JPH0520787A - 磁気記録再生装置 - Google Patents
磁気記録再生装置Info
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- JPH0520787A JPH0520787A JP3169914A JP16991491A JPH0520787A JP H0520787 A JPH0520787 A JP H0520787A JP 3169914 A JP3169914 A JP 3169914A JP 16991491 A JP16991491 A JP 16991491A JP H0520787 A JPH0520787 A JP H0520787A
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- signal
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
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- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/87—Regeneration of colour television signals
- H04N9/89—Time-base error compensation
- H04N9/896—Time-base error compensation using a digital memory with independent write-in and read-out clock generators
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- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
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- H04N9/797—Processing of colour television signals in connection with recording for recording the signal in a plurality of channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the signal
- H04N9/7973—Processing of colour television signals in connection with recording for recording the signal in a plurality of channels, the bandwidth of each channel being less than the bandwidth of the signal by dividing the luminance or colour component signal samples or frequency bands among a plurality of recording channels
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/80—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N9/81—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded sequentially only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 キャリアリセット記録方式によって記録され
たＦＭキャリアを復調する際、アナログマルチプライヤ
３と高域フィルタ６とから成る高域周波数シフト手段２
０によって、ＦＭキャリアの帯域幅をほぼ維持してこの
ＦＭキャリアを高域周波数にシフトし、その後、パルス
カウント式ＦＭ復調器７、低域フィルタ８を通して復調
映像信号を得る。 【効果】 ＦＭキャリアの帯域幅は広がらずにＦＭキャ
リアの低域側波帯スペクトルと復調映像信号帯域との周
波数間隙が広がった状態で復調映像信号を分離すること
が可能となるので、復調信号に混入する下側波帯成分が
少なくなり、復調後の波形歪みが低減され、画質を向上
することができる。
たＦＭキャリアを復調する際、アナログマルチプライヤ
３と高域フィルタ６とから成る高域周波数シフト手段２
０によって、ＦＭキャリアの帯域幅をほぼ維持してこの
ＦＭキャリアを高域周波数にシフトし、その後、パルス
カウント式ＦＭ復調器７、低域フィルタ８を通して復調
映像信号を得る。 【効果】 ＦＭキャリアの帯域幅は広がらずにＦＭキャ
リアの低域側波帯スペクトルと復調映像信号帯域との周
波数間隙が広がった状態で復調映像信号を分離すること
が可能となるので、復調信号に混入する下側波帯成分が
少なくなり、復調後の波形歪みが低減され、画質を向上
することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＨＤＴＶ（High Defin
itionTV) 信号などの広帯域信号を記録再生する磁気記
録再生装置に関するものである。
itionTV) 信号などの広帯域信号を記録再生する磁気記
録再生装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ハイビジョンベースバンド信号（以下、
ＨＤベースバンド信号という）として輝度信号Ｙ（２０
ＭＨｚ帯域）、色差信号ＰR ・ＰB （それぞれ６ＭＨｚ
帯域）を想定する場合、これら伝送帯域の異なる３チャ
ネルの信号を時分割多重して１チャネルあるいは２チャ
ネルのＴＣＩ（Time-compressed Integration)信号に時
分割合成する方法が知られている。
ＨＤベースバンド信号という）として輝度信号Ｙ（２０
ＭＨｚ帯域）、色差信号ＰR ・ＰB （それぞれ６ＭＨｚ
帯域）を想定する場合、これら伝送帯域の異なる３チャ
ネルの信号を時分割多重して１チャネルあるいは２チャ
ネルのＴＣＩ（Time-compressed Integration)信号に時
分割合成する方法が知られている。
【０００３】図５に、上記のようなＨＤベースバンド信
号を２チャネルのＴＣＩ信号にエンコード・デコードす
るシステム構成例を示す。また、この場合のＴＣＩエン
コーダ５１における入出力信号波形の一例を図６に示し
ている。同図のように、奇数ラインＹ信号Ｙ1 （１ライ
ン期間２９.6３μｓ、帯域２０ＭＨｚ）の有効走査期間
内信号の時間軸を１.6８倍に伸長しＹ1Tとして帯域を約
１２ＭＨｚにしたものと、ＰR 奇数ライン信号ＰR1（帯
域６ＭＨｚ）の有効走査期間内部分を半分に時間圧縮し
て、約１２ＭＨｚ帯域時分割信号（ＰR1）T としたもの
とを時分割合成して、ＴＣＩ信号１チャネル分Ｔ1 が作
られる。次に、偶数ラインＹ2 信号とＰB 偶数ライン信
号ＰB2から、上記同様の時分割合成方法で、第２チャネ
ルＴＣＩ信号Ｔ2 が作られる。
号を２チャネルのＴＣＩ信号にエンコード・デコードす
るシステム構成例を示す。また、この場合のＴＣＩエン
コーダ５１における入出力信号波形の一例を図６に示し
ている。同図のように、奇数ラインＹ信号Ｙ1 （１ライ
