JPH05727B2 - - Google Patents
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- JPH05727B2 JPH05727B2 JP57217597A JP21759782A JPH05727B2 JP H05727 B2 JPH05727 B2 JP H05727B2 JP 57217597 A JP57217597 A JP 57217597A JP 21759782 A JP21759782 A JP 21759782A JP H05727 B2 JPH05727 B2 JP H05727B2
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- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 14
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 4
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
- NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N (2s)-2-[[4-[2-(2,4-diaminoquinazolin-6-yl)ethyl]benzoyl]amino]-4-methylidenepentanedioic acid Chemical group C1=CC2=NC(N)=NC(N)=C2C=C1CCC1=CC=C(C(=O)N[C@@H](CC(=C)C(O)=O)C(O)=O)C=C1 NAWXUBYGYWOOIX-SFHVURJKSA-N 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
- G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
- G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
- G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities
-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
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- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
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- G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
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- G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、負荷変動に対しては定電流を保つが
電源電圧の変動に対しては同一の変化率で上記定
電流値のレベルを変える、いわゆるレシオメトリ
ツク定電流装置に関する。
電源電圧の変動に対しては同一の変化率で上記定
電流値のレベルを変える、いわゆるレシオメトリ
ツク定電流装置に関する。
従来、集積回路（IC）化された定電流回路と
していくつかの方式のものがある。第１図はその
定電流回路の代表例を示す回路図である。この定
電流回路は、一般にある基準電流Irefに対して任
意の出力電流Ic2を得るのに用いられている。そ
の構成は、２つのトランジスタQ1，Q2と、基準
電流Irefを決めるための抵抗R1と、出力電流Ic2を
決めるための抵抗R2およびR3とからなつている。
トランジスタQ1，Q2の電流増幅率β1，β2が非常
に大きく、ベース電流を無視することができると
きは（一般にnpnトランジスタの電流増幅率βは
100以上で、第１近似では十分満足できる）、出力
電流Ic2は次式で表わされる。
していくつかの方式のものがある。第１図はその
定電流回路の代表例を示す回路図である。この定
電流回路は、一般にある基準電流Irefに対して任
意の出力電流Ic2を得るのに用いられている。そ
の構成は、２つのトランジスタQ1，Q2と、基準
電流Irefを決めるための抵抗R1と、出力電流Ic2を
決めるための抵抗R2およびR3とからなつている。
トランジスタQ1，Q2の電流増幅率β1，β2が非常
に大きく、ベース電流を無視することができると
きは（一般にnpnトランジスタの電流増幅率βは
100以上で、第１近似では十分満足できる）、出力
電流Ic2は次式で表わされる。
Ic2＝１／R2〔IrefR3＋VTln（Is2／Is1
）（Iref／Ic2）〕……(1) ここに、VT；VT＝kT／ｑ（ｋ，Ｔ，ｑについ
ては後述） Is1；トランジスタQ1の飽和電流 Is2；トランジスタQ2は飽和電流 〔 〕内の第２項は、トランジスタQ1，Q2の
ベース・エミツタ間電圧差を表わし、電流比を
100程度にとつても、差電圧はせいぜい150mVで
ある。そして、一般にはIref・R3をその値より十
分大きくとつて使つているので、Ic2は次式の近
似式で表わすことができる。
）（Iref／Ic2）〕……(1) ここに、VT；VT＝kT／ｑ（ｋ，Ｔ，ｑについ
