなり、測定モード期間Ｔｍの後半および力平
衡モード期間Ｔｆはオフとなる。
【００１８】ローパスフィルタ８は、前記サーボ帰還電
圧Ｖｃの低周波成分を取り出して出力信号Ｖｏとする。
圧Ｖｃの低周波成分を取り出して出力信号Ｖｏとする。
【００１９】図２は、スイッチφ１〜φ１１のオン／オ
フのタイムチャートである。なお、パルスの立ち下りと
立ち上りとの間には、実際には、電荷の逃げを防止する
ための遅延時間が設けられているが、作図を簡略にする
ため省いてある。時刻ｔ０〜ｔ１は測定モード期間の前
半であり、時刻ｔ１〜ｔ２は測定モード期間の後半であ
る。時刻ｔ２〜ｔ３は力平衡モード期間である。１サイ
クルの周期Ｔは例えば１００μｓ，測定モード期間Ｔｍ
は例えば１μｓ，力平衡モード期間Ｔｆは例えば９９μ
ｓである。
フのタイムチャートである。なお、パルスの立ち下りと
立ち上りとの間には、実際には、電荷の逃げを防止する
ための遅延時間が設けられているが、作図を簡略にする
ため省いてある。時刻ｔ０〜ｔ１は測定モード期間の前
半であり、時刻ｔ１〜ｔ２は測定モード期間の後半であ
る。時刻ｔ２〜ｔ３は力平衡モード期間である。１サイ
クルの周期Ｔは例えば１００μｓ，測定モード期間Ｔｍ
は例えば１μｓ，力平衡モード期間Ｔｆは例えば９９μ
ｓである。
【００２０】次に、この容量型静電サーボ加速度センサ
１００の動作を説明する。 ［時刻ｔ０〜ｔ１（測定モード期間の前半）］ スイッチφ１０はオフ，スイッチφ９はオンであり、サ
ーボ帰還電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝０ となる。つまり、サーボ帰還はなされない。スイッチφ
２はオン，スイッチφ５はオフであり、固定電極１２ａ
へのサーボ信号Ｖｓａ１は、 Ｖｓａ１＝ＶＢ−Ｖｃ＝ＶＢ となる。一方、スイッチφ４はオフ，スイッチφ３はオ
ンであり、固定電極１２ｂへのサーボ信号Ｖｓａ２は、 Ｖｓａ２＝０ となる。
１００の動作を説明する。 ［時刻ｔ０〜ｔ１（測定モード期間の前半）］ スイッチφ１０はオフ，スイッチφ９はオンであり、サ
ーボ帰還電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝０ となる。つまり、サーボ帰還はなされない。スイッチφ
２はオン，スイッチφ５はオフであり、固定電極１２ａ
へのサーボ信号Ｖｓａ１は、 Ｖｓａ１＝ＶＢ−Ｖｃ＝ＶＢ となる。一方、スイッチφ４はオフ，スイッチφ３はオ
ンであり、固定電極１２ｂへのサーボ信号Ｖｓａ２は、 Ｖｓａ２＝０ となる。
【００２１】この時、固定電極１２ａには、電荷Ｑ１が
発生する。ここで、初期容量をＣ１とし、可動電極１１
と固定電極１２ａの間の電極間容量の加速度による変化
分をΔＣ１とすると、次式が成立する。 Ｑ１＝（Ｃ１＋ΔＣ１）×ＶＢ …（１） 一方、可動電極１１には、前記固定電極１２ａの電荷Ｑ
１と大きさが等しく、極性が逆の電荷（−Ｑ１）が発生
する。この電荷はオペアンプＡ１からスイッチφ６を通
って供給される。なお、固定電極１２ｂには、電荷は発
生しない。
発生する。ここで、初期容量をＣ１とし、可動電極１１
と固定電極１２ａの間の電極間容量の加速度による変化
分をΔＣ１とすると、次式が成立する。 Ｑ１＝（Ｃ１＋ΔＣ１）×ＶＢ …（１） 一方、可動電極１１には、前記固定電極１２ａの電荷Ｑ
１と大きさが等しく、極性が逆の電荷（−Ｑ１）が発生
する。この電荷はオペアンプＡ１からスイッチφ６を通
って供給される。なお、固定電極１２ｂには、電荷は発
生しない。
【００２２】［時刻ｔ１〜ｔ２（測定モード期間の後
半）］ スイッチφ１０はオフ，スイッチφ９はオンであり、サ
ーボ帰還電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝０ となる。つまり、可動電極１１の変位を拘束するためサ