ン期間２９.6３μｓ、帯域２０ＭＨｚ）の有効走査期間
内信号の時間軸を１.6８倍に伸長しＹ1Tとして帯域を約
１２ＭＨｚにしたものと、ＰR 奇数ライン信号ＰR1（帯
域６ＭＨｚ）の有効走査期間内部分を半分に時間圧縮し
て、約１２ＭＨｚ帯域時分割信号（ＰR1）T としたもの
とを時分割合成して、ＴＣＩ信号１チャネル分Ｔ1 が作
られる。次に、偶数ラインＹ2 信号とＰB 偶数ライン信
号ＰB2から、上記同様の時分割合成方法で、第２チャネ
ルＴＣＩ信号Ｔ2 が作られる。
【０００４】このように、Ｙ信号の時間軸伸長と、ＰR
・ＰB 信号をそれぞれ１ラインおきに交互に抜き出し、
線順次化と時間軸圧縮による時分割合成により、帯域１
２ＭＨｚの色差線順次ＴＣＩ信号２チャネルが得られ
る。輝度信号帯域２０ＭＨｚ、色差信号帯域６ＭＨｚと
の時分割合成では、計算上、（２０＋６）ＭＨｚ／２＝
１３ＭＨｚとなるが、有効走査期間内情報だけを取扱う
時分割合成処理により、帯域を１２ＭＨｚにすることが
可能となっている。
・ＰB 信号をそれぞれ１ラインおきに交互に抜き出し、
線順次化と時間軸圧縮による時分割合成により、帯域１
２ＭＨｚの色差線順次ＴＣＩ信号２チャネルが得られ
る。輝度信号帯域２０ＭＨｚ、色差信号帯域６ＭＨｚと
の時分割合成では、計算上、（２０＋６）ＭＨｚ／２＝
１３ＭＨｚとなるが、有効走査期間内情報だけを取扱う
時分割合成処理により、帯域を１２ＭＨｚにすることが
可能となっている。
【０００５】この２チャネルＴＣＩ信号の並列記録信号
を再生して得られるＴＣＩ信号２チャネルから、もとの
ベースバンド３チャネルＹ・ＰR ・ＰB 信号への変換
は、図５に示しているＴＣＩデコーダ５２によって行わ
れる。これは、ＴＣＩエンコーダ５１での処理と逆の処
理を行うものであって、特に、エンコーダ５１側の線順
次化処理で再生ＰR ・ＰB 信号が１ラインおきに欠如し
ているので、ライン補間を行って、Ｙ・ＰR・ＰB ３チ
ャネルベースバンド信号が復元される。
を再生して得られるＴＣＩ信号２チャネルから、もとの
ベースバンド３チャネルＹ・ＰR ・ＰB 信号への変換
は、図５に示しているＴＣＩデコーダ５２によって行わ
れる。これは、ＴＣＩエンコーダ５１での処理と逆の処
理を行うものであって、特に、エンコーダ５１側の線順
次化処理で再生ＰR ・ＰB 信号が１ラインおきに欠如し
ているので、ライン補間を行って、Ｙ・ＰR・ＰB ３チ
ャネルベースバンド信号が復元される。
【０００６】上記のような帯域１２ＭＨｚのＴＣＩ信号
をＶＴＲに記録するのに、これまでは、中心周波数１９
ＭＨｚのＦＭキャリアに乗せて、つまり、ＴＣＩ信号で
周波数変調して得られるキャリア信号を磁気テープに記
録し、再生する処理が行われている。このときのＦＭキ
ャリアスペクトル分布を図７（ａ）に示す。この場合の
低域側波帯の一次のサイドバンドは７ＭＨｚとなるが、
実際はこれ以下の側波帯成分もかなり存在している。
をＶＴＲに記録するのに、これまでは、中心周波数１９
ＭＨｚのＦＭキャリアに乗せて、つまり、ＴＣＩ信号で
周波数変調して得られるキャリア信号を磁気テープに記
録し、再生する処理が行われている。このときのＦＭキ
ャリアスペクトル分布を図７（ａ）に示す。この場合の
低域側波帯の一次のサイドバンドは７ＭＨｚとなるが、
実際はこれ以下の側波帯成分もかなり存在している。
【０００７】ところで、ＦＭ復調器にパルスカウント式
（ＦＭキャリア信号のゼロクロス点毎にワンショットマ
ルチを働かす復調方式）を使い、かつ、ＦＭキャリアの
中に基本波成分の他に偶数高調波成分を含まない場合、
その復調出力には復調ＴＣＩ信号成分とＦＭキャリアの
２逓倍成分、その奇数高調波（つまり、６逓倍、１０逓
倍ＦＭキャリア）成分だけとなり、入力ＦＭキャリア基
本波成分は原理的には発生しない筈であるが、種々の原
因でその入力キャリアが出力にリークすることがある。
つまり、ダブラ（２逓倍器）を使わない場合、ＦＭ復調
器出力は、図７（ｂ）に示すと同様のスペクトル分布と
なり、中心キャリア周波数は２倍の３８ＭＨｚ、下側波
帯の一次のサイドバンドも２倍の１４ＭＨｚとなるの
で、１２ＭＨｚの信号帯域の復調ＴＣＩ信号帯域をＦＭ
キャリアスペクトルから分離することが可能であるが、
実際は、ＤＵ比（Desired to Undesired Signal Ratio)
で３０〜４０ｄＢ程度の下側波帯成分の混入がＴＣＩ信
号に出るのが一般である。
（ＦＭキャリア信号のゼロクロス点毎にワンショットマ
ルチを働かす復調方式）を使い、かつ、ＦＭキャリアの
中に基本波成分の他に偶数高調波成分を含まない場合、
その復調出力には復調ＴＣＩ信号成分とＦＭキャリアの
２逓倍成分、その奇数高調波（つまり、６逓倍、１０逓
倍ＦＭキャリア）成分だけとなり、入力ＦＭキャリア基
本波成分は原理的には発生しない筈であるが、種々の原
因でその入力キャリアが出力にリークすることがある。
つまり、ダブラ（２逓倍器）を使わない場合、ＦＭ復調
器出力は、図７（ｂ）に示すと同様のスペクトル分布と
なり、中心キャリア周波数は２倍の３８ＭＨｚ、下側波
帯の一次のサイドバンドも２倍の１４ＭＨｚとなるの
で、１２ＭＨｚの信号帯域の復調ＴＣＩ信号帯域をＦＭ
キャリアスペクトルから分離することが可能であるが、
実際は、ＤＵ比（Desired to Undesired Signal Ratio)
で３０〜４０ｄＢ程度の下側波帯成分の混入がＴＣＩ信
号に出るのが一般である。
【０００８】この混入を軽減するために、再生ＦＭキャ
リアを直接ＦＭ復調器に入力せずにダブラに加え、この
ダブラにて、図７（ｂ）に示すように、中心周波数を３
８ＭＨｚにあげてから、パルスカウント式ＦＭ復調器に
加え、そこでさらに２逓倍復調を行うことによって合計
４逓倍化を行う方法が採用されている。これにより、図
７（ｃ）に示すように、下側波帯の一次のサイドバンド
は２８ＭＨｚとなり、復調ＴＣＩ信号帯域１２ＭＨｚと
の分離はきわめて容易となり、下側波帯成分の一部がＴ
ＣＩ信号帯域に混入する量は小さくなる。しかし、実際
にはダブラでのキャリアリークが存在すると、その成分
はＦＭ復調器出力にそのまま混入してくる。また、ダブ
ラ出力に基本波スペクトルの２逓倍ＦＭキャリア成分の
他に４逓倍ＦＭキャリア成分が含まれてくると、図中一
点鎖線で示すような２逓倍キャリア成分が復調器に混入
してくる。これらのうち、下側波帯成分は、復調ＴＣＩ
信号に混入してビート妨害を発生させる。
リアを直接ＦＭ復調器に入力せずにダブラに加え、この
ダブラにて、図７（ｂ）に示すように、中心周波数を３
８ＭＨｚにあげてから、パルスカウント式ＦＭ復調器に
加え、そこでさらに２逓倍復調を行うことによって合計
４逓倍化を行う方法が採用されている。これにより、図
７（ｃ）に示すように、下側波帯の一次のサイドバンド
は２８ＭＨｚとなり、復調ＴＣＩ信号帯域１２ＭＨｚと
の分離はきわめて容易となり、下側波帯成分の一部がＴ
ＣＩ信号帯域に混入する量は小さくなる。しかし、実際
にはダブラでのキャリアリークが存在すると、その成分
はＦＭ復調器出力にそのまま混入してくる。また、ダブ
ラ出力に基本波スペクトルの２逓倍ＦＭキャリア成分の
他に４逓倍ＦＭキャリア成分が含まれてくると、図中一
点鎖線で示すような２逓倍キャリア成分が復調器に混入
してくる。これらのうち、下側波帯成分は、復調ＴＣＩ
信号に混入してビート妨害を発生させる。
【０００９】一方、水平同期パルス前縁をＦＭキャリア