ては後述） Is1；トランジスタQ1の飽和電流 Is2；トランジスタQ2は飽和電流 〔 〕内の第２項は、トランジスタQ1，Q2の
ベース・エミツタ間電圧差を表わし、電流比を
100程度にとつても、差電圧はせいぜい150mVで
ある。そして、一般にはIref・R3をその値より十
分大きくとつて使つているので、Ic2は次式の近
似式で表わすことができる。
Ic2Iref（R3／R2） ……(2)
次に、第１図の回路の従来の特徴について考え
てみる。特徴の第１は、従来はトランジスタQ1，
Q2の温度特性を一致させるために、両者のベー
ス・エミツタ間電圧VBE1，VBE2をほゞ同一とし、
その結果、トランジスタQ1，Q2のエミツタ電圧
が等しい状態にあつた。すなわち、トランジスタ
Q1，Q2のベース電位が等しいことから、VBE1，
VBE2が同じであれば、両者のエミツタ電圧も等し
くなる。第２は、Irefの変化に比例してIc2が変化
することである。
てみる。特徴の第１は、従来はトランジスタQ1，
Q2の温度特性を一致させるために、両者のベー
ス・エミツタ間電圧VBE1，VBE2をほゞ同一とし、
その結果、トランジスタQ1，Q2のエミツタ電圧
が等しい状態にあつた。すなわち、トランジスタ
Q1，Q2のベース電位が等しいことから、VBE1，
VBE2が同じであれば、両者のエミツタ電圧も等し
くなる。第２は、Irefの変化に比例してIc2が変化
することである。
ところで、定電流装置は、負荷の変動や電源電
圧の変動があつても一定の電源値を保つように回
路構成されるのが一般的であるが、最近の電子回
路では、定電流装置の出力電流が電源電圧Vccの
変化率と同じ変化率で変化するレシオメトリツク
性が要求されることもある。このようなレシオメ
トリツク性は汎用的ではないが、例えば次のよう
な場合に要求されている。
圧の変動があつても一定の電源値を保つように回
路構成されるのが一般的であるが、最近の電子回
路では、定電流装置の出力電流が電源電圧Vccの
変化率と同じ変化率で変化するレシオメトリツク
性が要求されることもある。このようなレシオメ
トリツク性は汎用的ではないが、例えば次のよう
な場合に要求されている。
第８図は自動車に搭載される圧力センサの出力
値をＡ／Ｄ変換するための回路の一例である。
値をＡ／Ｄ変換するための回路の一例である。
第８図において、圧力センサを構成するブリツ
ジ抵抗器１には定電流源２から負荷に無関係の定
電流が供給され、圧力センサ１の出力v0が増幅器
３でAv0に増幅されて、比較回路４の一方の端子
に入力される。
ジ抵抗器１には定電流源２から負荷に無関係の定
電流が供給され、圧力センサ１の出力v0が増幅器
３でAv0に増幅されて、比較回路４の一方の端子
に入力される。
５は多数の抵抗r1〜rmを直列接続した分圧回
路で、多数のスイツチ素子S1〜Smを自動的に順
次オンオフ制御することで、可変の分圧値が比較
回路４の他方の入力端子に入力される。そして、
比較回路４で増幅器３からの出力値Avとスイツ
チ素子S1からSmのいずれかを介して入力される
分圧値とを比較して一致した時のスイツチ素子の
位置から、出力値Av0に対応のデジタル値を出力
させるようにしてある。
路で、多数のスイツチ素子S1〜Smを自動的に順
次オンオフ制御することで、可変の分圧値が比較
回路４の他方の入力端子に入力される。そして、
比較回路４で増幅器３からの出力値Avとスイツ
チ素子S1からSmのいずれかを介して入力される
分圧値とを比較して一致した時のスイツチ素子の
位置から、出力値Av0に対応のデジタル値を出力
させるようにしてある。
このような構成において、電源電圧Vccが
Vcc′に変動した場合には、スイツチ素子を介し
て取り出す分圧回路５の各分圧値が変動する。そ
して、この場合仮りに増幅回路３の出力値Av0が
変わらない状態にあると、スイツチ素子はこの出
力値Av0に対応させる分圧値を新たに選択するた
めに、本来あるべきスイツチ素子Snが該当のス
イツチ素子Sn′に移る。そのため、スイツチ素子
Sn′に対応のデイジタル値を出力するので、圧力
センサの出力値を正確にデイジタル変換できない
問題があつた。
Vcc′に変動した場合には、スイツチ素子を介し
て取り出す分圧回路５の各分圧値が変動する。そ
して、この場合仮りに増幅回路３の出力値Av0が
変わらない状態にあると、スイツチ素子はこの出
力値Av0に対応させる分圧値を新たに選択するた
めに、本来あるべきスイツチ素子Snが該当のス
イツチ素子Sn′に移る。そのため、スイツチ素子
Sn′に対応のデイジタル値を出力するので、圧力
センサの出力値を正確にデイジタル変換できない
問題があつた。
このような問題を解消するためには、負荷の変
化に対して一定であるが、電源電圧Vccの変化に
対しては、これに追従させて定電流を変化させる
といつたことが必要とされ、その場合、電源電圧
の変化率と定電流の変化率を一致させなければな
らない。すなわち、電源電圧がVccからVcc′にな
ることで、分圧回路５の各抵抗の分圧値が変化す
るので、これに対応させて測定値Av0もみかけ上
Av0′（Av0′はVcc′と変化率が一致する定電流をブ
リツジ抵抗器１に流した時に得られる増幅回路３
の出力値）にしてやれば、分圧回路５のスイツチ
素子の位置は現状のSnの位置を保つ。
化に対して一定であるが、電源電圧Vccの変化に
対しては、これに追従させて定電流を変化させる
といつたことが必要とされ、その場合、電源電圧
