JPS631455Y2 - - Google Patents
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- Publication number
- JPS631455Y2 JPS631455Y2 JP16023382U JP16023382U JPS631455Y2 JP S631455 Y2 JPS631455 Y2 JP S631455Y2 JP 16023382 U JP16023382 U JP 16023382U JP 16023382 U JP16023382 U JP 16023382U JP S631455 Y2 JPS631455 Y2 JP S631455Y2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- output
- current
- differential amplifier
- voltage
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
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- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N Tin Chemical group [Sn] ATJFFYVFTNAWJD-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Logic Circuits (AREA)
- Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
Description
【考案の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この考案は、特にIC回路で構成される増幅器，
掛算器等その他特に電流源が要求される回路に好
適なバイアス回路に関するものである。
掛算器等その他特に電流源が要求される回路に好
適なバイアス回路に関するものである。
通常、IC回路では製造上，又は小形化のため
にコンデンサの使用を避けるように設計される。
にコンデンサの使用を避けるように設計される。
そのため、特にリニヤIC回路においては直流
レベルの信号が温度の影響をうけて変動し、出力
信号の直流レベルが変動することになる。
レベルの信号が温度の影響をうけて変動し、出力
信号の直流レベルが変動することになる。
この点を簡単な差動増幅器について第１図で説
明すると、Q1〜Q3は差動増幅器を構成している
トランジスタ、Q4はバイアス電流を供給するた
めにダイオード接続されたトランジスタ、R1〜
R5は抵抗を示す。
明すると、Q1〜Q3は差動増幅器を構成している
トランジスタ、Q4はバイアス電流を供給するた
めにダイオード接続されたトランジスタ、R1〜
R5は抵抗を示す。
この回路において、入力端子T1に信号がない
時の出力端子T0の直流出力VDCを算出してみる。
時の出力端子T0の直流出力VDCを算出してみる。
まず、トランジスタQ4に流れる電流は電源
電圧をVccとすると、 ＝Vcc−VBE（Q4）／R1＋R2 ……(1) （VBE（Q4）はトランジスタQ4のベース・エミ
ツタ間順方向電圧を示す） トランジスタQ3とQ4はいわゆるカレントミラ
回路を構成しているので、抵抗R2.R3が等しい場
合は、差動増幅器のトランジスタQ3に流れる電
流1は1＝となる。
電圧をVccとすると、 ＝Vcc−VBE（Q4）／R1＋R2 ……(1) （VBE（Q4）はトランジスタQ4のベース・エミ
ツタ間順方向電圧を示す） トランジスタQ3とQ4はいわゆるカレントミラ
回路を構成しているので、抵抗R2.R3が等しい場
合は、差動増幅器のトランジスタQ3に流れる電
流1は1＝となる。
したがつて、今、差動増幅器が平衡状態にある
とすると、トランジスタQ1には１／２1なる電
流が流れるから、出力端子T0の直流出力VDCは前
記第(1)式から、 VDC＝Vcc−R5 1／２ ……(2) ＝Vcc−R5Vcc−VBE（Q4）／２（R1＋R2） となる。
とすると、トランジスタQ1には１／２1なる電
流が流れるから、出力端子T0の直流出力VDCは前
記第(1)式から、 VDC＝Vcc−R5 1／２ ……(2) ＝Vcc−R5Vcc−VBE（Q4）／２（R1＋R2） となる。
ここで、直流出力VDCの温度変化dVDC／dTを算出
すると、
dVDC／dT＝R5／２（R1＋R2）・dVBE（Q4）／dT……(3
) ところで、dVBE／dTすなわちトランジスタのベー ス・エミツタ間順方向電圧の温度係数は常温附近
で−２（mV／℃）と考えられるがら、結局、第
(3)式は、 dVDC／dT＝−（R5／R2＋R1）（mV／℃） ……(4) となり、かゝる差動増幅器の直流出力VDCは、抵
抗R1，R2，R5の温度係数が一定としても、第(4)
式に示すような温度係数をもつことになる。
) ところで、dVBE／dTすなわちトランジスタのベー ス・エミツタ間順方向電圧の温度係数は常温附近
