JP3194625B2 - 定電流源回路 - Google Patents
定電流源回路Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、定電流源回路に関す
る。
る。
【０００２】
【従来の技術】図１には、従来から用いられている代表
的なバンドギャップ型定電流源回路と微小定電流源回路
が示されている。
的なバンドギャップ型定電流源回路と微小定電流源回路
が示されている。
【０００３】図１において、Q1〜Q10 はトランジスタ、
R1〜R3は抵抗器である。トランジスタQ1とトランジスタ
Q2とは同一規格であり、トランジスタQ1はｎ個の並列接
続によって構成されており、バンドギャップ電圧を発生
させる。またトランジスタQ4〜Q8によってカレンミラー
定電流回路が構成されている。この回路において次式が
成り立つ。
R1〜R3は抵抗器である。トランジスタQ1とトランジスタ
Q2とは同一規格であり、トランジスタQ1はｎ個の並列接
続によって構成されており、バンドギャップ電圧を発生
させる。またトランジスタQ4〜Q8によってカレンミラー
定電流回路が構成されている。この回路において次式が
成り立つ。
【０００４】 ＶBE(Q2)−ＶBE(Q1)＝Ｉ(Q1)×Ｒ１ ＶT ln (Ｉ(Q2)／Ｉs ）−ＶT ln (Ｉ(Q1)／ｎ・Ｉs ）＝Ｉ(Q1)×Ｒ１ ＶT ＋ln (Ｉ(Q2)・ｎ／Ｉ(Q1)) ＝Ｉ(Q1)×Ｒ１ なお、ＶBE( ) は( ) 内の符号で示されるトランジスタ
のベース・エミッタ間電圧，Ｉ( ) は( ) 内の符号で示
されるトランジスタのエミッタにおける電流値，Ｒ１は
抵抗器R1の抵抗値を表す。また、ＶT ＝ kＴ／q （ｋ：
ボルツマン定数、ｑ：素電荷、Ｔ：絶対温度）、Ｉs は
そのトランジスタの逆方向飽和電流を表している。
のベース・エミッタ間電圧，Ｉ( ) は( ) 内の符号で示
されるトランジスタのエミッタにおける電流値，Ｒ１は
抵抗器R1の抵抗値を表す。また、ＶT ＝ kＴ／q （ｋ：
ボルツマン定数、ｑ：素電荷、Ｔ：絶対温度）、Ｉs は
そのトランジスタの逆方向飽和電流を表している。
【０００５】ここでトランジスタＱ４、Ｑ５のカレント
ミラー回路によって実質的にＩ（Ｑ４）＝Ｉ（Ｑ５）で
ありＩ（Ｑ１）≒Ｉ（Ｑ２）であり、 ∴Ｉ（Ｑ１）＝ＶＴｌｎｎ／Ｒ１ ……（１） となる。
ミラー回路によって実質的にＩ（Ｑ４）＝Ｉ（Ｑ５）で
ありＩ（Ｑ１）≒Ｉ（Ｑ２）であり、 ∴Ｉ（Ｑ１）＝ＶＴｌｎｎ／Ｒ１ ……（１） となる。
【０００６】ここで、たとえば、Ｒ１＝６ＫΩ，ｎ＝１
０とすると、Ｉ(Q1)及びＩ(Q4)は次の関係式となる。
０とすると、Ｉ(Q1)及びＩ(Q4)は次の関係式となる。
【０００７】Ｉ（Ｑ４）≒Ｉ（Ｑ１）＝１０μＡ トランジスタＱ７〜Ｑ１０、抵抗値Ｒ２は上記カレント
ミラー電流Ｉ（Ｑ４）の電流値より１桁〜２桁小さい定
電流Ｉoutを発生させる定電流回路を構成している。こ
の回路において、次式が成り立つ。
ミラー電流Ｉ（Ｑ４）の電流値より１桁〜２桁小さい定
電流Ｉoutを発生させる定電流回路を構成している。こ
の回路において、次式が成り立つ。
【０００８】 ＶBE(Q7)−ＶBE(Q8)＝Ｉ(Q10) ×Ｒ２ ＶT ln (Ｉ(Q7)／Ｉs ）−ＶT ln (Ｉ(Q8)／Ｉs ）＝Ｉ(Q10) ×Ｒ２ ＶT ln (Ｉ(Q7)／Ｉ(Q8)) ＝Ｉ(Q10) ×Ｒ２ Ｉ(Q7)／Ｉ(Q8)＝ exp（Ｉ(Q10) ×Ｒ２／ＶT ） ∴Ｉout ＝Ｉ(Q8)＝Ｉ(Q7)／exp （Ｉ(Q10) ×R2）／ＶT ） ……(2) ただし上式は条件、Ｉout <<Ｉ(Q10) としている。
