JPH0738455A - 受信装置 - Google Patents
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- JPH0738455A JPH0738455A JP5179006A JP17900693A JPH0738455A JP H0738455 A JPH0738455 A JP H0738455A JP 5179006 A JP5179006 A JP 5179006A JP 17900693 A JP17900693 A JP 17900693A JP H0738455 A JPH0738455 A JP H0738455A
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/227—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation
- H04L27/2271—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals
- H04L27/2273—Demodulator circuits; Receiver circuits using coherent demodulation wherein the carrier recovery circuit uses only the demodulated signals associated with quadrature demodulation, e.g. Costas loop
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- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 水晶発振器の周波数安定度が劣る安価な発振
器を用い、かつメカニカルフィルタを必要としない安価
な構成の受信装置を提供することを目的としたものであ
る。 【構成】 ダイレクトコンバージョン方式において直交
する２つの受信信号をそれぞれ信号発生手段１７からの
信号Ｒと信号Ｒに直交する信号Ｒ’で切りかえるスイッ
チ手段１５、１６とスイッチ手段１５、１６の出力を加
算あるいは引算する演算手段とで構成している。
器を用い、かつメカニカルフィルタを必要としない安価
な構成の受信装置を提供することを目的としたものであ
る。 【構成】 ダイレクトコンバージョン方式において直交
する２つの受信信号をそれぞれ信号発生手段１７からの
信号Ｒと信号Ｒに直交する信号Ｒ’で切りかえるスイッ
チ手段１５、１６とスイッチ手段１５、１６の出力を加
算あるいは引算する演算手段とで構成している。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、主として無線通信に用
いられる受信装置に関するものである。
いられる受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】一般に無線通信における受信方式として
シングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロ
ダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来の
ヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための
帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯
域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとし
て水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニ
カルフィルタが用いられている。そのため形状が大きい
ことや高価であること等の諸問題がある。そのため近
年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受
信方式が検討されてきている。図９に従来のダイレクト
コンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアン
テナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手
段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低
域フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生
手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング
手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の
低域フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１
１は位相差検出手段であり、１２の第一の波形整形手段
と１３の第二の波形整形手段と１４のＤーフリップフロ
ップからなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５
の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２の出力端
子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端
子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端子ｅはＤ
−フリップフロップ１４の出力端子である。さてアンテ
ナ１に Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１または−１
の符号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり
極性は正 で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
信号発生手段６では Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωから
の角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターで
は信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされ
Ｑ’＝SIN{ω+x}tとなる。第一のミキシング手段３では
信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が
行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シ
フター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわ
れる。そして第一及び第二の低域フィルター４、９によ
り希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二
の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅され
る。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
シングルスーパヘテロダイン方式やダブルスーパヘテロ
ダイン方式が用いられている。しかしながら上記従来の
ヘテロダイン方式ではイメージ周波数を除去するための
帯域フィルタや隣接チャンネル信号を除去するための帯
域フィルタが必要である。そして前記帯域フィルタとし
て水晶やセラミックの機械的振動特性を利用したメカニ
カルフィルタが用いられている。そのため形状が大きい
ことや高価であること等の諸問題がある。そのため近
年、新たな受信方式としてダイレクトコンバージョン受
信方式が検討されてきている。図９に従来のダイレクト
コンバージョン受信方式のブロック図を示す。１はアン
テナ、２は高周波増幅手段、３は第一のミキシング手
段、４は隣接チャンネル信号を除去するための第一の低
域フィルタ、５は第一の低周波増幅手段、６は信号発生
手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミキシング
手段、９は隣接チャンネル信号を除去するための第二の
低域フィルタ、１０は第二の低周波増幅手段である。１
１は位相差検出手段であり、１２の第一の波形整形手段
と１３の第二の波形整形手段と１４のＤーフリップフロ
ップからなっている。端子ａは第一の低周波増幅手段５
の出力端子、端子ｂは第一の波形整形手段１２の出力端
子、端子ｃは第二の低周波増幅手段１０の出力端子、端
子ｄは第二の波形整形手段１３の出力端子、端子ｅはＤ
−フリップフロップ１４の出力端子である。さてアンテ
ナ１に Ｓ＝cos{ω+P(t)・Δω}・t P(t)：１または−１
の符号列 ω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり
極性は正 で表わされるＦＳＫ信号Ｓが入力した場合について考え
る。ＦＳＫ信号Ｓは高周波増幅手段２により増幅された
後、第一及び第二のミキシング手段３、８に入力する。
信号発生手段６では Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωから
の角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフターで
は信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトされ
Ｑ’＝SIN{ω+x}tとなる。第一のミキシング手段３では
信号発生手段６からの信号ＱとＦＳＫ信号Ｓのかけ算が
行なわれる。第二のミキシング手段８では９０゜位相シ
フター７からの信号Ｑ’とＦＳＫ信号のかけ算が行なわ
れる。そして第一及び第二の低域フィルター４、９によ
り希望信号以外の高周波成分が除去され、第一及び第二
の低周波増幅手段５、１０により希望信号が増幅され
る。従って端子ａ及び端子ｃには次の信号が出力する。
【０００３】 端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{P(t)・Δωーx}・t 端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{P(t)・Δωーx}・t 信号発生手段６は発振周波数安定度の高い水晶が用いら
れており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にする
ためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図１０に示し、
図１０を参照しながら説明する。図１０から明かなよう