ーボ帰還はなされない。スイッチφ２はオフ，スイッチ
φ５はオンであり、固定電極１２ａへのサーボ信号Ｖｓ
ａ１は、 Ｖｓａ１＝０ となる。一方、スイッチφ４はオン，スイッチφ３はオ
フであり、固定電極１２ｂへのサーボ信号Ｖｓａ２は、 Ｖｓａ２＝ＶＢ＋Ｖｃ＝ＶＢ となる。
半）］ スイッチφ１０はオフ，スイッチφ９はオンであり、サ
ーボ帰還電圧Ｖｃは、 Ｖｃ＝０ となる。つまり、可動電極１１の変位を拘束するためサ
ーボ帰還はなされない。スイッチφ２はオフ，スイッチ
φ５はオンであり、固定電極１２ａへのサーボ信号Ｖｓ
ａ１は、 Ｖｓａ１＝０ となる。一方、スイッチφ４はオン，スイッチφ３はオ
フであり、固定電極１２ｂへのサーボ信号Ｖｓａ２は、 Ｖｓａ２＝ＶＢ＋Ｖｃ＝ＶＢ となる。
【００２３】スイッチφ５はオンであるので、上記
（１）式で表される固定電極１２ａの電荷Ｑ１は、放電
され、“０”となる。これにより、固定電極１２ａと可
動電極１１の電荷バランスが崩れるので、可動電極１１
の電荷（−Ｑ１）は、コンデンサＣＦの左側電極へ移動
する。また、固定電極１２ｂには、電荷Ｑ２が発生す
る。ここで、初期容量をＣ２とし、可動電極１１と固定
電極１２ｂの間の電極間容量の加速度による変化分をΔ
Ｃ２とすると、次式が成立する。 Ｑ２＝（Ｃ２−ΔＣ２）×ＶＢ …（２） 一方、可動電極１１には、前記固定電極１２ｂの電荷Ｑ
２と大きさが等しく、極性が逆の電荷（−Ｑ２）が発生
する。この電荷はオペアンプＡ１からコンデンサＣＦを
通って供給される。
（１）式で表される固定電極１２ａの電荷Ｑ１は、放電
され、“０”となる。これにより、固定電極１２ａと可
動電極１１の電荷バランスが崩れるので、可動電極１１
の電荷（−Ｑ１）は、コンデンサＣＦの左側電極へ移動
する。また、固定電極１２ｂには、電荷Ｑ２が発生す
る。ここで、初期容量をＣ２とし、可動電極１１と固定
電極１２ｂの間の電極間容量の加速度による変化分をΔ
Ｃ２とすると、次式が成立する。 Ｑ２＝（Ｃ２−ΔＣ２）×ＶＢ …（２） 一方、可動電極１１には、前記固定電極１２ｂの電荷Ｑ
２と大きさが等しく、極性が逆の電荷（−Ｑ２）が発生
する。この電荷はオペアンプＡ１からコンデンサＣＦを
通って供給される。
【００２４】この時、コンデンサＣＦの左側電極には、
電荷バランスをとるために、（＋Ｑ２）なる電荷が新た
に発生する。つまり、コンデンサＣＦの左側電極には、
合計（−Ｑ１＋Ｑ２）なる電荷が生じている。したがっ
て、コンデンサＣＦの右側電極には、前記左側電極に生
じた電荷と大きさが等しく、極性が逆の電荷（Ｑ１−Ｑ
２）が発生する。この結果、オペアンプＡ１から出力さ
れる検出電圧Ｖｓｃは、 Ｖｓｃ＝（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦ となる。
電荷バランスをとるために、（＋Ｑ２）なる電荷が新た
に発生する。つまり、コンデンサＣＦの左側電極には、
合計（−Ｑ１＋Ｑ２）なる電荷が生じている。したがっ
て、コンデンサＣＦの右側電極には、前記左側電極に生
じた電荷と大きさが等しく、極性が逆の電荷（Ｑ１−Ｑ
２）が発生する。この結果、オペアンプＡ１から出力さ
れる検出電圧Ｖｓｃは、 Ｖｓｃ＝（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦ となる。
【００２５】スイッチφ８はオンであるから、ホールド
コンデンサＣＨの電圧Ｖｃｈは、 Ｖｃｈ＝（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦ となる。従って、ホールド電圧Ｖ４は、 Ｖ４＝（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦ となる。この電圧は、加速度Ｇに応じた出力である。但