【０００９】ここで、Ｉ（Ｑ４）＝１０μＡ、ｍ＝１、
Ｒ２＝１２ＫΩとすると、 Ｉ（Ｑ１０）／ｍ＝Ｉ（Ｑ７）＝Ｉ（Ｑ４）＝１０μＡ Ｉout≒１０μＡ／ｅｘｐ（１２０ｍＶ／２６ｍＶ） ≒１０μＡ／１００ ＝０．１μＡ となる。
Ｒ２＝１２ＫΩとすると、 Ｉ（Ｑ１０）／ｍ＝Ｉ（Ｑ７）＝Ｉ（Ｑ４）＝１０μＡ Ｉout≒１０μＡ／ｅｘｐ（１２０ｍＶ／２６ｍＶ） ≒１０μＡ／１００ ＝０．１μＡ となる。
【００１０】このように、温度や電源電圧の変動に対し
て比較的安定な定電流を提供することができるバンドギ
ャップ型定電流源回路を基に微小定電流を供給する回路
を構成することができる。
て比較的安定な定電流を提供することができるバンドギ
ャップ型定電流源回路を基に微小定電流を供給する回路
を構成することができる。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ＩＣ（集積回路）では
電流源としてバンドギャップ型の定電流回路を用いる場
合が多い、これは電流値の比較的小さな定電流回路を、
抵抗値Ｒ１が数ＫΩの比較的抵抗値の小さい抵抗器R1を
用いることで形成できるためであり、また１桁〜２桁小
さい定電流源回路を上記の回路構成等により数ＫΩ〜数
十ＫΩの抵抗器を用いて実現することができる。これら
の定電流は、繰り返しパターンでトランジスタを形成す
ることによりＶBEに因らず、またｈFEの影響は回路構成
により小さく押えることができる。しかし上記の式(1)
からわかるように抵抗器R1の抵抗値Ｒ１により定電流の
電流値が決まるため、ＩＣ（集積回路）生産時のプロセ
スばらつきにより抵抗値が設計値からずれると定電流の
電流値もずれてしまう欠点を有している。
電流源としてバンドギャップ型の定電流回路を用いる場
合が多い、これは電流値の比較的小さな定電流回路を、
抵抗値Ｒ１が数ＫΩの比較的抵抗値の小さい抵抗器R1を
用いることで形成できるためであり、また１桁〜２桁小
さい定電流源回路を上記の回路構成等により数ＫΩ〜数
十ＫΩの抵抗器を用いて実現することができる。これら
の定電流は、繰り返しパターンでトランジスタを形成す
ることによりＶBEに因らず、またｈFEの影響は回路構成
により小さく押えることができる。しかし上記の式(1)
からわかるように抵抗器R1の抵抗値Ｒ１により定電流の
電流値が決まるため、ＩＣ（集積回路）生産時のプロセ
スばらつきにより抵抗値が設計値からずれると定電流の
電流値もずれてしまう欠点を有している。
【００１２】ＩＣ（集積回路）のプロセスばらつきには
大きく分けて２種類ある。１つは相対ばらつきと一般に
言われるＩＣチップ内の個々の素子のばらつきであり、
もう１つは絶対ばらつきと言われる個々のＩＣチップ内
の素子が全体的にある特性方向にシフトし、そのシフト
量がチップ（あるいはウェハ）によってばらつくもので
ある。相対ばらつきは回路動作上特性の整合性が必要な
素子を出来る限り近くに形成することによりほぼ解決す
ることができる。絶対ばらつきについては、バンドギャ
ップ型定電流源回路により発生させた定電流を抵抗器R1
と同形状の抵抗器を負荷としてそこに発生する電圧Ｖou
t を次段に使用または外部に出力する場合には、抵抗値
が同じ割合でばらつくため互いに打ち消し合い抵抗値の
絶対ばらつきの影響は殆どないが、電流Ｉout を定電流