に符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃ
の信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１
の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０
゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子
ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することにより
もとの符号列P(t)を再生することができる。位相差検出
手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップ
フロップを用いて図９の端子ｂ、端子ｃに示す波形よ
り、端子ｅの出力波形を得ることができる。図１０にお
いて端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸
印）をラッチして端子ｅに出力する。
れており、Δω》xに選ばれている。説明を簡単にする
ためにx＝０として以下説明する。符号列P(t)と各端子
ａ、ｂ、ｃ、ｄ、ｅの信号波形の関係を図１０に示し、
図１０を参照しながら説明する。図１０から明かなよう
に符号列P(t)が−１の時には端子ａの信号に比べ端子ｃ
の信号は位相が９０゜進んでいる。一方符号列P(t)が１
の時には端子ａの信号に比べ端子ｃの信号は位相が９０
゜遅れている。従って位相差検出手段１１において端子
ａの信号と端子ｃの信号の位相差を検出することにより
もとの符号列P(t)を再生することができる。位相差検出
手段１１の位相の進み遅れ検出方法としてＤ−フリップ
フロップを用いて図９の端子ｂ、端子ｃに示す波形よ
り、端子ｅの出力波形を得ることができる。図１０にお
いて端子ｂの立ち下がりエッジで端子ｄのレベル（丸
印）をラッチして端子ｅに出力する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波
数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、
符号列P(t)の符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無
視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
の構成では、信号発生手段６の発振周波数の搬送波周波
数からの誤差ｘが角周波数偏移Δωより大きい場合や、
符号列P(t)の符号変化速度が角周波数偏移Δωに比べ無
視できない大きさの場合には以下の問題を有していた。
【０００５】（１）誤差ｘが角周波数偏移Δωに比べ無
視できない大きさの場合符号列P(t)が変化しても、端子
ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じな
い。そのため符号列P(t)を再生できない。
視できない大きさの場合符号列P(t)が変化しても、端子
ａと端子ｃの信号間で位相の進み、遅れの変化が生じな
い。そのため符号列P(t)を再生できない。
【０００６】（２）符号変化速度が角周波数偏移Δωに
比べ無視できない大きさの場合１ビット伝送時間内に端
子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。
そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってく
るため符号列P(t)正確な再生ができない。
比べ無視できない大きさの場合１ビット伝送時間内に端
子ａ及び端子ｃの信号が１周期に満たなくなってくる。
そのため位相の進み、遅れの判定がむずかしくなってく
るため符号列P(t)正確な再生ができない。
【０００７】さらに従来の構成では、復調可能な変調信
号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のような
アナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号は復調す
ることができないという課題があった。
号はＦＳＫ信号だけである。すなわち音声信号のような
アナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号は復調す
ることができないという課題があった。
【０００８】本発明は上記課題を解決するもので、簡単
なスイッチ手段を用いて誤差ｘの影響をなくし、正確な
データの復調を可能とするだけでなく、音声信号のよう
なアナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号も復調
することのできる受信装置を実現することを目的とした
ものである。
なスイッチ手段を用いて誤差ｘの影響をなくし、正確な
データの復調を可能とするだけでなく、音声信号のよう
なアナログ信号で変調されたＦＭ信号やＡＭ信号も復調
することのできる受信装置を実現することを目的とした
ものである。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、
前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周
波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前
記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号
と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二
のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発
生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段
からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段から
の信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二
の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形
波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をス
イッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ
手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号と
を加算または引算する演算手段を備えている。
に、本発明の受信装置は、受信すべき搬送波信号周波数
に近い周波数の信号を出力する第一の信号発生手段と、
前記第一の信号発生手段からの信号と受信信号の差の周
波数となる信号を取り出す第一のミキシング手段と、前
記第一の信号発生手段からの信号を位相シフトした信号
と前記受信信号の差の周波数となる信号を取り出す第二
のミキシング手段と、時間的に連続した矩形波信号を発
生する第二の信号発生手段と、前記第二の信号発生手段
からの矩形波信号により前記第一のミキシング手段から
の信号をスイッチする第一のスイッチ手段と、前記第二
の信号発生手段からの矩形波信号を位相シフトした矩形
波信号により前記第二のミキシング手段からの信号をス
イッチする第二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ
手段の出力信号と前記第二のスイッチ手段の出力信号と
を加算または引算する演算手段を備えている。
【００１０】
【作用】本発明は上記構成によって、第二の信号発生手
段からの信号周波数を、受信すべき搬送波周波数と第一
の信号発生手段の発振周波数との角周波数誤差ｘよりも
大きく設定することにより角周波数誤差ｘの影響を受け
ることなく、符号列P(t)を正確に再生することができる
こととなる。
段からの信号周波数を、受信すべき搬送波周波数と第一
の信号発生手段の発振周波数との角周波数誤差ｘよりも
大きく設定することにより角周波数誤差ｘの影響を受け
ることなく、符号列P(t)を正確に再生することができる
こととなる。
【００１１】
【実施例】以下本発明の実施例を図１を参照して説明す
る。なお図７の従来例と同一の機能ブロックには同一の
番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手
段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信
号を除去するための第一の低域フィルタ、、６は第一の
信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミ
キシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するため
の第二の低域フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１
６は第二のスイッチ手段、１７は第二の信号発生手段、
１８は９０゜移相手段、１９は加減算を行う演算手段、
２０は帯域フィルタ、２１は周波数−電圧変換手段、２
２は雑音除去手段、２３は周波数補正手段である。さて
アンテナ１に入力する信号Ｓとして、Ｓ＝cos{ω+Δω}
・tω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負
両方の極性を有するを考える。ここでデータあるいは音
声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわ
ち信号Ｓは周波数変調を受けた信号である。第一の信号
発生手段６では、従来例と同様 Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωから
の角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７
では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトさ
れＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一
の低域フィルタ４および第二の低域フィルタ９の出力端
子ａ及びｃには 端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{Δωーx}・t 端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t なる信号が生じる。第二の信号発生手段１７では Ｒ＝COS{r・t}-(1/3)・COS{3・r・t}+(1/5)・COS{5・r・t)-・・・
・・・・・ で表される矩形波信号Ｒを発生させる。ここでｒ＞（Δ
ωーx）に設定されている。例えば最大角周波数偏移＝2.