基準位相として、水平同期パルス尖端部対応ＦＭキャリ
アの位相を水平同期毎にその基準位相にリセットするＦ
Ｍキャリアリセット方式開発により、ＦＭキャリアに水
平相関をもたすことができる。特に、下側波帯成分と再
生画像との間に強い相関が生じる結果、従来のＦＭ復調
信号にリークして「流れるビート縞」の原因となってい
たＦＭキャリアの下側波帯成分が再生画面上で静止し、
僅かな画像歪み成分となって、視覚上、殆ど妨害となら
ず、品質劣化は検知限以下となる（特開昭６３−２７４
２９０号公報参照）。
基準位相として、水平同期パルス尖端部対応ＦＭキャリ
アの位相を水平同期毎にその基準位相にリセットするＦ
Ｍキャリアリセット方式開発により、ＦＭキャリアに水
平相関をもたすことができる。特に、下側波帯成分と再
生画像との間に強い相関が生じる結果、従来のＦＭ復調
信号にリークして「流れるビート縞」の原因となってい
たＦＭキャリアの下側波帯成分が再生画面上で静止し、
僅かな画像歪み成分となって、視覚上、殆ど妨害となら
ず、品質劣化は検知限以下となる（特開昭６３−２７４
２９０号公報参照）。
【００１０】ここで、この水平相関化効果を最大限に生
かすため、中心周波数１９ＭＨｚでのＦＭ変調パラメー
タ（ＴＣＩ信号帯域：１２ＭＨｚ、エンファシス量：１
１ＭＨｚで１２ｄＢ）をそのままとして、図８（ａ）に
示すように、中心周波数を１5.５ＭＨｚにシフトする低
域シフトＦＭキャリア記録再生方式を本出願人等は先に
提案した（特願平３−４８３９１号参照）。この場合、
同図（ｂ）に示すようにダブラによって２逓倍化され、
そして、パルスカウント式ＦＭ復調器によって、同図
（ｃ）に示すように４逓倍化されて、ＦＭキャリアの下
側波帯の一次のサイドバンドは１４ＭＨｚとなる。これ
は、復調ＴＣＩ信号帯域（映像信号帯域）１２ＭＨｚに
接近しており、一部の側波帯成分がリークし、画像歪と
なって検知限を超える場合も生ずるようになる。特に、
最も厳しいテスト信号として１００％マルチバースト信
号を記録再生する場合に、マルチバースト画像歪みとし
ては検知限以下でも、信号歪として１０％程度の歪みを
生ずることがある。
かすため、中心周波数１９ＭＨｚでのＦＭ変調パラメー
タ（ＴＣＩ信号帯域：１２ＭＨｚ、エンファシス量：１
１ＭＨｚで１２ｄＢ）をそのままとして、図８（ａ）に
示すように、中心周波数を１5.５ＭＨｚにシフトする低
域シフトＦＭキャリア記録再生方式を本出願人等は先に
提案した（特願平３−４８３９１号参照）。この場合、
同図（ｂ）に示すようにダブラによって２逓倍化され、
そして、パルスカウント式ＦＭ復調器によって、同図
（ｃ）に示すように４逓倍化されて、ＦＭキャリアの下
側波帯の一次のサイドバンドは１４ＭＨｚとなる。これ
は、復調ＴＣＩ信号帯域（映像信号帯域）１２ＭＨｚに
接近しており、一部の側波帯成分がリークし、画像歪と
なって検知限を超える場合も生ずるようになる。特に、
最も厳しいテスト信号として１００％マルチバースト信
号を記録再生する場合に、マルチバースト画像歪みとし
ては検知限以下でも、信号歪として１０％程度の歪みを
生ずることがある。
【００１１】そこで、このような再生信号歪みを画面上
で視覚的に消滅させるため、磁気テープへの記録を水平
パルス尖端部対応ＦＭキャリア位相リセット変調方式で
行う必要がある。以下に、この変調方式の一例を概説す
る。
で視覚的に消滅させるため、磁気テープへの記録を水平
パルス尖端部対応ＦＭキャリア位相リセット変調方式で
行う必要がある。以下に、この変調方式の一例を概説す
る。
【００１２】図９に示すように、入力ＴＣＩ信号から水
平・垂直パルス分離回路６１にて水平及び垂直パルスを
分離し、これにロックさせてマスタクロック発生器６２
を働かせる。この場合、図６に示すように、ＴＣＩライ
ン周期が入力ベースバンドＹ信号２ライン周期に等しく
するようにシステム設計すれば、ＴＣＩエンコーダの同
期盤は簡素化できると同時に、ＶＴＲ内の信号処理用ク
ロック系が一元化できる。
平・垂直パルス分離回路６１にて水平及び垂直パルスを
分離し、これにロックさせてマスタクロック発生器６２
を働かせる。この場合、図６に示すように、ＴＣＩライ
ン周期が入力ベースバンドＹ信号２ライン周期に等しく
するようにシステム設計すれば、ＴＣＩエンコーダの同
期盤は簡素化できると同時に、ＶＴＲ内の信号処理用ク
ロック系が一元化できる。
【００１３】上記入力ＴＣＩ信号は、図９に示すプリエ
ンファシス回路６３にて高域を強調した後、フロントポ
ーチキャリアリセットパルス発生器６５・水平パルス尖
端キャリアリセットパルス発生器６６・ＡＦＣ用基準周
波数発生器６７が接続されているＦＭ変調用マルチバイ
ブレータ６４に入力する。ここで、図１０に示すよう
に、ＴＣＩ信号のフロントポーチ部対応ＦＭキャリア周
波数を基準位相に先行リセットしておき、次に、水平同
期尖端部対応ＦＭキャリアを基準位相にリセットする。
一般に、リセットによりキャリア位相に不連続的な変化
が生じ、この部分をＦＭ復調すると、そこで過渡歪みが
発生するので、水平同期パルス部での過渡歪みの発生を
避けるため、フロントポーチで先行リセットして、そこ
で過渡歪みを発生させる。これにより、水平パルス尖端
部ＦＭキャリアでの正規のリセットではキャリア位相の
不連続変化は生じず、ＦＭ復調時にこの部分ではリセッ
トによる過渡歪みは発生しない（特願平３−１７９８０
号参照）。上記のリセット処理を行った後、図９に示す
ように、マスタクロック発生器６２と同期しているロー
カル発振器６８での周波数（４8.６ＭＨｚ）による周波
数変換を周波数変換アナログマルチプライヤ６９で行っ
たあと、低域フィルタ７０で周波数偏移Δｆ＝2.６ＭＨ
ｚのまま、ＦＭ中心周波数を１5.５ＭＨｚにシフトした
ＦＭキャリアを分離する。なお、ＦＭ変調用マルチバイ
ブレータ６４発生のＦＭキャリア中心周波数ｆ0 を６4.
１ＭＨｚとしたのは、変調器出力波形が方形波のため第
３高調波を含み、このＦＭスペクトル成分を除去し易く
するためである。
ンファシス回路６３にて高域を強調した後、フロントポ
ーチキャリアリセットパルス発生器６５・水平パルス尖
端キャリアリセットパルス発生器６６・ＡＦＣ用基準周
波数発生器６７が接続されているＦＭ変調用マルチバイ
ブレータ６４に入力する。ここで、図１０に示すよう
に、ＴＣＩ信号のフロントポーチ部対応ＦＭキャリア周
波数を基準位相に先行リセットしておき、次に、水平同
期尖端部対応ＦＭキャリアを基準位相にリセットする。
一般に、リセットによりキャリア位相に不連続的な変化
が生じ、この部分をＦＭ復調すると、そこで過渡歪みが
発生するので、水平同期パルス部での過渡歪みの発生を
避けるため、フロントポーチで先行リセットして、そこ
で過渡歪みを発生させる。これにより、水平パルス尖端
部ＦＭキャリアでの正規のリセットではキャリア位相の
不連続変化は生じず、ＦＭ復調時にこの部分ではリセッ
トによる過渡歪みは発生しない（特願平３−１７９８０
号参照）。上記のリセット処理を行った後、図９に示す
ように、マスタクロック発生器６２と同期しているロー
カル発振器６８での周波数（４8.６ＭＨｚ）による周波
数変換を周波数変換アナログマルチプライヤ６９で行っ
たあと、低域フィルタ７０で周波数偏移Δｆ＝2.６ＭＨ
ｚのまま、ＦＭ中心周波数を１5.５ＭＨｚにシフトした
ＦＭキャリアを分離する。なお、ＦＭ変調用マルチバイ
ブレータ６４発生のＦＭキャリア中心周波数ｆ0 を６4.