し、スイッチφ１０はオフであり、可動電極１１の変位
を拘束するためサーボ帰還は未だなされない。
コンデンサＣＨの電圧Ｖｃｈは、 Ｖｃｈ＝（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦ となる。従って、ホールド電圧Ｖ４は、 Ｖ４＝（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦ となる。この電圧は、加速度Ｇに応じた出力である。但
し、スイッチφ１０はオフであり、可動電極１１の変位
を拘束するためサーボ帰還は未だなされない。
【００２６】なお、固定電極１１ａ，１１ｂの電位（Ｖ
Ｂ，０）により可動電極１１は静電力を受けるが、時刻
ｔ０〜ｔ１と時刻ｔ１〜ｔ２とで静電力の方向が逆転
し、時刻ｔ０〜ｔ２は可動電極１１の応答速度から見て
非常に短時間であるから、相互的には可動電極１１は静
電力による拘束を受けない。
Ｂ，０）により可動電極１１は静電力を受けるが、時刻
ｔ０〜ｔ１と時刻ｔ１〜ｔ２とで静電力の方向が逆転
し、時刻ｔ０〜ｔ２は可動電極１１の応答速度から見て
非常に短時間であるから、相互的には可動電極１１は静
電力による拘束を受けない。
【００２７】［時刻ｔ２〜ｔ３（力平衡モード期間）］ スイッチφ８はオフであり、サンプル＆ホールド回路４
および比較器５は、直前の測定モード期間の状態を維持
している。すなわち、加速度Ｇに応じた比較電圧Ｖ４が
出力されている。電圧Ｖ４は、比較器５で基準電圧Ｖｒ
と比較される。この基準電圧Ｖｒは、可動電極１１の状
態により決められた電圧で、通常は０ボルトである。比
較器５からは、電圧Ｖ４と基準電圧Ｖｒとの差が０とな
るようなサーボ電圧Ｖ５が出力される。
および比較器５は、直前の測定モード期間の状態を維持
している。すなわち、加速度Ｇに応じた比較電圧Ｖ４が
出力されている。電圧Ｖ４は、比較器５で基準電圧Ｖｒ
と比較される。この基準電圧Ｖｒは、可動電極１１の状
態により決められた電圧で、通常は０ボルトである。比
較器５からは、電圧Ｖ４と基準電圧Ｖｒとの差が０とな
るようなサーボ電圧Ｖ５が出力される。
【００２８】スイッチφ１０はオン，スイッチφ９はオ
フであるから、モード切替スイッチ回路６を通ったサー
ボ帰還電圧Ｖｃは、ＰＡＭ回路７に入力される。ＰＡＭ
回路７では、スイッチφ２はオン，スイッチφ５はオフ
であるから、固定電極１２ａへのサーボ電圧Ｖｓａ１
は、 Ｖｓａ１＝ＶＢ−Ｖｃ となる。一方、スイッチφ４はオン，スイッチφ３はオ
フであるから、固定電極１２ｂには、サーボ電圧Ｖｓａ
２＝ＶＢ＋Ｖｃが印加される。
フであるから、モード切替スイッチ回路６を通ったサー
ボ帰還電圧Ｖｃは、ＰＡＭ回路７に入力される。ＰＡＭ
回路７では、スイッチφ２はオン，スイッチφ５はオフ
であるから、固定電極１２ａへのサーボ電圧Ｖｓａ１
は、 Ｖｓａ１＝ＶＢ−Ｖｃ となる。一方、スイッチφ４はオン，スイッチφ３はオ
フであるから、固定電極１２ｂには、サーボ電圧Ｖｓａ
２＝ＶＢ＋Ｖｃが印加される。
【００２９】スイッチφ１１はオンであるから、可動電
極１１の電位Ｖ３は、 Ｖ３＝０ となる。そこで、可動電極１１は、固定電極１１ａ，１
１ｂから加速度Ｇに応じ且つ変位方向と逆向きの静電力
を受ける。これにより、可動電極１１は固定電極１２
ａ，１２ｂの中間位置に戻される。すなわち、変位を抑
制される（一般に、静電力は電圧の２乗に比例するか
ら、固定電極１２ａにはサーボ信号Ｖｓａ１の２乗に比
例した静電力が発生し、固定電極１２ｂにはサーボ信号
Ｖｓａ２の２乗に比例した静電力が発生することとな
り、可動電極１１が所定の位置にサーボ拘束される）。
極１１の電位Ｖ３は、 Ｖ３＝０ となる。そこで、可動電極１１は、固定電極１１ａ，１
１ｂから加速度Ｇに応じ且つ変位方向と逆向きの静電力