で−２（mV／℃）と考えられるがら、結局、第
(3)式は、 dVDC／dT＝−（R5／R2＋R1）（mV／℃） ……(4) となり、かゝる差動増幅器の直流出力VDCは、抵
抗R1，R2，R5の温度係数が一定としても、第(4)
式に示すような温度係数をもつことになる。
したがつて、電流源の電流値を抵抗R1，R2，
R3等で設定しようとすると、その値によつて直
流出力VDCの温度係数が変化するという欠点があ
る。
R3等で設定しようとすると、その値によつて直
流出力VDCの温度係数が変化するという欠点があ
る。
この考案は、かゝる従来の温度変動を除去し、
直流出力VDCが温度変化に対して一定となるよう
なバイアス回路を提供するものである。
直流出力VDCが温度変化に対して一定となるよう
なバイアス回路を提供するものである。
一方の入力端にバイアスを設定する電圧が供給
されている差動増幅回路の出力端を、エミツタホ
ロワ接続された帰還用トランジスタ．及びPN接
合部を介して前記差動増幅回路の他方の入力端に
接続し、かつ前記出力端をさらにエミツタホロワ
トランジスタを介して電子回路の電流源となるカ
レントミラ回路に供給することによつて、前記電
子回路の直流出力が温度の影響をうけることがな
いようなバイアス回路にするものである。
されている差動増幅回路の出力端を、エミツタホ
ロワ接続された帰還用トランジスタ．及びPN接
合部を介して前記差動増幅回路の他方の入力端に
接続し、かつ前記出力端をさらにエミツタホロワ
トランジスタを介して電子回路の電流源となるカ
レントミラ回路に供給することによつて、前記電
子回路の直流出力が温度の影響をうけることがな
いようなバイアス回路にするものである。
第２図はこの考案のバイアス回路を差動増幅器
に適用した一実施例を示すもので、第１図と同一
記号は同一部分を示す。
に適用した一実施例を示すもので、第１図と同一
記号は同一部分を示す。
したがつて、鎖線で囲つたＡの部分は差動増幅
器の部分を示し、そのうちＢの部分はカレントミ
ラ回路を形成している。
器の部分を示し、そのうちＢの部分はカレントミ
ラ回路を形成している。
一点鎖線Ｃで囲つた部分は差動増幅器の直流出
力VDCの温度係数を零にするために設けたこの考
案のバイアス回路を示し、この回路はトランジス
タQ7，Q8，Q9で差動増幅回路が構成され、その
作動電流は抵抗R11，R12及びダイオードD2によ
つて制御される。
力VDCの温度係数を零にするために設けたこの考
案のバイアス回路を示し、この回路はトランジス
タQ7，Q8，Q9で差動増幅回路が構成され、その
作動電流は抵抗R11，R12及びダイオードD2によ
つて制御される。
そして、前記差動増幅回路の出力点Ｏからトラ
ンジスタQ6・ダイオードD1を介して一方の入力
点Ｐに100％の負帰還路が構成され、かつ出力点
Ｏの電圧は、前記差動増幅器の部分Ａのバイアス
電流を供給するエミツタホロワのトランジスタ
Q5にも供給されている。
ンジスタQ6・ダイオードD1を介して一方の入力
点Ｐに100％の負帰還路が構成され、かつ出力点
Ｏの電圧は、前記差動増幅器の部分Ａのバイアス
電流を供給するエミツタホロワのトランジスタ
Q5にも供給されている。
なお、抵抗R9・R10はバイアス設定用の基準電
圧Vrを形成するための分圧抵抗を示す。
圧Vrを形成するための分圧抵抗を示す。
この回路において、トランジスタQ7，Q8，Q9
で構成される差動増幅回路の利得ＧがＧ≫１であ
れば、出力点Ｏから一方の入力点Ｐに100％の負
帰還がかゝつているので、入力点Ｐの電位VPと、
前記基準電圧Vrは、VP＝Vrとなる。
で構成される差動増幅回路の利得ＧがＧ≫１であ
れば、出力点Ｏから一方の入力点Ｐに100％の負
帰還がかゝつているので、入力点Ｐの電位VPと、
前記基準電圧Vrは、VP＝Vrとなる。
この時、出力点Ｏの電位V0は
V0＝VP＋2VBE＝Vr＋2VBE
（ただし、トランジスタQ6のベース・エミツ
タ間電圧VBE（Q6）とダイオードD1の順方向電圧
降下D1VFをVBE（Q6）＝D1VF＝VBEとした）となる。
タ間電圧VBE（Q6）とダイオードD1の順方向電圧
降下D1VFをVBE（Q6）＝D1VF＝VBEとした）となる。
よつて、ダイオードD1を流れる電流は
Ｉ＝VP／R6＝Vr／R6
となる。
今、抵抗R6とR1，R2の値をR6＝R1＋R2に設定
すると、トランジスタQ4を流れる電流1も 1＝V0−2VBE／R1＋R2＝Vr／R6＝ （ただし、2VBEはトランジスタQ5，Q4のベー
ス・エミツタ間電圧を加えたものである） さらに、抵抗R3と抵抗R2の値を等しく設定す
ると、この回路はカレントミラ回路を構成してい
るので差動増幅器の部分Ａの電流2は、I2＝1
より 2＝Vr／R6 ……(5) となる。
すると、トランジスタQ4を流れる電流1も 1＝V0−2VBE／R1＋R2＝Vr／R6＝ （ただし、2VBEはトランジスタQ5，Q4のベー
ス・エミツタ間電圧を加えたものである） さらに、抵抗R3と抵抗R2の値を等しく設定す
ると、この回路はカレントミラ回路を構成してい
るので差動増幅器の部分Ａの電流2は、I2＝1
より 2＝Vr／R6 ……(5) となる。