１ＭＨｚとしたのは、変調器出力波形が方形波のため第
３高調波を含み、このＦＭスペクトル成分を除去し易く
するためである。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、前述し
たように、高密度記録のためにキャリア周波数を低くし
た場合、図８（ｃ）に示すように、従来の４逓倍復調方
式では、ＦＭ復調器出力で４逓倍ＦＭキャリアの下側波
帯の一次のサイドバンドと、復調信号帯域上限周波数と
の間の周波数間隙が充分にとれず、低域フィルタで下側
波帯成分を取り除こうとしても、一部は復調映像信号に
混入し、キャリアリセット記録してない場合には、前述
のように、ビート縞流れとなって画質を劣化させる。そ
こで、前記したキャリアリセット記録方式を採用するこ
とでビート流れとはならないが、混入した下側波帯成分
は画質歪みとなり、特に、１００％マルチバースト信号
の記録再生では、画像歪みとしては検知限以下でも、信
号波形歪みとしてみると１０％程度に達する。すなわ
ち、モアレとはならないが、波形歪みが依然としてあ
り、このため、必ずしも充分に良好な画質は得られてい
ないという問題を生じている。
たように、高密度記録のためにキャリア周波数を低くし
た場合、図８（ｃ）に示すように、従来の４逓倍復調方
式では、ＦＭ復調器出力で４逓倍ＦＭキャリアの下側波
帯の一次のサイドバンドと、復調信号帯域上限周波数と
の間の周波数間隙が充分にとれず、低域フィルタで下側
波帯成分を取り除こうとしても、一部は復調映像信号に
混入し、キャリアリセット記録してない場合には、前述
のように、ビート縞流れとなって画質を劣化させる。そ
こで、前記したキャリアリセット記録方式を採用するこ
とでビート流れとはならないが、混入した下側波帯成分
は画質歪みとなり、特に、１００％マルチバースト信号
の記録再生では、画像歪みとしては検知限以下でも、信
号波形歪みとしてみると１０％程度に達する。すなわ
ち、モアレとはならないが、波形歪みが依然としてあ
り、このため、必ずしも充分に良好な画質は得られてい
ないという問題を生じている。
【００１５】本発明は、上記従来の問題点に鑑みなされ
たものであって、その目的は、復調映像信号における信
号歪みを低減し、さらに、ジッタを抑制し得る構成とも
することで、画質をさらに向上し得る磁気記録再生装置
を提供することにある。
たものであって、その目的は、復調映像信号における信
号歪みを低減し、さらに、ジッタを抑制し得る構成とも
することで、画質をさらに向上し得る磁気記録再生装置
を提供することにある。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
磁気記録再生装置は、上記目的を達成するために、キャ
リアリセット記録方式によって記録された記録信号を再
生して得られるＦＭキャリアをＦＭ復調するためのパル
スカウント式ＦＭ復調器が設けられている磁気記録再生
装置において、上記ＦＭキャリアの帯域幅をほぼ維持し
てこのＦＭキャリアを高域周波数にシフトし、上記パル
スカウント式ＦＭ復調器に入力する高域周波数シフト手
段が設けられていることを特徴としている。
磁気記録再生装置は、上記目的を達成するために、キャ
リアリセット記録方式によって記録された記録信号を再
生して得られるＦＭキャリアをＦＭ復調するためのパル
スカウント式ＦＭ復調器が設けられている磁気記録再生
装置において、上記ＦＭキャリアの帯域幅をほぼ維持し
てこのＦＭキャリアを高域周波数にシフトし、上記パル
スカウント式ＦＭ復調器に入力する高域周波数シフト手
段が設けられていることを特徴としている。
【００１７】また、本発明の請求項２記載の磁気記録再
生装置は、上記請求項１記載の装置において、上記ＦＭ
キャリアに含まれたリセットキャリア部を抽出し、この
抽出信号に基づいてＦＭ復調映像信号のジッタを補正す
るジッタ補正手段が設けられていることを特徴としてい
る。
生装置は、上記請求項１記載の装置において、上記ＦＭ
キャリアに含まれたリセットキャリア部を抽出し、この
抽出信号に基づいてＦＭ復調映像信号のジッタを補正す
るジッタ補正手段が設けられていることを特徴としてい
る。
【００１８】
【作用】上記請求項１記載の磁気記録再生装置において
は、ＦＭキャリアを、一旦、高域周波数シフト手段で高
域にシフトし、この高域シフトＦＭキャリアをパルスカ
ウント式ＦＭ復調器に入力する。この場合、前述したダ
ブラを使用するときよりも、ＦＭキャリアの帯域幅は広
がらずにＦＭキャリアの低域側波帯スペクトルと復調映
像信号帯域との周波数間隙が広がることになる。このた
め、ＦＭ復調信号に混入する下側波帯成分が少なくな
り、復調後の波形歪みが低減される。
は、ＦＭキャリアを、一旦、高域周波数シフト手段で高
域にシフトし、この高域シフトＦＭキャリアをパルスカ
ウント式ＦＭ復調器に入力する。この場合、前述したダ
ブラを使用するときよりも、ＦＭキャリアの帯域幅は広
がらずにＦＭキャリアの低域側波帯スペクトルと復調映
像信号帯域との周波数間隙が広がることになる。このた
め、ＦＭ復調信号に混入する下側波帯成分が少なくな
り、復調後の波形歪みが低減される。
【００１９】また、キャリアリセット記録時にＦＭキャ
リアに含まれたリセットキャリア部を抽出し、そのとき
のジッタに基づいて、高域周波数シフト後のＦＭキャリ
アから復調されるＦＭ復調映像信号のジッタを補正する
ことが可能であり、したがって、請求項２記載の磁気記
録再生装置においては、上記のようなＦＭキャリアに含
まれたリセットキャリア部に基づくＦＭ復調映像信号の
ジッタの補正も併せて行われるので、復調後の波形歪み
が低減され、かつ、ジッタのない良好な画像を再生する
ことができる。
リアに含まれたリセットキャリア部を抽出し、そのとき
のジッタに基づいて、高域周波数シフト後のＦＭキャリ
アから復調されるＦＭ復調映像信号のジッタを補正する
ことが可能であり、したがって、請求項２記載の磁気記
録再生装置においては、上記のようなＦＭキャリアに含
まれたリセットキャリア部に基づくＦＭ復調映像信号の
ジッタの補正も併せて行われるので、復調後の波形歪み
が低減され、かつ、ジッタのない良好な画像を再生する
ことができる。
【００２０】
〔実施例１〕本発明の一実施例について図１および図２
に基づいて説明すれば、以下の通りである。
に基づいて説明すれば、以下の通りである。
【００２１】図１に示すように、ＶＴＲ１内の磁気テー
プから読出される記録信号は、ヘッドアンプ・イコライ
ザ２を通して周波数変換用アナログマルチプライヤ３に
入力される。なお、磁気テープの走行速度は、水平・垂
直パルス発生器１１で発生される同期パルスに基づいて
キャプスタン・ドラムサーボ回路１２により制御される
ようになっている。また、上記水平・垂直パルス発生器
１１は、マスタクロック発生器４で発生される周波数９
7.２ＭＨｚのクロック信号に基づいた同期パルス信号を
発生するようになっている。
プから読出される記録信号は、ヘッドアンプ・イコライ
ザ２を通して周波数変換用アナログマルチプライヤ３に
入力される。なお、磁気テープの走行速度は、水平・垂
直パルス発生器１１で発生される同期パルスに基づいて
キャプスタン・ドラムサーボ回路１２により制御される
ようになっている。また、上記水平・垂直パルス発生器
１１は、マスタクロック発生器４で発生される周波数９
7.２ＭＨｚのクロック信号に基づいた同期パルス信号を
発生するようになっている。
【００２２】上記磁気テープには、前記したＴＣＩ信号
をＦＭ変調するに当たり、前記図９を参照して説明した
キャリヤリセット記録方式にて信号の記録が行われてい
る。
をＦＭ変調するに当たり、前記図９を参照して説明した
キャリヤリセット記録方式にて信号の記録が行われてい
る。
【００２３】したがって、ヘッド・イコライザ２から
は、図２（ａ）に示すように、中心周波数１5.５ＭＨ
ｚ、帯域１２ＭＨｚのＦＭキャリアが出力される。
は、図２（ａ）に示すように、中心周波数１5.５ＭＨ
ｚ、帯域１２ＭＨｚのＦＭキャリアが出力される。
【００２４】前記周波数変換用アナログマルチプライヤ
３には、図１に示すように、マスタクロック発生器４に
ロックされたローカル発振器５から、２4.３ＭＨｚの正
弦波信号が入力されている。この正弦波信号と、上記ヘ
ッドアンプ・イコライザ２からの再生ＦＭキャリアとの
アナログ乗算が上記アナログマルチプライヤ３にて行わ
れる。これにより、図２（ｂ）に示すように、中心周波
数がそれぞれ１1.８ＭＨｚおよび３9.８ＭＨｚの二つの
ＦＭキャリア成分に変換される。ここで、アナログマル