の変化率と定電流の変化率を一致させなければな
らない。すなわち、電源電圧がVccからVcc′にな
ることで、分圧回路５の各抵抗の分圧値が変化す
るので、これに対応させて測定値Av0もみかけ上
Av0′（Av0′はVcc′と変化率が一致する定電流をブ
リツジ抵抗器１に流した時に得られる増幅回路３
の出力値）にしてやれば、分圧回路５のスイツチ
素子の位置は現状のSnの位置を保つ。
しかし、第１図の定電流装置において、従来の
ようにトランジスタQ1，Q2のエミツタ電圧を同
一とした条件の下では、次のような理由により、
電源電圧Vccと定電流となるトランジスタQ2の出
力電流Ic2とのレシオメトリツク性をもたせるこ
とはできなかつた。
ようにトランジスタQ1，Q2のエミツタ電圧を同
一とした条件の下では、次のような理由により、
電源電圧Vccと定電流となるトランジスタQ2の出
力電流Ic2とのレシオメトリツク性をもたせるこ
とはできなかつた。
すなわち、第１図において、Irefは、トランジ
スタQ1のベース・エミツタ電圧をVBE1とすれば、 Iref＝Vcc−VBE1／R1＋R3 ……(3) で表わされる。したがつて、Vccの変化率ξに対
するIrefの変化率γは次式で表わされる。
スタQ1のベース・エミツタ電圧をVBE1とすれば、 Iref＝Vcc−VBE1／R1＋R3 ……(3) で表わされる。したがつて、Vccの変化率ξに対
するIrefの変化率γは次式で表わされる。
Iref（１＋γ）≒Vcc（１＋ξ）−VBE1／R1＋R3
＝Vcc−VBE1／R1＋R3（１＋ξVcc／Vcc−VBE1
） ……(4) (4)式からわかるように、Vcc＞Vcc−VBE1であ
ることから、必ずIrefの変化率γは、Vccの変化
率ξより大きくなつてしまう。したがつて、Vcc
とIrefとの間にはレシオメトリツク性がない。そ
して、第１図の回路において前述のごとく(2)式の
ような関係を成立させると、出力電流Ic2と基準
電流Irefとはミラー関係にあり、出力電流Ic2はIref
に比例するから、電源電圧Vccと出力電流Ic2と
の間にもレシオメトリツク性がないことになる。
なお、従来技術の一例として特開昭56−72506号
に示されたものもある。
） ……(4) (4)式からわかるように、Vcc＞Vcc−VBE1であ
ることから、必ずIrefの変化率γは、Vccの変化
率ξより大きくなつてしまう。したがつて、Vcc
とIrefとの間にはレシオメトリツク性がない。そ
して、第１図の回路において前述のごとく(2)式の
ような関係を成立させると、出力電流Ic2と基準
電流Irefとはミラー関係にあり、出力電流Ic2はIref
に比例するから、電源電圧Vccと出力電流Ic2と
の間にもレシオメトリツク性がないことになる。
なお、従来技術の一例として特開昭56−72506号
に示されたものもある。
本発明は上記に鑑みてなされ、基準電流側のト
ランジスタ（第１のトランジスタ）、出力電流側
のトランジスタ（第２のトランジスタ）を備え、
これらのベース同士を接続した定電流回路におい
て、電源電圧の変化率と同一の変化率で負荷に無
関係の定電流が得られる、レシオメトリツク性の
定電流装置を提供することにある。
ランジスタ（第１のトランジスタ）、出力電流側
のトランジスタ（第２のトランジスタ）を備え、
これらのベース同士を接続した定電流回路におい
て、電源電圧の変化率と同一の変化率で負荷に無
関係の定電流が得られる、レシオメトリツク性の
定電流装置を提供することにある。
本発明の特徴は、コレクタ側に基準電流を規定
する抵抗器が接続され、エミツタ側に出力電流を
規定する第１の抵抗器が接続され、ベース・コレ
クタ間が直接または他のトランジスタを介して短
絡された第１のトランジスタと、該第１のトラン
ジスタのベースにベースが接続され、エミツタ側
に出力電流を規制する第２の抵抗器が接続された
第２のトランジスタとを備えた定電流装置におい
て、前記第１、第２のトランジスタのエミツタ電
位比を、電源電圧の変化率と前記第２のトランジ
スタの出力電流の変化率とがほゞ同一の値となる
エミツタ電位比に設定した。
する抵抗器が接続され、エミツタ側に出力電流を
規定する第１の抵抗器が接続され、ベース・コレ
クタ間が直接または他のトランジスタを介して短
絡された第１のトランジスタと、該第１のトラン
ジスタのベースにベースが接続され、エミツタ側
に出力電流を規制する第２の抵抗器が接続された
第２のトランジスタとを備えた定電流装置におい
て、前記第１、第２のトランジスタのエミツタ電
位比を、電源電圧の変化率と前記第２のトランジ
スタの出力電流の変化率とがほゞ同一の値となる
エミツタ電位比に設定した。
すなわち、本発明は、定電流装置に用いる第
１、第２のトランジスタのエミツタ電位比に対応
して出力電流の変化率が変わることに着目し、電
源電圧の変化率と前記第２のトランジスタの出力
電流の変化率とがほゞ同一の値となるエミツタ電
位比を選定する。このようなエミツタ電位比は、
所定の計算式〔例えば実施例で示した(12)式、〕或
いはその計算式より予め求めたトランジスタ出力
電流変化率−エミツタ電位比の特性線図（例えば
実施例の第５図に示す特性線図）から求められ
る。その詳細は実施例の項で述べる。
１、第２のトランジスタのエミツタ電位比に対応
して出力電流の変化率が変わることに着目し、電
源電圧の変化率と前記第２のトランジスタの出力
電流の変化率とがほゞ同一の値となるエミツタ電
位比を選定する。このようなエミツタ電位比は、