すると、前述した第１図の場合と同様に、差動
増幅器の直流出力VDCは、第(2)式及び第(5)式から VDC＝Vcc−R5 2／２＝Vcc−R5・Vr／2R6 ……(6) 基準電圧Vrは分圧抵抗R9，R10に形成されてい
るので、結局 VDC＝Vcc−R5／2R6（R10／R9＋R10） ……(7) となる。
増幅器の直流出力VDCは、第(2)式及び第(5)式から VDC＝Vcc−R5 2／２＝Vcc−R5・Vr／2R6 ……(6) 基準電圧Vrは分圧抵抗R9，R10に形成されてい
るので、結局 VDC＝Vcc−R5／2R6（R10／R9＋R10） ……(7) となる。
ここで、直流出力VDCの温度特性dVDC／dTを算出
すると、抵抗R5：R6及びR9：R10が同一IC基板上
では同一の温度係数を持つと考えてよいから、 dVDC／dT＝０ となつて、直流出力VDCは温度変動に対して一定
値とすることができる。
では同一の温度係数を持つと考えてよいから、 dVDC／dT＝０ となつて、直流出力VDCは温度変動に対して一定
値とすることができる。
以上のように、この考案のバイアス回路によれ
ば差動増幅器等の電子回路の電流源を温度変化に
対して一定の値に設定することができるので、そ
の直流出力VDCにドリフトが発生しない。したが
つて、供給電圧源が低い場合でも信号のダイナミ
ツクレンジが確保されるという利点もある。
ば差動増幅器等の電子回路の電流源を温度変化に
対して一定の値に設定することができるので、そ
の直流出力VDCにドリフトが発生しない。したが
つて、供給電圧源が低い場合でも信号のダイナミ
ツクレンジが確保されるという利点もある。
第３図はこの考案のバイアス回路をビデオ信号
のゲインコントロールアンプに応用した回路例を
示す。
のゲインコントロールアンプに応用した回路例を
示す。
このゲインコントロールアンプは、ビデオ信号
の記録において、その輝度信号ＹをFM変調する
際、規定の入力信号に対して、出力に規定の周波
数偏位が得られるように、輝度信号Ｙのレベルを
調整するゲインコントロールアンプであつて、そ
の用途から、設定されたゲインが温度特性によつ
て変動しないことが要求される。
の記録において、その輝度信号ＹをFM変調する
際、規定の入力信号に対して、出力に規定の周波
数偏位が得られるように、輝度信号Ｙのレベルを
調整するゲインコントロールアンプであつて、そ
の用途から、設定されたゲインが温度特性によつ
て変動しないことが要求される。
以下、第３図のゲインコントロールアンプにつ
いて簡単に説明すると、一点鎖線で囲つたＤの部
分は、トランジスタQ10，Q11からなる第１の差
動アンプと、トランジスタQ12，Q13からなる第
２の差動アンプによつて構成され、この第１，及
び第２の差動アンプの電流源はトランジスタ
Q14，Q15及びQ16によつて構成されている。
いて簡単に説明すると、一点鎖線で囲つたＤの部
分は、トランジスタQ10，Q11からなる第１の差
動アンプと、トランジスタQ12，Q13からなる第
２の差動アンプによつて構成され、この第１，及
び第２の差動アンプの電流源はトランジスタ
Q14，Q15及びQ16によつて構成されている。
かゝる構成からなるゲインコントロールアンプ
は入力端子Tinから輝度信号Ｙが供給され、RLの
一端からトランジスタQ17及びダイオードD11を
介して出力されるものであるが、この場合のゲイ
ンは、前記電流源を構成しているトランジスタ
Q14，Q15及びQ16の電流値の比によつて決定され
ることが知られている。
は入力端子Tinから輝度信号Ｙが供給され、RLの
一端からトランジスタQ17及びダイオードD11を
介して出力されるものであるが、この場合のゲイ
ンは、前記電流源を構成しているトランジスタ
Q14，Q15及びQ16の電流値の比によつて決定され
ることが知られている。
前記トランジスタQ14，Q15の電流値は、前述
したこの考案のバイアス回路を構成している一点
鎖線で示したC′の部分でコントロールされる。つ
まり、基準電圧Vrとして端子Tcからゲインコン
トロール電圧Vcを供給すると、前述したように
ダイオードD24を流れる電流Vc／R21＋R22が電流源 となるトランジスタQ14，Q15に流れる。
したこの考案のバイアス回路を構成している一点
鎖線で示したC′の部分でコントロールされる。つ
まり、基準電圧Vrとして端子Tcからゲインコン
トロール電圧Vcを供給すると、前述したように
ダイオードD24を流れる電流Vc／R21＋R22が電流源 となるトランジスタQ14，Q15に流れる。
同様に、電流源となるトランジスタQ16の電流
値は、一点鎖線C″で囲つたバイアス回路から制
御され、この場合は基準電圧Vrはダイオード
D33，D34，D35，D35及び抵抗４０，４１により、
1/2Vccに固定されている。
値は、一点鎖線C″で囲つたバイアス回路から制
御され、この場合は基準電圧Vrはダイオード
D33，D34，D35，D35及び抵抗４０，４１により、
1/2Vccに固定されている。
したがつて、詳細な説明は省略するが、前記端
子Tcのゲインコントロール電圧Vcによつて電流
源となるトランジスタQ14，Q15の電流値を可変