を受ける。これにより、可動電極１１は固定電極１２
ａ，１２ｂの中間位置に戻される。すなわち、変位を抑
制される（一般に、静電力は電圧の２乗に比例するか
ら、固定電極１２ａにはサーボ信号Ｖｓａ１の２乗に比
例した静電力が発生し、固定電極１２ｂにはサーボ信号
Ｖｓａ２の２乗に比例した静電力が発生することとな
り、可動電極１１が所定の位置にサーボ拘束される）。
【００３０】ローパスフィルタ８は、前記サーボ帰還電
圧Ｖｃの低周波成分を取り出して出力信号Ｖｏとする
が、サーボ帰還電圧Ｖｃの低周波成分は加速度Ｇの変化
成分（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦなので、加速度Ｇに応じた出
力信号Ｖｏが得られる。
圧Ｖｃの低周波成分を取り出して出力信号Ｖｏとする
が、サーボ帰還電圧Ｖｃの低周波成分は加速度Ｇの変化
成分（Ｑ１−Ｑ２）／ＣＦなので、加速度Ｇに応じた出
力信号Ｖｏが得られる。
【００３１】以上の容量型静電サーボ加速度センサ１０
０によれば、加速度に比例したパルス振幅変調を行なう
ＰＡＭ方式を採用し、また、比較器５を構成するオペア
ンプＡ３の開放利得とオペアンプＡ３の電圧帰還率の積
を“１”より充分に大きくし、比較器５のゲインエラー
を無視できるようにしたため、高精度の発振器を必要と
するＰＷＭ回路がなくなり、回路構成を簡単化でき，コ
ストを低減できる。また、測定モード期間Ｔｍは可動電
極１１をサーボ拘束しないから、容量変化を高感度に検
出することが出来る。すなわち、加速度Ｇの高感度検出
が可能になる。一方、力平衡モード期間Ｔｆは可動電極
１１をサーボ拘束するから、可動電極１１が徒に変位し
て疲労するのを防止できる。さらに、短絡スイッチ回路
２により、力平衡モード期間Ｔｆ中は、可動電極１１を
回路グランド（または定電圧源）に短絡するようにした
ため、スイッチトキャパシタ回路３のオペアンプＡ１の
オフセット電圧Ｖｏｓが可動電極１１の電位Ｖ３に影響
せず、前記オフセット電圧Ｖｏｓがドリフトしても、検
出電圧Ｖｓｃに誤差を生じない。従って、時間や温度に
対して出力信号Ｖｏが安定となる。
０によれば、加速度に比例したパルス振幅変調を行なう
ＰＡＭ方式を採用し、また、比較器５を構成するオペア
ンプＡ３の開放利得とオペアンプＡ３の電圧帰還率の積
を“１”より充分に大きくし、比較器５のゲインエラー
を無視できるようにしたため、高精度の発振器を必要と
するＰＷＭ回路がなくなり、回路構成を簡単化でき，コ
ストを低減できる。また、測定モード期間Ｔｍは可動電
極１１をサーボ拘束しないから、容量変化を高感度に検
出することが出来る。すなわち、加速度Ｇの高感度検出
が可能になる。一方、力平衡モード期間Ｔｆは可動電極
１１をサーボ拘束するから、可動電極１１が徒に変位し
て疲労するのを防止できる。さらに、短絡スイッチ回路
２により、力平衡モード期間Ｔｆ中は、可動電極１１を
回路グランド（または定電圧源）に短絡するようにした
ため、スイッチトキャパシタ回路３のオペアンプＡ１の
オフセット電圧Ｖｏｓが可動電極１１の電位Ｖ３に影響
せず、前記オフセット電圧Ｖｏｓがドリフトしても、検
出電圧Ｖｓｃに誤差を生じない。従って、時間や温度に
対して出力信号Ｖｏが安定となる。
【００３２】なお、上記容量型静電サーボ加速度センサ
１００において、サーボの電圧帰還率はサーボ信号Ｖｓ
ａ１，Ｖｓａ２のデューティ比に比例するため、測定モ
ード期間Ｔｍと力平衡モード期間Ｔｆの比を変化させる
ことでサーボの電圧帰還率を調整することが出来る。例
えば、測定モード期間Ｔｍと力平衡モード期間Ｔｆの比
を１：３とすると、サーボの電圧帰還率は７５％とな
る。サーボの電圧帰還率は、サーボの系位相余裕や，加
速度センサとして要求される周波数特性に応じて決定す
る。
１００において、サーボの電圧帰還率はサーボ信号Ｖｓ
