JPS6029003A - Ｆｍ復調器 - Google Patents
Ｆｍ復調器Info
- Publication number
- JPS6029003A JPS6029003A JP13685883A JP13685883A JPS6029003A JP S6029003 A JPS6029003 A JP S6029003A JP 13685883 A JP13685883 A JP 13685883A JP 13685883 A JP13685883 A JP 13685883A JP S6029003 A JPS6029003 A JP S6029003A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- register
- counter
- instantaneous phase
- reset
- circuit
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（技術分野）
本発明はアナログの周波数変調波（ＦＭ波）をディジタ
ル信号処理を用いて復調するＦＭ復調器に関する。
ル信号処理を用いて復調するＦＭ復調器に関する。
（従来技術）
従来の周波数変調波の復調に用いる周波数弁別器を第１
図に示す。第１図の周波数弁別器で、周波数変調波は、
その中心周波数ｆｏに同調したＬＣ並列共振回路を介し
て、中心周波数ｆｏ より高い同調周波数ｆ１に同調し
た回路と、低い同調周波数１２に同調した回路とに相互
インダクタンスＭを介して結合する。ダイオードＤ１．
Ｄ２により各々の出力電圧の極性は反転する故、その検
波特性は互いの和で示され第２図の様になる。
図に示す。第１図の周波数弁別器で、周波数変調波は、
その中心周波数ｆｏに同調したＬＣ並列共振回路を介し
て、中心周波数ｆｏ より高い同調周波数ｆ１に同調し
た回路と、低い同調周波数１２に同調した回路とに相互
インダクタンスＭを介して結合する。ダイオードＤ１．
Ｄ２により各々の出力電圧の極性は反転する故、その検
波特性は互いの和で示され第２図の様になる。
よって中心周波数ｆｏ より高い周波数変調波が入力さ
れた場合は正の電圧、中心周波数ｆｏより低い周波数変
調波が入力された場合は負の電圧が発生し、周波数変調
波の復調ができる。
れた場合は正の電圧、中心周波数ｆｏより低い周波数変
調波が入力された場合は負の電圧が発生し、周波数変調
波の復調ができる。
しかし、周波数弁別器はコンデンサＣ、インダクタンス
Ｌ等のディスクリート部品で構成されるため、部品の小
型化が困難であった。ま−た高い中心角周波数ω０を用
いた場合、インダクタンスＬおよびコンデンサＣの素子
バラツキが大きくなり、調整を必要とする欠点があった
。
Ｌ等のディスクリート部品で構成されるため、部品の小
型化が困難であった。ま−た高い中心角周波数ω０を用
いた場合、インダクタンスＬおよびコンデンサＣの素子
バラツキが大きくなり、調整を必要とする欠点があった
。
この欠点を克服するだめの、ディジタル信号処理をした
クワドラチャ型ディジタル検波回路がある。このブロッ
クダイヤグラムを第３図に示す。
クワドラチャ型ディジタル検波回路がある。このブロッ
クダイヤグラムを第３図に示す。
第３図において、入力周波数変調波はサンプルホールド
回路１において周波数ｆｓでサンプルホールドされ、ア
ナログディジタル変換器２で量子化される。この量子化
した信号と、シフトレジスタ３によりサンプリング周期
Ｔｓ （＝１／Ｖｓ ）だけ遅延した先の信号とを乗算
器を通すことによって周波数変調波の復調ができる。こ
の回路は、ＩＣ化できるため量産性に優れているが、ア
ナログディジタル変換器および乗算器を用いるため消費
電力が大きい。１だ、中心角周波数とサンプリング周波
数との間に相互関係がちり、任意にサンプリング周波数
が選べないため、装置を作る上で大きな制約が生ずる欠
点があった。
回路１において周波数ｆｓでサンプルホールドされ、ア
ナログディジタル変換器２で量子化される。この量子化
した信号と、シフトレジスタ３によりサンプリング周期
Ｔｓ （＝１／Ｖｓ ）だけ遅延した先の信号とを乗算
器を通すことによって周波数変調波の復調ができる。こ
の回路は、ＩＣ化できるため量産性に優れているが、ア
ナログディジタル変換器および乗算器を用いるため消費
電力が大きい。１だ、中心角周波数とサンプリング周波
数との間に相互関係がちり、任意にサンプリング周波数