所定の計算式〔例えば実施例で示した(12)式、〕或
いはその計算式より予め求めたトランジスタ出力
電流変化率−エミツタ電位比の特性線図（例えば
実施例の第５図に示す特性線図）から求められ
る。その詳細は実施例の項で述べる。
以下本発明を第４図に示した実施例および第２
図、第３図、第５図〜第７図を用いて詳細に説明
する。
図、第３図、第５図〜第７図を用いて詳細に説明
する。
まず、本発明の説明に入る前に第２図に示す一
般に使用されている定電流回路の電源電圧の変化
率と基準電流の変化率について説明する。第２図
の回路は、第１図の回路ではトランジスタQ1の
ベース・コレクタ間を直接短絡してあるのをトラ
ンジスタQ3を介して短絡するようにしてあり、
その他は第１図と同一回路構成になつている。第
２図に示す回路は、トランジスタの電流増幅率
hFEの影響を考慮した定電流回路で、抵抗R1に流
れる基準電流Irefは(3)式に対応して次式で示され
る。
般に使用されている定電流回路の電源電圧の変化
率と基準電流の変化率について説明する。第２図
の回路は、第１図の回路ではトランジスタQ1の
ベース・コレクタ間を直接短絡してあるのをトラ
ンジスタQ3を介して短絡するようにしてあり、
その他は第１図と同一回路構成になつている。第
２図に示す回路は、トランジスタの電流増幅率
hFEの影響を考慮した定電流回路で、抵抗R1に流
れる基準電流Irefは(3)式に対応して次式で示され
る。
IrefVcc−VBE1−VBE3／R1＋R3 ……(5)
ここに、VBE1，VBE3；トランジスタQ1，Q3の
ベース・エミツタ間電圧 R1，R3；抵抗R1，R3の抵抗値 第３図は第２図における電源電圧変化率ξ（＝
ΔVcc／Vcc）と基準電流Irefの変化率γ（＝
ΔIref／Iref）との関係を示す線図で、直線１は
Vcc＝5.1V、VBE1＋VBE3＝1.4Vの場合の関係を示
し、直線２はVcc＝10V、VBE1＋VBE3＝1.4Vの場
合の関係を示す。第３図の結果からわかるよう
に、電源電圧Vccが低いほど、Vccの変化率ξと
Irefの変化率γとの間の同一性が悪くなる。した
がつて、出力電流、すなわち、トランジスタQ2
のコレクタ電流Ic2とVccとの間にレシオメトリ
ツク性をもたせるためには、Ic2の変化率をIrefの
変化率より小さくしなければならないことがわか
る。そして、本発明は、Ic2の変化率をIrefの変化
率より小さくするためには、トランジスタQ1，
Q2のエミツタ電圧値を異ならせ、以上の見地よ
り電源電圧Vccの変化率と第２のトランジスタ
（第１図、第２図ではQ2、第４図ではトランジス
タQ4）の出力電流（第１図、第２図ではIc2、第
４図ではIc4）の変化率が一致するエミツタ電位
比を設定する。なおエミツタ電位比を設定するに
は、後述の(6)式の関係からしても、トランジスタ
Q1，Q2（第４図ではQ4）におけるVBE1，VBE2
（VBE4）の値を異ならせることが前提条件となる。
例えば、定電流回路の第１、第２のトランジスタ
Q1，Q2（Q4）のエミツタ側に接続される抵抗R3，
R2の抵抗比を適宜設定して電流値Icを設定すれ
ば、第６図に示すトランジスタ出力電流Ic−VBE
特性からしても異なるVBEを設定できる。その
他、第２のトランジスタを複数としてもVBEを変
えることができる。
ベース・エミツタ間電圧 R1，R3；抵抗R1，R3の抵抗値 第３図は第２図における電源電圧変化率ξ（＝
ΔVcc／Vcc）と基準電流Irefの変化率γ（＝
ΔIref／Iref）との関係を示す線図で、直線１は
Vcc＝5.1V、VBE1＋VBE3＝1.4Vの場合の関係を示
し、直線２はVcc＝10V、VBE1＋VBE3＝1.4Vの場
合の関係を示す。第３図の結果からわかるよう
に、電源電圧Vccが低いほど、Vccの変化率ξと
Irefの変化率γとの間の同一性が悪くなる。した
がつて、出力電流、すなわち、トランジスタQ2
のコレクタ電流Ic2とVccとの間にレシオメトリ
ツク性をもたせるためには、Ic2の変化率をIrefの
変化率より小さくしなければならないことがわか
る。そして、本発明は、Ic2の変化率をIrefの変化
率より小さくするためには、トランジスタQ1，
Q2のエミツタ電圧値を異ならせ、以上の見地よ
り電源電圧Vccの変化率と第２のトランジスタ
（第１図、第２図ではQ2、第４図ではトランジス
タQ4）の出力電流（第１図、第２図ではIc2、第
４図ではIc4）の変化率が一致するエミツタ電位
比を設定する。なおエミツタ電位比を設定するに
は、後述の(6)式の関係からしても、トランジスタ
Q1，Q2（第４図ではQ4）におけるVBE1，VBE2
（VBE4）の値を異ならせることが前提条件となる。
例えば、定電流回路の第１、第２のトランジスタ
Q1，Q2（Q4）のエミツタ側に接続される抵抗R3，
R2の抵抗比を適宜設定して電流値Icを設定すれ
ば、第６図に示すトランジスタ出力電流Ic−VBE
特性からしても異なるVBEを設定できる。その
他、第２のトランジスタを複数としてもVBEを変
えることができる。
第４図は本発明の定電流装置の一実施例を示す
回路図である。第４図の回路は、第２図の回路に
よく似ているが、第４図においては、第２図のト
ランジスタQ2に相当するトランジスタQ4のエミ
ツタ面積はトランジスタQ1のエミツタ面積より
大きくしてあり、第２図の回路とは異なる動作状
態で使用するようにしてある。
回路図である。第４図の回路は、第２図の回路に