4kHz/(2π)、最大周波数誤差＝-4kHzとするとΔωーxの
最大値6.4kHz＜ｒ/(2π)よりｒ/(2π)＝16kHzに設定す
る。
る。なお図７の従来例と同一の機能ブロックには同一の
番号を付与している。１はアンテナ、２は高周波増幅手
段、３は第一のミキシング手段、４は隣接チャンネル信
号を除去するための第一の低域フィルタ、、６は第一の
信号発生手段、７は９０゜位相シフター、８は第二のミ
キシング手段、９は隣接チャンネル信号を除去するため
の第二の低域フィルタ、１５は第一のスイッチ手段、１
６は第二のスイッチ手段、１７は第二の信号発生手段、
１８は９０゜移相手段、１９は加減算を行う演算手段、
２０は帯域フィルタ、２１は周波数−電圧変換手段、２
２は雑音除去手段、２３は周波数補正手段である。さて
アンテナ１に入力する信号Ｓとして、Ｓ＝cos{ω+Δω}
・tω：搬送波角周波数 Δω：角周波数偏移であり正負
両方の極性を有するを考える。ここでデータあるいは音
声により角周波数偏移Δωは時間的に変化する。すなわ
ち信号Ｓは周波数変調を受けた信号である。第一の信号
発生手段６では、従来例と同様 Ｑ＝COS{ω+x}・t x：搬送波角周波数ωから
の角周波数誤差 で表わされる信号Ｑを発生する。９０゜位相シフター７
では信号発生手段６からの信号Ｑが９０゜位相シフトさ
れＱ’＝SIN{ω+x}tとなる。従って従来例と同様、第一
の低域フィルタ４および第二の低域フィルタ９の出力端
子ａ及びｃには 端子ａ：Ｓ×Ｑ ＝COS{Δωーx}・t 端子ｃ：Ｓ×Ｑ’＝SIN{Δωーx}・t なる信号が生じる。第二の信号発生手段１７では Ｒ＝COS{r・t}-(1/3)・COS{3・r・t}+(1/5)・COS{5・r・t)-・・・
・・・・・ で表される矩形波信号Ｒを発生させる。ここでｒ＞（Δ
ωーx）に設定されている。例えば最大角周波数偏移＝2.
4kHz/(2π)、最大周波数誤差＝-4kHzとするとΔωーxの
最大値6.4kHz＜ｒ/(2π)よりｒ/(2π)＝16kHzに設定す
る。
【００１２】端子ａの信号は第一のスイッチ手段１５に
おいて、第二の信号発生手段で発生する矩形波信号Ｒと
かけ算される。一方９０゜移相手段１８の出力には Ｒ’＝SIN{r・t}+(1/3)・SIN{3・r・t}+(1/5)・SIN{5・r・t)-・
・・・・・・・ なる矩形波信号Ｒ’が出力する。従って、端子ｃの信号
は第二のスイッチ手段１６において、矩形波信号Ｒ’と
かけ算される。よって第一のスイッチ手段１５の出力端
子ａ’及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｃ’には 端子ａ’：｛COS{Δωーx}・t｝・｛COS{rt}-(1/3)・COS{3・r・t}+・・・・・・・｝ 端子ｃ’：｛SIN{Δωーx}・t｝・｛SIN{rt}+(1/3)・SIN{3・r・t}+・・・・・・・｝ が生じる。端子ａ’及び端子ｃ’の信号は、演算手段１
９において加算される。従って演算手段１９の出力端子
ｆには 端子ｆ：COS｛{{r+x}ーΔω}・t｝-(1/3)・COS｛{{3・r-x}+Δω}・t｝+・・・・ ・・・・（１）式 なる信号が出力する。帯域フィルタ２０は、第一のスイ
ッチ手段１７及び第二のスイッチ手段１８で発生する角
周波数ｒの高調波成分に関係する項、すなわち（１）式
の第二項以上を除去するためのものである。従って帯域
フィルタ２０の出力端子 ｆ’には 端子ｆ’：COS｛{{r+x}ーΔω}・t｝ ・・・・（２）式 なる信号が出力する。ここでr＞（Δω-x）に設定され
ているため、（２）式の位相は正の時間において常に正
である。すなわち負の周波数が生じることはない。よっ
て（２）式から明かなように端子ｆ’に生じる出力信号
は{r+x}なる角周波数を有する搬送波信号がΔωの周波
数偏移を受けた周波数変調信号とみなすことができる。
従って周波数に比例した出力電圧を発生する周波数−電
圧変換手段２１により端子ｆ’に生じた周波数変調信号
を復調することができる。さらに端子ｆ’に生じた復調
信号は雑音除去手段２２でＦＭ復調において発生するＦ
Ｍ復調特有のパルス状の雑音が除去され端子ｇに出力さ
れる。帯域フィルタ２０は中心周波数が１６kHz付近と
低いためモノリシックＩＣで構成することができる。な
お第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６
のスイッチ構成によっては、角周波数ｒの成分がスイッ
チ手段１５、１６の出力に生じる場合がある。この時第
二の信号発生手段１７からの矩形波信号を第一のスイッ
チ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加
え、角周波数ｒの成分を打ち消すようにする。また第一
のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイ
ッチ構成によっては、端子ａあるいは端子ｃの信号が第
一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６
に生じることがある。この端子ａあるいは端子ｃの信号
は、帯域フィルタ２０で取り除くことができるが、帯域
フィルタ２０の代わりにローパスフィルタを用いた場合
には、端子ａあるいは端子ｃの信号を第一のスイッチ手
段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、
端子ａあるいは端子ｃの信号を打ち消すようにする。
おいて、第二の信号発生手段で発生する矩形波信号Ｒと
かけ算される。一方９０゜移相手段１８の出力には Ｒ’＝SIN{r・t}+(1/3)・SIN{3・r・t}+(1/5)・SIN{5・r・t)-・
・・・・・・・ なる矩形波信号Ｒ’が出力する。従って、端子ｃの信号
は第二のスイッチ手段１６において、矩形波信号Ｒ’と
かけ算される。よって第一のスイッチ手段１５の出力端
子ａ’及び第二のスイッチ手段１６の出力端子ｃ’には 端子ａ’：｛COS{Δωーx}・t｝・｛COS{rt}-(1/3)・COS{3・r・t}+・・・・・・・｝ 端子ｃ’：｛SIN{Δωーx}・t｝・｛SIN{rt}+(1/3)・SIN{3・r・t}+・・・・・・・｝ が生じる。端子ａ’及び端子ｃ’の信号は、演算手段１
９において加算される。従って演算手段１９の出力端子
ｆには 端子ｆ：COS｛{{r+x}ーΔω}・t｝-(1/3)・COS｛{{3・r-x}+Δω}・t｝+・・・・ ・・・・（１）式 なる信号が出力する。帯域フィルタ２０は、第一のスイ
ッチ手段１７及び第二のスイッチ手段１８で発生する角
周波数ｒの高調波成分に関係する項、すなわち（１）式