チプライヤ３の出力には、２4.３ＭＨｚの入力正弦波の
混入、すなわちキャリアリークは殆ど生じないものとな
っている。
３には、図１に示すように、マスタクロック発生器４に
ロックされたローカル発振器５から、２4.３ＭＨｚの正
弦波信号が入力されている。この正弦波信号と、上記ヘ
ッドアンプ・イコライザ２からの再生ＦＭキャリアとの
アナログ乗算が上記アナログマルチプライヤ３にて行わ
れる。これにより、図２（ｂ）に示すように、中心周波
数がそれぞれ１1.８ＭＨｚおよび３9.８ＭＨｚの二つの
ＦＭキャリア成分に変換される。ここで、アナログマル
チプライヤ３の出力には、２4.３ＭＨｚの入力正弦波の
混入、すなわちキャリアリークは殆ど生じないものとな
っている。
【００２５】上記アナログマルチプライヤ３からの出力
は、次いで、図１に示すように、カットオフ周波数が２
２ＭＨｚの高域フィルタ６を通してパルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器７に入力される。上記高域フィルタ６によっ
て、特に１５ＭＨｚ以下のスペクトルは充分に減衰さ
れ、図２（ｃ）に示すように、中心周波数３9.８ＭＨ
ｚ、そして、同図（ａ）での帯域幅１２ＭＨｚがそのま
ま維持された高域シフトＦＭキャリアが出力される。し
たがって、本実施例では、上記アナログマルチプライヤ
３と高域フィルタ６とによって、高域シフト手段２０が
構成されている。
は、次いで、図１に示すように、カットオフ周波数が２
２ＭＨｚの高域フィルタ６を通してパルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器７に入力される。上記高域フィルタ６によっ
て、特に１５ＭＨｚ以下のスペクトルは充分に減衰さ
れ、図２（ｃ）に示すように、中心周波数３9.８ＭＨ
ｚ、そして、同図（ａ）での帯域幅１２ＭＨｚがそのま
ま維持された高域シフトＦＭキャリアが出力される。し
たがって、本実施例では、上記アナログマルチプライヤ
３と高域フィルタ６とによって、高域シフト手段２０が
構成されている。
【００２６】上記パルスカウント式ＦＭ復調器７から
は、図２（ｄ）に示すように、中心周波数７9.６ＭＨ
ｚ、帯域２４ＭＨｚのＦＭキャリアが出力される。この
出力には、帯域１２ＭＨｚの復調信号成分と２逓倍（第
２高調波）ＦＭキャリア、６逓倍（第６高調波）ＦＭキ
ャリアなどが混在している。このＦＭキャリアは、前述
したダブラを使用するときよりもＦＭキャリアの帯域幅
は広がらず、ＦＭキャリアの低域側波帯スペクトルと復
調映像信号帯域との間に充分な周波数間隙を有してい
る。このＦＭキャリアから復調信号成分のみ取出すため
に、図１に示すように、カットオフ周波数１３ＭＨｚの
低域フィルタ８に入力し、これによって、ＴＣＩ信号が
復調される。この場合、上記のようにＦＭキャリアの低
域側波帯スペクトルと復調映像信号帯域との間の周波数
間隙が広いことから、ＦＭ復調信号にＦＭキャリアの下
側波帯成分を殆ど混入させずに復調することが可能であ
り、この結果、復調後の波形歪みが低減される。なお、
上記パルスカウント式ＦＭ復調器７への入力ＦＭキャリ
アに偶数高調波成分あるいは低調波成分が含まれている
と、出力には上記以外の高調波成分が発生すると同時
に、復調信号の歪み成分も発生するので、入力キャリア
歪みは充分に抑制されたものとなっている。
は、図２（ｄ）に示すように、中心周波数７9.６ＭＨ
ｚ、帯域２４ＭＨｚのＦＭキャリアが出力される。この
出力には、帯域１２ＭＨｚの復調信号成分と２逓倍（第
２高調波）ＦＭキャリア、６逓倍（第６高調波）ＦＭキ
ャリアなどが混在している。このＦＭキャリアは、前述
したダブラを使用するときよりもＦＭキャリアの帯域幅
は広がらず、ＦＭキャリアの低域側波帯スペクトルと復
調映像信号帯域との間に充分な周波数間隙を有してい
る。このＦＭキャリアから復調信号成分のみ取出すため
に、図１に示すように、カットオフ周波数１３ＭＨｚの
低域フィルタ８に入力し、これによって、ＴＣＩ信号が
復調される。この場合、上記のようにＦＭキャリアの低
域側波帯スペクトルと復調映像信号帯域との間の周波数
間隙が広いことから、ＦＭ復調信号にＦＭキャリアの下
側波帯成分を殆ど混入させずに復調することが可能であ
り、この結果、復調後の波形歪みが低減される。なお、
上記パルスカウント式ＦＭ復調器７への入力ＦＭキャリ
アに偶数高調波成分あるいは低調波成分が含まれている
と、出力には上記以外の高調波成分が発生すると同時
に、復調信号の歪み成分も発生するので、入力キャリア
歪みは充分に抑制されたものとなっている。
【００２７】一方、前記ヘッドアンプ・イコライザ２か
らの再生ＦＭキャリアは、基準バースト検出器９にも入
力され、この基準バースト検出器９で、前記したＦＭキ
ャリアリセット記録方式による記録時に基準位相にリセ
ットされた水平パルス尖端部対応ＦＭキャリア部の抽出
が行われ、これに基づいてバースト信号の検出が行われ
る。さらに、上記水平パルス尖端部対応ＦＭキャリア部
でのジッタが検出され、この検出結果に基づく書込トリ
ガが発生される。この書込トリガに基づいて、上記低域
フィルタ８から出力される復調映像信号がタイムベース
コレクタ（ＴＢＣ）回路１０に入力され、このタイムベ
ースコレクタ１０にて時間軸補正が行われた後、図示し
ないＴＣＩデコーダに送られ、前記同様に、Ｙ・ＰR ・
ＰB ３チャネルベースバンド信号が復元される。
らの再生ＦＭキャリアは、基準バースト検出器９にも入
力され、この基準バースト検出器９で、前記したＦＭキ
ャリアリセット記録方式による記録時に基準位相にリセ
ットされた水平パルス尖端部対応ＦＭキャリア部の抽出
が行われ、これに基づいてバースト信号の検出が行われ
る。さらに、上記水平パルス尖端部対応ＦＭキャリア部
でのジッタが検出され、この検出結果に基づく書込トリ
ガが発生される。この書込トリガに基づいて、上記低域
フィルタ８から出力される復調映像信号がタイムベース
コレクタ（ＴＢＣ）回路１０に入力され、このタイムベ
ースコレクタ１０にて時間軸補正が行われた後、図示し
ないＴＣＩデコーダに送られ、前記同様に、Ｙ・ＰR ・
ＰB ３チャネルベースバンド信号が復元される。
【００２８】上記構成においては、基準バースト検出器
９が、ジッタ補正手段としての機能を兼用している。す
なわち、上記基準バースト検出器９においては、ＦＭキ
ャリアがアナログマルチプライヤ３にて高域にシフトさ
れる前の信号で、水平パルス尖端部対応ＦＭキャリア部
を抽出し、この段階で検出されるジッタに基づいてタイ
ムベースコレクタ回路１０への復調ＴＣＩ信号の書込み
を補正することで、ＦＭ復調映像信号のジッタの補正が
行われるようになっているが、以下、このように高域シ
フト変換前の信号に基づいてジッタの補正を行い得る点
について説明する。
９が、ジッタ補正手段としての機能を兼用している。す
なわち、上記基準バースト検出器９においては、ＦＭキ
ャリアがアナログマルチプライヤ３にて高域にシフトさ
れる前の信号で、水平パルス尖端部対応ＦＭキャリア部
を抽出し、この段階で検出されるジッタに基づいてタイ
ムベースコレクタ回路１０への復調ＴＣＩ信号の書込み
を補正することで、ＦＭ復調映像信号のジッタの補正が
行われるようになっているが、以下、このように高域シ
フト変換前の信号に基づいてジッタの補正を行い得る点
について説明する。
【００２９】いま、変調時の入力信号Ｓ（ｔ）を単一周
波数ｆP 、振幅ａをもつ一定余弦波信号とし、時刻ｔに
おいて、 Ｓ（ｔ）＝ａ・ｃｏｓ（２πｆP ｔ） で表されるものとすると、このＳ（ｔ）で振幅Ａc 、中
心周波数ｆc のキャリアを周波数偏移Δｆの条件で周波
数変調して得られるＦＭキャリアＦC （ｔ）は、 ＦC （ｔ）＝Ａc ｃｏｓ｛２πｆc ｔ ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ（２πｆP ｔ）｝ そして、上記を再生して得られる再生ＦＭキャリアは、
一般に時間ゆらぎ、つまり、ジッタしているが、このジ
ッタΔｔが存在する再生ＦＭキャリアをＦC（ｔ＋Δ
ｔ）とすると、 ＦC （ｔ＋Δｔ）＝Ａc ｃｏｓ〔２πｆc （ｔ＋Δｔ） ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 となる。
波数ｆP 、振幅ａをもつ一定余弦波信号とし、時刻ｔに
おいて、 Ｓ（ｔ）＝ａ・ｃｏｓ（２πｆP ｔ） で表されるものとすると、このＳ（ｔ）で振幅Ａc 、中
心周波数ｆc のキャリアを周波数偏移Δｆの条件で周波