ａ１，Ｖｓａ２のデューティ比に比例するため、測定モ
ード期間Ｔｍと力平衡モード期間Ｔｆの比を変化させる
ことでサーボの電圧帰還率を調整することが出来る。例
えば、測定モード期間Ｔｍと力平衡モード期間Ｔｆの比
を１：３とすると、サーボの電圧帰還率は７５％とな
る。サーボの電圧帰還率は、サーボの系位相余裕や，加
速度センサとして要求される周波数特性に応じて決定す
る。
【００３３】
【発明の効果】本発明の容量型静電サーボ加速度センサ
によれば、ＰＡＭ方式を採用したため、高精度の発振器
を必要とするＰＷＭ回路がなくなり、回路構成を簡単化
でき，コストを低減できる。また、測定時は可動電極を
サーボ拘束しないから、加速度の高感度検出が可能にな
る。一方、測定時以外は可動電極をサーボ拘束するか
ら、可動電極が徒に変位して疲労するのを防止できる。
さらに、測定時以外は可動電極を回路グランド（または
定電圧源）に短絡するから、スイッチトキャパシタ回路
のオペアンプのオフセット電圧が温度変化などによりド
リフトしても、出力信号に誤差を生じないようになる。
によれば、ＰＡＭ方式を採用したため、高精度の発振器
を必要とするＰＷＭ回路がなくなり、回路構成を簡単化
でき，コストを低減できる。また、測定時は可動電極を
サーボ拘束しないから、加速度の高感度検出が可能にな
る。一方、測定時以外は可動電極をサーボ拘束するか
ら、可動電極が徒に変位して疲労するのを防止できる。
さらに、測定時以外は可動電極を回路グランド（または
定電圧源）に短絡するから、スイッチトキャパシタ回路
のオペアンプのオフセット電圧が温度変化などによりド
リフトしても、出力信号に誤差を生じないようになる。
【図１】本発明の容量型静電サーボ加速度センサの一実
施例を示す構成図である。
施例を示す構成図である。
【図２】図１の容量型静電サーボ加速度センサにおける
スイッチのオン／オフのタイムチャートである。
スイッチのオン／オフのタイムチャートである。
【図３】従来の容量型静電サーボ加速度センサの一例を
示す構成図である。
示す構成図である。
【図４】図３の容量型静電サーボ加速度センサにおける
サーボ信号の説明図である。
サーボ信号の説明図である。
１００ 容量型静電サーボ加速度センサ １ 容量検出部 ２ 短絡スイッチ回路 ３ スイッチトキャパシタ回路 ４ サンプル＆ホールド回路 ５ 比較器 ６ モード切替スイッチ回路 ７ ＰＡＭ回路 ８ ローパスフィルタ １１ 可動電極 １２ａ，１２ｂ 固定電極 ７１ 減算器 ７２ 加算器 Ａ１，Ａ２，Ａ３ オペアンプ ＣＦ コンデンサ ＣＨ ホールドコンデンサ Ｇ 加速度 φ１〜φ１２ スイッチ
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平６−281669（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−340958（ＪＰ，Ａ) 特開 平５−340960（ＪＰ，Ａ) 特表 平３−501887（ＪＰ，Ａ) Ｈ．Ｌｅｕｔｈｏｌｄ ｅｔ ａ ｌ．，”Ａｎ ＡＳＩＣ ｆｏｒ Ｈｉ ｇｈ−ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ Ｃａｐａ ｃｉｔｉｖｅ Ｍｉｃｒｏａｃｃｅｌｅ ｒｏｍｅｔｅｒｓ”，Ｓｅｎｓｏｒｓ ａｎｄ Ａｃｔｕａｔｏｒｓ，Ｎｅｔｈ ｅｒｌａｎｄｓ，1990，Ｖｏｌ．21，Ｎ ｏ．１／３，ｐ．278−281 Ｍａｒｋ Ｖａｎ Ｐａｅｍｅｌ，" Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ Ｃｉｒｃｕｉｔ ｆｏｒ Ｃａｐａｃｉｔｉｖｅ Ａｃｃ ｅｌｅｒｏｍｅｔｅｒ”，Ｓｅｎｓｏｒ ｓ ａｎｄ Ａｃｔｕａｔｏｒｓ，Ｎｅ ｔｈｅｒｌａｎｄｓ，1989，Ｖｏｌ. 17，Ｎｏ．３／４，ｐ．629−637 (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01P 15/13