として使用または出力する場合には抵抗値のシフト量に
応じて電流値がばらついてしまう。
大きく分けて２種類ある。１つは相対ばらつきと一般に
言われるＩＣチップ内の個々の素子のばらつきであり、
もう１つは絶対ばらつきと言われる個々のＩＣチップ内
の素子が全体的にある特性方向にシフトし、そのシフト
量がチップ（あるいはウェハ）によってばらつくもので
ある。相対ばらつきは回路動作上特性の整合性が必要な
素子を出来る限り近くに形成することによりほぼ解決す
ることができる。絶対ばらつきについては、バンドギャ
ップ型定電流源回路により発生させた定電流を抵抗器R1
と同形状の抵抗器を負荷としてそこに発生する電圧Ｖou
t を次段に使用または外部に出力する場合には、抵抗値
が同じ割合でばらつくため互いに打ち消し合い抵抗値の
絶対ばらつきの影響は殆どないが、電流Ｉout を定電流
として使用または出力する場合には抵抗値のシフト量に
応じて電流値がばらついてしまう。
【００１３】上記微小定電流の出力回路においてもバン
ドギャップ型定電流源回路により発生させた電流を基に
形成しているため同様に抵抗値の絶対ばらつきに応じて
電流Ｉout がばらついてしまう。
ドギャップ型定電流源回路により発生させた電流を基に
形成しているため同様に抵抗値の絶対ばらつきに応じて
電流Ｉout がばらついてしまう。
【００１４】本発明は上記の各種の欠点を解消した定電
流源回路の提供を目的とする。
流源回路の提供を目的とする。
【００１５】
【課題を解決するための手段】本発明の定電流源回路
は、第１のトランジスタ（Ｑ１）を備え、該第１のトラ
ンジスタ（Ｑ１）のエミッタに接続されバンドギャップ
電圧を発生させる抵抗線幅（ｒ１）の第１の抵抗器を有
しており、バンドギャップ電圧に基づいて第３のトラン
ジスタ（Ｑ７）のコレクタ出力に定電流（Ｉａ）を出力
するバンドギャップ型の第１の定電流回路と、該第１の
定電流回路の出力を入力としトランジスタの個数の比率
（ｍ：１）で出力電流（Ｉｂ）を決定するトランジスタ
（Ｑ９）（Ｑ１０）で構成された第１のカレントミラー
回路と、ベースが前記第３のトランジスタ（Ｑ７）のベ
ースに接続された第２のトランジスタ（Ｑ８）を有し、
該第２のトランジスタ（Ｑ８）のエミッタに他方が第３
のトランジスタ（Ｑ７）のエミッタに接続された抵抗線
幅（ｒ２）の第２の抵抗器が接続されると共に前記第１
のカレントミラー回路の出力が接続され、第２のトラン
ジスタ（Ｑ８）のコレクタを出力とする第２の定電流回
路とを有する定電流源回路であって、第２の抵抗器の線
幅（ｒ２）を、第１の抵抗器の線幅変化による第２の抵
抗器の両端にかかる電圧（Ｖｂ）の変化量（ΔＶｂ）
が、第１の抵抗器の線幅変化によって生じる第２の定電
流回路の出力電流の変化分を相殺するように変化する線
幅としたことを特徴とする。
は、第１のトランジスタ（Ｑ１）を備え、該第１のトラ
ンジスタ（Ｑ１）のエミッタに接続されバンドギャップ
電圧を発生させる抵抗線幅（ｒ１）の第１の抵抗器を有
しており、バンドギャップ電圧に基づいて第３のトラン
ジスタ（Ｑ７）のコレクタ出力に定電流（Ｉａ）を出力
するバンドギャップ型の第１の定電流回路と、該第１の
定電流回路の出力を入力としトランジスタの個数の比率
（ｍ：１）で出力電流（Ｉｂ）を決定するトランジスタ
（Ｑ９）（Ｑ１０）で構成された第１のカレントミラー
回路と、ベースが前記第３のトランジスタ（Ｑ７）のベ
ースに接続された第２のトランジスタ（Ｑ８）を有し、
該第２のトランジスタ（Ｑ８）のエミッタに他方が第３