の第二項以上を除去するためのものである。従って帯域
フィルタ２０の出力端子 ｆ’には 端子ｆ’：COS｛{{r+x}ーΔω}・t｝ ・・・・（２）式 なる信号が出力する。ここでr＞（Δω-x）に設定され
ているため、（２）式の位相は正の時間において常に正
である。すなわち負の周波数が生じることはない。よっ
て（２）式から明かなように端子ｆ’に生じる出力信号
は{r+x}なる角周波数を有する搬送波信号がΔωの周波
数偏移を受けた周波数変調信号とみなすことができる。
従って周波数に比例した出力電圧を発生する周波数−電
圧変換手段２１により端子ｆ’に生じた周波数変調信号
を復調することができる。さらに端子ｆ’に生じた復調
信号は雑音除去手段２２でＦＭ復調において発生するＦ
Ｍ復調特有のパルス状の雑音が除去され端子ｇに出力さ
れる。帯域フィルタ２０は中心周波数が１６kHz付近と
低いためモノリシックＩＣで構成することができる。な
お第一のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６
のスイッチ構成によっては、角周波数ｒの成分がスイッ
チ手段１５、１６の出力に生じる場合がある。この時第
二の信号発生手段１７からの矩形波信号を第一のスイッ
チ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加
え、角周波数ｒの成分を打ち消すようにする。また第一
のスイッチ手段１５及び第二のスイッチ手段１６のスイ
ッチ構成によっては、端子ａあるいは端子ｃの信号が第
一のスイッチ手段１５あるいは第二のスイッチ手段１６
に生じることがある。この端子ａあるいは端子ｃの信号
は、帯域フィルタ２０で取り除くことができるが、帯域
フィルタ２０の代わりにローパスフィルタを用いた場合
には、端子ａあるいは端子ｃの信号を第一のスイッチ手
段１５あるいは第二のスイッチ手段１６の出力に加え、
端子ａあるいは端子ｃの信号を打ち消すようにする。
【００１３】このように本発明の構成を用いれば、第一
の信号発生手段６で発生する信号の周波数安定度が悪く
アンテナ入力信号の周波数との誤差角周波数ｘが大きく
ても第二の信号発生手段１７で発生する矩形波信号の角
周波数ｒをｒ＞（Δω±ｘの最大値）に選ぶことにより
誤差角周波数ｘの影響を受けることなくもとのデータあ
るいは音声信号を復調することができる。本発明の構成
を用いれば、周波数補正手段２３を用いなくても信号を
復調できるが、さらに受信における安定度を向上させる
ために、端子ｇの信号の直流電圧を周波数補正手段２３
で検出し、端子ｇの直流電圧がある基準値Ｋになるよう
に第一の信号発生手段６の信号周波数を制御するように
すればなお効果的である。基準値Ｋは誤差角周波数ｘ＝
０の時に端子ｇより出力する電圧値に等しいように設定
される。周波数補正手段２３は抵抗とコンデンサより構
成されるローパスフィルタを用い、ローパスフィルタの
出力で第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する構
成でもよいし、図１には図示していないが端子ｇの復調
出力から信号を受信したことを検知すると、端子ｇの電
圧をＡ／Ｄ変換した後マイクロコンピュータ処理により
第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧
をＤ／Ａ変換で発生する構成にしてもよい。さらに図１
には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信
したことを検知すると、第一の低域フィルタ４及び第二
の低域フィルタ９の遮断周波数を低くするように切り換
える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することがで
きる。
の信号発生手段６で発生する信号の周波数安定度が悪く
アンテナ入力信号の周波数との誤差角周波数ｘが大きく
ても第二の信号発生手段１７で発生する矩形波信号の角
周波数ｒをｒ＞（Δω±ｘの最大値）に選ぶことにより
誤差角周波数ｘの影響を受けることなくもとのデータあ
るいは音声信号を復調することができる。本発明の構成
を用いれば、周波数補正手段２３を用いなくても信号を
復調できるが、さらに受信における安定度を向上させる
ために、端子ｇの信号の直流電圧を周波数補正手段２３
で検出し、端子ｇの直流電圧がある基準値Ｋになるよう
に第一の信号発生手段６の信号周波数を制御するように
すればなお効果的である。基準値Ｋは誤差角周波数ｘ＝
０の時に端子ｇより出力する電圧値に等しいように設定
される。周波数補正手段２３は抵抗とコンデンサより構
成されるローパスフィルタを用い、ローパスフィルタの
出力で第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する構
成でもよいし、図１には図示していないが端子ｇの復調
出力から信号を受信したことを検知すると、端子ｇの電
圧をＡ／Ｄ変換した後マイクロコンピュータ処理により
第一の信号発生手段６の発生周波数を制御する直流電圧
をＤ／Ａ変換で発生する構成にしてもよい。さらに図１
には図示していないが端子ｇの復調出力から信号を受信
したことを検知すると、第一の低域フィルタ４及び第二
の低域フィルタ９の遮断周波数を低くするように切り換
える。このようにすればＳ／Ｎ特性を向上することがで
きる。
【００１４】なお、図１には第一の低域フィルタ４及び
第二の低域フィルタ９の後段あるいは前段に増幅手段を
図示していないが当然必要に応じて増幅手段を挿入すれ
ばよい。またアンテナに大きなレベルの信号が入力し、
演算手段１９の出力がクリップしてしまう場合、復調に
必要な情報が欠落してしまうことが考えられる。従って
少なくとも演算手段１９の出力がクリップしないように
例えば高周波増幅手段２の増幅度を調整するように構成
すればさらに効果的である。
第二の低域フィルタ９の後段あるいは前段に増幅手段を
図示していないが当然必要に応じて増幅手段を挿入すれ
ばよい。またアンテナに大きなレベルの信号が入力し、
演算手段１９の出力がクリップしてしまう場合、復調に
必要な情報が欠落してしまうことが考えられる。従って
少なくとも演算手段１９の出力がクリップしないように
例えば高周波増幅手段２の増幅度を調整するように構成
すればさらに効果的である。
【００１５】また図１における演算手段１９を加算動作
として説明したが引算動作を行ってもかまわない。この
場合端子ｆ’の信号は、COS｛{{rーx}+Δω}・t｝とな
る。
として説明したが引算動作を行ってもかまわない。この
場合端子ｆ’の信号は、COS｛{{rーx}+Δω}・t｝とな
る。