が選べないため、装置を作る上で大きな制約が生ずる欠
点があった。
（発明の目的）
本発明は、これらの欠点を除去し、小型化、低消費電力
化を図ったＦＭ復調器を提供するととを目的とするもの
で、以下、詳細に説明する。
化を図ったＦＭ復調器を提供するととを目的とするもの
で、以下、詳細に説明する。
（発明の構成）
第４図は本発明の第１の実施例であるＦＭ復調器のブロ
ック図を示したものである。第４図において５は入力Ｆ
Ｍ信号が入力する入力端子、６はクロック周波数が入力
するクロック端子、２はサンプリング周波数が入力する
サンプリング端子、８は所定のスレッショルド値と比較
を行なうコン・ぐレータもしくはインバータ等を用いた
ダート回路、９はリセットパルス発生器、１０はカウン
タ、１１はレジスタＡ１１２はレジスタ８１１３はレジ
スタＣ１１４は演算回路であり本実施例では読み出し専
用メモリを用いている。１５はシフトレジスタ、１６は
差分回路、１８は復調出力、である。以下第４図の動作
について説明する。
ック図を示したものである。第４図において５は入力Ｆ
Ｍ信号が入力する入力端子、６はクロック周波数が入力
するクロック端子、２はサンプリング周波数が入力する
サンプリング端子、８は所定のスレッショルド値と比較
を行なうコン・ぐレータもしくはインバータ等を用いた
ダート回路、９はリセットパルス発生器、１０はカウン
タ、１１はレジスタＡ１１２はレジスタ８１１３はレジ
スタＣ１１４は演算回路であり本実施例では読み出し専
用メモリを用いている。１５はシフトレジスタ、１６は
差分回路、１８は復調出力、である。以下第４図の動作
について説明する。
アナログの入力周波数変調波は入力端”子５より入力さ
れ、ケゞ−ト回路８に入力される。このダート回路にお
いて入力周波数変調波は矩形波に変換される。この矩形
波立ち上がりパルスを受けリセットパルス発生回路９は
リセットパルスを発生する。このリセット・やルスによ
りカウンタ１０はリセットされ、カウンタ１０は最初か
らカウントを開始する。すなわちカウンタ１０はクロッ
ク端子６から入力されるクロック周波数を受けカウント
アツプしていく。またクロック周波数のタイミングでカ
ウンタ１０のカウント値はレジスタＡｌｌ、レジスタＣ
１３に順次転送されるが、ダート回路８から出力される
矩形パ・ルスはレジスタＡｌｌにも入力されその矩形パ
ルスの立ち下がりでレジスタＡｌｌをリセットしておシ
、リセットされるまでカウント値が矩形入力周波数変調
波のハイレベルでのカウンタ出力値としてレジスタＣ１
３に更新格納される。
れ、ケゞ−ト回路８に入力される。このダート回路にお
いて入力周波数変調波は矩形波に変換される。この矩形
波立ち上がりパルスを受けリセットパルス発生回路９は
リセットパルスを発生する。このリセット・やルスによ
りカウンタ１０はリセットされ、カウンタ１０は最初か
らカウントを開始する。すなわちカウンタ１０はクロッ
ク端子６から入力されるクロック周波数を受けカウント
アツプしていく。またクロック周波数のタイミングでカ
ウンタ１０のカウント値はレジスタＡｌｌ、レジスタＣ
１３に順次転送されるが、ダート回路８から出力される
矩形パ・ルスはレジスタＡｌｌにも入力されその矩形パ
ルスの立ち下がりでレジスタＡｌｌをリセットしておシ
、リセットされるまでカウント値が矩形入力周波数変調
波のハイレベルでのカウンタ出力値としてレジスタＣ１
３に更新格納される。
一方、カウンタ１０のカウント値出力はクロック周波数
のタイミングでレジスタＢ１２に転送されるが、サンプ
リング端子７よりサンプリング周波数がレジスタＣ１２
のセット・リセット端子に入力されておりサンプリング
周波数の立ち上がりでレジスタＢ１２がリセットされる
まで、カウンタ１０のカウント値出力はレジスタＢ１２
に更新格納される。
のタイミングでレジスタＢ１２に転送されるが、サンプ
リング端子７よりサンプリング周波数がレジスタＣ１２
のセット・リセット端子に入力されておりサンプリング
周波数の立ち上がりでレジスタＢ１２がリセットされる
まで、カウンタ１０のカウント値出力はレジスタＢ１２
に更新格納される。
次に、サンプリング時点でのレジスタＣ１３及びレジス
タＢＩ２に格納された各カウント値は演算回路１４に入
力され、所定の演算を行なう。
タＢＩ２に格納された各カウント値は演算回路１４に入
力され、所定の演算を行なう。
次に演算回路１４における演算内容について第５図を用
いて説明する。第５図において、（ａ）はデート回路４