よく似ているが、第４図においては、第２図のト
ランジスタQ2に相当するトランジスタQ4のエミ
ツタ面積はトランジスタQ1のエミツタ面積より
大きくしてあり、第２図の回路とは異なる動作状
態で使用するようにしてある。
以下、動作の説明をするが、説明をわかりやす
くするため、各トランジスタの電流増幅率hFEは
無限大と仮定する。実際には、hFEは100倍程度で
あるが、上記の仮定が発明の本質を変えることは
ない。
くするため、各トランジスタの電流増幅率hFEは
無限大と仮定する。実際には、hFEは100倍程度で
あるが、上記の仮定が発明の本質を変えることは
ない。
トランジスタQ1とQ4のベース電位が等しいこ
とから次式が成立する。
とから次式が成立する。
VBE1＋IrefR3＝VBE4＋Ic4R2 ……(6)
ここに、Ic4；トランジスタQ4のコレクタ電流
（すなわち、エミツタ電流） エバース・モルモデルを用いて(6)式を書きかえ
ると、 kT／ｑlnIref／Is1＋IrefR3＝kT／ｑlnIc4
／Is4＋Ic4R2……(7) さらに、 kT／ｑlnIref／Ic4・Is4／Is1 ＋IrefR3−Ic4R2＝０ ……(8) ここに、ｋ；ボルツマン定数（8.6×10-5ev／
Ｋ） Ｔ；絶対温度 ｑ；電荷量 Is1；トランジスタQ1の逆方向飽和電
流 Is4；トランジスタQ4の逆方向飽和電
流 となる。一般に飽和電流はエミツタ面積に比例す
るので、 Is4／Is1＝Γ ……(9) で表わすことにする。
（すなわち、エミツタ電流） エバース・モルモデルを用いて(6)式を書きかえ
ると、 kT／ｑlnIref／Is1＋IrefR3＝kT／ｑlnIc4
／Is4＋Ic4R2……(7) さらに、 kT／ｑlnIref／Ic4・Is4／Is1 ＋IrefR3−Ic4R2＝０ ……(8) ここに、ｋ；ボルツマン定数（8.6×10-5ev／
Ｋ） Ｔ；絶対温度 ｑ；電荷量 Is1；トランジスタQ1の逆方向飽和電
流 Is4；トランジスタQ4の逆方向飽和電
流 となる。一般に飽和電流はエミツタ面積に比例す
るので、 Is4／Is1＝Γ ……(9) で表わすことにする。
このとき、電源電圧Vccが変化してVcc（１＋
ξ）となつたとき、基準電流IrefがIref（１＋γ）
になつたとすると、本発明ではIc4がIc4（１＋ξ）
となるようにして、Vccの変化率にIc4の変化率
が等しくなるようにしてレシオメトリツク性をも
たせることを目的としている。Vccが変動して、
IrefおよびIc4が次式のように変化したとすると、 Iref→Iref（１＋γ） Ic4→Ic4（１＋ξ′） ……(10) (10)式を(8)式に代入すると kT／ｑlnIref（１＋γ）／Ic4（１＋ξ′）Γ＋Iref （１＋γ）R3−Ic4（１＋ξ′）R2＝０ ……(11) が得られ、(11)式と(8)式とから次式が成立する。
ξ）となつたとき、基準電流IrefがIref（１＋γ）
になつたとすると、本発明ではIc4がIc4（１＋ξ）
となるようにして、Vccの変化率にIc4の変化率
が等しくなるようにしてレシオメトリツク性をも
たせることを目的としている。Vccが変動して、
IrefおよびIc4が次式のように変化したとすると、 Iref→Iref（１＋γ） Ic4→Ic4（１＋ξ′） ……(10) (10)式を(8)式に代入すると kT／ｑlnIref（１＋γ）／Ic4（１＋ξ′）Γ＋Iref （１＋γ）R3−Ic4（１＋ξ′）R2＝０ ……(11) が得られ、(11)式と(8)式とから次式が成立する。
kT／ｑln１＋γ／１＋ξ′＋γIrefR3
−ξ′Ic4R2＝０ ……(12)
第５図は(12)式よりトランジスタQ1とQ4のエミ
ツタ電位比Ic4R2／IrefR3とIc4の変化率ξ′との関係
を計算によつて求めて図示した線図である。計算
に用いた条件は下記の通りである。
ツタ電位比Ic4R2／IrefR3とIc4の変化率ξ′との関係
を計算によつて求めて図示した線図である。計算
に用いた条件は下記の通りである。
(1) 電源電圧Vcc＝5.1V。
(2) Irefの変化率γ＝10％。これは第３図の直線
１からわかるようにVccの変化率ξ＝７％に相
当する。
１からわかるようにVccの変化率ξ＝７％に相
当する。
(3) Iref＝1mA。
(4) トランジスタQ1，Q4のhFE＝∞。
第５図において、曲線３はR3＝100Ω、曲線４
はR3＝200Ω、曲線５はR3＝300Ωの場合の関係を
示す。ここでは、一例としてR3として200Ωに設
定したものとする。出力電流Ic4の変化率ξ′を電
源電圧の変化率ξに等しくするためのエミツタ電
位比を求めるには、条件(2)に示してあることから
わかるように、ξ′を0.07にすることが必要であ
る。そこで、第５図の線図からξ′が0.07となりえ
るトランジスタQ1とQ4のエミツタ電位比Ic4R2／
IrefR3を求めると、R3が200Ωの場合には1.5倍程
度（厳密には1.48）にとればよいことがわかる。
はR3＝200Ω、曲線５はR3＝300Ωの場合の関係を
示す。ここでは、一例としてR3として200Ωに設
定したものとする。出力電流Ic4の変化率ξ′を電
源電圧の変化率ξに等しくするためのエミツタ電
位比を求めるには、条件(2)に示してあることから
わかるように、ξ′を0.07にすることが必要であ
る。そこで、第５図の線図からξ′が0.07となりえ
るトランジスタQ1とQ4のエミツタ電位比Ic4R2／