のトランジスタ（Ｑ７）のエミッタに接続された抵抗線
幅（ｒ２）の第２の抵抗器が接続されると共に前記第１
のカレントミラー回路の出力が接続され、第２のトラン
ジスタ（Ｑ８）のコレクタを出力とする第２の定電流回
路とを有する定電流源回路であって、第２の抵抗器の線
幅（ｒ２）を、第１の抵抗器の線幅変化による第２の抵
抗器の両端にかかる電圧（Ｖｂ）の変化量（ΔＶｂ）
が、第１の抵抗器の線幅変化によって生じる第２の定電
流回路の出力電流の変化分を相殺するように変化する線
幅としたことを特徴とする。
【００１６】
【作用】上記の関係を有する定電流源回路は、制作時の
抵抗器の線幅ばらつきが定電流出力値に影響するのを防
止し、定電流出力値のばらつきの発生をキャンセルする
補償作用を生じる。
抵抗器の線幅ばらつきが定電流出力値に影響するのを防
止し、定電流出力値のばらつきの発生をキャンセルする
補償作用を生じる。
【００１７】
【実施例】本発明の実施回路例を図１に示す。図１の回
路はバンドギャップ型定電流源回路を表しており、本発
明と従来技術の相違点は回路図上には現れず、その特徴
は集積回路の形成上において現れる。しかし発明の内容
は回路図に基づいた方が解り易いため、以下にその詳細
を説明する。
路はバンドギャップ型定電流源回路を表しており、本発
明と従来技術の相違点は回路図上には現れず、その特徴
は集積回路の形成上において現れる。しかし発明の内容
は回路図に基づいた方が解り易いため、以下にその詳細
を説明する。
【００１８】図１のバンドギャップ型定電流源回路はＮ
ＰＮ型トランジスタQ1、Q2、Q3、Q9、Q10 、ＰＮＰ型ト
ランジスタQ4〜Q8および抵抗器R1〜R3により構成されて
いる。トランジスタQ1は、トランジスタQ2と同一特性を
有するように設計されており、ｎ個並列接続されてい
る。トランジスタQ9はトランジスタQ10 と同様の関係を
有しており、ｍ個並列接続されている。
ＰＮ型トランジスタQ1、Q2、Q3、Q9、Q10 、ＰＮＰ型ト
ランジスタQ4〜Q8および抵抗器R1〜R3により構成されて
いる。トランジスタQ1は、トランジスタQ2と同一特性を
有するように設計されており、ｎ個並列接続されてい
る。トランジスタQ9はトランジスタQ10 と同様の関係を
有しており、ｍ個並列接続されている。
【００１９】上記のバンドギャップ型定電流源回路にお
いて、集積回路上の抵抗器R1およびR2を形成する線幅を
以下のように設定することにより、微小定電流Ｉout の
電流を、抵抗器R1およびR2の線幅のばらつきに因らず一
定にすることができる。
いて、集積回路上の抵抗器R1およびR2を形成する線幅を
以下のように設定することにより、微小定電流Ｉout の
電流を、抵抗器R1およびR2の線幅のばらつきに因らず一
定にすることができる。
【００２０】この回路において「従来の技術」で記した
ように以下の関係が成り立つ。
ように以下の関係が成り立つ。
【００２１】 Ｉａ＝Ｉ（Ｑ１）＝Ｖａ／Ｒ１ ……（３） （ただしＶａ＝ＶＴｌｎｎ） Ｖｂ＝Ｒ２×Ｉｂ ……（４） （ただしＩout<<Ｉｂとする） Ｉｂ＝Ｉａ／ｍ ……（５） Ｉout＝Ｉａ／ｅｘｐ（Ｖｂ／ＶＴ） ……（６） ここで例えばＲ１＝６ＫΩ、ｎ＝１０、Ｒ２＝１２Ｋ
Ω、ｍ＝１とすると、 Ｉａ≒Ｉｂ≒１０μＡ Ｖｂ≒１２０ｍＶ Ｉout≒０．１μＡ となる （３）（４）（５）式より Ｖｂ＝Ｒ２×Ｖａ／（Ｒ１×ｍ） ∴Ｒ２×Ｖａ＝Ｖｂ×（Ｒ１×ｍ） この関係式から製造過程の抵抗器の線幅ばらつきによる