０により矩形ノｅルス化された矩形入力周波数変調波で
あり、矩形パルスの・・イレベルとローレベルが交互に
くりかえしている。（ｂ）はこの矩形入力ＦＭ信号の瞬
時位相を示したものであり、縦軸は位相θ（１）を示し
ており、時点ｔＯ＋ ｔ２ ＋ｔ４ではθ（ｔ）−〇〇
ｒ２π、時点ｔ１．ｔ３ではθ（ｔ）＝πである。また
、時点ｔＯ＋ ｔ２ ＋ ｔ４は矩形入力周波数変調波
の立ち上がり時点、ｔＩｓｔ３は矩形入力周波数変調波
の立ち下がり時点を示す。（Ｃ）はサンプリング周波数
を示したものである。これら（ａ） 、 （ｂ） 、
（Ｃ）の各波形の横方向を時間軸を示したものであり、
互いにタイミングを対応させたものである。時点ＴＯｙ
Ｔｌ ＋ Ｔ２はサンプリング時点を示したものであ
る。周波数変調波の中心周波数が変調波に比べて十分高
いとすれば（ｔ＋ ｔｏ）の時間と（ｔ２ｔｌ）の時間
はほぼ等しいと考えられる。よってｔｏとｔｌ とおけ
る入力周波数変調波の瞬時位相の差はπとなる。すなわ
ちｔ。からｔｌまでのカウンタ１ｏの出力は、２Ｎ＝π
・・・・・・・・・（１） となる。ここでＮはカウンタのビット数である。
いて説明する。第５図において、（ａ）はデート回路４
０により矩形ノｅルス化された矩形入力周波数変調波で
あり、矩形パルスの・・イレベルとローレベルが交互に
くりかえしている。（ｂ）はこの矩形入力ＦＭ信号の瞬
時位相を示したものであり、縦軸は位相θ（１）を示し
ており、時点ｔＯ＋ ｔ２ ＋ｔ４ではθ（ｔ）−〇〇
ｒ２π、時点ｔ１．ｔ３ではθ（ｔ）＝πである。また
、時点ｔＯ＋ ｔ２ ＋ ｔ４は矩形入力周波数変調波
の立ち上がり時点、ｔＩｓｔ３は矩形入力周波数変調波
の立ち下がり時点を示す。（Ｃ）はサンプリング周波数
を示したものである。これら（ａ） 、 （ｂ） 、
（Ｃ）の各波形の横方向を時間軸を示したものであり、
互いにタイミングを対応させたものである。時点ＴＯｙ
Ｔｌ ＋ Ｔ２はサンプリング時点を示したものであ
る。周波数変調波の中心周波数が変調波に比べて十分高
いとすれば（ｔ＋ ｔｏ）の時間と（ｔ２ｔｌ）の時間
はほぼ等しいと考えられる。よってｔｏとｔｌ とおけ
る入力周波数変調波の瞬時位相の差はπとなる。すなわ
ちｔ。からｔｌまでのカウンタ１ｏの出力は、２Ｎ＝π
・・・・・・・・・（１） となる。ここでＮはカウンタのビット数である。
よってサンプリング時点ＴＩでの予測される瞬時位相は
、 となる。
、 となる。
また、サンプリング時点Ｔ２の様に、矩形入力周波数変
調波のハイレベルにあるときは、その前のカウンタ出力
をもって瞬時位相を算出する。その関係を（３）式で示
す。
調波のハイレベルにあるときは、その前のカウンタ出力
をもって瞬時位相を算出する。その関係を（３）式で示
す。
本実施例における演算回路では（２）式、（３）式の演
算を予じめ別途性なってその計算結果を読み出し専用メ
モリに入れｆおき、（ｔｌｔｏ）または（ｔａ ｈ）を
第１のアドレス入力、（Ｔｌｔｏ）または（Ｔ２ｔ４）
を第２のアドレス入力とすることにより（２）式、（３
）式の演算結果出力を得ているが、他の演算手段を用い
てもよい。このようにして演算回路１４より各サンプリ
ング時点での瞬時位相が算出される。
算を予じめ別途性なってその計算結果を読み出し専用メ
モリに入れｆおき、（ｔｌｔｏ）または（ｔａ ｈ）を
第１のアドレス入力、（Ｔｌｔｏ）または（Ｔ２ｔ４）
を第２のアドレス入力とすることにより（２）式、（３
）式の演算結果出力を得ているが、他の演算手段を用い
てもよい。このようにして演算回路１４より各サンプリ
ング時点での瞬時位相が算出される。
次にシフトレジスタ１５と差分回路１６とを用いて、入
力周波数変調波を検波する。
力周波数変調波を検波する。
まず、入力周波数変調波は（４）式であられされ、矩形
入力ＦＭ信号は（５）式であられされる。
入力ＦＭ信号は（５）式であられされる。
ｇｉ（ｔ） ” Ａｃｃｏｓ（２πｆＣｔ＋φ（ｔ）
） −（４）ｇｌ（ｔ）＝ｒｅｃｔ（２πｆｃｔ十φ（
ｔ） ） −＝−＝ （５）ここでＡｃは入力周波数変
調波の振幅、ｆｃは周波数変調波の中心周波数、ｆｍは
変調波の周波数、ΔＦは最大周波数偏位を示す。
） −（４）ｇｌ（ｔ）＝ｒｅｃｔ（２πｆｃｔ十φ（
ｔ） ） −＝−＝ （５）ここでＡｃは入力周波数変
調波の振幅、ｆｃは周波数変調波の中心周波数、ｆｍは
変調波の周波数、ΔＦは最大周波数偏位を示す。
よって（２）式でめた瞬時位相はＴ１＝ｋＴ（ｋは任意