IrefR3を求めると、R3が200Ωの場合には1.5倍程
度（厳密には1.48）にとればよいことがわかる。
以上の例は、電源電圧Vccを5.1Vの条件とした
ものであるが、Vccが10Vの場合には、Irefの変化
率10％に相当するVccの変化率ξは、第３図の直
線２からわかるように8.4％であるから、第５図
のR3が200Ωの場合を例にとると、この場合のエ
ミツタ電位比Ic4R2／IrefR3を約1.2とすることが
必要である。
ものであるが、Vccが10Vの場合には、Irefの変化
率10％に相当するVccの変化率ξは、第３図の直
線２からわかるように8.4％であるから、第５図
のR3が200Ωの場合を例にとると、この場合のエ
ミツタ電位比Ic4R2／IrefR3を約1.2とすることが
必要である。
第５図の丸印６は、Iref＝1mA、R2＝1KΩ、Γ
＝10とした場合の実験例である。hFEが有限であ
るため、計算値と若干の相違があるが、実用的に
は十分である。
＝10とした場合の実験例である。hFEが有限であ
るため、計算値と若干の相違があるが、実用的に
は十分である。
さらに、丸印６における動作の詳細について説
明する。トランジスタQ1，Q4のベース・エミツ
タ間電圧VBEとコレクタ電流Icとの関係は第６図
に示すようになる。トランジスタQ1のコレクタ
電流は1mAであるから、トランジスタQ1のVBEは
0.75Vとなり、抵抗器R3の両端電圧は0.2Vとな
る。したがつて、トランジスタQ1のベース電位
は0.95Vとなる。一方、トランジスタQ4のエミツ
タ面積は、トランジスタQ1のエミツタ面積の10
倍とすると、これはトランジスタQ1を10個並列
に接続したことに相当し、トランジスタQ1のエ
ミツタ面積と同一のトランジスタQ4のエミツタ
面積中にはIc4／10の電流が流れると考えること
ができる。上記の場合は、トランジスタQ4のエ
ミツタ電位は0.296V（＝0.2V×1.48ここで1.48は
エミツタ電位比）であり、Ic4は2.96×10-2mAと
なる。このとき、トランジスタQ4のVBEは、第６
図から0.65Vとなる。したがつて、トランジスタ
Q4のベース電位は0.946Vとなり、4mVの誤差で
トランジスタQ1のベース電位に一致する。
明する。トランジスタQ1，Q4のベース・エミツ
タ間電圧VBEとコレクタ電流Icとの関係は第６図
に示すようになる。トランジスタQ1のコレクタ
電流は1mAであるから、トランジスタQ1のVBEは
0.75Vとなり、抵抗器R3の両端電圧は0.2Vとな
る。したがつて、トランジスタQ1のベース電位
は0.95Vとなる。一方、トランジスタQ4のエミツ
タ面積は、トランジスタQ1のエミツタ面積の10
倍とすると、これはトランジスタQ1を10個並列
に接続したことに相当し、トランジスタQ1のエ
ミツタ面積と同一のトランジスタQ4のエミツタ
面積中にはIc4／10の電流が流れると考えること
ができる。上記の場合は、トランジスタQ4のエ
ミツタ電位は0.296V（＝0.2V×1.48ここで1.48は
エミツタ電位比）であり、Ic4は2.96×10-2mAと
なる。このとき、トランジスタQ4のVBEは、第６
図から0.65Vとなる。したがつて、トランジスタ
Q4のベース電位は0.946Vとなり、4mVの誤差で
トランジスタQ1のベース電位に一致する。
以上の実験例からわかるように、トランジスタ
Q1とQ4のエミツタ面積が等しくとも同様の結果
を得ることができるが、この場合には、R2＝
10KΩとしなければならず、Irefが1mAのとき、
トランジスタQ4の出力電流として約30μAしか得
られない。したがつて、本発明では、トランジス
タQ4のエミツタ面積をトランジスタQ1のそれよ
り大きくして、大きい出力電流Ic4が得られるよ
うにした。
Q1とQ4のエミツタ面積が等しくとも同様の結果
を得ることができるが、この場合には、R2＝
10KΩとしなければならず、Irefが1mAのとき、
トランジスタQ4の出力電流として約30μAしか得
られない。したがつて、本発明では、トランジス
タQ4のエミツタ面積をトランジスタQ1のそれよ
り大きくして、大きい出力電流Ic4が得られるよ
うにした。
上記したように、本発明の実施例によれば、ト
ランジスタQ4のエミツタ面積をトランジスタQ1
のエミツタ面積より大きくし、かつ、抵抗器R2，
R3の抵抗値の比率を変えて、トランジスタQ1，
Q4のエミツタ電位比が電源電圧Vccの変化率ξと
トランジスタQ4の出力電流Ic4の変化率ξ′とがほ
ぼ同一となるような値になるようにしたので、ト
ランジスタQ4の出力電流Ic4、すなわち、定電流
回路の出力電流を減らすことなく、電源電圧の変
化率と出力電流の変化率とを等しくすることがで
きる。
ランジスタQ4のエミツタ面積をトランジスタQ1
のエミツタ面積より大きくし、かつ、抵抗器R2，
R3の抵抗値の比率を変えて、トランジスタQ1，
Q4のエミツタ電位比が電源電圧Vccの変化率ξと
トランジスタQ4の出力電流Ic4の変化率ξ′とがほ
ぼ同一となるような値になるようにしたので、ト
ランジスタQ4の出力電流Ic4、すなわち、定電流
回路の出力電流を減らすことなく、電源電圧の変
化率と出力電流の変化率とを等しくすることがで
きる。
第７図は本発明に係る定電流装置の一応用例を
示す回路図である。抵抗器R1〜R3、トランジス
タQ1，Q3，Q4より構成された回路が本発明に係
る定電流装置で、トランジスタQ4のコレクタに
接続された抵抗R4〜R7よりなる回路は、温度セ
