JPH0321927B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明は特にアナログ集積回路装置の定電流
源に好適する定電流源回路に係り、特にその電源
電圧変化に対する定電流性を改善したものに関す
る。

従来、音響機器等を含む電子機器一般に広く用
いられているアナログ集積回路装置用の定電流源
として第１図に示すように構成された定電流源回
路が知られている。

すなわち、これはカレントミラートランジスタ
Q₁，Q₂に対応して接続されたトランジスタQ₃，
Q₄のエミツタ面積比と、Q₃側のエミツタ接続抵
抗R₁によつて定電流出力が決定されるものであ
る。

しかしながら、かかる従来の定電流源回路はカ
レントミラートランジスタQ₁，Q₂のコレクタ・
エミツタ間電圧V_CEの違いによるアーリー効果の
影響ならびにスターター用の抵抗R₂の存在によ
つて電源＋V_CC電圧変化に対する定電流性があま
りよくないという欠点を有していた。

そこで、この発明は以上のような点に鑑みてな
されたもので、アーリー効果ならびにスターター
用抵抗による影響を無すくすことにより、電源電
圧変化に対する定電流性を可及的に改善し、しか
も簡易な回路構成で低電圧動作が可能となるよう
に改良した極めて良好な定電流源回路を提供する
ことを目的としている。

以下図面を参照してこの発明の一実施例につき
詳細に説明する。

すなわち、第２図に示すように各エミツタが電
源＋V_CCに接続されることにより電流源を構成す
るトランジスタQ₁₁，Q₁₂の各コレクタには互い
のベースが直結となされたトランジスタQ₁₃，
Q₁₄の各コレクタが対応的に接続されている。

ここで、トランジスタQ₁₄はダイオード接続さ
れたトランジスタQ₁₃のエミツタに比して（ｎ：
１）となる大きな面積となされたエミツタが抵抗
R₁₁を介してトランジスタQ₁₃のエミツタに結合
されている。なお、トランジスタQ₁₃のエミツタ
はこの場合直接的に接地されている。

また、上記トランジスタQ₁₄のコレクタにベー
スが接続され且つコレクタが電源＋V_CCに接続さ
れたトランジスタQ₁₅は、エミツタが抵抗R₁₂を
介して接地されている。

さらに、このトランジスタQ₁₅のエミツタに抵
抗R₁₃を介してそのエミツタが接続されることに
よりトランジスタQ₁₅と共に差動構成となされた
トランジスタQ₁₆は、そのコレクタがダイオード
接続のトランジスタQ₁₇を介して電源＋V_CCに接
続され且つそのベースが抵抗R₁₄を介して電源＋
V_CCに接続されると共にバイアス電圧源を構成す
る図示極性の直列ダイオードD₁₁，D₁₂を介して
接地されている。

また、前記トランジスタQ₁₁，Q₁₂およびQ₁₇と
共にカレントミラーを構成する如くそれらの各ベ
ースと共通ベース関係になされたトランジスタ
Q₁₈は定電流出力導出用となるもので、そのエミ
ツタが電源＋V_CCに接続され、且つそのコレクタ
が負荷接続端子Ａおよび負荷R_Lを介して接地さ
れている。

すなわち、差動構成のトランジスタQ₁₅，Q₁₆
のうち出力側トランジスタQ₁₆のコレクタに介挿
されたダイオード接続のトランジスタQ₁₇は、そ
のベースが前記電流源を構成するトランジスタ
Q₁₁，Q₁₂の各ベースと直結されていることによ
り実質的に電流電源用トランジスタQ₁₁，Q₁₂を
帰還制御するものである。

而して、以上の構成においてトランジスタ
Q₁₁，Q₁₂，Q₁₇，Q₁₈はカレントミラーを構成し
ているので互いのコレクタには等しい電流が流れ
ることになる。また、トランジスタQ₁₄の動作電
流I_Q14はダイオード接続されたトランジスタQ₁₃
の動作電流流I_Q13によつて決定されることにな
る。