Claims (1)
- 【請求項１】 加速度に応じて変位しうる可動電極およ
びその可動電極を挟む固定電極を有する容量検出部と、
その容量検出部の容量変化を検出電圧に変換するスイッ
チトキャパシタ回路と、前記検出電圧を測定モード期間
のみサンプリングしホールドするサンプル＆ホールド回
路と、そのサンプル＆ホールド回路のホールド電圧と所
定の基準電圧との差に応じた比較電圧を出力する比較器
と、前記比較電圧に応じてパルス振幅変調したサーボ信
号を力平衡モード期間のみ前記容量検出部の固定電極に
帰還するサーボ帰還回路と、前記力平衡モード期間のみ
前記可動電極を回路グランドまたは定電圧源に短絡する
短絡スイッチ回路と、前記ホールド電圧に基づいて出力
信号を生成する出力信号生成回路とを具備し、前記測定
モード期間と前記力平衡モード期間とを交互に周期的に
繰り返すことを特徴とする容量型静電サーボ加速度セン
サ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32086094A JP3216455B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | 容量型静電サーボ加速度センサ |
| US08/575,884 US5612494A (en) | 1994-12-22 | 1995-12-20 | Capacitance-type electrostatic servo acceleration sensor |
| EP95120412A EP0718631A3 (en) | 1994-12-22 | 1995-12-22 | Capacitance-type electrostatic servo acceleration sensor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32086094A JP3216455B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | 容量型静電サーボ加速度センサ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08178955A JPH08178955A (ja) | 1996-07-12 |
| JP3216455B2 true JP3216455B2 (ja) | 2001-10-09 |
Family
ID=18126069
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32086094A Expired - Fee Related JP3216455B2 (ja) | 1994-12-22 | 1994-12-22 | 容量型静電サーボ加速度センサ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5612494A (ja) |
| EP (1) | EP0718631A3 (ja) |
| JP (1) | JP3216455B2 (ja) |
Families Citing this family (48)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5748004A (en) * | 1996-03-15 | 1998-05-05 | Analog Devices, Inc. | Reset switch for a micromachined device |
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