ンサあるいは圧力センサとしてのブリツジ回路で
ある。センサの出力電圧v0は電源電圧Vccとレシ
オメトリツクであることが第８図で例示したよう
に、特殊なケースとして最近要求されることがあ
るが、第７図によれば、抵抗R4〜R7で構成され
るブリツジ回路の駆動電流をVccとレシオメトリ
ツクにできるので、出力v0はやはりVccに対して
レシオメトリツクとすることができる。さらに、
駆動電流を大きくとれることから、出力v0も大き
くすることができる。
示す回路図である。抵抗器R1〜R3、トランジス
タQ1，Q3，Q4より構成された回路が本発明に係
る定電流装置で、トランジスタQ4のコレクタに
接続された抵抗R4〜R7よりなる回路は、温度セ
ンサあるいは圧力センサとしてのブリツジ回路で
ある。センサの出力電圧v0は電源電圧Vccとレシ
オメトリツクであることが第８図で例示したよう
に、特殊なケースとして最近要求されることがあ
るが、第７図によれば、抵抗R4〜R7で構成され
るブリツジ回路の駆動電流をVccとレシオメトリ
ツクにできるので、出力v0はやはりVccに対して
レシオメトリツクとすることができる。さらに、
駆動電流を大きくとれることから、出力v0も大き
くすることができる。
以上説明したように、本発明によれば、電源電
圧の変化率に等しい変化率の出力電流を得ること
ができる。また、実施例のごとく第２のトランジ
スタのエミツタ面積を大きくした場合には、その
出力電流を大きくすることができるという効果が
ある。
圧の変化率に等しい変化率の出力電流を得ること
ができる。また、実施例のごとく第２のトランジ
スタのエミツタ面積を大きくした場合には、その
出力電流を大きくすることができるという効果が
ある。
第１図及び第２図は、本発明の適用対象となる
定電流装置の回路図、第３図は電源電圧変化率と
基準電流変化率との関係線図、第４図は本発明の
定電流装置の一実施例を示す回路図、第５図は第
４図の回路動作を説明するための線図、第６図は
トランジスタのVBE−Ic特性線図、第７図は本発
明に係る定電流装置の一応用例を示す回路図、第
８図は本発明の適用対象となる自動車用圧力セン
サのＤ−Ａ変換回路の説明図である。 R1〜R3…抵抗器、Q1，Q3，Q4…トランジス
タ。
定電流装置の回路図、第３図は電源電圧変化率と
基準電流変化率との関係線図、第４図は本発明の
定電流装置の一実施例を示す回路図、第５図は第
４図の回路動作を説明するための線図、第６図は
トランジスタのVBE−Ic特性線図、第７図は本発
明に係る定電流装置の一応用例を示す回路図、第
８図は本発明の適用対象となる自動車用圧力セン
サのＤ−Ａ変換回路の説明図である。 R1〜R3…抵抗器、Q1，Q3，Q4…トランジス
タ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ コレクタ側に基準電流を規定する抵抗器が接
続され、エミツタ側に出力電流を規定する第１の
抵抗器が接続され、ベース・コレクタ間が直接ま
たは他のトランジスタを介して短絡された第１の
トランジスタと、該第１のトランジスタのベース
にベースが接続され、エミツタ側に出力電流を規
制する第２の抵抗器が接続された第２のトランジ
スタとを備えた定電流装置において、前記第１、
第２のトランジスタのエミツタ電位比を、電源電
圧の変化率と前記第２のトランジスタの出力電流
の変化率とがほゞ同一の値となるエミツタ電位比
に設定してあることを特徴とするレシオメトリツ
ク定電流装置。 ２ 特許請求の範囲第１項において、前記第２の
トランジスタとしてエミツタ面積が前記第１のト
ランジスタのエミツタ面積よりも大きいものを使
用してなるレシオメトリツク定電流装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57217597A JPS59107612A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | レシオメトリック定電流装置 |
| US06/559,467 US4591780A (en) | 1982-12-10 | 1983-12-08 | Constant current source device having a ratio metricity between supply voltage and output current |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57217597A JPS59107612A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | レシオメトリック定電流装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59107612A JPS59107612A (ja) | 1984-06-21 |
| JPH05727B2 true JPH05727B2 (ja) | 1993-01-06 |
Family
ID=16706784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57217597A Granted JPS59107612A (ja) | 1982-12-10 | 1982-12-10 | レシオメトリック定電流装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4591780A (ja) |