ここで、トランジスタQ₁₃の動作電流I_Q13がト
ランジスタQ₁₄に流れる電流成分を決定するエミ
ツタ面積比ｎと抵抗R₁₁との効果によるところの I₀＝V_T・ln（ｎ）／R₁₁（V_T：熱電圧） より大きいときは I_Q14＜I_Q13 となり、且つ小さいときは I_Q14＞I_Q13 となる。

そして、トランジスタQ₁₅はトランジスタQ₁₂，
Q₁₄との各電流I_Q12，I_Q14の差を検出するものであ
る。

今、仮りにトランジスタQ₁₃の電流と等しいト
ランジスタQ₁₇の電流が上記I₀よりも大きいとす
ると、I_Q14＜I_Q13であるから、トランジスタQ₁₅に
よつて検出されるトランジスタQ₁₂，Q₁₄の電流
差は I_Q12＞I_Q14 となる。

これによつて、トランジスタQ₁₅の電流が増加
して抵抗R₁₂での電圧降下を大きくする結果、ト
ランジスタQ₁₆の電流延いてはトランジスタQ₁₇，
Q₁₃C，Q₁₈の電流I_Q17，I_Q13，I_Q18を減小させる方
向にフイードバツクがかかるように動作させる。

つまりI_Q17＝I_Q13＝I_Q14＝I₀＝I_Q18となる如くした
定電流源動作を営むものである。

ここで、上記I₀はトランジスタの逆方向飽和電
流をI_Sとした場合、下記のようにして求められ
る。

V_Tln（I_Q13／I_S）＝V_Tln（I_Q14／ｎ・I_S）＋R₁₁・I_Q1
4 ln（I_Q13／I_Q14・ｎ）＝R₁₁／V_TI_Q14 ln（ｎ）＝R₁₁／V_TI_Q14 ∴I₀＝V_Tln（ｎ）／R₁₁ そして、以上においてトランジスタQ₁₁，Q₁₂
のコレクタ・エミツタ間電圧V_CEは同一であり、
且つトランジスタQ₁₇のコレクタ・エミツタ間電
圧V_CEもトランジスタQ₁₁，Q₁₂のそれと等しくし
て使うことができるので、アーリー効果による影
響を受けないようにすることができる。

また、スターター用の抵抗を不要とし得るの
で、全体として電源＋V_CC電圧変化に対する定電
流性を可及的に改善することが可能となる。

第３図は以上における電源＋V_CC電圧対定電流
出力I_Q11特性ならびに電源＋V_CC電圧対負荷接続
端子Ａ電特性を示している。

なお、第３図から電源＋V_CC電圧としては約
1.5V程度まで定電流動作が可能なので、低電圧
動作に適していることがわかる。

ところで、以上の如き帰還制御構成をとる場合
には、一般にゲインが高いと発振を起し易いもの
であるが、当該定電流源回路においては抵抗
R₁₂，R₁₃の比を適宜に選択してゲインを落とす
ことによりそのような発振が生じるのを未然に防
止することができる。

これは、当該定電流源回路において一番ゲイン
が高くなるR₁₃＝０の場合であつても確保されて
いるもので、以下にそれの証明を参考迄に説明す
る。

すなわち、トランジスタQ₁₁のコレクタ部分を
切離した状態で、トランジスタQ₁₄にＩ＋ΔIなる
電流を加えたときのトランジスタQ₁₁のコレクタ
電流の変化分ΔI′を求め、該ΔI′とΔIとの比を求め
てやれば、そのときのゲインＧを知ることができ
る。

ここで、ΔIを加えたときのトランジスタQ₁₁，
Q₁₂およびQ₁₇の電流をI_Cとし、もとの電流をＩと
すると、トランジスタQ₁₅の電流変化ΔI_Q15は ΔI_Q15＝（I_C−Ｉ−ΔI・Ｋ）β となる。但し、ＫはトランジスタQ₁₃，Q₁₄の電
流比であつて１＞Ｋであり、βはトランジスタ
Q₁₅の電流増幅率である。