【００１６】図２は図１における第一のスイッチ手段１
５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手
段の構成を示す。図２において、２４は端子ａの信号あ
るいは端子ｃの信号が入力する入力端子、２５は第二の
信号発生手段１７からの矩形波信号ＲあるいはＲ’が入
力する入力端子、２６は出力端子、２７は増幅度１の反
転回路、２８は電子スイッチである。電子スイッチ２８
は入力端子２５に入力する矩形波信号Ｒあるいは矩形波
信号Ｒ’の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接
続が切り替わる。このような電子スイッチ２８はアナロ
グスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイ
ポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。
５及び第二のスイッチ手段１６に適用できるスイッチ手
段の構成を示す。図２において、２４は端子ａの信号あ
るいは端子ｃの信号が入力する入力端子、２５は第二の
信号発生手段１７からの矩形波信号ＲあるいはＲ’が入
力する入力端子、２６は出力端子、２７は増幅度１の反
転回路、２８は電子スイッチである。電子スイッチ２８
は入力端子２５に入力する矩形波信号Ｒあるいは矩形波
信号Ｒ’の位相が正か負かで出力端子と入力端子との接
続が切り替わる。このような電子スイッチ２８はアナロ
グスイッチとしてＣＭＯＳで簡単に実現できるし、バイ
ポーラトランジスタを用いても簡単に構成できる。
【００１７】図３は図１における周波数−電圧変換手段
２１及び雑音除去手段２２の構成を示す図及び波形図で
ある。図１では周波数−電圧変換手段２１の後段に雑音
除去手段２２を配置しているが、図３の例では周波数−
電圧変換手段２１の中に雑音除去手段２２を組み込んで
いる。図３Ａにおいて４０は端子ｆ’に示す周波数変調
信号が入力する入力端子、２９は増幅手段、３０はコン
パレータで構成された二値化手段、３１は第一の遅延手
段であり、抵抗３２とコンデンサ３３とコンパレータ３
４で構成される。３５は排他的論理和手段、３６は第二
の遅延手段、３７はパルス挿入手段、３８はパルス発生
手段、３９はローパスフィルタ、４１は復調出力端子で
ある。入力端子４０に入力した信号の周波数が高くなる
と排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が狭くなり、
入力周波数が低くなると排他的論理和手段３５の出力パ
ルス間隔が広くなる。従ってローパスフィルタ３９で不
要な高周波成分を取り除くと排他的論理和手段３５の出
力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができ
る。復調感度を上げるためには第一の遅延手段３１での
遅延量を大きくすればよい。さて次に雑音除去方法につ
いて図３Ｂの波形図を用いて説明する。ｈ及びｉは排他
的論理和手段３５の入力である。従って排他的論理和３
５の出力はｊに示すようなパルス列となる。さて入力端
子４０に入力する信号に雑音が含まれている場合、雑音
の影響により信号ｈ及びｉのパルス列が不規則になり、
１パルス分欠落する場合がある。このように信号ｈ及び
ｉのパルスが欠落すると排他的論理和手段３５の出力ｊ
のパルスも欠落する。従って、ｊの信号をローパスフィ
ルタに通すとパルスが欠落した部分で大きなパルス状の
雑音が生じる。パルス発生手段３８では、信号ｊに通常
のパルス間隔Ｔ１より充分長い時間Ｔ２（例えばＴ２＝
２・Ｔ１）の間にパルスがなければＴ１毎にHIGH／LOW
を繰り返すパルス出力ｌを発生する。パルス出力ｌはｊ
にパルスが生じるとストップする。信号ｊは第二の遅延
手段３６により遅延され、信号ｋとなる。パルス挿入手
段３７では、パルス出力ｌの立ち上がり及び立ち下がり
エッジにあわせて信号ｋのパルス幅に等しいパルスを信
号ｋに挿入する。図３Ｂの波形図における信号ｍの○印
のパルスが挿入されたパルスである。信号ｍをローパス
フィルタに通し復調信号を得る。このようにパルスを挿
入することによりパルスの欠落がなくなり復調出力から
パルス状の雑音が発生することはなくなる。なお信号ｊ
にパルスを挿入したが信号ｈにパルスを挿入した後、第
一の遅延手段３１で信号ｉをつくり、排他的論理和手段
３５でパルスの欠落のない信号ｊを作成するようにして
もよい。
２１及び雑音除去手段２２の構成を示す図及び波形図で
ある。図１では周波数−電圧変換手段２１の後段に雑音
除去手段２２を配置しているが、図３の例では周波数−
電圧変換手段２１の中に雑音除去手段２２を組み込んで
いる。図３Ａにおいて４０は端子ｆ’に示す周波数変調
信号が入力する入力端子、２９は増幅手段、３０はコン
パレータで構成された二値化手段、３１は第一の遅延手
段であり、抵抗３２とコンデンサ３３とコンパレータ３
４で構成される。３５は排他的論理和手段、３６は第二
の遅延手段、３７はパルス挿入手段、３８はパルス発生
手段、３９はローパスフィルタ、４１は復調出力端子で
ある。入力端子４０に入力した信号の周波数が高くなる
と排他的論理和手段３５の出力パルス間隔が狭くなり、
入力周波数が低くなると排他的論理和手段３５の出力パ
ルス間隔が広くなる。従ってローパスフィルタ３９で不
要な高周波成分を取り除くと排他的論理和手段３５の出
力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出すことができ
る。復調感度を上げるためには第一の遅延手段３１での
遅延量を大きくすればよい。さて次に雑音除去方法につ
いて図３Ｂの波形図を用いて説明する。ｈ及びｉは排他
的論理和手段３５の入力である。従って排他的論理和３
５の出力はｊに示すようなパルス列となる。さて入力端
子４０に入力する信号に雑音が含まれている場合、雑音
の影響により信号ｈ及びｉのパルス列が不規則になり、
１パルス分欠落する場合がある。このように信号ｈ及び
ｉのパルスが欠落すると排他的論理和手段３５の出力ｊ
のパルスも欠落する。従って、ｊの信号をローパスフィ
ルタに通すとパルスが欠落した部分で大きなパルス状の
雑音が生じる。パルス発生手段３８では、信号ｊに通常
のパルス間隔Ｔ１より充分長い時間Ｔ２（例えばＴ２＝
２・Ｔ１）の間にパルスがなければＴ１毎にHIGH／LOW
を繰り返すパルス出力ｌを発生する。パルス出力ｌはｊ
にパルスが生じるとストップする。信号ｊは第二の遅延
手段３６により遅延され、信号ｋとなる。パルス挿入手
段３７では、パルス出力ｌの立ち上がり及び立ち下がり
エッジにあわせて信号ｋのパルス幅に等しいパルスを信
号ｋに挿入する。図３Ｂの波形図における信号ｍの○印