変化率だけを考えると以下のようになる。
Ω、ｍ＝１とすると、 Ｉａ≒Ｉｂ≒１０μＡ Ｖｂ≒１２０ｍＶ Ｉout≒０．１μＡ となる （３）（４）（５）式より Ｖｂ＝Ｒ２×Ｖａ／（Ｒ１×ｍ） ∴Ｒ２×Ｖａ＝Ｖｂ×（Ｒ１×ｍ） この関係式から製造過程の抵抗器の線幅ばらつきによる
変化率だけを考えると以下のようになる。
【００２２】 （Ｒ２＋ΔＲ２)/Ｒ２＝{(Ｒ１＋ΔＲ１)/Ｒ１} ×{(Ｖb ＋ΔＶb)/ Ｖb} 抵抗値の変化率を抵抗器の線幅の変化率に置き換えると
以下のようになる。
以下のようになる。
【００２３】 r2/(r2＋Δr2) ＝{r1/（r1＋Δr1)}×{(Ｖb ＋ΔＶb)/ Ｖb} ∴（r2＋Δr2)/r2＝{(r1＋Δr1)/r1} × {Ｖb/( Ｖb ＋ΔＶb)} ……(7) r1,r2 は抵抗器R1，R2の線幅を表しΔr1, Δr2はそのば
らつき又はシフト幅を表す。ここでΔＶb は抵抗器R1,R
2 の線幅ばらつきによって抵抗器R2にかかる電圧Ｖb の
変化量を表す。
らつき又はシフト幅を表す。ここでΔＶb は抵抗器R1,R
2 の線幅ばらつきによって抵抗器R2にかかる電圧Ｖb の
変化量を表す。
【００２４】もしここで抵抗器R1とR2が同じ線幅（r1＝
r2) であると仮定すると、抵抗器の線幅のシフト量は同
じ（Δr1＝Δr2) であり、ΔＶb ＝０となり電圧Ｖb は
変化しない。
r2) であると仮定すると、抵抗器の線幅のシフト量は同
じ（Δr1＝Δr2) であり、ΔＶb ＝０となり電圧Ｖb は
変化しない。
【００２５】次に電流ＩOUT が抵抗器の線幅ばらつきに
係わらず一定であるための必要条件は、抵抗器R2にかか
る電圧Ｖb の変化量ΔＶb が以下の関係式を満たすこと
である。
係わらず一定であるための必要条件は、抵抗器R2にかか
る電圧Ｖb の変化量ΔＶb が以下の関係式を満たすこと
である。
【００２６】 △Ｖｂ＝ｋＴ／ｑｌｎ（（ｒ１＋△ｒ１）／ｒ１） ……（８） 具体的な事例において考察を加える。ここでＩＣチップ
の抵抗器Ｒ１が１０μｍ幅であり、抵抗器の線幅のシフ
ト量が＋１μｍである場合について考えると、 △Ｖｂ＝ｋＴ／ｑｌｎ（（１０＋１）／１０） ≒２．６４５ｍＶ 抵抗器の線幅が＋１μｍシフトしたとき、電圧Ｖｂがこ
の電圧値△Ｖｂだけ増加すればＩoutの電流を一定にす
ることができる。
の抵抗器Ｒ１が１０μｍ幅であり、抵抗器の線幅のシフ
ト量が＋１μｍである場合について考えると、 △Ｖｂ＝ｋＴ／ｑｌｎ（（１０＋１）／１０） ≒２．６４５ｍＶ 抵抗器の線幅が＋１μｍシフトしたとき、電圧Ｖｂがこ
の電圧値△Ｖｂだけ増加すればＩoutの電流を一定にす
ることができる。
【００２７】ｒ１＝１０μｍ、Ｖｂ＝１２０ｍＶ、△Ｖ
ｂ＝２．６４５ｍＶ、△ｒ１＝＋１μｍを（７）式に入
力すると、 １＋△ｒ２／ｒ２＝（１１／１０）×（１２０／１２２．６４５） ＝１．０７６２７７ ｒ２＝△ｒ２／０．０７６２７７ ……（９） ＩＣ製造において抵抗器の線幅のシフト量は個々の抵抗
器の線幅に因らず実質的に一定であるので、抵抗器Ｒ２
の線幅シフト量△ｒ２は、抵抗器Ｒ１の線幅シフト量△
ｒ１と同じであり、 △ｒ２＝△ｒ１＝１μｍ であり、これを（９）式に入力すると、 ｒ２≒１３．１１μｍ となる。
ｂ＝２．６４５ｍＶ、△ｒ１＝＋１μｍを（７）式に入
力すると、 １＋△ｒ２／ｒ２＝（１１／１０）×（１２０／１２２．６４５） ＝１．０７６２７７ ｒ２＝△ｒ２／０．０７６２７７ ……（９） ＩＣ製造において抵抗器の線幅のシフト量は個々の抵抗