数変調して得られるＦＭキャリアＦC （ｔ）は、 ＦC （ｔ）＝Ａc ｃｏｓ｛２πｆc ｔ ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ（２πｆP ｔ）｝ そして、上記を再生して得られる再生ＦＭキャリアは、
一般に時間ゆらぎ、つまり、ジッタしているが、このジ
ッタΔｔが存在する再生ＦＭキャリアをＦC（ｔ＋Δ
ｔ）とすると、 ＦC （ｔ＋Δｔ）＝Ａc ｃｏｓ〔２πｆc （ｔ＋Δｔ） ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 となる。
【００３０】一方、マスタクロック発生器４のマスタク
ロックにロックさせた周波数変換用のローカル発振器５
から、周波数ｆ0 、振幅Ａ0 の周波数シフト用余弦波Ｆ
0 （ｔ）、すなわち、 Ｆ0 （ｔ）＝Ａ0 ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ） が周波数変換用アナログマルチプライヤ３に入力されて
いるとすると、その出力Ｇ（ｔ＋Δｔ）は、 Ｇ（ｔ＋Δｔ）＝ＦC （ｔ＋Δｔ）・Ｆ0 （ｔ） ＝Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓ〔２πｆc （ｔ＋Δｔ） ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝＋２πｆ0 ｔ〕 ＋Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓ〔２πｆc （ｔ＋Δｔ） ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝−２πｆ0 ｔ〕 このうち、第１項をＧ1 （ｔ＋Δｔ）として、 Ｇ1 （ｔ＋Δｔ）≡Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓφ１ とすると、Ｇ１ （ｔ＋Δｔ）を高域フィルタ６で取出
してＦＭ復調、つまり、周波数弁別を行って得られる復
調出力Ｈ1 は、 Ｈ1 （ｔ＋Δｔ）＝ｄφ1 ／ｄｔ ＝２π〔ｆ0 ＋｛１＋ｄ（Δｔ）／ｄｔ｝ ×｛ｆc ＋Δｆｃｏｓ（２πｆP （ｔ＋Δｔ））｝〕 となる。
ロックにロックさせた周波数変換用のローカル発振器５
から、周波数ｆ0 、振幅Ａ0 の周波数シフト用余弦波Ｆ
0 （ｔ）、すなわち、 Ｆ0 （ｔ）＝Ａ0 ｃｏｓ（２πｆ0 ｔ） が周波数変換用アナログマルチプライヤ３に入力されて
いるとすると、その出力Ｇ（ｔ＋Δｔ）は、 Ｇ（ｔ＋Δｔ）＝ＦC （ｔ＋Δｔ）・Ｆ0 （ｔ） ＝Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓ〔２πｆc （ｔ＋Δｔ） ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝＋２πｆ0 ｔ〕 ＋Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓ〔２πｆc （ｔ＋Δｔ） ＋Δｆ／ｆP ・ｓｉｎ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝−２πｆ0 ｔ〕 このうち、第１項をＧ1 （ｔ＋Δｔ）として、 Ｇ1 （ｔ＋Δｔ）≡Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓφ１ とすると、Ｇ１ （ｔ＋Δｔ）を高域フィルタ６で取出
してＦＭ復調、つまり、周波数弁別を行って得られる復
調出力Ｈ1 は、 Ｈ1 （ｔ＋Δｔ）＝ｄφ1 ／ｄｔ ＝２π〔ｆ0 ＋｛１＋ｄ（Δｔ）／ｄｔ｝ ×｛ｆc ＋Δｆｃｏｓ（２πｆP （ｔ＋Δｔ））｝〕 となる。
【００３１】ここで、時間ゆらぎΔｔは、テープ走行ゆ
らぎ、及びテープの伸縮によって生ずる。走行機構に起
因するジッタスペクトルは数１００Ｈｚ以下で、テープ
の伸縮に起因するジッタスペクトルは数ｋＨｚに達する
が、スペクトル強度は周波数に反比例して低下するの
で、通常、ｄ（Δｔ）／ｄｔ≪１としてよい。故に、 Ｈ1 （ｔ＋Δｔ）≒２π〔ｆ0 ＋ｆc ＋Δｆｃｏｓ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 一方、水平パルス尖端部対応キャリアをＦs （ｔ）と
し、その周波数をｆs とすると、 Ｆs （ｔ）＝Ａc ｃｏｓ（２πｆs ｔ） このＦＭキャリアも再生時には同様の時間ゆらぎΔｔを
もつ。
らぎ、及びテープの伸縮によって生ずる。走行機構に起
因するジッタスペクトルは数１００Ｈｚ以下で、テープ
の伸縮に起因するジッタスペクトルは数ｋＨｚに達する
が、スペクトル強度は周波数に反比例して低下するの
で、通常、ｄ（Δｔ）／ｄｔ≪１としてよい。故に、 Ｈ1 （ｔ＋Δｔ）≒２π〔ｆ0 ＋ｆc ＋Δｆｃｏｓ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 一方、水平パルス尖端部対応キャリアをＦs （ｔ）と
し、その周波数をｆs とすると、 Ｆs （ｔ）＝Ａc ｃｏｓ（２πｆs ｔ） このＦＭキャリアも再生時には同様の時間ゆらぎΔｔを
もつ。
【００３２】
Ｆs （ｔ＋Δｔ）＝Ａc ｃｏｓ｛２πｆs （ｔ＋Δｔ）｝
したがって、高域シフトＦＭキャリアを復調して得たＴ
ＣＩ信号のジッタ補正用基準信号として、高域シフト変
換前のＦs （ｔ＋Δｔ）を使用することにより、ジッタ
補正が可能である。
ＣＩ信号のジッタ補正用基準信号として、高域シフト変
換前のＦs （ｔ＋Δｔ）を使用することにより、ジッタ
補正が可能である。
【００３３】また、周波数変換用のローカル発振器５の
周波数を水平周波数の整数倍に設定し、再生Ｈに常に位
相同期していれば、周波数変換用アナログマルチプライ
ヤ３でのキャリヤリークが例えばＤＵ比３０ｄＢ程度で
も、これは常に再生画面と位相同期しているためにモア
レは静止し、このため、視覚上大きな妨害にはならな
い。
周波数を水平周波数の整数倍に設定し、再生Ｈに常に位
相同期していれば、周波数変換用アナログマルチプライ
ヤ３でのキャリヤリークが例えばＤＵ比３０ｄＢ程度で
も、これは常に再生画面と位相同期しているためにモア
レは静止し、このため、視覚上大きな妨害にはならな
い。
【００３４】〔実施例２〕前記の実施例では、周波数変
換用ローカル発振器５をマスタクロック発生器４にロッ
クさせた構成を挙げて説明したが、次に、図３に示すよ
うに、周波数変換用ローカル発振器５を基準バースト検
出器９からのジッタ補正用信号にロックさせた構成につ
いて説明する。
換用ローカル発振器５をマスタクロック発生器４にロッ
クさせた構成を挙げて説明したが、次に、図３に示すよ
うに、周波数変換用ローカル発振器５を基準バースト検
出器９からのジッタ補正用信号にロックさせた構成につ
いて説明する。
【００３５】この場合、図のように、ヘッドアンプ・イ
コライザ２からの再生ＦＭキャリアが入力される基準バ
ースト検出器９から、ジッタ補正信号が出力され、この
信号にロックされたローカル発振器５からの出力がアナ
ログマルチプライヤ３に入力されると共に、さらにタイ
ムベースコレクタ回路１０に書込クロックとして入力さ
れるように構成されている。また、上記ジッタ補正信号
は、タイムベースコレクタ回路１０に書込トリガとして
入力される。
コライザ２からの再生ＦＭキャリアが入力される基準バ
ースト検出器９から、ジッタ補正信号が出力され、この
信号にロックされたローカル発振器５からの出力がアナ
ログマルチプライヤ３に入力されると共に、さらにタイ
ムベースコレクタ回路１０に書込クロックとして入力さ
れるように構成されている。また、上記ジッタ補正信号
は、タイムベースコレクタ回路１０に書込トリガとして
入力される。
【００３６】上記構成においては、周波数変換用ローカ
ル発振器５の出力は、 Ｆ0 （ｔ＋Δｔ）＝Ａ0 ｃｏｓ｛２πｆ0 （ｔ＋Δｔ）｝ となる。このときの復調出力をＨ1 （ｔ＋Δｔ）として
前記実施例と同様に計算すると、 Ｈ1 （ｔ＋Δｔ）＝２π｛１＋ｄ（Δｔ）／ｄｔ｝ ×〔ｆ0 ＋ｆc ＋Δｆｃｏｓ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 ≒２π〔ｆ0 ＋ｆc ＋Δｆｃｏｓ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 したがって、この場合も前記実施例と同様にジッタ補正
が可能である。
ル発振器５の出力は、 Ｆ0 （ｔ＋Δｔ）＝Ａ0 ｃｏｓ｛２πｆ0 （ｔ＋Δｔ）｝ となる。このときの復調出力をＨ1 （ｔ＋Δｔ）として