のパルスが挿入されたパルスである。信号ｍをローパス
フィルタに通し復調信号を得る。このようにパルスを挿
入することによりパルスの欠落がなくなり復調出力から
パルス状の雑音が発生することはなくなる。なお信号ｊ
にパルスを挿入したが信号ｈにパルスを挿入した後、第
一の遅延手段３１で信号ｉをつくり、排他的論理和手段
３５でパルスの欠落のない信号ｊを作成するようにして
もよい。
【００１８】図４は図１における周波数−電圧変換手段
２１の他の構成を示す図である。図４において図３と同
一の機能ブロックには同一の番号を付与している。４２
はエッジ検出手段、４３は単安定マルチバイブレータで
ある。エッジ検出手段４２は図３における遅延手段３１
と排他的論理和手段３５で構成されている。単安定マル
チバイブレータ４３の出力は、端子４０に入力する信号
の周波数に応じてパルス間隔が狭くなったり広くなった
りする。従って図３の場合と同様ローパスフィルタ３６
で不要な高周波成分を取り除くと単安定マルチバイブレ
ータ４３の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出す
ことができる。図４の構成の利点は遅延手段３１での遅
延量を大きくとる必要がないという点である。そのため
コンデンサ３３と抵抗３２で構成される回路の時定数を
大きくする必要がない。そして復調感度は単安定マルチ
バイブレータ４３の出力のパルス幅を適当に選べば復調
感度を最適に設定できる。雑音除去の方法については図
３と同じである。
２１の他の構成を示す図である。図４において図３と同
一の機能ブロックには同一の番号を付与している。４２
はエッジ検出手段、４３は単安定マルチバイブレータで
ある。エッジ検出手段４２は図３における遅延手段３１
と排他的論理和手段３５で構成されている。単安定マル
チバイブレータ４３の出力は、端子４０に入力する信号
の周波数に応じてパルス間隔が狭くなったり広くなった
りする。従って図３の場合と同様ローパスフィルタ３６
で不要な高周波成分を取り除くと単安定マルチバイブレ
ータ４３の出力パルス間隔に応じた電圧変化を取り出す
ことができる。図４の構成の利点は遅延手段３１での遅
延量を大きくとる必要がないという点である。そのため
コンデンサ３３と抵抗３２で構成される回路の時定数を
大きくする必要がない。そして復調感度は単安定マルチ
バイブレータ４３の出力のパルス幅を適当に選べば復調
感度を最適に設定できる。雑音除去の方法については図
３と同じである。
【００１９】図５は雑音除去手段２２の他の構成及び波
形図を示す。図５Ａにおいて４４は周波数−電圧変換手
段２１の復調出力が入力する入力端子、４５はデータ信
号等の希望信号を取り除いて雑音成分だけを取り出すハ
イパスフィルタ、４６はあるレベル以上の雑音を取り出
すコンパレータ、４７はパルス幅延長手段であり、４
５、４６、４７でパルス発生手段４８を構成している。
４９は遅延手段、５０は保持手段、５１は出力端子であ
る。図５Ｂの波形図を参照しながら雑音除去手段２２の
動作を説明する。入力端子４４に入力した信号ｖはハイ
パスフィルタ４５により信号ｗとなる。コンパレータ４
６でパルス状の雑音だけが取り出され信号ｘとなる。信
号ｘはパルス幅延長手段４７でパルス幅が広げられ信号
ｙとなる。一方信号ｖは遅延手段４９で遅延され、保持
手段５０では信号ｙのパルス出力期間中、遅延された信
号ｖの値がサンプリングホールドされる。従って出力端
子５１の出力は信号ｚとなる。この信号ｚを図示してい
ないがローパスフィルタを通すことによりなめらかな変
化にすることができる。また保持手段５０の代わりに引
算手段を用い、信号ｚと信号ｙの引算を行って雑音を除
去するように構成してもよい。なおパルス発生手段の出
力信号ｙとして図３の信号ｌを用いてもよい。
形図を示す。図５Ａにおいて４４は周波数−電圧変換手
段２１の復調出力が入力する入力端子、４５はデータ信
号等の希望信号を取り除いて雑音成分だけを取り出すハ
イパスフィルタ、４６はあるレベル以上の雑音を取り出
すコンパレータ、４７はパルス幅延長手段であり、４
５、４６、４７でパルス発生手段４８を構成している。
４９は遅延手段、５０は保持手段、５１は出力端子であ
る。図５Ｂの波形図を参照しながら雑音除去手段２２の
動作を説明する。入力端子４４に入力した信号ｖはハイ
パスフィルタ４５により信号ｗとなる。コンパレータ４
６でパルス状の雑音だけが取り出され信号ｘとなる。信
号ｘはパルス幅延長手段４７でパルス幅が広げられ信号
ｙとなる。一方信号ｖは遅延手段４９で遅延され、保持
手段５０では信号ｙのパルス出力期間中、遅延された信
号ｖの値がサンプリングホールドされる。従って出力端
子５１の出力は信号ｚとなる。この信号ｚを図示してい
ないがローパスフィルタを通すことによりなめらかな変
化にすることができる。また保持手段５０の代わりに引
算手段を用い、信号ｚと信号ｙの引算を行って雑音を除
去するように構成してもよい。なおパルス発生手段の出
力信号ｙとして図３の信号ｌを用いてもよい。
【００２０】図６に周波数−電圧変換手段の他の実施例
の構成を示す。図６において、６０は図１における演算
手段１９の出力信号が入力する入力端子、６１は１１Hz
付近に中心周波数を有するバンドパスフィルタで構成さ
れた第一のフィルタ、６２は21kHz付近に中心周波数を
有するバンドパスフィルタで構成された第二のフィル
タ、６３はダイオードで構成された整流回路からなる第
一の信号出力手段、６４はダイオードで構成された整流
回路からなる第二の信号出力手段、６５は引算手段、３
９はローパスフィルタ、６６は出力端子である。図７は
図６の動作を説明するための周波数に対する出力レベル
の特性を示す特性図である。図７−Ａにおける特性１は
第一のフィルタ６１の出力特性、特性２は第二のフィル
タ６２の出力特性である。図７−Ｂは引算手段６５の出
力特性である。図７−Ｂの特性より入力端子６０に入力
する信号の周波数変化を電圧変化として出力端子６６よ
り出力することができる。３９はローパスフィルタであ
り16kHz付近及びその高調波成分を取り除くためのフィ
ルタである。図６の周波数−電圧変換手段を用いれば図
１における帯域フィルタ２０を省略できる。すなわち第
一のフィルタ６１と第二のフィルタ６２が不要な１６kH
zの高調波成分を取り除く帯域フィルタ２０を兼ねてい
る。さらに図３及び図４に示す周波数−電圧変換手段の
構成で発生するパルス状の雑音が発生しにくいため雑音
除去手段２２を用いなくても誤り発生の少ないデータ復
調を行うことができるという利点がある。なお第一のフ
ィルタ６１及び第二のフィルタ６２は抵抗とコンデンサ
及びトランジスタを用いたアクティブフィルタで構成す