の整数）の時間において θ（ｋＴ） ＝ ２πｆｃ ｋＴ十φ（ｋＴ） ＝−・
・・−・（７）となる。
の整数）の時間において θ（ｋＴ） ＝ ２πｆｃ ｋＴ十φ（ｋＴ） ＝−・
・・−・（７）となる。
よってシフトレジスタ１５によってｎビット遅延した瞬
時位相は θ（（ｋ−ｎ）Ｔ）＝２πｆｃ（ｋ ｎ）Ｔ十φ（（ｋ
−ｎ）Ｔ） 、、、 （ｓ）となる。
時位相は θ（（ｋ−ｎ）Ｔ）＝２πｆｃ（ｋ ｎ）Ｔ十φ（（ｋ
−ｎ）Ｔ） 、、、 （ｓ）となる。
（７）式と（８）式でめられた瞬時位相を差分回路１６
で差をめれば（９）式となる。
で差をめれば（９）式となる。
よっｔ（９）式は（６）式を用いて００式を得る。
ｄ（ｋＴ）−２ｎ７ｃｆｃＴ＋２ｎπΔｆＴｃｏｓ（２
πｆｍ”） −−・（１０この００式から明らかなよう
に入力ＦＭ信号は復調される。
πｆｍ”） −−・（１０この００式から明らかなよう
に入力ＦＭ信号は復調される。
本実施例による復調信号のシーミレージョン結果を第６
図に示す。ここで周波数変調波の中心周波数ｆｃは４５
５ ｋＨｚ 、カウンタの入力クロック周波数は２５．
６ ＭＨｚ 、変調周波数は３ ｋＨｚ 、サンプリン
グの入カフの周波数は２００ ｋＨｚ 、最大周波敬偏
位は２．５ ｋＨｚ 、遅延ビットは１６ビノトである
。第６図から３ ｋＨｚの変調信号が復調されているこ
とが分かる。
図に示す。ここで周波数変調波の中心周波数ｆｃは４５
５ ｋＨｚ 、カウンタの入力クロック周波数は２５．
６ ＭＨｚ 、変調周波数は３ ｋＨｚ 、サンプリン
グの入カフの周波数は２００ ｋＨｚ 、最大周波敬偏
位は２．５ ｋＨｚ 、遅延ビットは１６ビノトである
。第６図から３ ｋＨｚの変調信号が復調されているこ
とが分かる。
（発明の効果）
不発明の回路構成では００）式から分かる様に一定の直
流値２ｎπｆｃＴ以外に高調波は発生せず高調波歪みが
発生しないことが分かる。
流値２ｎπｆｃＴ以外に高調波は発生せず高調波歪みが
発生しないことが分かる。
寸だ、周波数変調波と無関係にサンプリング周波数が決
定できるため、装置の設計の自由度が大きいＯ 壕だ、アナログディノタル変換器および乗算器のように
消費電力の大きな部品を用いないため、低消費電力で回
路が構成できる。
定できるため、装置の設計の自由度が大きいＯ 壕だ、アナログディノタル変換器および乗算器のように
消費電力の大きな部品を用いないため、低消費電力で回
路が構成できる。
寸だ回路構成が簡単なためＩＣ化に適しており小型化さ
れたＦＭ復調器を提供できるものである。
れたＦＭ復調器を提供できるものである。
第１図は従来の周波数弁別器の回路図、第２図は第１図
の周波数弁別器の検波特性、第３図は従来のクワドラナ
ヤ検波回路のブロック図、第４図は本発明の実施例のブ
ロック図、第５図は演算回路を説明するための図、第６
図は本発明のシュミレーションの結果を示した図。 ８・・・ケ゛−ト回路、９・・・リセットパルス発生器
、１０・・カウンタ、ＩＺ・・・レジスタＡ１１２・・
レジスタ８１１３・・レジスタＣ１１４・・・演算回路
、１５・・／フトレジスタ、１６・・差分回路、１７・
・・ＯＲ回路。 特許出願人 沖電気工業株式会社 第１図 ２ 第２図 第３図 で エ、事件の表示 昭和５８年 特 許 願第１３６８５８号２、発明の名
称 ＦＭ復調器 ６ 補正の内容 別紙のとおり 補正の内容 （１）明細書第３頁第１５行目から第１６行目に「高い
中心角周波数ω０」とあるのを「高い中心角周波数ｆｏ
」と補正する。 （２）同書第５頁第１１行目に「１８は復調出力、」と
あるのを「１８は復調出力端子、」と補正する。 （３）図面「第４図」と「第６図」を別紙のとおり補正
する。
の周波数弁別器の検波特性、第３図は従来のクワドラナ
ヤ検波回路のブロック図、第４図は本発明の実施例のブ
ロック図、第５図は演算回路を説明するための図、第６
図は本発明のシュミレーションの結果を示した図。 ８・・・ケ゛−ト回路、９・・・リセットパルス発生器
、１０・・カウンタ、ＩＺ・・・レジスタＡ１１２・・
レジスタ８１１３・・レジスタＣ１１４・・・演算回路
、１５・・／フトレジスタ、１６・・差分回路、１７・
・・ＯＲ回路。 特許出願人 沖電気工業株式会社 第１図 ２ 第２図 第３図 で エ、事件の表示 昭和５８年 特 許 願第１３６８５８号２、発明の名
称 ＦＭ復調器 ６ 補正の内容 別紙のとおり 補正の内容 （１）明細書第３頁第１５行目から第１６行目に「高い