これによつてトランジスタQ₁₆の電流I_Q16は I_Q16＝Ｉ−ΔI_Q15 ＝Ｉ−（I_C−Ｉ−ΔI・Ｋ）β となる。ここで、I_Q16＝II_Q17＝Ｉ＋ΔI′であるから Ｉ＋ΔI′＝Ｉ−（I_C−Ｉ−ΔI・Ｋ）β ΔI′＋β・ΔI′＝ΔI・Ｋ・β ΔI′＝β・Ｋ／１＋β・ΔI ∴Ｇ＝ΔI′／ΔI＝β・Ｋ／１＋β＜１ となつて、すべての周波数でＧ＜１ならば当該定
電流源回路はR₁₃＝０であつても発振しないこと
になる。

なお、この発明は上記し且つ図示した実施例に
のみ限定されることなく、この発明の要旨を逸脱
しない範囲で種々の変形や適用が可能であること
は言う迄もない。

例えば、第４図、第５図に示すように第２図の
各トランジスタQ₁₁〜Q₁₇またはQ₁₅，Q₁₆のみの
各極性を相互に入れ換え（PNPNPN）るよう
にしてもよい。

さらには、第６図に示すように第２図における
トランジスタQ₁₃のエミツタと接地間に図示極性
のダイオードD₁₃を挿入することにより、トラン
ジスタQ₁₆のベースバイアス電圧源として、ダイ
オードD₁₁，D₁₂の直列回路を用いたときのトラ
ンジスタQ₁₃，Q₁₄のコレクタ・エミツタ間電圧
V_CEを等しくし、以つてアーリー効果による影響
を可及的に受けないようにすることができる。な
お、この場合トランジスタQ₁₄のエミツタ接続抵
抗R₁₁はトランジスタQ₁₄のエミツタとダイオー
ドD₁₃との接続点に接続されることになる。

そして、かかる第６図のダイオードD₁₃は抵抗
に置換してもよく、またトランジスタQ₁₃のベー
スとコレクタ間に挿入してもよいものである。

従つて、以上詳述したようにこの発明によれ
ば、アーリー効果ならびにスターター用抵抗を無
くすことにより、電源電圧変化に対する定電流性
を可及的に改善し、しかも簡易な回路構成で低電
圧動作が可能となるように改良した極めて良好な
定電流源回路を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の定電流源回路を示す構成図、第
２図はこの発明に係る定電流源回路の一実施例を
示す構成図、第３図は第２図による電源電圧対定
電流出力特性を示す曲線図、第４図乃至第６図は
この発明に係る他の実施例を示す構成図である。 Q₁₁〜Q₁₈…トランジスタ、R₁₁〜R₁₃…抵抗、
D₁₁，D₁₂…ダイオード、＋V_CC…電源。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １ 互いのエミツタが抵抗を介して結合され一方
   のエミツタが直接あるいは間接的に接地されるも
   ので、一方のエミツタ面積が小で他方のエミツタ
   面積が大となされ且つ互いのベースが直結される
   と共にいずれかの一方がダイオード接続された第
   および第２のトランジスタと、これら第１および
   第２のトランジスタの各コレクタに同一電流を供
   給する電源電圧供給源に接続され、前記第１およ
   び第２のトランジスタと逆極性のトランジスタよ
   りなる電流源と、前記第１および第２のトランジ
   スタのうち非ダイオード接続側トランジスタのコ
   レクタに一方のベースが接続され且つ他方のベー
   スがバイアス電圧源に接続された差動構成で直接
   あるいは抵抗素子等により接続されたエミツタが
   インピーダンス素子を介して接地された第３およ
   び第４のトランジスタと、これら第３および第４
   のトランジスタのうち出力側トランジスタのコレ
   クタに介挿され前記電流源を帰還制御する手段と
   を具備し、前記電流源と並列的に接続され、前記
   電流源の電流値に対応して電流を出力するトラン
   ジスタから出力を得るように構成したことを特徴
   とする定電流源回路。