前記実施例と同様に計算すると、 Ｈ1 （ｔ＋Δｔ）＝２π｛１＋ｄ（Δｔ）／ｄｔ｝ ×〔ｆ0 ＋ｆc ＋Δｆｃｏｓ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 ≒２π〔ｆ0 ＋ｆc ＋Δｆｃｏｓ｛２πｆP （ｔ＋Δｔ）｝〕 したがって、この場合も前記実施例と同様にジッタ補正
が可能である。
【００３７】〔実施例３〕さらに、図４に示すように、
ヘッドアンプ・イコライザ２からの再生ＦＭキャリア、
すなわち、前記した高域シフト変換前のＦs（ｔ＋Δ
ｔ）を使用し、基準バースト検出器９から出力されるジ
ッタ補正信号で周波数変換用ローカル発振器５をロック
させておいて、このローカル発振器５からの出力を書込
クロックとしてタイムベースコレクタ回路１０に入力す
る一方、高域フィルタ６の出力、すなわち、Ｆs （ｔ＋
Δｔ）の高域シフト信号からＦＭキャリアの水平パルス
尖端部対応キャリアを抽出する第２基準バースト検出器
１５を設け、この検出器１５でジッタ補正基準信号を発
生させてタイムベースコレクタ回路１０に書込トリガと
して入力させる構成とすることも可能である。
ヘッドアンプ・イコライザ２からの再生ＦＭキャリア、
すなわち、前記した高域シフト変換前のＦs（ｔ＋Δ
ｔ）を使用し、基準バースト検出器９から出力されるジ
ッタ補正信号で周波数変換用ローカル発振器５をロック
させておいて、このローカル発振器５からの出力を書込
クロックとしてタイムベースコレクタ回路１０に入力す
る一方、高域フィルタ６の出力、すなわち、Ｆs （ｔ＋
Δｔ）の高域シフト信号からＦＭキャリアの水平パルス
尖端部対応キャリアを抽出する第２基準バースト検出器
１５を設け、この検出器１５でジッタ補正基準信号を発
生させてタイムベースコレクタ回路１０に書込トリガと
して入力させる構成とすることも可能である。
【００３８】この場合、Ｆs （ｔ＋Δｔ）の高域シフト
信号をＧS （ｔ＋Δｔ）とすると、 ＧS （ｔ＋Δｔ）＝Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓ｛２π（ｆ0 ＋ｆs ） ×（ｔ＋Δｔ）｝ したがって、このＧS （ｔ＋Δｔ）を使用してジッタを
検出することにより、タイムベースコレクタ回路１０で
のジッタの補正を行うことができる。
信号をＧS （ｔ＋Δｔ）とすると、 ＧS （ｔ＋Δｔ）＝Ａc Ａ0 ／２・ｃｏｓ｛２π（ｆ0 ＋ｆs ） ×（ｔ＋Δｔ）｝ したがって、このＧS （ｔ＋Δｔ）を使用してジッタを
検出することにより、タイムベースコレクタ回路１０で
のジッタの補正を行うことができる。
【００３９】
【発明の効果】以上のように、本発明の請求項１記載の
磁気記録再生装置は、記録信号を再生して得られるＦＭ
キャリアの帯域幅をほぼ維持してこのＦＭキャリアを高
域周波数にシフトし、パルスカウント式ＦＭ復調器に入
力する高域周波数シフト手段が設けられている構成であ
る。
磁気記録再生装置は、記録信号を再生して得られるＦＭ
キャリアの帯域幅をほぼ維持してこのＦＭキャリアを高
域周波数にシフトし、パルスカウント式ＦＭ復調器に入
力する高域周波数シフト手段が設けられている構成であ
る。
【００４０】これにより、ＦＭ復調映像信号に混入する
ＦＭキャリアの下側波帯成分が少なくなるので、復調後
の波形歪みが低減され、良好な画像を再生することがで
きるという効果を奏する。
ＦＭキャリアの下側波帯成分が少なくなるので、復調後
の波形歪みが低減され、良好な画像を再生することがで
きるという効果を奏する。
【００４１】また、請求項２記載の磁気記録再生装置
は、上記ＦＭキャリアに含まれたリセットキャリア部を
抽出し、この抽出信号に基づいてＦＭ復調映像信号のジ
ッタを補正するジッタ補正手段が設けられている構成で
ある。
は、上記ＦＭキャリアに含まれたリセットキャリア部を
抽出し、この抽出信号に基づいてＦＭ復調映像信号のジ
ッタを補正するジッタ補正手段が設けられている構成で
ある。
【００４２】これにより、ＦＭキャリアに含まれたリセ
ットキャリア部に基づきＦＭ復調映像信号のジッタの補
正も併せて行われるので、復調後の波形歪みの低減と共
に、ジッタも低減された良好な画像を再生することがで
きるという効果を奏する。
ットキャリア部に基づきＦＭ復調映像信号のジッタの補
正も併せて行われるので、復調後の波形歪みの低減と共
に、ジッタも低減された良好な画像を再生することがで
きるという効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例における磁気記録再生装置の
要部構成を示すブロック図である。
要部構成を示すブロック図である。
【図２】上記構成において復調される過程でのＦＭキャ
リアのスペクトル分布の変化を示すものであって、同図
（ａ）はヘッドアンプ・イコライザから、同図（ｂ）は
アナログマルチプライヤから、同図（ｃ）は高域フィル
タから、同図（ｄ）はパルスカウント式ＦＭ復調器から
それぞれ出力されるＦＭキャリアのスペクトル分布を示
すグラフである。
リアのスペクトル分布の変化を示すものであって、同図
（ａ）はヘッドアンプ・イコライザから、同図（ｂ）は
アナログマルチプライヤから、同図（ｃ）は高域フィル
タから、同図（ｄ）はパルスカウント式ＦＭ復調器から
それぞれ出力されるＦＭキャリアのスペクトル分布を示
すグラフである。
【図３】本発明の他の実施例における磁気記録再生装置
の要部構成を示すブロック図である。
の要部構成を示すブロック図である。
【図４】本発明のさらに他の実施例における磁気記録再
生装置の要部構成を示すブロック図である。
生装置の要部構成を示すブロック図である。
【図５】２チャネル分割ＴＣＩエンコーダ・デコーダを
備えるベースバンド記録ハイビジョンＶＴＲシステムの
構成を示すブロック図である。
備えるベースバンド記録ハイビジョンＶＴＲシステムの
構成を示すブロック図である。
【図６】ハイビジョンベースバンド信号と色差線順次Ｔ
ＣＩ信号との関係を示すタイミングチャートである。
ＣＩ信号との関係を示すタイミングチャートである。
【図７】従来のハイビジョンＴＣＩ信号記録用ＦＭキャ
リア復調時のスペクトル分布の変化を示すものであっ
て、同図（ａ）は磁気テープから再生される再生ＦＭキ
ャリア、同図（ｂ）は上記再生ＦＭキャリアをダブラに
入力して得られるＦＭキャリア、同図（ｃ）は上記ダブ
ラの出力をパルスカウント式ＦＭ復調器に入力して得ら
れるＦＭキャリアの各スペクトル分布を示すグラフであ
る。
リア復調時のスペクトル分布の変化を示すものであっ
て、同図（ａ）は磁気テープから再生される再生ＦＭキ
ャリア、同図（ｂ）は上記再生ＦＭキャリアをダブラに
入力して得られるＦＭキャリア、同図（ｃ）は上記ダブ
ラの出力をパルスカウント式ＦＭ復調器に入力して得ら
れるＦＭキャリアの各スペクトル分布を示すグラフであ
る。
【図８】従来の低域シフト記録方式によるハイビジョン
ＴＣＩ信号記録用ＦＭキャリア復調時のスペクトル分布
の変化を示すものであって、同図（ａ）は磁気テープか
ら再生される再生ＦＭキャリア、同図（ｂ）は上記再生
ＦＭキャリアをダブラに入力して得られるＦＭキャリ
ア、同図（ｃ）は上記ダブラの出力をパルスカウント式
ＦＭ復調器に入力して得られるＦＭキャリアの各スペク
トル分布を示すグラフである。
ＴＣＩ信号記録用ＦＭキャリア復調時のスペクトル分布
の変化を示すものであって、同図（ａ）は磁気テープか
ら再生される再生ＦＭキャリア、同図（ｂ）は上記再生
ＦＭキャリアをダブラに入力して得られるＦＭキャリ
ア、同図（ｃ）は上記ダブラの出力をパルスカウント式
ＦＭ復調器に入力して得られるＦＭキャリアの各スペク
トル分布を示すグラフである。
【図９】キャリアリセット記録方式における変調記録を
行うための構成の一例を示すブロック図である。
行うための構成の一例を示すブロック図である。
【図１０】上記キャリアリセット記録方式でのフロント
ポーチ部キャリアのリセット動作を示す説明図である。
ポーチ部キャリアのリセット動作を示す説明図である。
３ アナログマルチプライヤ
５ 周波数変換用ローカル発振器
６ 高域フィルタ
７ パルスカウント式ＦＭ復調器
９ 基準バースト検出器（ジッタ補正手段）
２０ 高域周波数シフト手段
Claims (2)
- 【請求項１】キャリアリセット記録方式によって記録さ
れた記録信号を再生して得られるＦＭキャリアをＦＭ復
調するためのパルスカウント式ＦＭ復調器が設けられて
いる磁気記録再生装置において、 上記ＦＭキャリアの帯域幅をほぼ維持してこのＦＭキャ
リアを高域周波数にシフトし、上記パルスカウント式Ｆ
Ｍ復調器に入力する高域周波数シフト手段が設けられて