器の線幅に因らず実質的に一定であるので、抵抗器Ｒ２
の線幅シフト量△ｒ２は、抵抗器Ｒ１の線幅シフト量△
ｒ１と同じであり、 △ｒ２＝△ｒ１＝１μｍ であり、これを（９）式に入力すると、 ｒ２≒１３．１１μｍ となる。
【００２８】Ｒ１＝６ＫΩ（１０μm 巾），Ｒ２＝１２
ＫΩ（１３．１１μm 巾），ｎ＝１０, ｍ＝１として、
抵抗の線幅＋２μm シフトした時について考える。
ＫΩ（１３．１１μm 巾），ｎ＝１０, ｍ＝１として、
抵抗の線幅＋２μm シフトした時について考える。
【００２９】 Ｒ１＝（１０／１２）×６ＫΩ＝５ＫΩ Ｉa ＝６０／５＝１２μA Ｒ２＝（１３．１１／１５．１１）×１２ＫΩ １０／４１ＫΩ となるため、 Ｖb ＝１２μA ×１０．４１ＫΩ＝１２４．９mVとな
る。
る。
【００３０】このＶｂとＩａを（６）式に代入すると Ｉout＝１２μＡ／ｅｘｐ（１２４．９ｍＶ／２６ｍＶ） ≒０．０９９μＡ となる。
【００３１】この得られた数値０．０９９μA は、シフ
トの無い場合の数値０．１μA に対し理論誤差が約−
０．００１μA となる。
トの無い場合の数値０．１μA に対し理論誤差が約−
０．００１μA となる。
【００３２】また、抵抗の線幅が−２μm シフトした時
について考える。
について考える。
【００３３】 Ｒ１＝（１０／８）×６ＫΩ＝７．５ＫΩ Ｉａ＝６０／７．５＝８μＡ Ｒ２＝（１３．１１／１１．１１）×１２ＫΩ≒１４．１６ＫΩ となるため、 Ｖｂ＝８μＡ×１４．１６ＫΩ＝１１３．２８ｍＶ となる。このＶｂとＩａを（６）式に代入すると Ｉout＝８μＡ／ｅｘｐ（１１３．３ｍＶ／２６ｍＶ） ≒０．１０２μＡ となる。同様に理論誤差が約０．００２μＡとなる。
【００３４】従来の回路ではバンドギャップ定電流源回
路の基準抵抗器Ｒ１の線幅が±２０％（１０μｍ±２μ
ｍ）シフトすると定電流Ｉｏｕｔも±２０％（０．１μ
Ａ±０．０２μＡ）シフトするのに対し、実施例のシフ
ト量は±２％程度である。本発明における抵抗器Ｒ１、
Ｒ２の線幅を変える手法によって上述のようにほぼ打ち
消すことができる。
路の基準抵抗器Ｒ１の線幅が±２０％（１０μｍ±２μ
ｍ）シフトすると定電流Ｉｏｕｔも±２０％（０．１μ
Ａ±０．０２μＡ）シフトするのに対し、実施例のシフ
ト量は±２％程度である。本発明における抵抗器Ｒ１、
Ｒ２の線幅を変える手法によって上述のようにほぼ打ち
消すことができる。
【００３５】なおカレントミラー回路に於けるアーリー
効果等による定電流の変化を押さえるために図２に示す
回路構成等が考えられる。このような回路構成において
も抵抗器R1,R2 の線幅を図１の回路例の時と同様に設定
することにより定電流Ｉoutの抵抗器の線幅ばらつきに
よる影響をキャンセルすることができる。
効果等による定電流の変化を押さえるために図２に示す
回路構成等が考えられる。このような回路構成において
も抵抗器R1,R2 の線幅を図１の回路例の時と同様に設定
することにより定電流Ｉoutの抵抗器の線幅ばらつきに
よる影響をキャンセルすることができる。
【００３６】また実施例ではＰＮＰトランジスタの電流
源で説明したが、それぞれ逆の極性のトランジスタによ
ってＮＰＮトランジスタの電流源でも構成できる。
源で説明したが、それぞれ逆の極性のトランジスタによ
ってＮＰＮトランジスタの電流源でも構成できる。
【００３７】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、抵