中心角周波数ω０」とあるのを「高い中心角周波数ｆｏ
」と補正する。 （２）同書第５頁第１１行目に「１８は復調出力、」と
あるのを「１８は復調出力端子、」と補正する。 （３）図面「第４図」と「第６図」を別紙のとおり補正
する。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 復調信号の振幅に比例して正弦波状の周波数を変化させ
る周波数変調波を検波するＦＭ復調器において、 正弦波状の周波数変調波を矩形波状に変換するダート回
路と、 前記矩形波パルスの立ち上がり（あるいは立ち下がり）
でリセッ）／ｅルスを発生する回路と、前記リセット・
ぐルスを受けリセットしてカウントを開始するカウンタ
と、 前記カウンタより出力されるカウント値を格納するもの
であって前記矩形波の立ち下がり（あるいは立ち上がり
）でリセットされる第１のレジスタと、 前記カウンタより出力されるカウント値を格納するもの
であってサンプリング周期の各サンプリング時点でリセ
ットされる第２のレジスタと、矩形波による前記リセッ
ト時での第１のレジスタに格納されたカウンタ値とサン
プリング時点での 前記リセット時の第２のレジスタに格納されたカウント
値とを入力としてサンプリング時点での瞬時位相θを として算出する演算回路と、 前記瞬時位相を所定のタイミングだけ遅延させるンフト
レジスタと、前記瞬時位相と前記遅延された瞬時位相と
の差分をめる差分回路と、を備えたことを特徴とするＦ
Ｍ復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13685883A JPS6029003A (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | Ｆｍ復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13685883A JPS6029003A (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | Ｆｍ復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6029003A true JPS6029003A (ja) | 1985-02-14 |
| JPH0153925B2 JPH0153925B2 (ja) | 1989-11-16 |
Family
ID=15185153
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13685883A Granted JPS6029003A (ja) | 1983-07-28 | 1983-07-28 | Ｆｍ復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6029003A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0339612U (ja) * | 1989-08-29 | 1991-04-17 | ||
| US7848220B2 (en) | 2005-03-29 | 2010-12-07 | Lockheed Martin Corporation | System for modeling digital pulses having specific FMOP properties |
-
1983
- 1983-07-28 JP JP13685883A patent/JPS6029003A/ja active Granted
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0339612U (ja) * | 1989-08-29 | 1991-04-17 | ||
| US7848220B2 (en) | 2005-03-29 | 2010-12-07 | Lockheed Martin Corporation | System for modeling digital pulses having specific FMOP properties |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0153925B2 (ja) | 1989-11-16 |
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