いることを特徴とする磁気記録再生装置。 - 【請求項２】上記ＦＭキャリアに含まれたリセットキャ
リア部を抽出し、この抽出信号に基づいてＦＭ復調映像
信号のジッタを補正するジッタ補正手段が設けられてい
ることを特徴とする請求項１記載の磁気記録再生装置。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3169914A JP3053910B2 (ja) | 1991-07-10 | 1991-07-10 | 磁気再生装置 |
| US07/910,757 US5377053A (en) | 1991-07-10 | 1992-07-08 | Magnetic reproduction apparatus for reproducing a video signal |
| CA002073519A CA2073519C (en) | 1991-07-10 | 1992-07-09 | Magnetic reproduction apparatus |
| KR1019920012195A KR960006332B1 (ko) | 1991-07-10 | 1992-07-09 | 자기 재생 장치 |
| DE69217750T DE69217750T2 (de) | 1991-07-10 | 1992-07-10 | Magnetisches Wiedergabegerät |
| ES92306346T ES2097880T3 (es) | 1991-07-10 | 1992-07-10 | Aparato de reproduccion magnetica. |
| EP92306346A EP0522867B1 (en) | 1991-07-10 | 1992-07-10 | Magnetic reproduction apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3169914A JP3053910B2 (ja) | 1991-07-10 | 1991-07-10 | 磁気再生装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0520787A true JPH0520787A (ja) | 1993-01-29 |
| JP3053910B2 JP3053910B2 (ja) | 2000-06-19 |
Family
ID=15895302
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3169914A Expired - Lifetime JP3053910B2 (ja) | 1991-07-10 | 1991-07-10 | 磁気再生装置 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5377053A (ja) |
| EP (1) | EP0522867B1 (ja) |
| JP (1) | JP3053910B2 (ja) |
| KR (1) | KR960006332B1 (ja) |
| CA (1) | CA2073519C (ja) |
| DE (1) | DE69217750T2 (ja) |
| ES (1) | ES2097880T3 (ja) |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPS58161595A (ja) * | 1982-03-19 | 1983-09-26 | Toshiba Corp | カラ−テレビジヨン信号変換回路 |
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| US4591930A (en) * | 1983-09-23 | 1986-05-27 | Eastman Kodak Company | Signal processing for high resolution electronic still camera |
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| JPH01264492A (ja) * | 1988-04-15 | 1989-10-20 | Sharp Corp | Ｖｔｒ記録再生映像信号のジッタ検出装置 |
| JPS6482572A (en) * | 1987-09-24 | 1989-03-28 | Mitsubishi Electric Corp | Gaas solar cell |
| JPH01305785A (ja) * | 1988-06-03 | 1989-12-11 | Sharp Corp | ジッタ補正装置 |
| US4987491A (en) * | 1989-01-20 | 1991-01-22 | Sanyo Electric Co., Ltd. | Jitter compensation circuit for processing jitter components of reproduced video signal |
| US5062005A (en) * | 1989-02-01 | 1991-10-29 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Videodisc reproducing apparatus |
| JPH02218278A (ja) * | 1989-02-20 | 1990-08-30 | Sony Corp | Ｆｍ変調回路 |
| JP2507821B2 (ja) * | 1990-03-13 | 1996-06-19 | シャープ株式会社 | キャリアリセットｆｍ変調器 |
| JPH0481181A (ja) * | 1990-07-23 | 1992-03-13 | Sony Corp | ビデオディスク再生装置 |
-
1991
- 1991-07-10 JP JP3169914A patent/JP3053910B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1992
- 1992-07-08 US US07/910,757 patent/US5377053A/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-09 CA CA002073519A patent/CA2073519C/en not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-09 KR KR1019920012195A patent/KR960006332B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1992-07-10 DE DE69217750T patent/DE69217750T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-07-10 EP EP92306346A patent/EP0522867B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-07-10 ES ES92306346T patent/ES2097880T3/es not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0522867A3 (en) | 1993-07-07 |
| DE69217750D1 (de) | 1997-04-10 |
| EP0522867A2 (en) | 1993-01-13 |
| ES2097880T3 (es) | 1997-04-16 |
| US5377053A (en) | 1994-12-27 |
| EP0522867B1 (en) | 1997-03-05 |
| JP3053910B2 (ja) | 2000-06-19 |
| CA2073519A1 (en) | 1993-01-11 |
| KR960006332B1 (ko) | 1996-05-13 |
| DE69217750T2 (de) | 1997-09-04 |
| KR930003017A (ko) | 1993-02-23 |
| CA2073519C (en) | 1997-01-21 |
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