ることができる。
の構成を示す。図６において、６０は図１における演算
手段１９の出力信号が入力する入力端子、６１は１１Hz
付近に中心周波数を有するバンドパスフィルタで構成さ
れた第一のフィルタ、６２は21kHz付近に中心周波数を
有するバンドパスフィルタで構成された第二のフィル
タ、６３はダイオードで構成された整流回路からなる第
一の信号出力手段、６４はダイオードで構成された整流
回路からなる第二の信号出力手段、６５は引算手段、３
９はローパスフィルタ、６６は出力端子である。図７は
図６の動作を説明するための周波数に対する出力レベル
の特性を示す特性図である。図７−Ａにおける特性１は
第一のフィルタ６１の出力特性、特性２は第二のフィル
タ６２の出力特性である。図７−Ｂは引算手段６５の出
力特性である。図７−Ｂの特性より入力端子６０に入力
する信号の周波数変化を電圧変化として出力端子６６よ
り出力することができる。３９はローパスフィルタであ
り16kHz付近及びその高調波成分を取り除くためのフィ
ルタである。図６の周波数−電圧変換手段を用いれば図
１における帯域フィルタ２０を省略できる。すなわち第
一のフィルタ６１と第二のフィルタ６２が不要な１６kH
zの高調波成分を取り除く帯域フィルタ２０を兼ねてい
る。さらに図３及び図４に示す周波数−電圧変換手段の
構成で発生するパルス状の雑音が発生しにくいため雑音
除去手段２２を用いなくても誤り発生の少ないデータ復
調を行うことができるという利点がある。なお第一のフ
ィルタ６１及び第二のフィルタ６２は抵抗とコンデンサ
及びトランジスタを用いたアクティブフィルタで構成す
ることができる。
【００２１】図８に第二の信号発生手段１７と９０゜移
相手段１８の構成を示す。５２はマイクロコンピュータ
の基準クロックより作成したクロック信号が入力する入
力端子、５３、５４、５５はＤ−フリップフロップであ
り、それぞれ１／２分周器を構成している。５６、５７
は出力端子であり、端子５６から矩形波信号Ｒ、端子５
７から矩形波信号Ｒに直交した矩形波信号Ｒ’が出力す
る。図８の回路を用いれば簡単にＩＣ化が可能である。
なお入力端子５２に入力する信号として双安定マルチバ
イブレータ等で発振させた信号を用いてもよい。
相手段１８の構成を示す。５２はマイクロコンピュータ
の基準クロックより作成したクロック信号が入力する入
力端子、５３、５４、５５はＤ−フリップフロップであ
り、それぞれ１／２分周器を構成している。５６、５７
は出力端子であり、端子５６から矩形波信号Ｒ、端子５
７から矩形波信号Ｒに直交した矩形波信号Ｒ’が出力す
る。図８の回路を用いれば簡単にＩＣ化が可能である。
なお入力端子５２に入力する信号として双安定マルチバ
イブレータ等で発振させた信号を用いてもよい。
【００２２】なお図１の実施例では周波数変調信号の復
調について説明したが、周波数変調信号だけでなく振幅
変調信号や位相変調信号の復調も図１の周波数−電圧変
換手段２１のかわりに入力する変調信号に対応した復調
手段を用いることにより可能である。
調について説明したが、周波数変調信号だけでなく振幅
変調信号や位相変調信号の復調も図１の周波数−電圧変
換手段２１のかわりに入力する変調信号に対応した復調
手段を用いることにより可能である。
【００２３】高周波増幅手段２からの信号を本発明の構
成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出
力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成
装置の入力信号としてもかまわない。
成装置の入力信号としているが、高周波増幅手段２の出
力信号を周波数変換した中間周波数信号を本発明の構成
装置の入力信号としてもかまわない。
【００２４】
【発明の効果】以上説明したように本発明の受信装置に
よれば、簡単な構成の電子スイッチを用いて第一の信号
発生手段の周波数安定度が悪くても正確な復調を行うこ
とができる。従って周波数安定度の良い高価な水晶発振
器を第一の信号発生手段に用いる必要がなく、また高価
なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすい
ため安価に受信装置を実現できることとなる。さらにパ
ルス状の雑音を取り除くことができるためＳ／Ｎ特性の
改善をはかることができる。
よれば、簡単な構成の電子スイッチを用いて第一の信号
発生手段の周波数安定度が悪くても正確な復調を行うこ
とができる。従って周波数安定度の良い高価な水晶発振
器を第一の信号発生手段に用いる必要がなく、また高価
なメカニカルフィルタも必要がなくかつＩＣ化しやすい
ため安価に受信装置を実現できることとなる。さらにパ
ルス状の雑音を取り除くことができるためＳ／Ｎ特性の
改善をはかることができる。
【００２５】また周波数変調信号の復調だけでなく、振
幅変調信号や位相変調信号の復調に本発明を適用するこ
とができるという効果がある。
幅変調信号や位相変調信号の復調に本発明を適用するこ
とができるという効果がある。
【図１】本発明の一実施例における受信装置のブロック
図
図
【図２】本発明の一実施例におけるスイッチ手段のブロ
ック図
ック図
【図３】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手
段及び雑音除去手段の説明図
段及び雑音除去手段の説明図
【図４】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手
段及び雑音除去手段の他のブロック図
段及び雑音除去手段の他のブロック図
【図５】本発明の一実施例における雑音除去手段の説明
図
図
【図６】本発明の一実施例における周波数−電圧変換手
段の他のブロック図
段の他のブロック図
【図７】図６における周波数−電圧変換手段の特性図
【図８】本発明の一実施例における第二の信号発生手段
と９０゜移相手段のブロック図
と９０゜移相手段のブロック図
【図９】従来の受信装置のブロック図
【図１０】従来の受信装置における各出力端子の出力図
１ アンテナ ２ 高周波増幅手段 ３ 第一のミキシング手段 ４ 第一の低域濾波手段 ６ 第一の信号発生手段 ７ ９０゜シフター ８ 第二のミキシング手段 ９ 第二の低域濾波手段 １５ 第一のスイッチ手段 １６ 第二のスイッチ手段 １７ 第二の信号発生手段 １８ ９０゜移相手段 １９ 演算手段 ２１ 周波数−電圧変換手段 ２２ 周波数補正手段 ２２ 雑音除去手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 三村 政博 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内