抗器１本の線幅のみを変更することにより、抵抗器の線
幅ばらつきによる影響を補償した定電流源回路を実現す
ることができる。
抗器１本の線幅のみを変更することにより、抵抗器の線
幅ばらつきによる影響を補償した定電流源回路を実現す
ることができる。
【図１】定電流源回路の第一の実施例を示す図である。
【図２】定電流源回路の第二の実施例を示す図である。
Q1、Q2、Q3、Q9、Q10 ＮＰＮ型トランジスタ Q4〜Q8 ＰＮＰ型トランジスタ R1〜R3 抵抗器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G05F 3/26 G05F 3/30
Claims (2)
- 【請求項１】 第１のトランジスタ（Ｑ１）を備え、該
第１のトランジスタ（Ｑ１）のエミッタに接続されバン
ドギャップ電圧を発生させる抵抗線幅（ｒ１）の第１の
抵抗器を有しており、前記バンドギャップ電圧に基づい
て第３のトランジスタ（Ｑ７）のコレクタ出力に定電流
（Ｉａ）を出力するバンドギャップ型の第１の定電流回
路と、該第１の定電流回路の出力を入力としトランジス
タの個数の比率（ｍ：１）で出力電流（Ｉｂ）を決定す
るトランジスタ（Ｑ９）（Ｑ１０）で構成された第１の
カレントミラー回路と、ベースが前記第３のトランジス
タ（Ｑ７）のベースに接続された第２のトランジスタ
（Ｑ８）を有し、該第２のトランジスタ（Ｑ８）のエミ
ッタに他方が前記第３のトランジスタ（Ｑ７）のエミッ
タに接続された抵抗線幅（ｒ２）の第２の抵抗器が接続
されると共に前記第１のカレントミラー回路の出力が接
続され、前記第２のトランジスタ（Ｑ８）のコレクタを
出力とする第２の定電流回路とを有する定電流源回路で
あって、前記第２の抵抗器の線幅（ｒ２）を、前記第１の抵抗器
の線幅変化による前記第２の抵抗器の両端にかかる電圧
（Ｖｂ）の変化量（ΔＶｂ）が、前記第１の抵抗器の線
幅変化によって生じる前記第２の定電流回路の出力電流
の変化分を相殺するように変化する線幅とした ことを特
徴とする定電流源回路。 - 【請求項２】 請求項１の定電流源回路において、前記
第２の抵抗器の線幅（ｒ２）を、前記第１の抵抗器の線
幅（ｒ１）と前記第２の抵抗器の線幅（ｒ２）とが同一
の値（Δｒ１＝Δｒ２＝Δｒ）だけ変化した場合、前記
第２の抵抗器の両端にかかる電圧（Ｖｂ）の変化量（Δ
Ｖｂ）が、ｋをボルツマン定数、ｑを素電荷、Ｔを絶対
温度としたとき、ΔＶｂ＝ｋＴ／ｑｌｎ（（ｒ１＋Δｒ
１）／ｒ１）だけ変化する線幅としたことを特徴とする
請求項１の定電流源回路。
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18782292A JP3194625B2 (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 定電流源回路 |
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ID=16212846
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| JP18782292A Expired - Fee Related JP3194625B2 (ja) | 1992-07-15 | 1992-07-15 | 定電流源回路 |
Country Status (1)
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