することによつて、ゲインコントロールアンプの
ゲインを可変とすることができる。
子Tcのゲインコントロール電圧Vcによつて電流
源となるトランジスタQ14，Q15の電流値を可変
することによつて、ゲインコントロールアンプの
ゲインを可変とすることができる。
この場合は、バイアス回路を構成している一点
鎖線C′，C″で囲つた部分は、前述した第(5)式に
示すように、＝１／Ｒ・Ｃ（Ｃは定数）の形式
になつているので、この抵抗値Ｒは、ゲインコン
トロール回路の出力抵抗RLの温度係数が同一で
あれば、温度に対して常に一定の出力電圧（直流
分を含む）が得られるものである。
鎖線C′，C″で囲つた部分は、前述した第(5)式に
示すように、＝１／Ｒ・Ｃ（Ｃは定数）の形式
になつているので、この抵抗値Ｒは、ゲインコン
トロール回路の出力抵抗RLの温度係数が同一で
あれば、温度に対して常に一定の出力電圧（直流
分を含む）が得られるものである。
したがつて、ゲインコントロールアンプの出力
を直接FM変調回路に接続する際も輝度信号Ｙを
FM変調した時に、その周波数偏移が温度の影響
をうけないという利点を有する。
を直接FM変調回路に接続する際も輝度信号Ｙを
FM変調した時に、その周波数偏移が温度の影響
をうけないという利点を有する。
しかも、直流レベルが変動しないということ
は、ビデオ信号に対するダイナミツクレンジが確
保されることになるので、低い電源電圧（例えば
5V程度）でも動作させることができるという効
果を発揮することができる。
は、ビデオ信号に対するダイナミツクレンジが確
保されることになるので、低い電源電圧（例えば
5V程度）でも動作させることができるという効
果を発揮することができる。
以上説明したように、この考案のバイアス回路
は温度変化に対して電流の変化がないバイアス電
流を供給することができるので、特に電流源で作
動する電子回路のバイアス回路に適用した時、出
力電圧（特に直流出力）が温度によつて変動しな
いという利点を有するものである。
は温度変化に対して電流の変化がないバイアス電
流を供給することができるので、特に電流源で作
動する電子回路のバイアス回路に適用した時、出
力電圧（特に直流出力）が温度によつて変動しな
いという利点を有するものである。
第１図は従来のバイアス回路からなる差動増幅
器の回路図、第２図はこの考案のバイアス回路を
適用した差動増幅器の回路図、第３図はこの考案
のバイアス回路をゲインコントロール回路に応用
した回路図を示す。 図中、Q5〜Q9はトランジスタ、D1〜D3はダイ
オード、R6〜R12は抵抗、Vccは電源電圧を示す。
器の回路図、第２図はこの考案のバイアス回路を
適用した差動増幅器の回路図、第３図はこの考案
のバイアス回路をゲインコントロール回路に応用
した回路図を示す。 図中、Q5〜Q9はトランジスタ、D1〜D3はダイ
オード、R6〜R12は抵抗、Vccは電源電圧を示す。
Claims (1)
- 一方の入力端にバイアスを設定する電圧が供給
されている差動増幅回路の出力端を、エミツタホ
ロワ接続された帰還用トランジスタ、及びPN接
合部を介して、他方の入力端に接続し、かつ前記
出力端の電圧をさらにエミツタホロワトランジス
タを介して電子回路の電流源となるカレントミラ
回路に供給することを特徴とするバイアス回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16023382U JPS5967019U (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | バイアス回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16023382U JPS5967019U (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | バイアス回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5967019U JPS5967019U (ja) | 1984-05-07 |
| JPS631455Y2 true JPS631455Y2 (ja) | 1988-01-14 |
Family
ID=30352485
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16023382U Granted JPS5967019U (ja) | 1982-10-25 | 1982-10-25 | バイアス回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5967019U (ja) |
-
1982
- 1982-10-25 JP JP16023382U patent/JPS5967019U/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5967019U (ja) | 1984-05-07 |
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