Claims (12)
- 【請求項１】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段とで構成された受信装置。 - 【請求項２】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記演算手段の出力信号の周波数
に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段とで構成
され、前記周波数−電圧変換手段の出力電圧を復調出力
とする受信装置。 - 【請求項３】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記演算手段の出力信号の周波数
に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記
周波数−電圧変換手段の出力電圧に応じて前記第一の信
号発生手段の出力周波数を前記受信信号の搬送波周波数
と等しくなる方向に制御する周波数補正手段とで構成さ
れた受信装置。 - 【請求項４】受信すべき搬送波信号周波数に近い周波数
の信号を出力する第一の信号発生手段と、前記第一の信
号発生手段からの信号と受信信号の差の周波数となる信
号を取り出す第一のミキシング手段と、前記第一の信号
発生手段からの信号を位相シフトした信号と前記受信信
号の差の周波数となる信号を取り出す第二のミキシング
手段と、時間的に連続した矩形波信号を発生する第二の
信号発生手段と、前記第二の信号発生手段からの矩形波
信号により前記第一のミキシング手段からの信号をスイ
ッチする第一のスイッチ手段と、前記第二の信号発生手
段からの矩形波信号を位相シフトした矩形波信号により
前記第二のミキシング手段からの信号をスイッチする第
二のスイッチ手段と、前記第一のスイッチ手段の出力信
号と前記第二のスイッチ手段の出力信号とを加算または
引算する演算手段と、前記演算手段の出力信号の周波数
に応じた電圧を発生する周波数−電圧変換手段と、前記
周波数−電圧変換手段の出力に生じるパルス状の雑音を
除去する雑音除去手段とで構成され、前記雑音除去手段
の出力電圧を復調出力とする受信装置。 - 【請求項５】第一または第二のスイッチ手段は、第一の
入力端子と第二の入力端子と出力端子と制御端子を有し
前記制御端子に入力する信号により出力端子が第一の入
力端子と導通するか第二の入力端子と導通するかが切り
替わる電子スイッチと、前記電子スイッチの第一の入力
端子に入力する信号と反転した信号を前記電子スイッチ
の第二の入力端子に出力する反転手段とで構成された請
求項１または請求項２または請求項３または請求項４記
載の受信装置。 - 【請求項６】周波数−電圧変換手段は、演算手段からの
信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの
信号を遅延させる遅延手段と、前記二値化手段からの信
号と前記遅延手段からの信号の排他的論理和を出力する
排他的論理和手段と、前記排他的論理和手段の出力信号
の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成され
た請求項２または請求項３または請求項４記載の受信装
置。 - 【請求項７】周波数−電圧変換手段は、演算手段からの
信号を二値化する二値化手段と、前記二値化手段からの
信号のエッジを検出するエッジ検出手段と、前記エッジ
検出手段からの信号により起動される単安定マルチバイ
ブレータと、前記単安定マルチバイブレータの出力信号
の高周波成分を取り除くローパスフィルタとで構成され
た請求項２または請求項３または請求項４記載の受信装
置。 - 【請求項８】周波数−電圧変換手段は、時間的に連続し
た矩形波信号周波数より低い周波数に通過信号を最大と
する第一の最大通過周波数を持ち前記第一の最大通過周
波数より高い周波数では周波数に応じて減衰量が増加す
る第一のフィルタと、時間的に連続した矩形波信号周波
数より高い周波数に通過信号を最大とする第二の最大通
過周波数を持ち前記第二の最大通過周波数より低い周波
数では周波数に応じて減衰量が増加する第二のフィルタ
と、前記第一のフィルタを通過する信号エネルギーに応
じた信号レベルを出力する第一の出力手段と、前記第二
のフィルタを通過する信号エネルギーに応じた信号レベ
ルを出力する第二の出力手段と、前記第一の出力手段の
出力信号と前記第二の出力手段の出力信号の差を出力す
る引算手段と、前記引算手段の出力信号の高周波成分を
取り除くローパスフィルタとで構成された請求項２また
は請求項３または請求項４記載の受信装置。 - 【請求項９】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段か
らの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパル
ス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号に
より前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧をサンプ
リングホールドする保持手段とで構成された請求項４記
載の受信装置。 - 【請求項１０】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段
に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パ
ルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段
からのパルス信号により前記周波数−電圧変換手段から
の出力電圧をサンプリングホールドする保持手段とで構
成された請求項４記載の受信装置。 - 【請求項１１】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段
からの出力電圧がある値を越えた時パルスを出力するパ
ルス出力手段と、前記パルス出力手段からのパルス信号
を前記周波数−電圧変換手段からの出力電圧から引算を
行う引算手段とで構成された請求項４記載の受信装置。 - 【請求項１２】雑音除去手段は、周波数−電圧変換手段
に入力する信号の零クロス点の間隔がある値以上の時パ
ルスを発生するパルス出力手段と、前記パルス出力手段
からのパルス信号を前記周波数−電圧変換手段に入力す
る信号の零クロス点の間隔に挿入するパルス挿入手段と
で構成された請求項４記載の受信装置。
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