| JP (1) | JPS59107612A (ja) |
Families Citing this family (11)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4771228A (en) * | 1987-06-05 | 1988-09-13 | Vtc Incorporated | Output stage current limit circuit |
| JP2542623B2 (ja) * | 1987-07-17 | 1996-10-09 | 株式会社東芝 | カレントミラ−回路 |
| JPH0727424B2 (ja) * | 1988-12-09 | 1995-03-29 | 富士通株式会社 | 定電流源回路 |
| US5119094A (en) * | 1989-11-20 | 1992-06-02 | Analog Devices, Inc. | Termination circuit for an r-2r, ladder that compensates for the temperature drift caused by different current densities along the ladder, using one type of biopolar transistor |
| US5103157A (en) * | 1990-07-10 | 1992-04-07 | National Semiconductor Corp. | Common emitter amplifiers operating from a multiplicity of power supplies |
| FR2681961A1 (fr) * | 1991-09-30 | 1993-04-02 | Sgs Thomson Microelectronics | Generateur de courant precis. |
| US5498952A (en) * | 1991-09-30 | 1996-03-12 | Sgs-Thomson Microelectronics, S.A. | Precise current generator |
| US5451859A (en) * | 1991-09-30 | 1995-09-19 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Linear transconductors |
| US5825167A (en) * | 1992-09-23 | 1998-10-20 | Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. | Linear transconductors |
| US5977759A (en) * | 1999-02-25 | 1999-11-02 | Nortel Networks Corporation | Current mirror circuits for variable supply voltages |
| US8689888B2 (en) * | 2010-10-27 | 2014-04-08 | Vetco Gray Inc. | Method and apparatus for positioning a wellhead member including an overpull indicator |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825459A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5936219B2 (ja) * | 1975-11-04 | 1984-09-03 | アサヒコウガクコウギヨウ カブシキガイシヤ | カメラノデイジタルヒヨウジカイロ |
| JPS55611A (en) * | 1978-06-09 | 1980-01-07 | Toshiba Corp | Constant current circuit |
| NL8103813A (nl) * | 1981-08-14 | 1983-03-01 | Philips Nv | Stroomstabilisatieschakeling. |
| JPS5882319A (ja) * | 1981-11-10 | 1983-05-17 | Sanyo Electric Co Ltd | 定電流回路 |
-
1982
- 1982-12-10 JP JP57217597A patent/JPS59107612A/ja active Granted
-
1983
- 1983-12-08 US US06/559,467 patent/US4591780A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS4825459A (ja) * | 1971-08-02 | 1973-04-03 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59107612A (ja) | 1984-06-21 |
| US4591780A (en) | 1986-05-27 |
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